JP2017038442A - 交流回転電機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】１次電流の算出精度を適切に向上させることが可能な交流回転電機の制御装置を提供する。
【解決手段】複数相の電気角ｋ周期に対して、ｋ×３６０°の約数であって１２０°の約数ではない値のサンプル間隔ごとに、同じサンプルタイミングで演算角を設定する演算角設定部と、１相を基準相とし、基準相の演算角における相電流値に対して、他相の演算角における相電流値を、電気角１２０度ずらして重ね合わせて基準相の相電流値とする合成部と、演算角ごとに、基準相の各相電流値に基づく算出値を積算してフーリエ係数を算出する係数算出部と、フーリエ係数に基づいて各相の１次電流値を算出する１次電流算出部と、各相の１次電流値をｄｑ変換してｄ軸電流値及びｑ軸電流値を算出するｄｑ電流算出部と、ｄ軸電流値及びｑ軸電流値に基づいた制御量が制御量の目標値に追従するように、インバータの複数のスイッチング素子を操作する操作部と、を備える。
【選択図】 図４

Description

本発明は、電流センサにより検出された相電流の検出値に基づいて交流回転電機の通電を制御する交流回転電機の制御装置に関する。

従来、交流回転電機の制御では、相電流値を検出し、検出した相電流値に基づいた制御量を目標値にフィードバックさせている。このようなフィードバック制御において、相電流に高次成分が重畳すると、フィードバック制御の結果であるインバータの各相のスイッチング素子に対する操作指令にも、高次成分が重畳する。その結果、スイッチングノイズ等の騒音成分にも高次成分が含まれ、静粛性の面で問題となる。また、相電流がオフセットすると、トルク変動や出力変動が生じるので望ましくない。

そのため、特許文献１に記載の交流電動機の制御装置は、相電流検出値を電気角の関数としてフーリエ級数展開し、相電流の１次成分を検出し、検出した１次成分に基づいてフィードバック制御を実施している。具体的には、上記制御装置は、電気角ｋ周期をＮ個に分割して設定した積算角において、積算角における相電流検出値に基づく算出値を電気角ｋ周期わたって積算することにより、フーリエ係数を演算している。

特開２０１４-１３２８１５号公報

上記制御装置において、電気角ｋ周期の分割数を増加させるほど、１次電流の算出精度は向上する。しかしながら、制御装置の処理能力の制約上、分割数には上限がある。制御装置の処理能力を超える数に分割数を増加させると、あるタイミングで開始した演算処理が終了する前に、次のタイミングの演算処理が開始されることになり、フィードバック制御が破綻する。すなわち、制御装置の処理能力を超えて分割数を増加させても、１次電流の算出精度を向上させることはできない。

本発明は、上記実情に鑑み、１次電流の算出精度を適切に向上させることが可能な交流回転電機の制御装置を提供することを主たる目的とする。

本発明は、上記課題を解決するため、３相の交流回転電機と、前記交流回転電機を駆動するインバータと、前記交流回転電機の２相以上の相に流れる相電流値をそれぞれ検出する電流センサと、を備える回転電機システムに適用される交流回転電機の制御装置であって、複数相の電気角ｋ周期（ｋは自然数）に対して、ｋ×３６０の約数であって１２０の約数ではない値の電気角であるサンプル間隔ごとに、同じサンプルタイミングで演算角を設定する演算角設定部と、前記複数相のうちの１相を基準相とし、前記基準相の前記演算角における前記相電流値に対して、前記複数相のうちの前記基準相以外の他相の前記演算角における前記相電流値を、電気角１２０°ずらして重ね合わせ、重ね合わせた各前記相電流値を前記基準相の相電流値とする合成部と、前記演算角ごとに、前記基準相の各前記相電流値に基づく算出値を前記電気角ｋ周期にわたって積算してフーリエ係数を算出する係数算出部と、算出された前記フーリエ係数に基づいて、各相の１次電流値を算出する１次電流算出部と、算出された前記各相の１次電流値をｄｑ変換してｄ軸電流値及びｑ軸電流値を算出するｄｑ電流算出部と、算出された前記ｄ軸電流値及び前記ｑ軸電流値に基づいた制御量が、前記制御量の目標値に追従するように、前記インバータを構成する複数のスイッチング素子を操作する操作部と、を備える。

本発明によれば、複数相の電気角ｋ周期に対して、サンプル間隔ごとに、同じサンプルタイミングで演算角が設定される。そして、基準相の演算角における相電流値に対して、基準相以外の他相の演算角における相電流値が、電気角１２０°ずらして重ね合され、重ね合わされた各相電流値が基準相の相電流値とされる。そして、演算角ごとに、基準相の各相電流値に基づく算出値が電気角ｋ周期にわたって積算され、フーリエ係数が算出される。さらに、算出されたフーリエ係数に基づいて、各相の１次電流値が算出され、算出された１次電流値がｄｑ電流値に変換される。そして、ｄｑ電流値に基づいた制御量が目標値に追従するように、インバータのスイッチング素子が操作される。

各相の相電流は、互いに電気角１２０°ずれた関係となっている。よって、基準相の相電流値に対して、電気角１２０°ずらした他相の相電流値は、基準相の相電流値とみなすことができる。ここで、サンプル間隔を、ｋ×３６０の約数であって１２０の約数ではない値の電気角としたことにより、基準相の演算角と、基準相の演算角に対して電気角１２０°ずらした角度とは異なる角度になる。すなわち、基準相において、元々の基準相の相電流値と、電気角１２０°ずらした他相の相電流値とは、異なるタイミングにおける相電流値となる。よって、演算角ごとに、電気角ｋ周期にわたる基準相の相電流値として、電気角ｋ周期にわたる演算角の数の相数倍となる個数の相電流値を得ることができる。すなわち、基準相の相電流値に他相の相電流値を重ね合わせることにより、重ね合せない場合と比較して、フーリエ係数算出の演算周期を変化させることなく、フーリエ係数算出時のサンプル点数を相数倍にすることができる。したがって、制御装置の処理能力に制約がある場合でも、１次電流の算出精度を適切に向上させることができる。

