JP2013225954A - 回転機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電動機１０の各相の機器定数にばらつきが生じる場合、各相の電流の振幅値にばらつきが生じ、ひいては電動機にトルクリップルが生じるおそれがあること。
【解決手段】指令電圧設定部２４では、トルク指令値Ｔｒｑ＊とするための開ループ操作量としての指令電圧ｖｄ＊，ｖｑ＊を設定する。指令電圧ｖｄ＊，ｖｑ＊は、３相変換部２６によって３相の指令電圧ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に変換された後、乗算部８２，８４，８６によってその振幅値が補正される。この補正は、母線電流ＩＤＣに基づき検出される相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの絶対値を、指令電流ｉｕ＊，ｉｖ＊，ｉｗ＊の絶対値にフィードバック制御するための操作量によってなされる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、回転機のトルクおよび回転速度の少なくとも一方を有した制御量を制御すべく、前記回転機の端子に交流電圧を印加する交流電圧印加手段を操作する回転機の制御装置に関する。

たとえば下記特許文献１には、電動機の回転速度に比例したフィードフォワード操作量としてのインバータの出力電圧を、インバータの負極側直流母線を流れる電流のピーク値に応じてフィードバック補正するものも提案されている。

特開２００８−２２８４７６号公報

ところで、上記の場合、電動機の各相の機器定数にばらつきが生じると、各相の電流の振幅値にばらつきが生じ、ひいては電動機にトルクリップルが生じる。

本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、回転機のトルクおよび回転速度の少なくとも一方を有した制御量を制御すべく、前記回転機の端子に交流電圧を印加する交流電圧印加手段を操作する新たな回転機の制御装置の提供にある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、回転機（１０）のトルクおよび回転速度の少なくとも一方を有した制御量を制御すべく、前記回転機の端子に交流電圧を印加する交流電圧印加手段（ＩＮＶ）を操作する操作手段（２０）を備え、前記操作手段は、前記制御量の指令値を入力とし、前記制御量の開ループ操作量としての指令電圧を設定する指令電圧設定手段（２２，２４）と、前記回転機の各端子を流れる電流の大きさに基づき、前記指令電圧についての前記交流電圧印加手段の出力端子のそれぞれの成分を個別に補正する振幅補正手段（２２，５０〜５６、６２〜６６，７０〜８６）と、を備えることを特徴とする。

上記発明では、振幅補正手段を備えることで、指令電圧設定手段が開ループ操作量として指令電圧を設定するにもかかわらず、回転機の各端子を流れる電流の振幅値のばらつきを低減することができる。

なお、本発明にかかる以下の代表的な実施形態に関する概念の拡張については、代表的な実施形態の後の「その他の実施形態」の欄に記載してある。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかる位相補正部の処理手順を示す流れ図。 インバータのスイッチングモードと母線電流との関係を示す図。 同実施形態の効果を示すタイムチャート。 同実施形態の効果を示すタイムチャート。 第２の実施形態にかかるシステム構成図。

＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる回転機の制御装置を車載電動パワーステアリングに搭載される電動機の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかる電動機の制御システムの全体構成を示す。電動機１０は、３相の同期機である。詳しくは、電動機１０は、表面磁石同期機（ＳＰＭＳＭ）である。

電動機１０は、インバータＩＮＶを介してバッテリ１２に接続されている。インバータＩＮＶは、スイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎ（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）の直列接続体を３組備えており、これら各直列接続体の接続点（インバータＩＮＶの出力端子）のそれぞれが電動機１０のＵ，Ｖ，Ｗ相のそれぞれの端子に接続されている。これらスイッチング素子Ｓ￥＃（￥＝ｕ，ｖ，ｗ；＃＝ｐ，ｎ）として、本実施形態では、ＮチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタが用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤ￥＃が逆並列に接続されている。なお、ダイオードＤ￥＃は、スイッチング素子Ｓ￥＃のボディーダイオードであってもよい。

本実施形態では、電動機１０やインバータＩＮＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まず電動機１０の回転角度（電気角θ）を検出する回転角度センサ１４を備えている。また、インバータＩＮＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）を検出する電圧センサ１６を備えている。さらに、インバータＩＮＶの入力端子（ここでは、負極側直流母線Ｌｎに接続される負極側入力端子）を流れる電流（母線電流ＩＤＣ）を検出する電流センサ１８を備えている。ちなみに、電流センサ１８としては、負極側直流母線Ｌｎに直列接続されるシャント抵抗と、その両端の電位差を検出する手段とを備えて構成してもよい。

