JP2010136584A - 電動機の磁極位置推定装置 - Google Patents

Abstract

【課題】直流側電流センサによってモータの各相電流を推定する場合にモータの回転速度および磁極位置を適切に推定する。
【解決手段】相電流推定部２３は、搬送波信号の１周期中でのキャリア頂点に対して対称な電圧パターン内のそれぞれにおいて、キャリア頂点に対して対称なタイミングで相電流の各１点の電流値を推定し、各１点からなる２点のタイミングでの電流値に基づき所定タイミングでの相電流の電流値を算出し、３相の相電流毎の所定タイミングを同期化する。磁極位置誤差推定部４６は、ｄｑ座標系に対するγδ座標系の位相差Δθｅをモータ１１が発生する誘起電圧が回転速度によって変化することを利用して推定する際に、相電流推定部２３により同期化された所定タイミングでの電圧方程式により位相差Δθｅを算出する。回転速度−磁極位置演算部４７は位相差Δθｅから磁極位置推定値θｅを演算する。
【選択図】図５

Description

本発明は、電動機の磁極位置推定装置に関する。

従来、例えばｄｑ座標系に対して位相差を有するγδ座標系でのγ軸電流およびδ軸電流とモータのモデルに基づいて算出した各軸のモデル電流との電流偏差から、モータの回転速度を推定する装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
特開平０８−３０８２８６号公報

ところで、上記従来技術に係る装置においては、モータの各相電流を検出する相電流センサから出力される検出値に基づきγδ座標系でのγ軸電流およびδ軸電流を取得しており、相電流センサによる検出タイミングは、モータのモデルが基準としているタイミングと一致している。
しかしながら、上記従来技術に係る装置において相電流センサを省略し、モータを駆動するインバータの直流側電流を検出する直流側電流センサによってモータの各相電流を推定する場合には、推定される各相電流のタイミングと、モータのモデルが基準としているタイミングとが異なることから、モータの回転速度を適切に推定することが困難になるという問題が生じる。
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、直流側電流センサによってモータの各相電流を推定する場合であっても、モータの回転速度および磁極位置を適切に推定することが可能な電動機の磁極位置推定装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決して係る目的を達成するために、本発明の第１態様に係る電動機の磁極位置推定装置は、パルス幅変調信号により３相交流の電動機（例えば、実施の形態でのモータ１１）への通電を順次転流させるインバータ（例えば、実施の形態でのインバータ１３）と、前記パルス幅変調信号を搬送波信号により生成するパルス幅変調信号生成手段（例えば、実施の形態でのＰＷＭ信号生成部２５）と、前記インバータの直流側電流を検出する直流側電流センサ（例えば、実施の形態での直流側電流センサ３１）と、前記直流側電流センサにより検出された前記直流側電流に基づいて相電流を推定する相電流推定手段（例えば、実施の形態での相電流推定部２３）と、ｄｑ座標系に対して位相差を有するγδ座標系を設定し、前記相電流推定手段により推定された前記相電流に応じた実電流（例えば、実施の形態でのγ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδ）と前記電動機の所定モデルの電圧方程式に応じたモデル電流（例えば、実施の形態でのγ軸モデル電流ＩγＭ及びδ軸モデル電流ＩδＭ）との電流偏差に基づき前記位相差を算出する位相差算出手段（例えば、実施の形態での磁極位置誤差推定部４６）と、前記位相差算出手段により算出された前記位相差に基づき前記電動機の磁極位置を演算する磁極位置演算手段（例えば、実施の形態での回転速度−磁極位置演算部４７）とを備え、前記相電流推定手段は、前記搬送波信号の１周期中での最大値または最小値のキャリア頂点に対して対称な電圧パターン内のそれぞれにおいて、前記キャリア頂点に対して対称なタイミングで前記相電流の各１点の電流値を推定しており、前記相電流推定手段により推定された前記各１点からなる２点のタイミングでの前記電流値に基づき所定タイミングでの前記相電流の電流値を算出する電流値算出手段（例えば、実施の形態での相電流推定部２３が兼ねる）を備え、前記電流値算出手段は、３相の前記相電流毎の前記所定タイミングを同期化しており、前記位相差算出手段は、前記電流値算出手段により同期化された前記所定タイミングでの前記電圧方程式に基づき前記位相差を算出する。