本実施形態に係るモータシステムの概略構成を示す図。 交流モータの制御モードを説明する図。 交流モータの動作状態と制御モードとの対応関係を示す図。 ＰＷＭ制御モードに対応する交流モータの制御装置の構成を示すブロック図。 フーリエ係数の演算角の一例を示す図。 従来の演算角と演算終了タイミングを示す図。 従来よりも増加させた演算角と演算終了タイミングを示す図。 （ａ）演算角におけるＶ相の相電流、（ｂ）演算角におけるＷ相の相電流、（ｃ）演算角におけるＵ相の相電流を示す図。 図８（ａ）のＶ相の相電流に、図８（ｂ）及び（ｃ）の各演算角における相電流を電気角１２０°及び−１２０°ずらして合成した図。 Ｖ相の演算角と、Ｗ相及びＵ相の演算角を１２０°及び−１２０°ずらした角度を示す表。 ｄｑ電流を算出する処理手順を示すフローチャート。 （ａ）時間に対する回転位置の特性を示すタイムチャート。（ｂ）時間に対するＶ相の相電流の特性を示すタイムチャート。 矩形波制御モードに対応する交流モータの制御装置の構成を示すブロック図。

以下、交流回転電機の制御装置を具現化した実施形態について図面を参照して説明する。本実施形態に係る交流回転電機の制御装置は、ハイブリッド自動車を駆動するモータシステムに適用されることを想定している。

まず、本実施形態に係るモータシステムについて、図１を参照して説明する。本実施形態に係るモータシステム（回転電機システム）は、モータ３０、インバータ２０、直流電源１０、電流センサ３１，３２、回転位置センサ３３、及び制御装置４０を備える。制御装置４０には、車両制御装置１００からトルク指令値Ｔｒｑ＊が入力される。

ＭＧ３０（交流回転電機）は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相のコイルが巻回された固定子と、回転子とを含み、電動機としての機能及び発電機としての機能を有する３相のモータジェネレータである。ＭＧ３０は、ハイブリッド自動車の走行駆動源となる。なお、ＭＧ３０は、電動機としての機能のみを有する３相モータでもよい。

インバータ２０は、２個のスイッチング素子が上下に接続されている直列体が、３個並列に接続されているブリッジ回路である。スイッチング素子としては、例えばゲート駆動型のＩＧＢＴ、ＭＯＳトランジスタ等を採用できる。後述する制御装置４０から送信される操作信号ｇｕａ，ｇｕｂ，ｇｖａ，ｇｖｂ，ｇｗａ，ｇｗｂが、各スイッチング素子のゲート端子に入力されることにより、各スイッチング素子のオン・オフが操作される。その結果、ＭＧ３０の各相のコイルに交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが印加され、ＭＧ３０の駆動が制御される。

直流電源１０は、例えばリチウムイオンやニッケル水素の二次電池であり、インバータ２０を介して、ＭＧ３０と電力の授受を行う。直流電源１０の直流電圧が、インバータ２０に入力されるシステム電圧ＶＨとなる。直流電源１０とインバータ２０との間に、昇圧コンバータが接続されている場合には、昇圧コンバータにより昇圧された直流電圧が、インバータ２０に入力されるシステム電圧ＶＨとなる。

電流センサ３１は、Ｖ相のコイルに設けられており、Ｖ相の相電流Ｉｖを所定の周期で検出し、検出した相電流Ｉｖの値を制御装置４０へ送信する。また、電流センサ３２は、Ｗ相のコイルに設けられており、Ｗ相の相電流Ｉｗを所定の周期で検出し、検出した相電流Ｉｗの値を制御装置４０へ送信する。ここで、キルヒホッフの法則により３相の相電流の和は常にゼロであるから、Ｖ相の相電流Ｉｖ及びＷ相の相電流Ｉｗがわかれば、残りのＵ相の相電流Ｉｕは計算で求められる。本実施形態では、Ｖ相及びＷ相の２相に電流センサ３１，３２を設けているが、３相のうちのいずれの２相に電流センサ３１，３２を設けてもよい。

回転位置センサ３３は、ＭＧ３０の回転子の近くに設けられており、回転子の回転位置θを検出し、検出した回転位置θを制御装置４０へ送信する。回転位置θは、電気角で表される値であり、回転位置θからＭＧ３０の回転速度Ｎｒが算出される。回転位置センサ３３としては、レゾルバやエンコーダ等が採用できる。

車両制御装置１００は、制御装置４０よりも上位のハイブリッド車両全体を制御する制御装置であり、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ及びＩ／Ｏ等を備えたマイクロコンピュータを主体として構成されている。車両制御装置１００は、アクセルセンサやブレーキセンサ、シフトポジションセンサ等の各種センサの検出値に基づいて、車両の運転状態を検出する。そして、車両制御装置１００は、検出した車両の運転状態に応じたトルク指令値Ｔｒｑ＊を算出し、算出したトルク指令値Ｔｒｑ＊を制御装置４０へ送信する。

制御装置４０（交流回転電機の制御装置）は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、及びＩ／Ｏ等を備えたマイクロコンピュータを主体として構成されている。制御装置４０は、ＲＯＭに記憶されているプログラムをＣＰＵにより実行するソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理により、後述する各種機能を実現し、ＭＧ３０の駆動を制御する。