加えて、スイッチング素子Ｓ￥ｐの流通経路の両端部（ソースおよびドレイン間の電圧）の電位差の極性を検出するコンパレータ３０，３２，３４を備えている。

上記各種センサの検出値や、コンパレータ３０〜３４の出力信号Ｃ￥は、制御装置２０に取り込まれる。制御装置２０では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＮＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＮＶのスイッチング素子Ｓ￥＃を操作する信号が、操作信号ｇ￥＃である。

図には、制御装置２０の行なう処理をブロック図で示してある。以下、これについて説明する。

指令電流設定部２２は、トルク指令値Ｔｒｑ＊を入力とし、電動機１０のトルクがトルク指令値Ｔｒｑ＊となるうえで要求される電流を指令値（指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊）として設定する。

指令電圧設定部２４は、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊と、速度算出部２３から出力される電気角速度ωとを入力とし、電動機１０を流れる電流を指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊とするうえでの開ループ操作量（指令電圧ｖｄ＊、ｖｑ＊）を設定する。ここでは、以下の式（ｃ１），（ｃ２）によって表現される電圧方程式を用いて指令電圧ｖｄ＊，ｖｑ＊を設定する。
ｖｄ＊＝Ｒ・ｉｄ＋Ｌ・（ｄｉｄ＊／ｄｔ）−ω・Ｌ・ｉｑ＊ …（ｃ１）
ｖｑ＊＝Ｒ・ｉｑ＋Ｌ・（ｄｉｑ＊／ｄｔ）＋ω・Ｌ・ｉｄ＊＋ω・φ …（ｃ２）
３相変換部２６では、指令電圧ｖｄ＊，ｖｑ＊を電動機１０の各端子に対する電圧の指令値（指令電圧ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊）に設定する。

操作信号生成部２８では、指令電圧ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に応じた信号を、電源電圧ＶＤＣによって規格化したＤｕｔｙ信号Ｄ￥＃と、三角波形状のキャリアとの大小比較に基づき、スイッチング素子Ｓ￥＃の操作信号ｇ￥＃を生成する。詳しくは、大小比較に基づき論理Ｈおよび論理Ｌが定まるＰＷＭ信号ｇ￥の立ち上がりエッジをデッドタイムだけ遅延させることで上側アームの操作信号ｇ￥ｐを生成する。また、ＰＷＭ信号ｇ￥の論理反転信号の立ち上がりエッジをデッドタイムだけ遅延させることで下側アームの操作信号ｇ￥ｎを生成する。

本実施形態では、上述した開ループ制御が基本となるものの、電動機１０のトルクリップルを低減することなどを狙って、次の２つの処理を行なう。第１の処理は、電動機１０を流れる電流の位相を指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊の位相にフィードバック制御する位相補償処理であり、第２の処理は、電動機１０の各端子を流れる電流ｉ￥の振幅のばらつきを低減する振幅補正処理である。以下、これについて説明する。

まず、始めに、位相補償処理について説明する。

位相操作部４０は、コンパレータ３０〜３４の出力信号Ｃ￥を入力とし、３相変換部２６の入力となる回転角度θを補正する補正量Δθを算出する。図２に、位相操作部４０の行なう処理の詳細を示す。この処理は、たとえば所定周期でくり返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、スイッチング素子Ｓ￥＃がオン状態とされている期間について、出力信号Ｃ￥が論理反転したか否かを判断する。この処理は、電動機１０の相電流ｉ￥の極性の反転タイミングを検出するためのものである。すなわち、相電流ｉ￥を流れる電流の極性が反転すると、スイッチング素子Ｓ￥＃の両端の電位差の極性が反転する。なお、スイッチング素子Ｓ￥＃がオン状態とされている期間は、操作信号生成部２８から位相操作部４０に入力されるスイッチングモード情報に基づき把握される。ここでスイッチングモードとは、インバータＩＮＶを構成するスイッチング素子Ｓ￥＃のそれぞれがオン状態であるかオフ状態であるかを表現するものである。