さらに、本発明の第２態様に係る電動機の磁極位置推定装置では、前記電流値算出手段は、前記相電流推定手段により推定された前記各１点からなる２点のタイミングでの前記電流値による平均値を、前記キャリア頂点での前記相電流の電流値として算出しており、前記位相差算出手段は、前記キャリア頂点での前記電圧方程式に基づき前記位相差を算出する。

本発明の第１態様に係る電動機の磁極位置推定装置によれば、相電流推定手段により推定される３相の相電流毎の電流値は所定タイミングに同期化され、さらに、電動機の所定モデルの電圧方程式は所定タイミングを基準とすることから、相電流に応じた実電流と電圧方程式に応じたモデル電流とのタイミングが一致し、位相差および磁極位置を適切に算出することができる。

さらに、本発明の第２態様に係る電動機の磁極位置推定装置によれば、所定タイミングをキャリア頂点とすることから、雑音に起因する誤差を低減しつつ、３相の相電流毎の電流値の推定精度を向上させることができ、電動機の磁極位置を精度良く推定することができる。

以下、本発明の電動機の磁極位置推定装置の実施形態について添付図面を参照しながら説明する。
この実施形態による電動機の磁極位置推定装置１０（以下、単に、磁極位置推定装置１０と呼ぶ）は、電動機の相電流推定装置１０ａ（以下、単に、相電流推定装置１０ａと呼ぶ）を具備している。相電流推定装置１０ａは、例えば３相交流のブラシレスＤＣモータ１１（以下、単に、モータ１１と呼ぶ）に通電される各相電流を推定し、このモータ１１は、界磁に利用する永久磁石を有する回転子（図示略）と、この回転子を回転させる回転磁界を発生する固定子（図示略）とを備えて構成されている。そして、磁極位置推定装置１０は、モータ１１の磁極位置（つまり、所定の基準回転位置からの回転子の磁極の回転角度）を推定する。
相電流推定装置１０ａは、例えば図１に示すように、バッテリ１２を直流電源とするインバータ１３と、モータ制御装置１４とを備えて構成されている。

この３相（例えば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相）交流のモータ１１の駆動はモータ制御装置１４から出力される制御指令を受けてインバータ１３によりおこなわれる。
インバータ１３は、スイッチング素子（例えば、ＭＯＳＦＥＴ：Metal Oxide Semi-conductor Field Effect Transistor）を複数用いてブリッジ接続してなるブリッジ回路１３ａと平滑コンデンサＣとを具備し、このブリッジ回路１３ａがパルス幅変調（ＰＷＭ）された信号によって駆動される。

このブリッジ回路１３ａでは、例えば各相毎に対をなすハイ側およびロー側Ｕ相トランジスタＵＨ，ＵＬと、ハイ側およびロー側Ｖ相トランジスタＶＨ，ＶＬと、ハイ側およびロー側Ｗ相トランジスタＷＨ，ＷＬとがブリッジ接続されている。そして、各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨはドレインがバッテリ１２の正極側端子に接続されてハイサイドアームを構成し、各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬはソースがバッテリ１２の接地された負極側端子に接続されてローサイドアームを構成している。そして、各相毎に、ハイサイドアームの各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨのソースはローサイドアームの各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬのドレインに接続され、各トランジスタＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬのドレイン−ソース間には、ソースからドレインに向けて順方向となるようにして、各ダイオードＤＵＨ，ＤＵＬ，ＤＶＨ，ＤＶＬ，ＤＷＨ，ＤＷＬが接続されている。

