JP6981272B2 - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、永久磁石式の交流電動機の制御装置に関する。

従来、永久磁石式の交流電動機の制御装置において、永久磁石の磁束を推定する技術が知られている。例えば特許文献１に開示された突極型永久磁石モータの制御装置は、ｑ軸電圧のセンサ値に基づいて永久磁石の磁束を推定し、減磁故障の検出やトルク誤差の補正をする。

特許第２９４３６５７号公報

ここで、特定の交流電動機での基準状態における永久磁石の磁束を基準磁束と定義し、永久磁石の磁束の基準磁束に対する差分を磁束変化量と定義する。特許文献１の従来技術を応用すれば、ｑ軸電圧のセンサ値を用いて磁束変化量を推定することができる。

特許文献１の従来技術に対しｑ軸電圧のセンサ値に代えて電圧指令値を用いることで、センサを廃止することができる。しかし、電圧指令値と、インバータ等の電力変換器から交流電動機に実際に印加される実電圧との間には電圧ずれが生じる。例えば、インバータを構成する同相の上下アームのスイッチング素子が同時にＯＦＦする期間であるデッドタイムや、スイッチング素子の電圧降下等が電圧指令値と実電圧とのずれの要因となる。このような電圧指令値と実電圧とのずれにより、ｑ軸電圧指令値を用いて磁束変化量を推定したとき、推定値に誤差が生じる。

また、特許文献１の従来技術では磁束推定にｑ軸電圧のみを用いｄ軸電圧を用いていない。そのため、電圧センサの検出誤差や、機器定数であるインダクタンスの変化等の影響を受けやすく、推定精度が低下するおそれがある。

本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、電圧指令値に基づいて磁束変化量を精度良く推定する交流電動機の制御装置を提供することにある。

本発明による交流電動機の制御装置は、永久磁石式の交流電動機（８０）の通電を制御する制御装置であって、電圧指令演算部（２４）と、電力変換器（６２）と、磁束変化量推定部（３０）と、を備える。電圧指令演算部は、交流電動機に対するトルク指令に基づいて電圧指令値（Ｖｄ^*、Ｖｑ^*）を演算する。電力変換器は、電圧指令値に基づいて直流電力を交流電力に変換し、交流電動機に供給する。

所定の基準状態における交流電動機の永久磁石の磁束を「基準磁束（φｓｔｄ）」と定義すると、磁束変化量推定部は、永久磁石の磁束の基準磁束に対する差分である「磁束変化量（Δφ）」を推定する。磁束変化量推定部は、電圧指令補正部（３１）と、基準電圧演算部（３７）と、磁束変化量推定値演算部（３８）と、を有する。

電圧指令補正部は、電圧指令値と交流電動機に実際に印加される実電圧との間に生じる電圧誤差を低減するように、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を補正し、ｄ軸補正後電圧指令値及びｑ軸補正後電圧指令値（Ｖｄ^**、Ｖｑ^**）を出力する。

基準電圧演算部は、交流電動機の電気角速度及び電流に基づいて、基準状態で交流電動機に印加されるｄ軸基準電圧（Ｖｄ＿ｓｔｄ）及びｑ軸基準電圧（Ｖｑ＿ｓｔｄ）を演算する。磁束変化量推定値演算部は、ｄ軸補正後電圧指令値に対するｑ軸補正後電圧指令値の比をｄ軸基準電圧に乗じてｑ軸実電圧推定値（［Ｖｑ］）を算出し、ｑ軸実電圧推定値とｑ軸基準電圧との差に基づいて、磁束変化量を推定する。

本発明は、電圧指令補正部により、電圧指令値と実電圧との間に生じる電圧誤差を低減するように電圧指令値を補正することで、センサ値を用いることなく、ｑ軸実電圧を精度良く推定することができる。また、磁束変化量推定値演算部は、ｑ軸電圧に加えてｄ軸電圧の情報を用いて磁束変化量を推定するため、センサ値や機器定数等のずれによる推定誤差への影響を小さくすることができる。具体的に電圧指令補正部は、次のように構成されることで実電圧を精度良く推定することができる。

（１）電力変換器は、複数相の上下アームのスイッチング素子（６３−６８）がブリッジ接続されて構成されており、電圧指令補正部はデッドタイム補正部（３２）を含む。デッドタイム補正部は、同相の上下アームのスイッチング素子が同時にＯＦＦする期間であるデッドタイムにより、電圧指令値と実電圧との間に生じる電圧誤差を補正する。好ましくは、デッドタイム補正部は、交流電動機の電流振幅もしくはトルク指令の値、電力変換器の温度に基づいて、或いは電力変換器の変調方式に応じて、電圧指令値の補正値を変化させる。

（２）電圧指令補正部は電圧降下補正部（３６）を含む。電圧降下補正部は、電力変換器を構成するスイッチング素子の直流電圧降下により、電圧指令値と実電圧との間に生じる電圧誤差を補正する。好ましくは、電圧降下補正部は、電力変換器の温度に基づいて、電圧指令値の補正値を変化させる。

一実施形態のＭＧ制御装置が適用されるＭＧ駆動システムの全体構成図。 一実施形態によるＭＧ制御装置の制御ブロック図。 磁束変化量推定部の制御ブロック図。 （ａ）スイッチング素子の動作を示す図、（ｂ）電圧誤差を説明する図。 三相変調用デッドタイム補正部の実装例の図。 スイッチング素子のＯＮ遅れ、ＯＦＦ遅れ、デッドタイムの関係を示す図。 （ａ）電流−デッドタイム、（ｂ）トルク指令−電流振幅の関係を示す図。 （ａ）ＯＮ遅れ、（ｂ）ＯＦＦ遅れ、（ｃ）デッドタイムの温度特性図。 （ａ）変調方式に応じたデッドタイム補正部の実装例の図、（ｂ）変調方式の切替領域を示すＮ−Ｔ図。 （ａ）二相変調用デッドタイム補正部の実装例の図、（ｂ）パルスパターン用デッドタイム補正部の実装例の図。 （ａ）還流ダイオードの電圧降下、（ｂ）スイッチング素子の電圧降下を示す特性図。 電圧降下補正部の実装例の図。 電圧降下の温度特性図。 基準電圧演算部の実装例の図。 ｄ軸電圧及びｑ軸電圧に基づく磁束変化量の推定を説明する図（１）。 ｄ軸電圧及びｑ軸電圧に基づく磁束変化量の推定を説明する図（２）。 スイッチング素子のＯＦＦ遅れに対する電圧位相の補正を説明する図。 従来技術に基づく磁束変化量の推定を説明する図。