制御装置４０は、図２に示すように、ＭＧ３０の制御モードとして、変調率ｍに応じて３つの制御モードのいずれかを選択して実施する。変調率ｍは、次の式（１）により定義される。Ｖｒは、回転座標平面上でのＭＧ３０に印加される電圧ベクトルの大きさである。

変調率ｍが０〜１．２７未満のとき、制御装置４０は、正弦波ＰＷＭ制御モード及び過変調ＰＷＭ制御モードを実施する。正弦波ＰＷＭ制御モードは、正弦波状の各相の電圧指令値と搬送波との比較に基づいて、インバータ２０の各相のスイッチング素子を制御するモードであり、正弦波状の電圧指令の振幅が搬送波の振幅以下の範囲で実施される。一方、過変調ＰＷＭ制御モードは、電圧指令の正弦波成分の振幅が搬送波の振幅よりも大きい範囲で、正弦波ＰＷＭ制御モードと同様のＰＷＭ制御を実施する。正弦波ＰＷＭ制御モード及び過変調制御モードでは、ＭＧ３０を流れる電流のフィードバックによって、ＭＧ２０に印加する電圧の振幅及び位相を制御する「電流フィードバック制御」を実施する。

また、変調率ｍ＝１．２７のとき、制御装置４０は、矩形波制御モードを実施する。矩形波制御モードは、一定期間内で、上アームのオン期間と下アームのオン期間との比を、１：１とする矩形波１パルスをＭＧ３０に印加するモードである。矩形波制御モードでは、ＭＧ３０に印加する電圧の振幅が固定されるため、トルク指令値Ｔｒｑ＊とトルク推定値Ｔｒｑｅとの偏差に基づいて、矩形波電圧パルスの位相を制御する「トルクフィードバック制御」を実施する。

図３に、ＭＧ３０の動作状態と各制御モードとの対応関係を示す。低回転速度域Ｉでは、正弦波ＰＷＭ制御モードが実施され、トルク変動が抑制される。ＭＧ３０の回転速度が上昇し、システム電圧ＶＨが最大値を超える中回転速度域ＩＩでは、制御モードを正弦波ＰＷＭ制御モードから過変調ＰＷＭ制御モードに切り替えて、中回転速度域ＩＩでの出力を上げる。さらに、ＭＧ３０の回転速度が上昇すると、過変調ＰＷＭ制御モードから矩形波制御モードへ切替えて、高回転速度域ＩＩＩでの出力を上げる。以下、正弦波ＰＷＭ制御及び過変調ＰＷＭ制御モードを含むＰＷＭ制御モードと、矩形波制御モードについてそれぞれ説明する。

＜ＰＷＭ制御＞
まず、ＰＷＭ制御モードについて説明する。ＰＷＭ制御モードでは、電流フィードバック制御を実施するため、フィードバックの制御量は電流値となる。図４に、ＰＷＭ制御モードに対応する制御装置４０の構成を示す。制御装置４０は、電流指令生成部４１、偏差算出部４３，４４、ＰＩ制御部４５，４６、ＦＦ項演算部４２、加算部４７，４８、２相３相変換部４９、ｒφ変換部５０、電圧ＤＵＴＹ変換部５１、及びＰＷＭ部５２の機能を備える。さらに、制御装置４０は、演算角設定部７１、合成部５３、フーリエ係数算出部５４、１次電流算出部５５、及びｄｑ電流算出部５６の機能を備える。

電流指令生成部４１は、トルク指令値Ｔｒｑ＊と電流指令マップとに基づいて、回転座標系の電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を生成する。電流指令マップは、トルク指令値Ｔｒｑ＊と電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊との対応を示すマップであり、予め記憶装置に記憶されている。なお、ＰＷＭ制御モードでは、電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊が、制御量の目標値に相当する。

ＦＦ項演算部４２は、生成された電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に基づいて、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値のフィードフォワード項Ｖｄ＿ｆｆ，Ｖｑ＿ｆｆをそれぞれ算出する（特開２０１４−１３２８１５号公報参照）。偏差算出部４３，４４は、生成された電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊と、後述するｄｑ電流算出部５６により算出された回転座標系の実電流Ｉｄ，Ｉｑとの電流偏差ΔＩｄ，ΔＩｑを、それぞれ算出する。ＰＩ制御部４５，４６は、算出された電流偏差ΔＩｄ，ΔＩｑが０に収束するように、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値のフィードバック項Ｖｄ＿ｆｂ，Ｖｑ＿ｆｂを、それぞれ比例積分制御により算出する。加算部４７，４８は、フィードフォワード項Ｖｄ＿ｆｆ，Ｖｑ＿ｆｆと、フィードバック項Ｖｄ＿ｆｂ，Ｖｑ＿ｆｂとをそれぞれ加算して、回転座標系の電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊をそれぞれ算出する。なお、実電流Ｉｄ，Ｉｑが制御量に相当する。