そして反転タイミングであると判断される場合、ステップＳ１２において、そのときの回転角度θを、反転位相θ０￥として記憶する。そして、ステップＳ１４においては、反転位相指令値θ０￥＊からステップＳ１２において記憶された反転位相θ０￥を減算することで、偏差Δθ￥を算出する。ここで、反転位相指令値θ０ｕ＊は、０度または１８０度であり、反転位相指令値θ０ｖ＊は、３０度または２１０度であり、反転位相指令値θ０ｗ＊は、１５０度または３３０度である。これは、本実施形態では、ｄ軸の指令電流ｉｄ＊をゼロとしたことと対応している。なお、たとえば反転位相指令値θ０ｕ＊を、０度とするか１８０度とするかは、実際の回転角度θに応じて定める。すなわち、現在の回転角度θが０度近傍である場合には、０度とし、１８０度近傍である場合には、１８０度とする。ちなみに、偏差Δθ￥を、反転位相指令値θ０￥＊に対して反転位相θ０￥が進角しているか遅角しているかに応じて固定された符号を取るようにすべく、反転位相指令値θ０ｕ＊がゼロである場合であって且つ、反転位相θ０ｕが３５０度以上３６０度未満である場合には、反転位相θ０ｕから３６０度が減算された値を反転位相θ０ｕと定義しなおして偏差Δθ￥を算出することが望ましい。

続くステップＳ１６では、偏差Δθ￥と目標値Δθｔとの差Δを算出する。ここで、目標値θｔは、後述するＰＩＤ制御によって偏差Δθ￥をゼロにフィードバック制御するに際し、相電流ｉ￥の極性の実際の反転タイミングに対するステップＳ１２によって記憶される反転タイミングの遅延を補償するための補償量である。目標値Δθｔは、電気角速度ωが大きいほど、大きい値に設定される。これは、電気角速度ωが大きいほど、相電流ｉ￥の極性の実際の反転タイミングに対するステップＳ１２によって記憶される反転タイミングの遅延量が大きくなることに鑑みたものである。

そして、ステップＳ１８においては、差Δを入力とする比例要素、積分要素、および微分要素の各出力同士の和を、補正量Δθとする。

こうして補正量Δθが算出されると、先の図１に示す位相補正部４２において回転角度θが補正量Δθによって補正され、３相変換部２６に入力される。これにより、３相変換部２６は、指令電圧ｖｄ＊、ｖｑ＊の位相に対して、指令電圧ｖ￥＊の位相を、補正量Δθだけずらして算出することとなる。

次に、振幅補正処理について説明する。

３相変換部５０は、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊を３相の指令電流ｉ￥＊に変換する。指令電流ｉｕ＊は、絶対値算出部５２によってその絶対値に変換され、偏差算出部６２に入力される。指令電流ｉｖ＊は、絶対値算出部５４によって、その絶対値に変換され、偏差算出部６４に入力される。指令電流ｉｗ＊は、絶対値算出部５６によって、その絶対値に変換され、偏差算出部６６に入力される。

一方、母線電流ＩＤＣは、絶対値算出部５８によってその絶対値に変換され、セレクタ６０に入力される。セレクタ６０は、操作信号生成部２８からセレクタ６０に入力されるスイッチングモード情報に基づき、偏差算出部６２，６４，６６のいずれかに母線電流ＩＤＣを選択的に出力する。詳しくは、セレクタ６０では、図３に示す関係を記憶しており、スイッチングモードに基づき、母線電流ＩＤＣの絶対値が相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのいずれの絶対値と等しいかを把握し、偏差算出部６２，６４，６６のうち、等しくなる相に対応するものに、絶対値算出部５８の出力値を出力する。なお、図３において、相電流ｉ￥の符号は、インバータＩＮＶ側からモータジェネレータ１０側に出力される場合を正と定義している。また、セレクタ６０は、本実施形態において、識別手段を構成する。

先の図１に示すフィードバック操作量算出部７０では、偏差算出部６２の出力信号を入力とし、Ｕ相の相電流ｉｕの絶対値を指令電流ｉｕ＊の絶対値にフィードバック制御するための操作量を算出する。フィードバック操作量算出部７２では、偏差算出部６４の出力信号を入力とし、Ｖ相の相電流ｉｖの絶対値を指令電流ｉｖ＊の絶対値にフィードバック制御するための操作量を算出する。フィードバック操作量算出部７４では、偏差算出部６６の出力信号を入力とし、Ｕ相の相電流ｉｗの絶対値を指令電流ｉｗ＊の絶対値にフィードバック制御するための操作量を算出する。本実施形態では、フィードバック操作量算出部７０，７２，７４のそれぞれにおいて、偏差算出部６２，６４，６６のそれぞれの出力信号を入力とする比例要素、積分要素、および微分要素の各出力同士の和として操作量を算出する。