以下、交流電動機の制御装置の一実施形態を図面に基づいて説明する。本実施形態の交流電動機の制御装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車の動力源であるモータジェネレータ（以下「ＭＧ」）を駆動するシステムにおいて、永久磁石式の交流電動機であるＭＧの通電を制御する装置である。実施形態の「ＭＧ」及び「ＭＧ制御装置」は、「交流電動機」及び「交流電動機の制御装置」に相当する。

（一実施形態）
図１を参照し、ＭＧ駆動システム９０の全体構成について説明する。図１においてＭＧ制御装置２０は、一般的な構成に係る部分のみを示し、後述する本実施形態に特有の構成に係る記載を省略する。ＭＧ制御装置２０は、主に電圧指令演算部２４、変調器６１及びインバータ６２を備える。ＭＧ８０は、永久磁石式同期型三相交流電動機である。基本的にはＩＰＭＳＭ（埋込永久磁石型同期モータ）を想定するがＳＰＭＳＭ（表面永久磁石型同期モータ）であってもよい。本実施形態のＭＧ８０は、ハイブリッド自動車の駆動輪を駆動するトルクを発生する電動機としての機能、及び、エンジンや駆動輪から伝達されるトルクを発電によってエネルギー回収する発電機としての機能を兼ね備える。

電流センサ７０は、ＭＧ８０の三相巻線８１、８２、８３のうち二相又は三相に流れる相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出する。なお、二相の電流を検出する構成では、他の一相の電流は、キルヒホッフの法則により算出される。回転角センサ８５は、レゾルバ等の回転角センサであり、ＭＧ８０の電気角θを検出する。

「電力変換器」としてのインバータ６２は、上下アームの６つのスイッチング素子６３−６８がブリッジ接続されている。詳しくは、スイッチング素子６３、６４、６５は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームのスイッチング素子であり、スイッチング素子６６、６７、６８は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の下アームのスイッチング素子である。スイッチング素子６３−６８は、例えばＩＧＢＴで構成され、低電位側から高電位側へ向かう電流を許容する還流ダイオードが並列に接続されている。ＩＧＢＴ及び還流ダイオードは、パワーカードの形態で構成されてもよい。

また、本実施形態では、インバータ温度Ｔ＿ｉｎｖを検出する温度センサ７６が基板等に設けられている。インバータ温度Ｔ＿ｉｎｖは、各スイッチング素子６３−６８の温度として扱われる。ただし、個々のスイッチング素子の温度が感温ダイオード等により検出されてもよい。

平滑コンデンサ１５は、インバータ６２の入力部に設けられ、バッテリ１０から入力される直流電圧Ｖｄｃを平滑化する。なお、バッテリ１０とインバータ６２との間に昇圧コンバータが設けられてもよい。インバータ６２は、ＭＧ制御装置２０から指令されるスイッチングパルス（図中「ＳＷパルス」）信号に従ってスイッチング素子６３−６８が動作することで、直流電力を三相交流電力に変換する。そして、インバータ６２は、三相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、ＶｗをＭＧ８０の各相巻線８１、８２、８３に印加する。

ＭＧ制御装置２０の電圧指令演算部２４及び変調器６１は、マイコン等により構成され、図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、及び、これらの構成を接続するバスライン等を内部に備えている。マイコンは、ＲＯＭ等の実体的なメモリ装置（すなわち、読み出し可能非一時的有形記録媒体）に予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理による制御を実行する。

電圧指令演算部２４は、図示しない上位ＥＣＵからのトルク指令Ｔｒｑ^*、並びに、電流センサ７０及び回転角センサ８５からフィードバックされる相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ、電気角θの情報に基づいて、ＭＧ８０に印加する電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を演算する。変調器６１は、直流電圧Ｖｄｃ、電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*、電気角θ等に基づいてスイッチングパルス信号を生成し、インバータ６２のスイッチング素子６３−６８に指令する。

ＭＧ制御装置２０の構成について、図２を参照して説明する。図２では、電流フィードバック制御により電圧指令値を演算する構成を例示するが、トルクフィードバック制御により電圧指令値を演算する方式に適用されてもよい。ＭＧ制御装置２０は、一般的な電流フィードバック制御の構成として、電圧指令演算部２４、ｄｑ変換部２９、変調器６１、インバータ６２、角速度演算部８６等を含む。また、ＭＧ制御装置２０は、本実施形態に特有の構成として磁束変化量推定部３０を含む。なお、回転座標系のｄｑ座標を用いるベクトル制御は周知技術であり、ＭＧ制御装置２０の制御演算に用いられる電圧、電流は、特にことわらない限り、ｄｑ軸の電圧、電流を表すものとする。

電圧指令演算部２４は、電流指令演算部２１、電流偏差算出部２２、制御器２３を含む。電流指令演算部２１は、トルク指令Ｔｒｑ^*に基づいて、電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*を演算する。電流偏差算出部２２は、電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*と、ｄｑ変換部２９からフィードバックされた電流検出値Ｉｄ、Ｉｑとの電流偏差を算出する。制御器２３は、電流偏差を０に近づけるように、ＰＩ制御により、電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を演算する。ｄｑ変換部２９は、電気角θに基づいて３相電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをｄｑ軸電流値Ｉｄ、Ｉｑにｄｑ変換し、電流偏差算出部２２にフィードバックする。

変調器６１は、直流電圧Ｖｄｃ、電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*、電気角θ等に基づいてスイッチングパルス信号を生成し、インバータ６２に出力する。変調器６１は、変調率やＭＧ８０の回転数−トルク特性に応じて、ＰＷＭ制御による三相変調又は二相変調方式、パルスパターン方式、矩形波制御方式等の変調方式を切り替える。インバータ６２は、変調器６１から出力されるスイッチングパルス信号に従ってスイッチング素子６３−６８が動作することでバッテリ１０の直流電力を交流電力に変換し、ＭＧ８０に供給する。