インバータ１３は、例えばモータ１１の駆動時等においてモータ制御装置１４から出力されて各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬのゲートに入力されるスイッチング指令であるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）に基づき、各相毎に対をなす各トランジスタのオン（導通）／オフ（遮断）状態を切り替えることによって、バッテリ１２から供給される直流電力を３相交流電力に変換し、３相のステータ巻線への通電を順次転流させることで、各相のステータ巻線に交流のＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを通電する。

モータ制御装置１４は、後述するように、回転直交座標をなすγ−δ座標上で電流のフィードバック制御（ベクトル制御）を行うものであり、指令γ軸電流Ｉγｃ及び指令δ軸電流Ｉδｃを演算し、指令γ軸電流Ｉγｃ及び指令δ軸電流Ｉδｃに基づいて各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出し、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに応じてインバータ１３に対するゲート信号であるＰＷＭ信号を出力する。そして、実際にインバータ１３からモータ１１に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをγ−δ座標上に変換して得たγ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδと、指令γ軸電流Ｉγｃ及び指令δ軸電流Ｉδｃとの各偏差がゼロとなるように制御をおこなう。

モータ制御装置１４は、例えば電流センサＩ／Ｆ（インターフェース）２１と、過電流保護装置２２と、相電流推定部２３と、制御装置２４と、ＰＷＭ信号生成部２５とを備えて構成されている。
電流センサＩ／Ｆ（インターフェース）２１は、インバータ１３のブリッジ回路１３ａとバッテリ１２の負極側端子との間において、インバータ１３のブリッジ回路１３ａの直流側電流Ｉｄｃを検出する直流側電流センサ３１に接続され、直流側電流センサ３１から出力される検出信号を過電流保護装置２２および相電流推定部２３に出力する。
なお、直流側電流センサ３１はインバータ１３のブリッジ回路１３ａとバッテリ１２の正極側端子との間に配置されてもよい。

過電流保護装置２２は、直流側電流センサ３１により検出される直流側電流Ｉｄｃに応じて所定の過電流保護の動作をおこなう。
相電流推定部２３は、ＰＷＭ信号生成部２５から出力されるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）に応じた検出タイミングで直流側電流センサ３１により検出される直流側電流Ｉｄｃに基づき、実際にインバータ１３からモータ１１に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを推定する。なお、この相電流推定部２３の動作の詳細は後述する。

制御装置２４は、例えば図４に示すように、実際のモータ１１が有する回転直交座標のｄ−ｑ軸に対して、実際の回転角と推定または指定した回転角との差である位相差Δθｅおよび回転速度ωｅを有する回転直交座標のγ−δ軸を設定し、このγ−δ座標上で電流のフィードバック制御（ベクトル制御）をおこなう。
制御装置２４は、指令γ軸電流Ｉγｃ及び指令δ軸電流Ｉδｃを生成し、指令γ軸電流Ｉγｃ及び指令δ軸電流Ｉδｃに基づいて各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出し、ＰＷＭ信号生成部２５に出力する。
また、制御装置２４は、相電流推定部２３から出力される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをγδ座標上に変換して得たγ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδと、指令γ軸電流Ｉγｃ及び指令δ軸電流Ｉδｃとの各偏差がゼロとなるように電流のフィードバック制御（ベクトル制御）をおこなう。
なお、この制御装置２４の動作の詳細は後述する。

ＰＷＭ信号生成部２５は、正弦波状の電流を３相のステータ巻線に通電するために、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと、三角波などのキャリア信号とを比較して、インバータ１３の各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬをオン／オフ駆動させるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）を生成する。そして、インバータ１３において３相の各相毎に対をなす各トランジスタのオン（導通）／オフ（遮断）状態を切り替えることによって、バッテリ１２から供給される直流電力を３相交流電力に変換し、３相のモータ１１の各ステータ巻線への通電を順次転流させることで、各ステータ巻線に交流のＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを通電する。