なお、フィードバック操作量算出部７０，７２，７４の時定数は、それらによるフィードバック制御の応答性が、位相操作部４０による位相補償処理の応答性よりも低くなるように設定する。これは指令電流ｉ￥＊の位相と実際の相電流ｉ￥の位相とがずれている場合には、フィードバック操作量算出部７０，７２，７４の出力値が、相電流ｉ￥の振幅を指令電流ｉ￥＊の振幅にフィードバック制御するための適切な値からずれるおそれがあることに鑑みたものである。

加算部７６では、フィードバック操作量算出部７０の出力に「１」を加算し、乗算部８２に出力する。これにより、乗算部８２では、指令電圧ｖｕ＊に加算部７６の出力値を乗算したものを指令電圧ｖｕ＊とする。同様に、加算部７８では、フィードバック操作量算出部７２の出力に「１」を加算し、乗算部８４に出力する。また、加算部８０では、フィードバック操作量算出部７４の出力に「１」を加算し、乗算部８６に出力する。これら乗算部８２，８４，８６のそれぞれでは、指令電圧ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊のそれぞれに加算部７６，７８，８０の出力値のそれぞれを乗算し、これを指令電圧ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊として、操作信号生成部２８に入力する。

ここで、本実施形態では、フィードバック操作量算出部７０〜７４、加算部７６〜８０、および乗算部８２〜８６の協働で、指令電圧ｖ￥＊の振幅補正を良好に行なうことを可能とした。すなわち、相電流ｉ￥は交流であるため、絶対値算出部５８の出力値と、絶対値算出部５２〜５６のそれぞれの出力値との比によって、振幅補正量を定量化する場合には、比の演算において分母がゼロまたはゼロに近づく事態が生じ、これが振幅補正量の算出精度を低下させる要因となる。これに対し、分母が小さくなる場合には比の算出を回避することも可能ではあるが、この場合には、制御が煩雑となる。

図４および図５に、本実施形態の効果を示す。図４（ａ）に示されるように、本実施形態では、相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの振幅をそろえることができるため、トルクリップルを低減することができる。これに対し、図４（ｂ）に、指令電圧設定部２４の出力する指令電圧ｖ￥＊を補正することなく用いる場合を示す。この場合、相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの振幅にばらつきが生じたとしてもこれを解消することができず、ひいてはトルクリップルを解消することができない。

また、図５（ａ）に示されるように、本実施形態では、位相操作部４０を備えることで、実際の相電流ｉｕが指令電流ｉｕ＊に高精度に追従している。

以下、本実施形態の効果のいくつかを記載する。

（１）フィードバック操作量算出部７０〜７４の出力値に加算部７６〜８０によって「１」を加算することで、指令電圧ｖ￥＊の振幅を好適に操作することができる。

（２）フィードバック操作量算出部７０〜７４において、相電流ｉ￥の絶対値を指令電流ｉ￥＊の絶対値にフィードバック制御するための操作量を算出した。このように、絶対値を用いることで、相電流ｉ￥の振幅と指令電流ｉ￥＊の振幅との大小関係と、偏差算出部６２〜６６の出力値の符号とを１対１に対応させることができる。このため、相電流ｉ￥＊の符号を限定することなくフィードバック操作量を算出する場合であっても、フィードバック操作量算出部７０〜７４のゲインの符号を相電流ｉ￥＊の符号に応じて反転させる等の処理を行なう必要が生じない。

（３）位相操作部４０を備えた。これにより、相電流ｉ￥の絶対値を指令電流ｉ￥＊の絶対値にフィードバック制御する際の制御精度を向上させることができる。

（４）偏差Δθ￥の目標値Δθｔを、電気角速度ωが大きいほど大きい値とした（ステップＳ１６）。これにより、ゼロクロスタイミングの検出結果に含まれる遅延を高精度に補償することができる。