磁束変化量推定部３０は、基準磁束φｓｔｄに対する現在の永久磁石の磁束の差分である「磁束変化量Δφ」を推定する。ここで、基準磁束φｓｔｄは、所定の基準状態におけるＭＧ８０の永久磁石の磁束と定義される。また、基準状態とは、例えば、「基準となる特定のＭＧが基準温度になっている状態」と定義される。

図２において磁束変化量推定部３０には各種のパラメータが入力される。基本的には、実線で示すように、電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*、電流検出値Ｉｄ、Ｉｑ、及び、角速度演算部８６で電気角θが時間微分された電気角速度ωが入力される。なお、電流検出値Ｉｄ、Ｉｑに代えて、破線で示す電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*が入力されてもよい。また、後述する電圧誤差の補正構成に応じて、二点鎖線矢印で示すトルク指令Ｔｒｑ^*、インバータ温度Ｔ＿ｉｎｖ、変調器６１の変調方式やその他のパラメータが入力される。

次に、本実施形態の磁束変化量推定部３０の構成を説明する前に、特許文献１（特許第２９４３６５７号公報）の従来技術による磁束推定演算について説明する。一般に、ＭＧ８０に印加される電圧と電流との関係は、巻線抵抗Ｒ、ｄｑ軸インダクタンスＬｄ、Ｌｑ、磁石磁束φを用いた式（１）の電圧方程式で表される。

式（１）のｑ軸電圧方程式を磁束φについて整理すると、式（２）が得られる。

ここで、ＭＧ８０が基準状態にあるときの永久磁石の磁束を「基準磁束φｓｔｄ」と定義する。そして、基準磁束φｓｔｄに対する推定対象の磁束φの変化量を磁束変化量Δφ（＝φ−φｓｔｄ）と定義すると、磁束変化量Δφは、式（３）で表される。

また、ＭＧ８０が基準状態にあるとき、すなわち、磁石磁束が基準磁束φｓｔｄであるときにＭＧ８０に印加される電圧を「基準電圧」と定義し、そのｄ軸成分及びｑ軸成分をＶｄ＿ｓｔｄ、Ｖｑ＿ｓｔｄと表す。これに対し、ＭＧ８０に実際に印加される電圧を、以下「実電圧」という。式（１）のｑ軸電圧方程式より、ｑ軸基準電圧Ｖｑ＿ｓｔｄは、式（４．１）で表される。このｑ軸基準電圧Ｖｑ＿ｓｔｄを式（３）に代入し、さらに、式（３）における磁束変化量Δφを磁束変化量推定値Δφｅｓｔと改め、ｑ軸電圧Ｖｑをｑ軸実電圧推定値［Ｖｑ］と改めると、磁束変化量推定値Δφｅｓｔは、式（４．２）で表される。以下、ｑ軸実電圧推定値［Ｖｑ］は、磁束変化量Δφを推定するにあたりｑ軸実電圧とみなされる値を意味する。

図１８において、式（４．１）、（４．２）の関係はＶｄ−Ｖｑ座標上に図示される。実線の太線矢印で示す部分が式（４．１）を反映し、合成ベクトルの終点のｑ軸成分はｑ軸基準電圧Ｖｑ＿ｓｔｄである。また、ブロック矢印で示す部分が式（４．２）を反映し、その終点のｑ軸成分はｑ軸実電圧推定値［Ｖｑ］である。なお、電気角速度ωを乗じる前の「電圧×時間」次元のベクトルは破線矢印で表される。

ところで、ｑ軸実電圧を直接検出するには電圧センサが必要となる。本実施形態では搭載スペースや部品コストの低減のために電圧センサを用いず、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*に基づいてｑ軸実電圧推定値［Ｖｑ］を演算するものとする。しかし、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*とｑ軸実電圧との間には、後述する各種要因によるｑ軸電圧ずれＶｑ＿ｅｒｒが生じる。ｑ軸実電圧推定値［Ｖｑ］をｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*とｑ軸電圧ずれＶｑ＿ｅｒｒとの和で表すと、式（４．２）は、式（５．１）で書き換えられる。また、式（５．２）に示すように、ｑ軸電圧ずれＶｑ＿ｅｒｒを電気角速度ωで除した値が磁束変化量の推定誤差Δφｅｓｔ＿ｅｒｒとなる。

そこで本実施形態では、２ステップのアプローチで磁束変化量Δφの推定精度を向上させる。第一ステップでは、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*について実電圧との電圧誤差を補正してｄｑ軸補正後電圧指令値Ｖｄ^**、Ｖｑ^**を算出し、電圧誤差のｑ軸成分Ｖｑ＿ｅｒｒを低減する。具体的には、電圧ずれの主要因として、インバータ６２のスイッチング素子６３−６８のデッドタイム及び直流電圧降下に基づく電圧誤差を補正する。

第二ステップでは、従来技術のようにｑ軸電圧のみを用いるのでなく、ｄ軸電圧及びｑ軸電圧の両方を用いて磁束変化量Δφを推定する。すなわち式（６）に示すように、ｄ軸補正後電圧指令値Ｖｄ^**に対するｑ軸補正後電圧指令値Ｖｑ^*＊の比（Ｖｑ^**／Ｖｄ^**）をｄ軸基準電圧Ｖｄ＿ｓｔｄに乗じた値をｑ軸実電圧推定値［Ｖｑ］とする。そして、ｑ軸実電圧推定値［Ｖｑ］からｑ軸基準電圧Ｖｑ＿ｓｔｄを差し引いたｑ軸電圧変化量ΔＶｑを電気角速度ωで除し、磁束変化量推定値Δφ＿ｅｓｔを演算する。この推定演算についての詳細は後述する。これにより、第一ステップ後に残った電圧ずれによる磁束変化量Δφの推定誤差への影響を小さくすることができる。