ＰＷＭ信号生成部２５からインバータ１３に入力されるゲート信号は、各相毎に対をなす各トランジスタＵＨ，ＵＬおよびＶＨ，ＶＬおよびＷＨ，ＷＬのオン／オフ状態の組み合わせに応じて、例えば下記表１および図２（Ａ）〜（Ｈ）に示すように、８通りの各スイッチング状態Ｓ１〜Ｓ８（つまり、６０度ずつ位相が異なる基本電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の状態）に応じたＰＷＭ（パルス幅変調）信号となる。なお、下記表１においては、ハイ側（Ｈｉｇｈ）およびロー側（Ｌｏｗ）の各トランジスタのうちオン状態となるトランジスタを示しており、図２（Ａ）〜（Ｈ）においてはオン状態となるトランジスタが網掛け表示されている。
そして、インバータ１３のブリッジ回路１３ａの直流側には各スイッチング状態Ｓ１〜Ｓ８に応じて断続的に各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが発生し、直流側電流センサ３１により検出される直流側電流Ｉｄｃは、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの何れかひとつ、あるいは、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの何れかひとつの符号が反転したもの、あるいは、ゼロとなる。

相電流推定部２３は、例えば、三角波などのキャリア信号の１周期の期間において、上述した各スイッチング状態Ｓ２〜Ｓ７（つまり、６０度ずつ位相が異なる基本電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の状態）のうちの所定の２組の状態において直流側電流センサ３１により検出される直流側電流Ｉｄｃから３相の相電流のうち２相の相電流を取得する。そして、これらの２相の相電流に基づき、３相の相電流のうち他の１相の相電流を推定する。そして、直流側電流センサ３１により検出される直流側電流Ｉｄｃから推定して得た３相の相電流の各推定値を制御装置２４に出力する。

例えば図３に示すように、三角波のキャリア信号を用いた３相変調時においては、三角波のキャリア（搬送波）信号の谷側の頂点（キャリア頂点）に対して対称な電圧パターンでのキャリア信号の１周期Ｔｓの期間において、２相分の各相電流の検出値を２回取得することができる。
つまり、相電流推定部２３は、キャリア頂点に対して対称な２回の基本電圧ベクトルＶ１の状態において、キャリア頂点に対して対称な時刻ｔｕ１，ｔｕ２（つまり、谷側のキャリア頂点の時刻ｔｐに対して、同一の時間間隔Ｔ１を有する時刻であって、直流側電流検出タイミング）で直流側電流センサ３１により検出される直流側電流Ｉｄｃから、第１Ｕ相電流Ｉｕ１および第２Ｕ相電流Ｉｕ２を取得し、さらに、キャリア頂点に対して対称な２回の基本電圧ベクトルＶ３の状態において、キャリア頂点に対して対称な時刻ｔｗ１，ｔｗ２（つまり、谷側のキャリア頂点の時刻ｔｐに対して、同一の時間間隔Ｔ２を有する時刻であって、直流側電流検出タイミング）で直流側電流センサ３１により検出される直流側電流Ｉｄｃから、第１Ｗ相電流Ｉｗ１および第２Ｗ相電流Ｉｗ２を取得する。

そして、相電流推定部２３は、各相毎に、各相電流Ｉｕ１，Ｉｕ２およびＩｗ１，Ｉｗ２に基づき平均値を算出し、各平均値を谷側のキャリア頂点の時刻ｔｐ（つまり、推定相電流同期化タイミング）での電流値とする。これにより、２相の相電流（つまり、Ｕ相電流およびＷ相電流）の電流値のタイミングが、直流側電流検出タイミング（つまり、各時刻ｔｕ１，ｔｕ２，ｔｗ１，ｔｗ２）から谷側のキャリア頂点の時刻ｔｐ（推定相電流同期化タイミング）に同期化される。
そして、相電流推定部２３は、同一タイミングでの各相電流の電流値の総和はゼロであることを用いて、２相の相電流（例えば、Ｕ相電流およびＷ相電流）の電流値（つまり、谷側のキャリア頂点の時刻ｔｐでの電流値）から、他の１相の相電流（例えば、Ｖ相電流）の電流値を算出する。これにより、３相の相電流の電流値のタイミングが谷側のキャリア頂点の時刻ｔｐに同期化される。
なお、相電流推定部２３は、各相電流Ｉｕ１，Ｉｕ２およびＩｗ１，Ｉｗ２に基づき平均値を算出して、２相の相電流から他の１相の相電流を推定するとしたが、これに限定されず、他の推定方法によって各相電流を推定してもよい。