２相３相変換部４９は、回転位置センサ３３から受信した回転位置θを用いて、算出された回転座標系の電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を、固定座標系の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換する。ｒφ変換部５０は、回転座標系の電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を、回転座標平面上で大きさＶｒ且つｑ軸を基準とする位相φｑの指令電圧ベクトルに変換する。位相φｑは、ｑ軸から反時計まわり方向を正と定義する。電圧ＤＵＴＹ変換部５１は、回転位置θ、算出された位相φｑ、及び変調率ｍに基づいて、各相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を指令デューティＤｕ，Ｄｖ，Ｄｗに変換する。変調率ｍは、算出されたベクトルＶｒの大きさ、システム電圧ＶＨ及び係数の乗算から算出される。ＰＷＭ部５２は、指令デューティＤｕ，Ｄｖ，Ｄｗに基づいて、操作信号ｇｕａ，ｇｕｂ，ｇｖａ，ｇｖｂ，ｇｗａ，ｇｗｂを生成し、生成した各操作信号をインバータ２０の各スイッチング素子へ送信する。各操作信号は、インバータ２０の各スイッチング素子のオン・オフを制御する信号である。ＰＷＭ制御モードでは、上述したＦＦ項演算部４２からＰＷＭ部５２までの機能が操作部に相当する。

各スイッチング素子のオン・オフが操作信号により制御されることで、ＭＧ３０の各相のコイルに３相の交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが印加される。３相の交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの印加に伴い、ＭＧ３０からトルク指令値Ｔｒｑ＊に応じたトルクが出力され、ＭＧ３０の各相のコイルには相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが流れる。

制御装置４０は、各相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出して、実電流Ｉｄ，Ｉｑを算出し、実電流Ｉｄ，Ｉｑを電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に対してフィードバックさせる。このとき、相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに高次成分が重畳していたり、相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗがオフセットしていたりすることがある。高次成分が重畳した相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗから実電流Ｉｄ，Ｉｑを算出すると、指令デューティＤｕ，Ｄｖ，Ｄｗにも高次成分が重畳し、それに伴うインバータ２０のスイッチングノイズ等の騒音成分にも高次成分が含まれるようになる。特に、過変調ＰＷＭ制御モードでは、ＰＷＭパルスに高次成分が含まれるため、相電流の検出値に高次成分が重畳しやすく、騒音が大きくなるという問題がある。また、相電流がオフセットすると、トルク変動やパワー変動が生じる。

そこで、制御装置４０は、相電流をフーリエ級数展開する。フーリエ級数展開の一般式を式（２），（３）に示す。式（２）は、ｃｏｓ関数のｎ次のフーリエ係数ａｎ、及びｓｉｎ関数のｎ次のフーリエ係数ｂｎを算出する式である。式（３）で示すｆ（θ）は、θを変数とする周期２πの周期関数であって、三角関数の和で表される。なお、式（２），（３）中の文字「ｎ」は、これらの式だけで独立して用いるものであり、他の箇所で用いる「ｎ」とは異なるものとする。

式（３）において、０次成分であるａ０／２は、直流成分であり、電流０（Ａ）に対する電流振幅の中心値のオフセット量に相当する。２次以上の成分は高次成分に相当する。よって、制御装置４０は、相電流の１次成分のみを抽出して、相電流の１次電流に基づいて、電流フィードバック制御を実施する。

フーリエ係数は、電気角ｋ周期（ｋは自然数）をＮ個（Ｎは自然数）に分割して設定した演算角におけるＮ個の相電流値に基づいて算出される。例えば、図５に示すように、ｋ＝１とし、電気角１周期を１２個に分割して演算角を設定した場合、ある演算角では、その演算角及びその演算角の直前の１１個の演算角における１２個の相電流値に基づいて、フーリエ係数を算出する。各演算角は、フーリエ係数の演算開始タイミングとなる。本実施形態では、電流センサ３１，３２による相電流Ｉｖ，Ｉｗの検出タイミングは、演算開始タイミングである演算角と同期しているとする。

図６に、従来のフーリエ係数の演算処理における演算角を示す。矢印の始点は演算開始タイミングすなわち演算角を示し、矢印の終点は演算終了タイミングを示す。矢印は演算処理時間を示す。ある演算角で開始された演算処理は、次の演算角までに終了している。

フーリエ係数の算出精度は、電気角ｋ周期の分割数を増やして、連続する演算角の間隔（サンプル間隔）を短くし、電気角ｋ周期にわたる演算角の数を増加させることで、向上させることができる。すなわち、１次電流の検出精度は、連続する演算角の間隔を短くし、フーリエ係数の算出に用いるサンプル点数を増加させることで、向上させることができる。しかしながら、制御装置４０の処理能力には制約がある。

図７は、図６に対して、分割数を倍にして連続する演算角の間隔を半分にした図である。図７に示すように、制御装置４０の処理能力を超える数に分割数を増加させて、連続する演算角の間隔を短くすると、ある演算角で開始された演算処理が終了する前に、次の演算角の演算処理が開始されることになる。その結果、電流フィードバック制御が破綻してしまう。よって、制御装置４０の処理能力の制約上、分割数を増加させることで１次電流の算出精度を向上させるには限度がある。

ここで、各相の相電流は、互いに電気角１２０°ずれた関係となっている。例えばＶ相の相電流Ｉｖに対して、Ｕ相の相電流Ｉｕは進角方向に電気角１２０°ずれ、Ｗ相の相電流Ｉｗは遅角方向に１２０°ずれているとする。この場合、Ｕ相の相電流Ｉｕを遅角方向に１２０°ずらしたものはＶ相の相電流Ｉｖと等しくなり、Ｗ相の相電流Ｉｗを進角方向に１２０°ずらしたものはＶ相の相電流Ｉｖと等しくなる。そこで、制御装置４０は、３相のうちの１相を基準相とし、基準相の演算角における相電流値に対して、他の２相の演算角における相電流値を電気角１２０°ずらして重ね合せることで、フーリエ係数の算出に用いるサンプル点数を増やすことにした。以下、本実施形態における１次電流値の算出手法について説明する。本実施形態では、Ｖ相を基準相として説明するが、基準相はどの相にしてもよい。