次に図３を参照し、磁束変化量推定部３０の構成の概要を説明する。磁束変化量推定部３０は、電圧指令補正部３１、基準電圧演算部３７及び磁束変化量推定値演算部３８を含む。電圧指令補正部３１は、電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*と実電圧との間に生じる電圧誤差を低減するように電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を補正し、補正後電圧指令値Ｖｄ^**、Ｖｑ^**を出力する。本実施形態では、電圧指令補正部３１にデッドタイム補正部３２及び電圧降下補正部３６が含まれる。

デッドタイム補正部３２は、スイッチング素子６３−６８のデッドタイムにより、電圧指令値と実電圧との間に生じる電圧誤差を補正する。基本的にデッドタイム補正部３２は、直流電圧Ｖｄｃ、スイッチング周波数Ｆｓｗ、電流Ｉｄ、Ｉｑ（又はＩｄ^*、Ｉｑ^*）が入力され、デッドタイム補正値Ｖｄ＿ｃｏｍｐ_DT、Ｖｑ＿ｃｏｍｐ_DTを出力する。

電圧降下補正部３６は、スイッチング素子６３−６８の直流電圧降下により、電圧指令値と実電圧との間に生じる電圧誤差を補正する。基本的に電圧降下補正部３６は、電流Ｉｄ、Ｉｑ（又はＩｄ^*、Ｉｑ^*）が入力され、電圧降下補正値Ｖｄ＿ｃｏｍｐ_VF、Ｖｑ＿ｃｏｍｐ_VFを出力する。

デッドタイム補正値Ｖｄ＿ｃｏｍｐ_DT、Ｖｑ＿ｃｏｍｐ_DTは加算器３１２で、電圧降下補正値Ｖｄ＿ｃｏｍｐ_VF、Ｖｑ＿ｃｏｍｐ_VFは加算器３１６で、それぞれ、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*に加算される。

基準電圧演算部３７は、ＭＧ８０の電気角速度ω及び電流Ｉｄ、Ｉｑ（又はＩｄ^*、Ｉｑ^*）に基づいて、基準状態でＭＧ８０に印加されるｄ軸基準電圧Ｖｄ＿ｓｔｄ及びｑ軸基準電圧Ｖｑ＿ｓｔｄを演算する。

磁束変化量推定値演算部３８は、ｄ軸補正後電圧指令値Ｖｄ^**に対するｑ軸補正後電圧指令値Ｖｑ^**の比（＝Ｖｑ^**／Ｖｄ^**）から、ｄ軸基準電圧Ｖｄ＿ｓｔｄに対応するｑ軸実電圧推定値［Ｖｑ］を算出する。そして、磁束変化量推定値演算部３８は、ｑ軸実電圧推定値［Ｖｑ］とｑ軸基準電圧Ｖｑ＿ｓｔｄとの差に基づいて、磁束変化量推定値Δφｅｓｔを演算する。

続いて、磁束変化量推定部３０の各部の詳細な構成について順に説明する。まず、電圧指令補正部３１のデッドタイム補正部３２及び電圧降下補正部３６について、それぞれ、図４−図１０、図１１−図１３を参照して説明する。

［デッドタイム補正部］
デッドタイム補正部３２は、デッドタイムにより、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*と実電圧Ｖｄ、Ｖｑとの間に生じる電圧誤差を補正する。デッドタイムは、インバータ６２を構成する同相の上下アームのスイッチング素子が短絡防止のため同時にＯＦＦする期間である。デッドタイム自体は周知技術であるため詳細な説明は省略するが、図４（ａ）、図４（ｂ）を参照して簡単に説明する。

図４（ａ）において、スイッチングパルスは、上アーム素子に対する指令として変調器６１から出力される。スイッチングパルスは、時刻ｔ１に立ち下がり、時刻ｔ３に立ち上がる。上アーム素子は時刻ｔ１にＯＦＦし、時刻ｔ３からデッドタイムＴｄｅａｄ後の時刻ｔ４にＯＮする。下アーム素子は時刻ｔ１からデッドタイムＴｄｅａｄ後の時刻ｔ２にＯＮし、時刻ｔ３にＯＦＦする。

電流方向が正のとき、出力電圧は上アーム素子のＯＮ時に直流電圧Ｖｄｃとなり、上アーム素子のＯＦＦ時に０となる。したがって、スイッチングパルスに対し、時刻ｔ３から時刻ｔ４までの期間の出力電圧がマイナスする。一方、電流方向が負のとき、出力電圧は下アーム素子のＯＦＦ時に直流電圧Ｖｄｃとなり、下アーム素子のＯＮ時に０となる。したがって、スイッチングパルスに対し、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間の出力電圧がプラスされる。

図４（ｂ）に正弦波ＰＷＭ制御の三相変調におけるスイッチングパルス、電流、及び、デッドタイムによる電圧誤差の関係を示す。電圧誤差の平均は、インバータ６２に入力される直流電圧Ｖｄｃとスイッチング周波数ＦｓｗとデッドタイムＴｄｅａｄとの積（＝Ｖｄｃ×Ｆｓｗ×Ｔｄｅａｄ）となる。さらに、三相変調でのデッドタイム補正値のｄ軸成分Ｖｄ＿ｃｏｍｐ_DT及びｑ軸成分Ｖｑ＿ｃｏｍｐ_DTは、ｄ軸基準の電流位相βｄに基づき、式（７）で表される。

式（７）の右辺のうち（Ｖｄｃ×Ｆｓｗ）を乗じる前の時間次元の値を、式（８．１）によりｄ軸成分寄与時間Ｔｄ＿ｃｔｒｂ及びｑ軸成分寄与時間Ｔｑ＿ｃｔｒｂと表す。これを用いると、式（７）は、式（８．２）に書き換えられる。