制御装置２４は、例えば図５に示すように、速度制御部４１と、指令電流生成部４２と、電流制御部４３と、γδ−３相変換部４４と、３相−γδ変換部４５と、磁極位置誤差推定部４６と、回転速度−磁極位置演算部４７と、電気角−機械角変換部４８とを備えて構成されている。

速度制御部４１は、外部から入力される回転速度指令値ωｒｃに基づき、例えば電気角−機械角変換部４８から出力される回転速度ωｒ（機械角）に応じたクローズループ制御により、トルク指令Ｔｃを演算する。そして、トルク指令Ｔｃを出力する。
なお、制御装置２４は、この速度制御部４１の代わりにトルク制御部を備え、トルク制御を実行してもよい。

指令電流生成部４２は、速度制御部４１から出力されるトルク指令Ｔｃに基づき指令δ軸電流Ｉδｃを演算する。そして、指令δ軸電流Ｉδｃに基づき、指令γ軸電流Ｉγｃを演算し、指令δ軸電流Ｉδｃおよび指令γ軸電流Ｉγｃを出力する。

電流制御部４３は、指令電流生成部４２から出力される指令γ軸電流Ｉγｃと３相−γδ変換部４５から出力されるγ軸電流Ｉγとの偏差ΔＩγを算出し、指令電流生成部４２から出力される指令δ軸電流Ｉδｃと３相−γδ変換部４５から出力されるδ軸電流Ｉδとの偏差ΔＩδを算出する。そして、例えばＰＩ（比例・積分）動作などにより、偏差ΔＩγを制御増幅してγ軸電圧指令値Ｖγを算出し、偏差ΔＩδを制御増幅してδ軸電圧指令値Ｖδを算出する。そして、γ軸電圧指令値Ｖγおよびδ軸電圧指令値Ｖδを出力する。

γδ−３相変換部４４は、回転速度−磁極位置演算部４７から出力されるモータ１１の磁極位置推定値θｅにより、γ−δ座標上でのγ軸電圧指令値Ｖγおよびδ軸電圧指令値Ｖδを、静止座標である３相交流座標上での電圧指令値であるＵ相電圧指令ＶｕおよびＶ相電圧指令ＶｖおよびＷ相電圧指令Ｖｗに変換する。
３相−γδ変換部４５は、回転速度−磁極位置演算部４７から出力されるモータ１１の磁極位置推定値θｅにより、相電流推定部２３から出力される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの推定値を、γ−δ座標上でのγ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδに変換する。

磁極位置誤差推定部４６は、例えば、電流制御部４３から出力されるγ軸電圧指令値Ｖγ及びδ軸電圧指令値Ｖδと、３相−γδ変換部４５から出力されるγ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδとに基づき、モータ１１の回転時にモータ１１が発生する誘起電圧が回転速度によって変化することを利用して位相差Δθｅを推定する。

磁極位置誤差推定部４６は、例えば図６に示すように、モータモデル電流演算部５１と、γ軸電流偏差算出部５２ａおよびδ軸電流偏差算出部５２ｂと、磁極位置誤差演算部５３とを備えて構成されている。

モータモデル電流演算部５１は、電流制御部４３から出力されるγ軸電圧指令値Ｖγ及びδ軸電圧指令値Ｖδを用いて、モータ１１の所定モデルの電圧方程式によりγ軸モデル電流ＩγＭ及びδ軸モデル電流ＩδＭを算出し、各モデル電流ＩγＭ，ＩδＭを出力する。
先ず、以下に、モータ１１の所定モデルの電圧方程式について説明する。
γδ座標系でのモータ１１の電圧方程式（つまり、連続時間での電圧方程式）は、例えば、γ軸電圧指令値Ｖγ及びδ軸電圧指令値Ｖδと、巻線抵抗Ｒと、微分演算子ｐと、ｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑと、位相差Δθｅと、回転速度推定値ωｅと、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑと、永久磁石の磁束成分（誘起電圧定数）φとにより、例えば下記数式（１）に示すように記述される。