演算角設定部７１は、３相の相電流の電気角ｋ周期に対して、ｋ×３６０の約数であって１２０の約数ではない値の電気角であるサンプル間隔ごとに、同じサンプルタイミングで演算角を設定する。本実施形態では、ｋ＝１とし、サンプル間隔を、電気角１周期に対して、３６０の約数であって１２０の約数ではない値の電気角とする。３６０の約数であって１２０の約数ではない値は、例えば、９×２＾ｊとすればよい（ｊは２の乗数であり、０≦ｊ≦３の整数）。図８（ａ）〜（ｃ）に、Ｖ相、Ｗ相、Ｕ相の相電流の電気角１周期にわたる演算角を、丸印、四角印、三角印でそれぞれ示す。それぞれのサンプル間隔は電気角３６°（ｊ＝２）となっており、各相の演算角は、３６°、７２°、１０８°、１４４°、１８０°、２１６°、２５２°、２８８°、３２４°、３６０°の１０個となっている。

また、演算角設定部７１は、サンプル間隔を９×２＾ｊとした場合、ＭＧ３０の回転速度や制御装置４０の処理能力に応じて、ｊの値を変化させるようにしてもよい。具体的には、演算角設定部７１は、ＭＧ３０の回転速度が低いほど、ｊを小さくしてサンプル間隔を短くしてもよい。低回転速度域では、電気角１周期分回転するのに要する時間が長くなるため、低回転速度域におけるサンプル間隔は、高回転速度域におけるサンプル間隔よりも短くすることが望ましい。また、演算角設定部７１は、制御装置４０の処理能力が高いほど、ｊを小さくしてサンプル間隔を短くしてもよい。

なお、サンプル間隔を３６０の約数である値の電気角とするのは、どの演算角でフーリエ係数を算出する場合でも、算出に用いる電気角１周期にわたるサンプル点数を等しくするためである。また、サンプル間隔を１２０の約数ではない値の電気角とするのは、基準相以外の相の演算角を１２０°ずらした角°と、基準相の演算角とが同じ値とならないようにするためである。基準相以外の相の演算角を電気角１２０°ずらした角度と、基準相の演算角とが同じ値となると、３相分を重ね合わせてもサンプル点数が１相分のサンプル点数と同じ数となり、増加しないからである。

例えば、サンプル間隔を１２０°の約数である３０°として、演算角を、３０°、６０°、９０°、１２０°、１５０°、１８０°、２１０°、２４０°、２７０°、３００°、３３０°、３６０°とする。この場合、演算角３０°におけるＵ相の相電流値を遅角方向に電気角１２０°ずらすと、演算角２７０°におけるＶ相の相電流値とみなせる。しかしながら、演算角２７０°におけるＶ相の相電流値は元々あるサンプル点なので、Ｕ相のサンプル点をＶ相のサンプル点に重ね合わせても、Ｖ相のサンプル点数は増加しない。他のＵ相のサンプル点についても同様である。また、演算角３０°におけるＷ相の相電流値を進角方向に電気角１２０°ずらすと、演算角１５０°におけるＶ相の相電流値とみなせる。しかしながら、演算角１５０°における相電流値は元々あるサンプル点なので、Ｗ相のサンプル点をＶ相のサンプル点に重ね合わせても、Ｖ相のサンプル点数は増加しない。他のＷ相のサンプル点についても同様である。

これにし対して、サンプル間隔を電気角１２０°の約数ではない３６°とした場合、電気角３６°におけるＵ相の相電流値を遅角方向に電気角１２０°ずらすと、演算角２７６°におけるＶ相の相電流値とみなせる。演算角２７６°におけるＶ相の相電流値は、元々のＶ相のサンプル点として存在していないので、Ｕ相のサンプル点をＶ相のサンプル点に重ね合わせると、Ｖ相のサンプル点数は増加する。他のＵ相のサンプル点についても同様である。また、演算角３６°におけるＷ相の相電流値を進角方向に電気角１２０°ずらすと、演算角１５６°におけるＶ相の相電流値とみなせる。演算角１５６°におけるＶ相の相電流値は、元々のＶ相のサンプル点として存在していないので、Ｗ相のサンプル点をＶ相のサンプル点に重ね合わせると、Ｖ相のサンプル点数は増加する。他のＷ相のサンプル点についても同様である。

合成部５３は、基準相であるＶ相の演算角における相電流値に対して、Ｕ相の演算角における相電流値を遅角方向に電気角１２０°ずらして重ね合わせ、Ｗ相の演算角における相電流値を進角方向に電気角１２０°ずらして重ね合わせる。そして、Ｖ相を基準として重ね合わせた３相分の相電流値を、Ｖ相の相電流値とする。

図９に、図８（ａ）に示すＶ相のサンプル点に対して、図８（ｂ）に示すＷ相のサンプル点を進角方向に電気角１２０°ずらし、図８（ｃ）に示すＵ相のサンプル点を遅角方向い電気角１２０°ずらして、重ね合せた図を示す。また、図１０に、合成したＶ相における、元々のＶ相のサンプル点の電気角、元はＷ相のサンプル点の電気角、元はＵ相のサンプル点の電気角を示す。図９及び図１０に示すように、合成したＶ相における各サンプル点は全てことなる電気角における相電流値を示し、合成したＶ相におけるサンプル点数は、元々のＶ相のサンプル点数の３倍となっている。よって、演算角ごとに、その演算角の直近の電気角１周期にわたる３相のサンプル点を合成することにより、電気角１周期にわたるサンプル点として、電気角１周期にわたる演算角の数の３倍となるサンプル点数を得られる。