図５に、電流位相βｄに基づいて補正値を変化させるデッドタイム補正部３２の実装例を示す。デッドタイム補正マップ３２１は、電流位相βｄを引数として、式（８．１）のｄ軸成分寄与時間Ｔｄ＿ｃｔｒｂ及びｑ軸成分寄与時間Ｔｑ＿ｃｔｒｂを算出する。乗算器３２２は、マップ３２１の出力に直流電圧Ｖｄｃ及びスイッチング周波数Ｆｓｗを乗じてｄｑ軸デッドタイム補正値Ｖｄ＿ｃｏｍｐ_DT、Ｖｑ＿ｃｏｍｐ_DTを出力する。マップ３２１に入力される電流は、実電流に近い値であれば指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*でもセンサ値Ｉｄ、Ｉｑでもよい。また、電流指令Ｉｄ^*、Ｉｑ^*の位相がトルク指令Ｔｒｑ^*から一意に決まる場合、トルク指令Ｔｒｑ^*がマップ３２１の引数として用いられてもよい。

また、図６に示すように、スイッチング指令に対し実際のスイッチング挙動では、上アーム素子及び下アーム素子にそれぞれＯＮ遅れ及びＯＦＦ遅れが生じる。ＯＮ遅れは、例えばスイッチング指令のＯＮタイミングから、コレクタエミッタ間電圧Ｖｃｅが最大値の５０％まで上昇する時間と定義される。同様にＯＦＦ遅れは、例えばスイッチング指令のＯＦＦタイミングから、コレクタエミッタ間電圧Ｖｃｅが最大値の５０％まで低下する時間と定義される。したがって、実際のデッドタイム（実Ｔｄｅａｄ）は、指令されたデッドタイム（指令Ｔｄｅａｄ）に対し式（９）の関係となる。
実Ｔｄｅａｄ＝指令Ｔｄｅａｄ＋ＯＮ遅れ−ＯＦＦ遅れ ・・・（９）

ここで、ＯＮ遅れ及びＯＦＦ遅れは、スイッチング素子６３−６８に流れる電流の振幅によって変化する。指令デッドタイムが固定値であり、電流振幅の増加に伴うＯＮ遅れの増加分がＯＦＦ遅れの減少分よりも大きい場合、図７（ａ）に示すように、実デッドタイムは、電流振幅の増加に伴って増加する。そのため、図５のマップ３２１の引数として、スイッチング素子６３−６８に流れる電流の振幅が加えられてもよい。

また、図７（ｂ）に示すように、ＭＧ８０のトルク制御において、一般に電流振幅はトルク指令と正の相関を有する。電流振幅がトルク指令から一意に決まる場合、トルク指令をマップ３２１の引数としてもよい。このようにデッドタイム補正部３２は、電流振幅もしくはトルク指令に基づいてデッドタイム補正値の振幅を変化させることで、デッドタイム補正の精度を高めることができる。

さらに図８（ａ）、図８（ｂ）に示すように、ＯＮ遅れ及びＯＦＦ遅れは、スイッチング素子６３−６８の温度、すなわち、例えば温度センサ７６により検出されるインバータ温度Ｔ＿ｉｎｖによっても変化する。同一の電流又はトルク指令において、例えば１００℃でのＯＮ遅れは０℃でのＯＮ遅れより小さく、１００℃でのＯＦＦ遅れは０℃でのＯＦＦ遅れより大きい。また、ＯＮ遅れの温度依存性はＯＦＦ遅れの温度依存性より大きい。

実デッドタイムは、式（９）に基づき、図８（ａ）及び図８（ｂ）を組み合わせた図８（ｃ）により示される。１００℃での実デッドタイムは、０℃での実デッドタイムより小さくなる。そのため、図５のマップ３２１の引数として、インバータ温度Ｔ＿ｉｎｖが加えられてもよい。或いは、マップ３２１の出力値がインバータ６２の温度に応じて補正されてもよい。

このようにデッドタイム補正部３２は、インバータ温度Ｔ＿ｉｎｖに基づいてデッドタイム補正値の振幅を変化させることで、デッドタイム補正の精度を高めることができる。なお、インバータ温度Ｔ＿ｉｎｖを用いず電流振幅又はトルク指令のみをマップ３２１の引数に加える場合、図８（ｃ）に示す０℃又は１００℃のいずれか一方の特性、或いは、それらの平均特性等を用いてデッドタイム補正値が決められてもよい。

次に図９（ａ）に、インバータ６２の変調方式に応じて補正値を変化させるデッドタイム補正部３２の実装例を示す。デッドタイム補正部３２は、三相変調用デッドタイム補正部３２０、二相変調用デッドタイム補正部３３、パルスパターン用デッドタイム補正部３４、矩形波用デッドタイム補正部３５を含み、変調方式、その他の入力情報に応じてデッドタイム補正値を出力する。なお、デッドタイム補正部３２は、必要に応じて、これ以外の変調方式用のデッドタイム補正部を含んでもよい。

上述のデッドタイム補正値の式（７）は、電気１周期中のスイッチング回数が十分に多いか、スイッチング周期が一定のときには精度良く成り立つが、この前提が崩れる場合には精度が悪くなる。基本的に三相変調の場合には上記前提が成り立ち電圧誤差を精度良く補正できるが、三相変調以外の変調方式では電圧誤差の影響の現れ方が変わるため、補正精度が低下する。そこで、変調方式によってデッドタイム補正値を変化させることで、デッドタイム補正の精度を高めることができる。

上記の各変調方式は、例えば図９（ｂ）のＮ−Ｔ（回転数−トルク）特性図に示される領域で使用される。すなわち、回転数が上昇するにしたがって、三相変調、二相変調、パルスパターン、矩形波の順に移行する。三相変調用デッドタイム補正部３２０の実装例は図４に示した通りであり、式（７）を用いてデッドタイム補正値が算出される。

二相変調ではスイッチング停止期間の影響により、直流電圧Ｖｄｃ、スイッチング周波数Ｆｓｗ、電流位相βｄに加え、力率角等によってもデッドタイムによる電圧誤差の振幅、位相が変化する。そのため、予め演算してマップ化しておくこと等により補正値を演算可能である。