（５）相電流ｉ￥のゼロクロスタイミングを、出力信号Ｃ￥に基づき検出した。これにより、ゼロクロスタイミング検出手段を簡素な構成にて実現することができる。

（６）セレクタ６０にスイッチングモード情報を入力した。これにより、母線電流ＩＤＣの絶対値が相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのいずれの絶対値に一致するかを識別することができ、ひいては電流センサ１８を備えるのみで、フィードバック操作量算出部７０〜７４の入力信号を生成することができる。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図６に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図６において、先の図１に示した処理や部材については、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、デッドタイム補償部９０を備える。デッドタイム補償部９０は、コンパレータ３０〜３４の出力信号Ｃ￥と、操作信号生成部２８からデッドタイム補償部９０に入力されるスイッチングモード情報とに基づき、デッドタイム補償のための指令電圧ｖ￥＊の補正量ｄｔ￥を算出する。ここで、出力信号Ｃ￥とスイッチングモード情報とは、相電流ｉ￥を流れる電流の極性を判断するための入力である。すなわちたとえば、スイッチングモード情報に基づきスイッチング素子Ｓ￥ｐがオン状態にあると判断される期間において、出力信号Ｃ￥が論理Ｈである場合、相電流ｉ￥が負であると判断できる。

そして、相電流ｉ￥が負であると判断される場合、デッドタイム期間において上側アームのスイッチング素子Ｓ￥ｐがオン状態とされるのと等価となるため、デッドタイム補正量ｄｔ￥を負の補正量とする。これに対し、相電流ｉ￥が正であると判断される場合、デッドタイム期間において下側アームのスイッチング素子Ｓ￥ｎがオン状態とされるのと等価となるため、デッドタイム補正量ｄｔ￥を正の補正量とする。

なお、デッドタイム補償部９０から出力されるデッドタイム補正量ｄｔ￥は、補正部９２，９４，９６において乗算部８２，８４，８６の出力値に加算され、補正部９２〜９６の出力値が最終的な指令電圧ｖ￥＊として操作信号生成部２８に入力される。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

「指令電圧設定手段について」
電圧方程式を用いるものに限らず、たとえばマップを用いるものであってもよい。またたとえば、制御対象を誘導機として且つ、Ｖ／ｆ制御を行なう場合の出力電圧を算出する手段であってもよい。

「フィードバック操作量算出手段について」
比例要素、積分要素および微分要素の出力同士の和に応じてフィードバック操作量を算出するものに限らない。たとえば、比例要素および積分要素の出力同士の和に応じてフィードバック操作量を算出するものであってもよい。

実電流ｉ￥と指令電流ｉ￥＊とのそれぞれの絶対値同士の差を入力とするものに限らない。たとえば、電気角θと指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊の位相に基づき、実電流ｉ￥の符号を特定し、これに応じてフィードバックゲインの符号を変更する手段であってもよい。

「補正量算出手段について」
加算手段（加算部７６，７８，８０）を備えるものに限らない。たとえば、電気角θと指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊の位相に基づき、実電流ｉ￥がゼロ近傍となる期間を特定し、この期間以外において、実電流ｉ￥を指令電流ｉ￥＊で除算した値をゲイン補正量として用いるものであってもよい。

「振幅補正手段について」
たとえば、各相を流れる電流を検出する手段を備える場合、それら各電流値のピーク値を規格化するための補正量を算出し、これによって各相の指令電圧ｖ￥＊を補正するものであってもよい。

「ゼロクロスタイミング検出手段について」
コンパレータ３０，３２，３４の出力信号Ｃ￥を用いるものに限らない。たとえば、スイッチング素子Ｓ￥ｐの流通経路の両端の電位差を入力とする差動増幅回路と、差動増幅回路の出力電圧と基準電圧とを比較する比較手段とを備えるものであってもよい。ここで、比較手段は、中央処理装置によるソフトウェア処理としてもよい。

またたとえば、上側アームのスイッチング素子Ｓ￥ｐの流通経路の両端の電位差の極性を検出するものに限らず、下側アームのスイッチング素子Ｓ￥ｎの流通経路の両端の電位差の極性を検出するものであってもよい。