フーリエ係数算出部５４（係数算出部）は、演算角ごとに、合成部５３により合成された基準相の各相電流値に基づく算出値を、電気角ｋ周期にわたって積算してフーリエ係数を算出する。本実施形態では、ｋ＝１とし、基準相の各相電流値に基づく算出値を、電気角１周期にわたって積算する。よって、３相のサンプル点を合成しない場合と比較して、フーリエ係数の演算周期は同じであるが、３倍の数のサンプル点を用いてフーリエ係数が算出される。よって、制御装置４０の処理能力に制約がある場合でも、フーリエ係数の算出精度を向上させることができる。

１次電流算出部５５は、フーリエ係数算出部５４により算出されたフーリエ係数に基づいて、各相の１次電流値Ｉｕ＿１，Ｉｖ＿１，Ｉｗ＿１を算出する。具体的には、算出されたフーリエ係数の１次係数ａ１，ｂ１からＶ相の１次電流値Ｉｖ＿１を算出する。そして、Ｖ相の１次電流値Ｉｖ＿１を進角方向に１２０°ずらしてＵ相の１次電流値Ｉｕ＿１算出するとともに、Ｖ相の１次電流値Ｉｖ＿１を遅角方向に１２０°ずらしてＷ相の１次電流値Ｉｗ＿１を算出する。なお、フーリエ係数の算出及び各相の１次電流値の算出の詳細は後述する。

ｄｑ電流算出部５６は、算出された３相の１次電流値Ｉｕ＿１，Ｉｖ＿１，Ｉｗ＿１を、回転座標系の実電流Ｉｄ（ｄ軸電流値）と実電流Ｉｑ（ｑ軸電流値）に変換する。ここでは、実電流Ｉｄ及び実電流Ｉｑを合わせて、ｄｑ電流と称する。

次に、相電流の検出値からｄｑ電流を算出する手法について、図１１のフローチャート及び図１２のタイムチャートを参照して説明する。

図１２（ａ）は時間に対する回転位置θの特性を示し、図１２（ｂ）は時間に対するＶ相の相電流Ｉｖ（θ）の特性を示す。図１２（ａ）において、回転位置θは、０〜３６０°の範囲で時間に比例して直線的に増加し、３６０°に到達すると同時に０°に戻る鋸波型に時間変化している。縦軸には、（ｎ−１）番目、ｎ番目、（ｎ＋１）番目の演算角θ[ｎ−１]、θ[ｎ]、θ[ｎ＋１]を示している。連続する演算角の間隔であるサンプル間隔は、Δθ＝９×２＾ｊで一定であり、電気角１周期をＮ＝（３６０／Δθ）等分割した間隔となる。よって、電気角１周期では、演算角θ[１]からθ[Ｎ]（＝θ[０]）の演算角が設定される。連続する電気角１周期において、後の周期の演算角θ[０]は前の周期の演算角θ[Ｎ]と同じ回転位置θとなる。電気角１周期分の演算角としては、Ｎ個の演算角が設定される。

また、横軸には演算角θ[Ｎ]に対応する時点である演算開始タイミングｔ（ｎ）を示している。サンプル間隔が等間隔であることに対応して、連続する演算開始タイミングの間隔も等間隔となっている。また、図１２（ｂ）は、演算角θ[ｎ−１]、θ[ｎ]、θ[ｎ＋１]にそれぞれ対応するＶ相電流Ｉｖ（θ[ｎ−１]）、Ｉｖ（θ[ｎ]）、Ｉｖ（θ[ｎ＋１]）を示す。

以下、相電流の検出値からｄｑ電流を算出する処理手順について、図１１のフローチャートを参照して説明する。本処理手順は、制御装置４０が、演算角ごとに繰り返し実行する。

まず、ｎの値を、前回の処理時のｎの値から１増やす（Ｓ１０）。続いて、ｎがＮよりも大きいか否か判定する（Ｓ１１）。ｎがＮ以下の場合は（Ｓ１１：ＮＯ）、そのままＳ１３の処理に進む。ｎがＮよりも大きい場合は（Ｓ１１：ＹＥＳ）、ｎ＝１として（Ｓ１２）、Ｓ１３の処理に進む。

続いて、電流センサ３１により検出されたＶ相の相電流値Ｉｖ（θ[ｎ]）、及び電流センサ３２により検出されたＷ相の相電流値Ｉｗ（θ[ｎ]）を取得する（Ｓ１３）。相電流値Ｉｖ（θ[ｎ]）及び相電流値Ｉｗ（θ[ｎ]）は、それぞれ演算角θ[ｎ]におけるＶ相の相電流値及びＷ相の相電流値である。

続いて、Ｓ１３で取得した相電流値Ｉｖ（θ[ｎ]）及び相電流値Ｉｗ（θ[ｎ]）を用いて、キルヒホッフの法則により、演算角θ[ｎ]におけるＵ相の相電流値Ｉｕ（θ[ｎ]）を算出する（Ｓ１４）。

続いて、Ｖ相を基準相とし、各相の電気角１周期にわたるＮ個のサンプル点を合成し、Ｖ相のサンプル点を３Ｎ個とする（Ｓ１５）。具体的には、演算角θ[ｎ]以前の直近のＮ個の演算角θ[ｎ]，θ[ｎ−１]，θ[ｎ‐２]…において、検出又は算出した各相の相電流値を選択する。そして、選択したＵ相の相電流値を遅角方向に１２０°ずらして、選択したＶ相の相電流値と重ね合わせるとともに、選択したＷ相の相電流値を進角方向に１２０°ずらして、選択したＶ相の相電流値と重ね合わせる。これにより、電気角１周期にわたるＶ相の相電流値として３Ｎ個のサンプル点が得られる。