図１０（ａ）に示す二相変調用デッドタイム補正部３３の実装例では、電流位相βｄ及び力率角を引数とする二相変調用デッドタイム補正マップ３３１が用いられる。乗算器３３２は、マップ３３１の出力に直流電圧Ｖｄｃ及びスイッチング周波数Ｆｓｗを乗じてｄｑ軸デッドタイム補正値Ｖｄ＿ｃｏｍｐ_DT、Ｖｑ＿ｃｏｍｐ_DTを出力する。二相変調でのデッドタイム補正値の位相は、三相変調でのデッドタイム補正値の位相に対し、力率角に応じて決まる値だけ補正した位相となる。また、二相変調でのデッドタイム補正値の振幅は、三相変調でのデッドタイム補正値の振幅に対し、力率角に応じて決まる値だけ補正した振幅となる。なお、力率角に応じて決まる位相、振幅の補正値は、予め机上で設計、もしくは実測してマップ３３１に反映されてもよい。

パルスパターンを用いるスイッチングパルス生成では、直流電圧Ｖｄｃ、スイッチング周波数Ｆｓｗ、電流位相βｄに加え、パルスパターンや力率角等によってもデッドタイムによる電圧誤差の振幅、位相が変化する。そのため、予め演算してマップ化しておくこと等により補正値を演算可能である。

図１０（ｂ）に示すパルスパターン用デッドタイム補正部３４の実装例では、電流位相βｄ、力率角及びパルスパターンを引数とするパルスパターン用デッドタイム補正マップ３４１が用いられる。乗算器３４２は、マップ３４１の出力に直流電圧Ｖｄｃを乗じてｄｑ軸デッドタイム補正値Ｖｄ＿ｃｏｍｐ_DT、Ｖｑ＿ｃｏｍｐ_DTを出力する。

パルスパターンでのデッドタイム補正値の位相は、電流位相と１８０ｄｅｇ逆向きの位相に対し、パルスパターン及び力率角に応じて決まる値だけ補正した位相となる。また、パルスパターンでのデッドタイム補正値の振幅は、インバータに入力される直流電圧Ｖｄｃに対し、パルスパターン及び力率角に応じて決まる値を乗じた振幅となる。なお、パルスパターン及び力率角に応じて決まる値は、予め机上で設計、もしくは実測してマップ３４１に反映されてもよい。

矩形波を用いるスイッチングパルス生成では、デッドタイムによる電圧ずれは生じないため、デッドタイム補正値は０でよい。その代わり、ＯＦＦ遅れによる電圧指令値と実電圧との電圧位相誤差の影響が大きくなるため、その分を補正する必要がある。この補正については、その他の実施形態として記載する。

［電圧降下補正部］
次に電圧降下補正部３６は、インバータ６２を構成するスイッチング素子６３−６８の直流電圧降下により、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*と実電圧Ｖｄ、Ｖｑとの間に生じる電圧誤差を補正する。ここで、「スイッチング素子の直流電圧降下」には還流ダイオードの電圧降下Ｖｆ、及び、スイッチング素子本体のコレクタエミッタ間の電圧降下Ｖｃｅが含まれる。例えばＩＧＢＴ及び還流ダイオードがセットされたパワーカードの形態で用いられる場合、パワーカードの直流電圧降下として考えてもよい。

図１１（ａ）、図１１（ｂ）に示すように、還流ダイオードの電圧降下Ｖｆ、スイッチング素子本体の電圧降下Ｖｃｅの振幅は、いずれもスイッチング素子６３−６８に流れる電流の振幅に対し正の相関を有する。なお、還流ダイオードの電圧降下Ｖｆ及びスイッチング素子本体の電圧降下Ｖｃｅの特性は、厳密には異なるものの大きな違いはないため、いずれか一方の値が代表として用いられてもよい。

図１２に、電圧降下補正部３６の実装例を示す。電圧降下補正マップ３６１は、電流を引数として、ｄｑ軸電圧降下補正値Ｖｄ＿ｃｏｍｐ_VF、Ｖｑ＿ｃｏｍｐ_VFを算出する。マップ３６１に入力される電流は、実電流に近い値であれば指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*でもセンサ値Ｉｄ、Ｉｑでもよい。また、図７（ｂ）に示すように電流振幅がトルク指令から一意に決まる場合、トルク指令がマップ３６１の引数として用いられてもよい。

ｄｑ軸電圧降下補正値ベクトルの位相は、電流位相と１８０ｄｅｇ逆向きとなり、振幅は、電流振幅に応じたスイッチング素子の直流電圧降下分の振幅となる。このように電圧降下補正部３６により、スイッチング素子６３−６８の直流電圧降下による電圧誤差を補正することで、磁束推定に用いられる補正後電圧指令値の精度が向上する。したがって、磁束変化量推定部３０は、磁束変化量Δφを精度良く推定することができる。

スイッチング素子６３−６８の直流電圧降下Ｖｆ、Ｖｃｅは、スイッチング素子６３−６８の温度、すなわちインバータ温度Ｔ＿ｉｎｖによっても変化する。そこで、図１３に示すように、電圧降下補正部３６は、インバータ温度Ｔ＿ｉｎｖに基づいて電圧降下補正値の振幅を変化させてもよい。例えば電圧降下補正マップ３６１の引数にインバータ温度Ｔ＿ｉｎｖが加えられてもよい。或いは、インバータ温度Ｔ＿ｉｎｖに応じて電圧降下補正マップ３６１の出力値が補正されてもよい。

これにより、電圧降下補正部３６は電圧降下補正の精度を高めることができる。なお、インバータ温度Ｔ＿ｉｎｖをマップ３６１の引数としない場合、電圧降下補正部３６は、図１３に示す０℃又は１００℃のいずれか一方の特性、或いは、それらの平均特性等を用いて電圧降下補正値を決めてもよい。

［基準電圧演算部］
基準電圧演算部３７は、ＭＧ８０の電気角速度ω及び電流Ｉｄ、Ｉｑに基づいて、基準状態でＭＧ８０に印加されるｄ軸基準電圧Ｖｄ＿ｓｔｄ及びｑ軸基準電圧Ｖｑ＿ｓｔｄを演算する。ここで、基準状態とは、例えば、「基準となる特定のＭＧが基準温度になっている状態」と定義される。また、基準電圧Ｖｄ＿ｓｔｄ、Ｖｑ＿ｓｔｄは、基準温度において基準ＭＧに印加されるｄｑ軸電圧であり、式（１０．１）で表される。ここで、Ｒｍは基準状態での巻線抵抗であり、λｄ、λｑは、基準状態でのｄｑ軸鎖交磁束である。Ｒｍ及びλｄ、λｑはＭＧ８０の機器定数である。