さらにたとえば、母線電流ＩＤＣを入力とする手段であってもよい。これは、指令電圧ｖ￥＊をインバータＩＮＶによって模擬するための操作信号ｇ￥＃の生成処理を、空間ベクトル変調によって行ない、この際の変調条件として、１周期の間に、互いに隣接する３つの有効電圧ベクトルに対応するスイッチングモードが選択される旨の条件を設けることで実現することができる。すなわちこの場合、各周期に必ず母線電流ＩＤＣの絶対値が各相の電流の絶対値に等しい期間が生じるため、隣接する周期で相電流の極性反転の有無を母線電流ＩＤＣに基づき判断することができる。ちなみに、互いに隣接する３つの有効電圧ベクトルとゼロ電圧ベクトルとを用いてそれらの１周期における平均電圧を指令電圧ｖｄ＊，ｖｑ＊とするうえでは、３つの有効電圧ベクトルのうちの２つを、指令電圧ｖｄ＊，ｖｑ＊とのなす角度が最も小さくなる２つの有効電圧ベクトルとすることが望ましい。

「位相操作手段について」
差Δを入力とする比例要素、積分要素および微分要素の出力同士の和を位相補正量Δθとして算出するものに限らない。たとえば、比例要素および積分要素の出力同士の和を位相補正量Δθとするものであってもよい。

偏差Δθ￥の目標値Δθｔを電気角速度ωが大きいほど大きくするものに限らない。たとえば、実電流ｉ￥のゼロクロスタイミングと指令電流ｉ￥＊のゼロクロスタイミングとの一対のタイミングのうちの早い方をトリガとし、遅い方となるまでの回転量をカウントする手段を専用のハードウェア手段によって構成するなどして、遅延を抑制することでも同等の効果を得ることができる。

「デッドタイムについて」
スイッチング素子Ｓ￥＃の流通経路の両端の電位差を入力としてデッドタイム補正量を算出するものに限らない。たとえば指令電流ｉ￥＊の極性を入力とするものであってもよい。

「検出対象となる電流について」
負極側の入力端子を流れる電流に限らず、たとえば正極側の入力端子（正極側直流母線Ｌｐに接続される端子）を流れる電流であってもよい。

またたとえば、相電流ｉｕ，ｉｖ等、２相のそれぞれの電流を検出する手段を備えてもよい。この場合、識別手段は不要である。

「実電流ｉ￥の位相補正処理について」
実電流ｉ￥のゼロクロスタイミングを指令電流ｉ￥＊のゼロクロスタイミングにフィードバック制御するものに限らない。たとえば、相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの全ての情報を各ＰＷＭ周期で取得可能である場合、それら相電流ｉ￥のそれぞれに同期した指令電流ｉ￥＊に対する相電流ｉ￥の差の絶対値と比較して、進角補正した指令電流ｉ￥＊に対する相電流ｉ￥の差の絶対値の方が全相において小さい場合、位相補正量Δθを進角側の補正量とするものであってもよい。この場合、相電流ｉ￥のそれぞれに同期した指令電流ｉ￥＊に対する相電流ｉ￥の差の絶対値と比較して、遅角補正した指令電流ｉ￥＊に対する相電流ｉ￥の差の絶対値の方が全相において小さい場合、位相補正量Δθを遅角側の補正量とすればよい。ちなみに、進角補正した指令電流ｉ￥＊は、先の図１に示した３相変換部５０の変換に用いる入力パラメータを電気角θよりも進角させることで算出することができる。

もっとも、ＰＷＭ処理の一周期において用いられるスイッチングモードのうちの有効電圧ベクトルに対応する一対のモードの少なくとも１つが変化する前後のタイミングを利用するなら、相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの全ての情報を各ＰＷＭ周期で取得可能であることは必須ではなくなる。すなわち、この場合、上記前後するタイミングの双方において取得される相電流ｉ￥情報を用いればよい。これにより、相電流ｉ￥のそれぞれに同期した指令電流ｉ￥＊に対する相電流ｉ￥の差の絶対値と比較して、進角補正した指令電流ｉ￥＊に対する相電流ｉ￥の差の絶対値の方が全相において小さいか否か等を判断することができる。

「インバータＩＮＶの出力電圧の位相の操作について」
実電流の位相ずれを直接の入力パラメータとするものに限らない。たとえば、特開２００８−２７８７３６号公報に記載されているように、スイッチングモードが０または７であるときにおける線間電流のゼロクロスタイミングと線間電流の変化量のゼロクロスタイミングとを一致させるようにインバータＩＮＶの出力電圧の位相を操作するものであってもよい。

「交流電圧印加手段について」
回転機の端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路（インバータＩＮＶ）に限らない。たとえば特願２００８−３０８２５号に記載されているように、回転機の各端子に接続されるコンバータであってもよい。