上記数式（１）において、磁極位置および回転速度に係る項を外乱として削除すると、モータ１１の簡易的な電圧方程式は、下記数式（２）に示すように記述される。

ところで、３相−γδ変換部４５から出力されるγ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδは、相電流推定部２３から出力される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの推定値が座標変換されたものであるから、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの推定値と同等のタイミング、つまり図３に示す谷側のキャリア頂点の時刻ｔｐ（推定相電流同期化タイミング）での値を有している。
これに対して、電流制御部４３から出力されるγ軸電圧指令値Ｖγ及びδ軸電圧指令値Ｖδは、モータ制御装置１４により実行される電流のフィードバック制御の制御周期に応じたタイミング、つまり図３に示す山側のキャリア頂点の時刻ｔｓ（例えば、各相電流を直接的に検出する相電流センサを備える比較例において各相電流が検出されるタイミングであって、実相電流検出タイミング）での値を有している。
従って、電流制御部４３から出力されるγ軸電圧指令値Ｖγ及びδ軸電圧指令値Ｖδのタイミングを、３相−γδ変換部４５から出力されるγ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδのタイミングに同期化させると、図３に示す谷側のキャリア頂点の時刻ｔｐ（推定相電流同期化タイミング）でのγ軸電圧指令値Ｖγ及びδ軸電圧指令値Ｖδは、例えば下記数式（３）に示すように記述される。なお、下記数式（３）において、任意の自然数ｎ，ｍは、それぞれ同一の任意の制御周期での山側のキャリア頂点に対応するインデックスと谷側のキャリア頂点に対応するインデックスである。

連続時間での簡易的な電圧方程式である上記数式（２）を、例えばオイラー近似を用いて図３に示す谷側のキャリア頂点の時刻ｔｐ（推定相電流同期化タイミング）で離散化し、さらに上記数式（３）を適用すると、離散時間状態方程式は、キャリア信号の１周期Ｔｓにより、例えば下記数式（４）に示すように記述される。

モータモデル電流演算部５１は、電流制御部４３から出力されるγ軸電圧指令値Ｖγ及びδ軸電圧指令値Ｖδ、つまり図３に示す山側のキャリア頂点の時刻ｔｓ（実相電流検出タイミング）での値を有する（ｎ−１）番目，（ｎ−２）番目のγ軸電圧指令値Ｖγ[ｎ−１]，Ｖγ[ｎ−２]及びδ軸電圧指令値Ｖδ[ｎ−１]，Ｖδ[ｎ−２]を用いて、上記数式（４）に示すモータ１１の所定モデルの電圧方程式により、図３に示す谷側のキャリア頂点の時刻ｔｐ（推定相電流同期化タイミング）での値を有する（ｍ）番目のγ軸モデル電流ＩγＭ[ｍ]及びδ軸モデル電流ＩδＭ[ｍ]を算出し、各モデル電流ＩγＭ[ｍ]，ＩδＭ[ｍ]を出力する。

γ軸電流偏差算出部５２ａおよびδ軸電流偏差算出部５２ｂは、例えば下記数式（５）に示すように、図３に示す谷側のキャリア頂点の時刻ｔｐ（推定相電流同期化タイミング）の（ｍ）番目で、３相−γδ変換部４５から出力されるγ軸電流Ｉγ[ｍ]及びδ軸電流Ｉδ[ｍ]と、モータモデル電流演算部５１から出力される各モデル電流ＩγＭ[ｍ]，ＩδＭ[ｍ]との各電流偏差ΔＩγＭ[ｍ]，ΔＩδＭ[ｍ]を算出し、各電流偏差ΔＩγＭ[ｍ]，ΔＩδＭ[ｍ]を出力する。