ただし、基準電圧は固定の値である必要はなく、巻線抵抗やインダクタンス、磁石等の温度特性を考慮し、ＭＧ８０各部の温度に応じて可変に設定されてもよい。また、基準電圧演算部３７は、不可逆減磁が起きていない状況において、動作点や温度等に応じた電圧値を学習し、ＭＧ特性の個体差に応じて基準電圧を可変に設定してもよい。

図１４に、基準電圧演算部３７の実装例を示す。鎖交磁束マップ３７１は、ｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑを引数としてｄｑ軸鎖交磁束λｄ、λｑを出力する。マップ３７１に入力される電流は、実電流に近い値であれば指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*でもセンサ値Ｉｄ、Ｉｑでもよい。また、マップ３７１に代えて、ｄｑ軸インダクタンスＬｄ、Ｌｑ及び基準状態の磁石磁束φから、式（１０．２）によりｄｑ軸鎖交磁束λｄ、λｑが算出されてもよい。

基準電圧算出部３７２は、電流Ｉｄ、Ｉｑ、電気角速度ω、ｄｑ軸鎖交磁束λｄ、λｑ及び巻線抵抗Ｒｍが入力され、式（１０．１）により、ｄ軸基準電圧Ｖｄ＿ｓｔｄ及びｑ軸基準電圧Ｖｑ＿ｓｔｄを演算する。

［磁束変化量推定値演算部］
磁束変化量推定値演算部３８は、上述の式（６）により磁束変化量推定値Δφ＿ｅｓｔを演算する。この磁束変化量推定演算について図１５、図１６を参照する。図１５、図１６に共通に、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*は、デッドタイム補正及び電圧降下補正により、ｄｑ軸補正後電圧指令値Ｖｄ^**、Ｖｑ^**に補正される。原点と補正後電圧指令値Ｖｄ^**、Ｖｑ^**とを結ぶ直線を「実電圧推定線」という。実電圧推定線の傾きは、補正後電圧指令値のｄ軸成分に対するｑ軸成分の比（Ｖｑ^**／Ｖｄ^**）で表される。この比（Ｖｑ^**／Ｖｄ^**）は、補正後電圧指令値の位相Ｖθを（１／ｔａｎＶθ）で表現した値と考えてもよい。

そして、実電圧推定線上のｄ軸基準電圧Ｖｄ＿ｓｔｄに対応するｑ軸電圧値を実電圧推定値［Ｖｑ］とし、ｑ軸基準電圧Ｖｑ＿ｓｔｄからｑ軸実電圧推定値［Ｖｑ］までのｑ軸電圧変化量ΔＶｑに基づき、式（４．２）により磁束変化量推定値Δφｅｓｔが演算される。それをまとめた式が、式（６）である。

図１５に示す例では、実電圧推定値［Ｖｑ］がｑ軸基準電圧Ｖｑ＿ｓｔｄより小さく、ｑ軸電圧変化量ΔＶｑ及び磁束変化量推定値Δφｅｓｔは負の値となる。これは、例えば高温時における永久磁石の「減磁」の場合に相当する。ｑ軸電圧のみを推定に用いる従来技術では、ｑ軸基準電圧Ｖｑ＿ｓｔｄからｑ軸補正後電圧指令値Ｖｑ^**までのｑ軸電圧変化量ΔＶｑ＿ｚに基づいて磁束変化量Δφが推定される。しかし、ｄ軸電圧について、基準電圧とのずれによる磁束変化量推定誤差が考慮されていない。それに対し本実施形態では、ｑ軸電圧に加えｄ軸電圧を推定に用いることで、ブロック矢印で示す量の推定誤差を低減することができる。

図１６には、実電圧推定値［Ｖｑ］がｑ軸基準電圧Ｖｑ＿ｓｔｄより大きく、ｑ軸電圧変化量ΔＶｑ及び磁束変化量推定値Δφｅｓｔが正の値となる場合を示す。例えば低温時に永久磁石が増磁する場合の図と考えてもよい。また、実電圧推定値［Ｖｑ］とｑ軸基準電圧Ｖｑ＿ｓｔｄとの大小関係にかかわらず、実電圧推定値［Ｖｑ］と真の実電圧との間には、厳密にはずれが存在する可能性がある。そのため、図１５、図１６は、真のｑ軸実電圧がｑ軸基準電圧Ｖｑ＿ｓｔｄに等しいと仮定した場合の、ｑ軸基準電圧Ｖｑ＿ｓｔｄとｑ軸実電圧推定値［Ｖｑ］とのずれを示すと考えることもできる。

なお、式（６）において分母となるｄ軸補正後電圧指令値Ｖｄ^**又は電気角速度ωが０に近い値になる場合がある。例えば、低回転又は小トルクの領域ではｄ軸補正後電圧指令値Ｖｄ^**が０付近となり、低回転領域では電気角速度ωが０付近となる。このような場合には演算が発散するおそれがあるため、磁束変化量推定値演算部３８は、演算を停止してもよい。

以上のように本実施形態の磁束変化量推定部３０は、電圧指令補正部３１により、電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*と実電圧との間に生じる電圧誤差を低減するように電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を補正することで、センサ値を用いることなく、ｑ軸実電圧を精度良く推定することができる。また、磁束変化量推定部３０は、磁束変化量推定値演算部３８は、ｑ軸電圧に加えてｄ軸電圧の情報を用いて磁束変化量Δφを推定するため、センサ値や機器定数等のずれによる推定誤差への影響を小さくすることができる。

（その他の実施形態）
（ａ）上記実施形態の電圧指令補正部３１は、具体的に、デッドタイム補正部３２及び電圧降下補正部３６を含む。ただし他の実施形態では、電圧指令補正部は、デッドタイム補正部３２又は電圧降下補正部３６の一方のみを含んでもよい。また、デッドタイム又は電圧降下以外の電圧誤差として、以下の電圧誤差が補正されてもよい。