「回転機について」
同期機としては、ＳＰＭＳＭに限らず、ＩＰＭＳＭ等であってもよい。また、同期機に限らないことについては、「指令電圧設定手段について」に記載したとおりである。

回転機としては、電動パワーステアリングに搭載されるものに限らない。ここでは、トルク制御をするものにも限らず、たとえば、回転速度が制御量となるものであってもよい。

１０…電動機、２０…制御装置、２４…指令電圧設定部（指令電圧設定手段の一実施形態）、ＩＮＶ…インバータ（交流電圧印加手段の一実施形態）。

Claims (9)

1. 回転機（１０）のトルクおよび回転速度の少なくとも一方を有した制御量を制御すべく、前記回転機の端子に交流電圧を印加する交流電圧印加手段（ＩＮＶ）を操作する操作手段（２０）を備え、
   前記操作手段は、
   前記制御量の指令値を入力とし、前記制御量の開ループ操作量としての指令電圧を設定する指令電圧設定手段（２２，２４）と、
   前記回転機の各端子を流れる電流の大きさに基づき、前記指令電圧についての前記交流電圧印加手段の出力端子のそれぞれの成分を個別に補正する振幅補正手段（２２，５０〜５６、６２〜６６，７０〜８６）と、
   を備えることを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記振幅補正手段は、
   前記制御量の指令値を入力とし、前記回転機の各端子に対する指令電流を算出する指令電流算出手段（２２，５０）と、
   前記回転機の各端子を流れる電流の検出値の大きさを前記指令電流の大きさにフィードバック制御すべく、前記指令電圧についての前記交流電圧印加手段の出力端子のそれぞれの成分を個別に補正する補正量を算出する補正量算出手段（７０〜８０）と、
   を備えることを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
3. 前記補正量算出手段は、
   前記回転機の各端子を流れる電流の検出値の大きさとその指令値との差を入力とするフィードバック操作量算出手段（７０，７２，７４）と、
   該フィードバック操作量算出手段の出力信号に１を加算する加算手段（７６，７８，８０）と、
   を備え、
   前記振幅補正手段は、前記加算手段の出力値を前記指令電圧についての前記出力端子のそれぞれの成分に乗算する
   ことを特徴とする請求項２記載の回転機の制御装置。
4. 前記フィードバック操作量算出手段は、前記各端子を流れる電流の検出値からその絶対値を算出する手段を備え、前記検出値の絶対値と前記指令電流の絶対値との差を入力とすることを特徴とする請求項３記載の回転機の制御装置。
5. 前記回転機を流れる電流のゼロクロスタイミングを検出するゼロクロスタイミング検出手段（３０，３２，３４，４０）と、
   前記検出されたゼロクロスタイミングと前記指令電流のゼロクロスタイミングとの誤差を目標値に制御すべく、前記指令電圧の位相を操作する位相操作手段（４０）と、
   を備えることを特徴とする請求項２〜４のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
6. 前記交流電圧印加手段は、前記回転機の端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路であり、
   前記ゼロクロスタイミング検出手段は、前記スイッチング素子の流通経路の両端部の電位差の極性の反転検出に基づき、前記ゼロクロスタイミングを検出する
   ことを特徴とする請求項５記載の回転機の制御装置。
7. 前記目標値の絶対値を、前記回転機の回転速度が高いほど大きい値に設定することを特徴とする請求項５または６記載の回転機の制御装置。
8. 前記交流電圧印加手段は、前記回転機の端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路であり、
   前記スイッチング素子の流通経路の両端部の電位差の極性を検出する手段と、
   前記スイッチング素子の流通経路の両端部の電位差の極性の反転検出に基づき、前記指令電圧についての前記交流電圧印加手段の出力端子のそれぞれの成分をデッドタイム補償のために補正するデッドタイム補償手段（９０〜９６）と、
   を備えることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
9. 前記交流電圧印加手段は、前記回転機の端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路であり、
   前記振幅補正手段は、前記直流交流変換回路の正極側入力端子を流れる電流、および負極側入力端子を流れる電流のいずれかの検出値を入力とし、前記直流交流変換回路を構成するスイッチング素子のそれぞれがオンであるかオフであるかを表現するスイッチングモードに基づき、前記検出値が前記回転機のいずれの端子を流れる電流の検出値であるかを識別する識別手段（６０）を備えることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。

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