続いて、Ｓ１５で合成したＶ相の３Ｎ個の相電流値に対して、図１１に示す式を用いて、１次のフーリエ係数ａ１及びｂ１を算出する。図１１に示す式は、式（２）及び（３）を離散化した式となっている。相電流値Ｉ（θ[ｍ]）（ｍ＝１，２，…３Ｎ）は、元々のＶ相のＮ個の相電流値と、Ｖ相に合成したＵ相の相電流値と、Ｖ相に合成したＷ相の相電流値とを合わせたものとなる。角度θ[ｍ]（ｍ＝１，２，…３Ｎ）は、元々の演算角θ[ｎ]（ｎ＝１，２，…Ｎ）と、演算角θ[ｎ]−１２０°（ｎ＝１，２，…Ｎ）と、演算角θ[ｎ]＋１２０°（ｎ＝１，２，…Ｎ）とを合わせて順に並べたものとなる。Ｉ（θ[ｍ]）・ｃｏｓθ[ｍ]・（θ[ｍ]−θ[ｍ−１]）をｍ＝１から３Ｎまで積算して、フーリエ係数ａ１を算出する。また、Ｉ（θ[ｍ]）・ｓｉｎθ[ｍ]・（θ[ｍ]−θ[ｍ−１]）をｍ＝１から３Ｎまで積算して、フーリエ係数ｂ１を算出する。そして、算出したフーリエ係数ａ１及びｂ１から、Ｖ相の１次電流Ｉｖ＿１（θ[ｎ]）を算出する（Ｓ１６）。

なお、本実施形態において、Ｉ（θ[ｍ]）（ｍ＝１，２，…３Ｎ）が基準相の各相電流値に相当する。また、Ｉ（θ[ｍ]）・ｃｏｓθ[ｍ]・（θ[ｍ]−θ[ｍ−１]）、及びＩ（θ[ｍ]）・ｓｉｎθ[ｍ]・（θ[ｍ]−θ[ｍ−１]）が、基準相の各相電流値に基づく算出値に相当する。

続いて、Ｓ１６で算出したＶ相の１次電流Ｉｖ＿１（θ[ｎ]）を、進角方向に電気角１２０°ずらしてＵ相の１次電流Ｉｖ＿１（θ[ｎ]）を算出する。また、Ｖ相の１次電流Ｉｖ＿１（θ[ｎ]）を、遅角方向に電気角１２０°ずらしてＷ相の１次電流Ｉｗ＿１（θ[ｎ]）を算出する（Ｓ１７）。

続いて、Ｓ１７で算出した、３相の１次電流値Ｉｕ＿１（θ[ｎ]），Ｉｖ＿１（θ[ｎ]），Ｉｗ＿１（θ[ｎ]）を、図１１に示す行列により回転座標系の実電流Ｉｄ，Ｉｑに変換する（Ｓ１８）。

＜矩形波制御＞
次に、矩形波制御モードについて説明する。矩形波制御モードでは、トルクフィードバック制御を実施するため、フィードバックの制御量はトルクとなる。図１３に、矩形波制御モードに対応する制御装置４０の構成を示す。制御装置４０は、偏差算出部６１、ＰＩ制御部６２、矩形パルス生成部６３、及び信号生成部６４の機能を備える。さらに、制御装置４０は、演算角設定部７１、合成部５３、フーリエ係数算出部５４、１次電流算出部５５、ｄｑ電流算出部５６、及びトルク推定部６５の機能を備える。演算角設定部７１、合成部５３、フーリエ係数算出部５４、１次電流算出部５５、及びｄｑ電流算出部５６の機能は、ＰＷＭ制御モードと同様であるから説明を省略する。

偏差算出部６１は、トルク指令値Ｔｒｑ＊と、後述するトルク推定部６５により推定されたトルク推定値Ｔｒｑｅとのトルク偏差ΔＴｒｑを算出する。トルク推定値Ｔｒｑｅは、実トルクの推定値である。ＰＩ制御部６２は、トルク推定値Ｔｒｑｅをトルク指令値Ｔｒｑ＊に追従させるべく、トルク偏差ΔＴｒｑが０に収束するように、電圧位相指令φｑ＊を比例積分制御により算出する。なお、矩形波制御モードでは、トルク推定値Ｔｒｑｅが制御量に相当し、トルク指令値Ｔｒｑ＊が制御量の目標値に相当する。

矩形パルス生成部６３は、上述した位相φｑの指令値である電圧位相指令値φｑ＊と回転位置θとに基づいて矩形波を生成し、各相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成する。信号生成部６４は、各相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊及び変調率ｍに基づき、操作信号ｇｕａ，ｇｕｂ，ｇｖａ，ｇｖｂ，ｇｗａ，ｇｗｂを生成し、生成した各操作信号をインバータ２０の各スイッチング素子へ送信する。矩形波制御モードでは、上述した偏差算出部６１から信号生成部６４までの機能が操作部に相当する。

トルク推定部６５は、ｄｑ電流算出部５６により算出された実電流Ｉｄ，Ｉｑと、トルクマップ又は数式に基づいて、トルク推定値Ｔｒｑｅを算出する。トルクマップは、実電流Ｉｄ，Ｉｑと実トルクとの対応を示すマップであり、予め記憶装置に記憶されている。

なお、制御装置４０の構成として、ＰＷＭ制御モードに対応する構成と、矩形波制御モードに対応する構成とをそれぞれ示したが、制御装置４０は、ＰＷＭ制御モードと矩形波制御モードの両方に対応する構成であってもよい。すなわち、制御装置４０は、電流指令生成部４１からＰＷＭ部５２までのＰＷＭ制御に対応する機能と、偏差算出部６１から信号生成部６４までの矩形波制御に対応する機能とをそれぞれ有し、変調率ｍに応じて、ＰＷＭ制御に対応する機能と矩形波制御に対応する機能とを切替えてもよい。