［センサの応答遅れに対する補正］
磁石磁束推定の演算に用いる電流センサ、角度センサ等には応答遅れがあるため、応答遅れ分も考慮したサンプリングや補正を実施し正確な値を検出することで、磁束変化量推定誤差を減らすことができる。また、このようなセンサの応答遅れは温度特性を持つことが多いため、温度によって補正値が可変に設定されてもよい。なお、電流センサの応答遅れに対する補正に関しては、例えば特開平９−３０８３００号公報に開示されており、角度センサの応答遅れに対する補正に関しては、例えば特許第３６７６４３５号公報に開示されている。

［スイッチング素子のＯＦＦ遅れに対する補正］
インバータのスイッチング素子はＯＦＦ（又は立下り）遅れ時間を持つため、電圧指令値に対し実際に出力される電圧（すなわち実電圧）の位相は遅れる。そこで、図１７に示すように、電圧指令値の位相に対し、ＯＦＦ遅れ時間［ｓ］と電気角速度［ｄｅｇ／ｓ］との積として算出される「ＯＦＦ遅れ時間分の位相」を補正することで、磁束変化量推定誤差を減らすことができる

特に矩形波制御では、電気１周期にＵＶＷ各相で１回ずつしかＯＮ／ＯＦＦのスイッチングをしないため、三相変調等のデッドタイム補正を適用することができない。そこで、矩形波制御では、電圧指令値に対し実電圧がＯＦＦ遅れ時間分の位相だけ遅れる分を補正する。また、ＯＦＦ遅れ時間は温度特性や電流特性を持つため、これらのＯＦＦ遅れ分の補正値は、スイッチング素子の温度や電流によって可変に設定されてもよい。

（ｂ）上記実施形態では、磁束変化量推定値演算部３８により、基準磁束に対する磁石磁束の変化量を求める演算例を説明している。ただし、式（４．２）により、ｄ軸の鎖交磁束λｄから基準状態の磁石磁束φを差し引いた値（Ｌｄ×Ｉｄ）を用いて基準電圧のｑ軸成分を演算することにより、磁石磁束の「絶対量」を求めることもできる。

（ｃ）本発明による交流電動機の制御装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車のＭＧに限らず、あらゆる分野の永久磁石式の交流電動機に適用可能である。また、交流電動機の相の数は、三相に限らず何相でもよい。

以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

２０・・・ＭＧ制御装置（交流電動機の制御装置）、
２４・・・電圧指令演算部、
３０・・・磁束変化量推定部、
３１・・・電圧指令補正部、
３２・・・デッドタイム補正部、
３６・・・電圧降下補正部、
３７・・・基準電圧演算部、
３８・・・磁束変化量推定値演算部、
６２・・・インバータ（電力変換器）、
８０・・・ＭＧ（交流電動機）。

Claims (7)

1. 永久磁石式の交流電動機（８０）の通電を制御する制御装置であって、
   前記交流電動機に対するトルク指令に基づいて電圧指令値（Ｖｄ^*、Ｖｑ^*）を演算する電圧指令演算部（２４）と、
   前記電圧指令値に基づいて直流電力を交流電力に変換し、前記交流電動機に供給する電力変換器（６２）と、
   所定の基準状態における前記交流電動機の永久磁石の磁束を基準磁束（φｓｔｄ）と定義すると、前記永久磁石の磁束の前記基準磁束に対する差分である磁束変化量（Δφ）を推定する磁束変化量推定部（３０）と、
   を備え、
   前記磁束変化量推定部は、
   前記電圧指令値と前記交流電動機に実際に印加される実電圧との間に生じる電圧誤差を低減するように、前記電圧指令値のｄ軸成分であるｄ軸電圧指令値、及び、前記電圧指令値のｑ軸成分であるｑ軸電圧指令値を補正し、ｄ軸補正後電圧指令値及びｑ軸補正後電圧指令値（Ｖｄ^**、Ｖｑ^**）を出力する電圧指令補正部（３１）と、
   前記交流電動機の電気角速度及び電流に基づいて、前記基準状態で前記交流電動機に印加されるｄ軸基準電圧（Ｖｄ＿ｓｔｄ）及びｑ軸基準電圧（Ｖｑ＿ｓｔｄ）を演算する基準電圧演算部（３７）と、
   前記ｄ軸補正後電圧指令値に対する前記ｑ軸補正後電圧指令値の比を前記ｄ軸基準電圧に乗じてｑ軸実電圧推定値（［Ｖｑ］）を算出し、前記ｑ軸実電圧推定値と前記ｑ軸基準電圧との差に基づいて、前記磁束変化量を推定する磁束変化量推定値演算部（３８）と、
   を有する交流電動機の制御装置。
2. 前記電力変換器は、複数相の上下アームのスイッチング素子（６３−６８）がブリッジ接続されて構成されており、
   前記電圧指令補正部は、
   同相の上下アームのスイッチング素子が同時にＯＦＦする期間であるデッドタイムにより、前記電圧指令値と実電圧との間に生じる電圧誤差を補正するデッドタイム補正部（３２）を含む請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
3. 前記デッドタイム補正部は、前記交流電動機の電流振幅もしくは前記トルク指令の値に基づいて前記電圧指令値の補正値を変化させる請求項２に記載の交流電動機の制御装置。
4. 前記デッドタイム補正部は、前記電力変換器の温度に基づいて前記電圧指令値の補正値を変化させる請求項２または３に記載の交流電動機の制御装置。
5. 前記デッドタイム補正部は、前記電力変換器の変調方式に応じて前記電圧指令値の補正値を変化させる請求項２〜４のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
6. 前記電圧指令補正部は、
   前記電力変換器を構成するスイッチング素子の直流電圧降下により、前記電圧指令値と実電圧との間に生じる電圧誤差を補正する電圧降下補正部（３６）を含む請求項１〜５のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
7. 前記電圧降下補正部は、前記電力変換器の温度に基づいて前記電圧指令値の補正値を変化させる請求項６に記載の交流電動機の制御装置。

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