磁極位置誤差演算部５３は、例えば、γ軸電流偏差算出部５２ａおよびδ軸電流偏差算出部５２ｂから出力される（ｍ）番目での各電流偏差ΔＩγＭ[ｍ]，ΔＩδＭ[ｍ]と、（ｍ−１）番目での回転速度推定値ωｅ[ｍ−１]と、３相−γδ変換部４５から出力される（ｍ−１）番目でのγ軸電流Ｉγ[ｍ−１]及びδ軸電流Ｉδ[ｍ−１]と、予め既知とされるモータ１１の電気的回路定数（つまり、各インダクタンスＬｄ，Ｌｑおよびキャリア信号の１周期Ｔｓ）とにより、下記数式（６）に基づき、（ｍ）番目での位相差Δθｅを算出する。そして、位相差Δθｅを出力する。
なお、下記数式（６）は、上記数式（１）に示すモータ１１の電圧方程式を離散化して得た離散時間状態方程式と、上記数式（４）に示すモータ１１の所定モデルの電圧方程式、つまりモータ１１の簡易的な電圧方程式を離散化して得た離散時間状態方程式とに基づき算出される。

回転速度−磁極位置演算部４７は、磁極位置誤差推定部４６から出力される位相差Δθｅに基づき、ＰＬＬ（Phase-locked loop）による位相同期処理をおこなう。

位相同期部５６は、位相同期処理として、例えばＰＩ（比例・積分）動作を実行し、例えば下記数式（７）に示すように記述される伝達関数Ｇｅ（ｓ）に基づき、比例ゲインＫｐおよび積分ゲインＫｉにより、例えば下記数式（８）に示すようにして、位相差Δθｅから回転速度推定値ωｅを演算する。そして、回転速度推定値ωｅを出力する。

積分演算部５７は、例えば下記数式（９）に示すように、位相同期部５６から出力される回転速度推定値ωｅを積分して磁極位置推定値θｅを演算する。そして、磁極位置推定値θｅを出力する。

なお、回転速度−磁極位置演算部４７は、ＰＩ動作に限定されず、例えば図８および下記数式（１０）に示す変形例のように、位相差Δθｅを入力値とする同一次元オブザーバによる追従演算処理を実行して、回転速度推定値ωｅ及び磁極位置推定値θｅを演算してもよい。

電気角−機械角変換部４８は、モータ１１の極対数ｑに応じて、回転速度−磁極位置演算部４７から出力される回転速度推定値ωｅを回転速度ωｒ（機械角）に変換し、回転速度ωｒ（機械角）を出力する。

上述したように、本実施形態による電動機の磁極位置推定装置１０によれば、相電流推定部２３により推定される３相の各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの電流値は同一の所定タイミングに同期化され、さらに、モータ１１の所定モデルの電圧方程式は、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの電流値と同一の所定タイミングを基準とすることから、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに応じたγ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδと、電圧方程式に応じた各モデル電流ＩγＭ，ＩδＭとのタイミングが一致し、位相差Δθｅおよび磁極位置推定値θｅを適切に算出することができる。
しかも、同期化される所定タイミングをキャリア頂点とすることから、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの推定時において雑音に起因する誤差を低減しつつ、３相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ毎の推定精度を向上させることができる。これにより、モータ１１の磁極位置推定値θｅを精度良く推定することができる。

なお、上述した実施の形態において、磁極位置誤差推定部４６は、モータ１１の回転時にモータ１１が発生する誘起電圧が回転速度によって変化することを利用して位相差Δθｅを推定するとしたが、これに限定されず、例えば電流制御部４３から出力されるγ軸電圧指令値Ｖγ及びδ軸電圧指令値Ｖδに高調波電圧を印加し、インダクタンスが磁極位置により変化することを利用して位相差Δθｅを推定してもよい。この場合においても、モータ１１の所定モデルの電圧方程式が、３相−γδ変換部４５から出力されるγ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδと同一のタイミングで同期化されていればよい。