以上説明した本実施形態によれば、以下の効果を奏する。

・基準相の相電流値に他の２相の相電流値を重ね合わせることにより、重ね合せない場合と比較して、フーリエ係数算出の演算周期を変化させることなく、フーリエ係数算出時のサンプル数を３倍にすることができる。したがって、制御装置４０の処理能力に制約がある場合でも、１次電流の検出精度を適切に向上させることができる。

・サンプル間隔を、９×２＾ｎとなる値の電気角とすることにより、確実に、サンプル間隔を、ｋ×３６０度の約数であって１２０度の約数ではない値とすることができる。これにより、３相のサンプル点を重ね合わせた場合に、それぞれ異なる角度におけるサンプル点となり、サンプル点数を増加させることができる。

・サンプル間隔を、９×２＾ｊとなる値の電気角とすることにより、ｊを適宜増減させることで、サンプル間隔を適切に設定することができる。さらに、ＭＧ３０の回転速度に応じてｊの値を変化させることにより、回転速度に適したサンプル間隔にすることができる。

・算出されたフーリエ係数から基準相の１次電流が算出でき、基準相の１次電流を進角方向及び遅角方向にそれぞれ電気角１２０°ずらすことにより、他の２相の１次電流を算出することができる。よって、フーリエ係数の演算は、１相の相電流値に対して行うだけでよい。

（他の実施形態）
・上記実施形態では、３相分の相電流のサンプル点を合成したが、２相分の相電流のサンプル点を合成するだけでもよい。２相分の相電流のサンプル点を合成するだけでも、合成しない場合と比較して、サンプル点数が２倍になるので、１次電流の算出精度を向上させることができる。

・電流センサにより３相の相電流値をそれぞれ検出してもよい。この場合、図１１のフローチャートにおいて、Ｓ１３の処理で、３相の相電流の検出値をそれぞれ取得し、Ｓ１４の処理を省略する。

・サンプル間隔は、３６０の約数であって且つ９×ｉ（ｉは自然数）となる値の電気角としてもよい。例えば、電気角４５°（ｉ＝５）は、９×２＾ｊを満たす値ではないが、３６０の約数であって１２０の約数でない値の電気角である。この場合、３６０の約数であって且つ９×ｉとなる値の電気角をマップにしておき、回転速度や制御装置４０の処理装置に応じて、マップから電気角を適宜選択するようにしてもよい。

・電流センサ３１，３２による相電流値の検出タイミングと、演算角とは同期していなくてもよい。この場合、検出された相電流値を線形補完して、演算角のタイミングにおける相電流値を算出し、フーリエ係数の演算に用いればよい。

２０…インバータ、３０…ＭＧ、３１,３２…電流センサ、４０…制御装置。

Claims (6)

1. ３相の交流回転電機（３０）と、前記交流回転電機を駆動するインバータ（２０）と、前記交流回転電機の２相以上の相に流れる相電流値をそれぞれ検出する電流センサ（３１，３２）と、を備える回転電機システムに適用される交流回転電機の制御装置（４０）であって、
   複数相の電気角ｋ周期（ｋは自然数）に対して、ｋ×３６０の約数であって１２０の約数ではない値の電気角であるサンプル間隔ごとに、同じサンプルタイミングで演算角を設定する演算角設定部と、
   前記複数相のうちの１相を基準相とし、前記基準相の前記演算角における前記相電流値に対して、前記複数相のうちの前記基準相以外の他相の前記演算角における前記相電流値を、電気角１２０°ずらして重ね合わせ、重ね合わせた各前記相電流値を前記基準相の相電流値とする合成部と、
   前記演算角ごとに、前記基準相の各前記相電流値に基づく算出値を前記電気角ｋ周期にわたって積算してフーリエ係数を算出する係数算出部と、
   算出された前記フーリエ係数に基づいて、各相の１次電流値を算出する１次電流算出部と、
   算出された前記各相の１次電流値をｄｑ変換してｄ軸電流値及びｑ軸電流値を算出するｄｑ電流算出部と、
   算出された前記ｄ軸電流値及び前記ｑ軸電流値に基づいた制御量が、前記制御量の目標値に追従するように、前記インバータを構成する複数のスイッチング素子を操作する操作部と、
   を備える交流回転電機の制御装置。
2. 前記複数相は３相であり、
   前記合成部は、前記基準相の前記演算角における前記相電流値に対して、前記基準相以外の他の２相の前記演算角における前記相電流値を、それぞれ進角方向と遅角方向に電気角１２０°ずらして重ね合わせる請求項１に記載の交流回転電機の制御装置。
3. 前記サンプル間隔は、３６０の約数であって且つ９×ｉ（ｉは自然数）となる値の電気角である請求項１又は２に記載の交流回転電機の制御装置。
4. 前記サンプル間隔は、９に２のｊ（ｊは０以上の整数）乗を乗算した値の電気角である請求項３に記載の交流回転電機の制御装置。
5. 前記演算角設定部は、前記交流回転電機の回転速度に応じてｊの値を変化させる請求項４に記載の交流回転電機の制御装置。
6. 前記１次電流算出部は、算出された前記フーリエ係数から前記基準相の１次電流を算出するとともに、算出した前記基準相の１次電流を進角方向及び遅角方向にそれぞれ電気角１２０°ずらすことにより、他の２相の前記１次電流を算出する請求項１〜５のいずれか１項に記載の交流回転電機の制御装置。

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