なお、上述した実施の形態において、相電流推定部２３は、三角波のキャリア信号を用いた３相変調時に対して、キャリア信号の１周期Ｔｓの期間において２相分の各相電流の検出値から各相毎に平均値を算出し、各平均値を谷側のキャリア頂点の時刻Ｔｓ／２での電流値とするとしたが、これに限定されず、例えば２相変調時に対しても、キャリア信号の１周期Ｔｓの期間において２相分の各相電流の検出値から各相毎に平均値を算出し、各平均値を谷側のキャリア頂点の時刻Ｔｓ／２での電流値としてもよい。なお、相電流推定部２３は、２相分の各相電流の検出値から各相毎に平均値を算出して、２相の相電流から他の１相の相電流を推定するとしたが、これに限定されず、他の推定方法によって各相電流を推定してもよい。

本発明の実施形態に係る電動機の磁極位置推定装置の構成図である。 図１に示すインバータの各スイッチング状態Ｓ１〜Ｓ８を示す図である。 本発明の実施形態に係る搬送波と各トランジスタＵＨ，ＵＬおよびＶＨ，ＶＬおよびＷＨ，ＷＬのオン／オフのパターンと各相電流の検出タイミングの例を示す図である。 本発明の実施形態に係る回転直交座標のγ−δ軸およびｄ−ｑ軸の一例を示す図である。 本発明の実施形態に係る電動機の磁極位置推定装置の構成図である。 図５に示す磁極位置誤差推定部の構成図である。 図５に示す回転速度−磁極位置演算部の構成図である。 本発明の実施形態の変形例に係る回転速度−磁極位置演算部の構成図である。

符号の説明

１０ 電動機の磁極位置推定装置
１１ モータ
１３ インバータ
２３ 相電流推定部（相電流推定手段、電流値算出手段）
２４ 制御装置
２５ ＰＷＭ信号生成部（パルス幅変調信号生成手段）
３１ 直流側電流センサ
４６ 磁極位置誤差推定部（位相差算出手段）
４７ 回転速度−磁極位置演算部（磁極位置演算手段）

Claims (2)

1. パルス幅変調信号により３相交流の電動機への通電を順次転流させるインバータと、前記パルス幅変調信号を搬送波信号により生成するパルス幅変調信号生成手段と、前記インバータの直流側電流を検出する直流側電流センサと、前記直流側電流センサにより検出された前記直流側電流に基づいて相電流を推定する相電流推定手段と、
   ｄｑ座標系に対して位相差を有するγδ座標系を設定し、前記相電流推定手段により推定された前記相電流に応じた実電流と前記電動機の所定モデルの電圧方程式に応じたモデル電流との電流偏差に基づき前記位相差を算出する位相差算出手段と、前記位相差算出手段により算出された前記位相差に基づき前記電動機の磁極位置を演算する磁極位置演算手段とを備え、
   前記相電流推定手段は、前記搬送波信号の１周期中での最大値または最小値のキャリア頂点に対して対称な電圧パターン内のそれぞれにおいて、前記キャリア頂点に対して対称なタイミングで前記相電流の各１点の電流値を推定しており、
   前記相電流推定手段により推定された前記各１点からなる２点のタイミングでの前記電流値に基づき所定タイミングでの前記相電流の電流値を算出する電流値算出手段を備え、
   前記電流値算出手段は、３相の前記相電流毎の前記所定タイミングを同期化しており、
   前記位相差算出手段は、前記電流値算出手段により同期化された前記所定タイミングでの前記電圧方程式に基づき前記位相差を算出することを特徴とする電動機の磁極位置推定装置。
2. 前記電流値算出手段は、前記相電流推定手段により推定された前記各１点からなる２点のタイミングでの前記電流値による平均値を、前記キャリア頂点での前記相電流の電流値として算出しており、
   前記位相差算出手段は、前記キャリア頂点での前記電圧方程式に基づき前記位相差を算出することを特徴とする請求項１に記載の電動機の磁極位置推定装置。

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