WO2024095475A1 - モータ制御方法及びモータ制御装置 - Google Patents
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Classifications
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
Definitions
- the present invention relates to a motor control method and a motor control device.
- JP2020-031458A discloses drive control for an open-winding motor in which the windings of each phase in a three-phase motor are not connected but are driven by supplying power independently.
- JP2020-031458A proposes a control method for reducing zero-phase current, which is a cause of inverter and motor losses and torque ripple.
- JP2020-031458A proposes a control method for reducing zero-sequence current from the viewpoint of minimizing the effect on the phase current that contributes to the motor torque. Meanwhile, the inventors have come up with a new control method that can be used not as a target to be reduced for reducing the zero-sequence current, but as a substantial control target for making the zero-sequence current substantially contribute to the motor torque.
- the object of the present invention is therefore to provide a motor control method and motor control device that can utilize zero-phase current as motor torque.
- a motor control method for controlling the operation of an open-winding type polyphase motor having a rotor and a stator with independent stator windings for each phase.
- a basic power command value for defining each phase component and zero-phase component of the power to be supplied to the stator winding is calculated based on a torque command value determined according to the required load for the polyphase motor
- zero-phase current control is performed to obtain a corrected power command value by correcting the basic power command value with a zero-phase current adjustment correction value for adjusting the zero-phase current flowing through each phase
- the operation of an inverter that supplies power to each winding of the polyphase motor is controlled based on the corrected power command value.
- the operating state parameters of the polyphase motor are used as input to calculate a zero-sequence current adjustment correction value so as to generate a zero-sequence current with a frequency component that is an odd multiple of the number of phases of the stator winding.
- FIG. 1 is a block diagram illustrating the configuration of a motor control system according to this embodiment.
- FIG. 2 is a block diagram illustrating the configuration of the zero-phase current control unit.
- FIG. 3 is a timing chart showing an example of changes over time in the final zero-phase sequence voltage command value, the phase current, and the zero-phase sequence current when correction is performed using the first superimposed zero-phase sequence voltage command value.
- FIG. 4 is a flowchart illustrating the motor control method according to the present embodiment.
- FIG. 5 is a timing chart for explaining the effect of the control according to the embodiment.
- FIG. 1 is a block diagram illustrating the configuration of a motor control system 1 according to this embodiment.
- the motor control system 1 is mounted on a vehicle such as an electric vehicle or a hybrid vehicle, and is used to control an electric motor that functions as a drive source or power generation source for the vehicle.
- the motor control system 1 is mainly composed of a motor 101, an inverter 102, a DC power supply 103, various sensors (current sensor 104 and magnetic pole position detector 105), and a motor controller that realizes the functions of each unit 106-120 for controlling the operation of the inverter 102.
- the motor 101 is configured as an open-winding type multi-phase AC (three-phase AC in this embodiment) motor. More specifically, the motor 101 is configured such that the U-phase, V-phase, and W-phase windings are each wound independently around the stator, and both ends of each stator winding are connected to the inverter 102. In other words, the motor 101 has a structure in which each winding of the stator is independent and does not have a neutral point.
- the inverter 102 converts the DC voltage Vdc of the DC power supply 103 into AC voltages ( vu ( vru , vlu) , vv ( vrv , vlv ), vw ( vrw , vlw )) based on a drive signal generated by a motor controller (particularly the PWM converter 106), and supplies the AC voltages to the motor 101.
- the DC power supply 103 is, for example, a stacked lithium ion battery.
- the current sensor 104 detects currents ( iu , iv , iw ) supplied from the inverter 102 to the motor 101 and outputs the currents to the motor controller.
- the magnetic pole position detector 105 detects the rotor position (angle) of the motor 101 and outputs this to the motor controller as A-phase, B-phase, and Z-phase pulses.
- the motor controller has a PWM converter 106, an A/D converter 107, a three-phase/dq0 AC coordinate converter 108, a pulse counter 109, an angular velocity calculator 110, a look-ahead compensation unit 111, a current command value calculator 112, a current control unit 113, a non-interference control unit 114, a second voltage command value calculator 115, a zero-phase current adjustment unit 116, a third voltage command value calculator 117, a disturbance compensation unit 118, a final voltage command value calculator 119, and a dq0/three-phase AC coordinate converter 120.
- the PWM converter 106 generates PWM_Duty drive signals (D uru *, D ulu * , D url * , D ull * , D vru * , D vlu * , D vrl *, D vll * , D wru * , D wlu * , D wrl * , D wll * ) for the switching elements (such as IGBTs) of the three - phase full-bridge inverter 102 based on the three -phase voltage command values ( vu * , vv * , vw * ).
- the A/D converter 107 converts the three-phase AC currents ( iu , iv , iw ) detected by the input from the current sensor 104 into digital signals and outputs them to the three-phase/dq0 AC coordinate converter 108.
- the three-phase AC currents ( iu , iv , iw ) are also particularly referred to as u-phase current measurement value ius , v-phase current measurement value ivs , and w-phase current measurement value iws , respectively.
- the three-phase/dq0 AC coordinate converter 108 converts the three-phase AC coordinate system (uvw axes) into a dq0 coordinate system including a zero-sequence component in an orthogonal two-axis DC coordinate system (dq axes) that rotates in synchronization with the rotor of the motor 101.
- the u-phase current measurement value i us the v-phase current measurement value i vs , and the w-phase current measurement value i ws , as well as the electrical angle ⁇ re calculated by the pulse counter 109, are input, and the d-axis current i d , q-axis current i q , and zero-sequence current i 0 are calculated according to the following equation (1).
- the zero-phase current i0 is a current flowing in phase through each winding in a multiphase unbalanced AC circuit, and is expressed by the sum of each component of the three-phase AC current ( iu , iv , iw ) as shown in the following equation (1).
- the zero-phase current i0 in an open-winding type multiphase AC motor is mainly composed of a harmonic component of an order obtained by multiplying the fundamental frequency component ( ⁇ electrical angular velocity ⁇ re ) of the motor 101 by the number of phases.
- the zero-phase current i0 since the three-phase AC current ( iu , iv , iw ) is used as the fundamental wave, the zero-phase current i0 has a third-order harmonic component as its main component.
- the d-axis current i d the q-axis current i q , and the zero-phase current i 0 calculated by equation (1) will also be referred to as the d-axis current measurement value i ds , the q-axis current measurement value i qs , and the zero-phase current measurement value i 0s , respectively.
- the pulse counter 109 calculates the electrical angle ⁇ re based on the A-phase, B-phase, and Z-phase pulses input from the magnetic pole position detector 105.
- the electrical angle ⁇ re calculated by the pulse counter 109 is also referred to as a measured electrical angle value ⁇ res .
- the angular velocity calculator 110 receives the electrical angle measurement value ⁇ res and calculates the electrical angular velocity ⁇ re from the time change rate of the electrical angle measurement value ⁇ res.
- the angular velocity calculator 110 also calculates the mechanical angular velocity ⁇ rm by dividing the electrical angular velocity ⁇ res by the number p of motor pole pairs.
- the electrical angular velocity ⁇ res and the mechanical angular velocity ⁇ rms calculated by the angular velocity calculator 110 are also referred to as the electrical angular velocity measurement value ⁇ res and the mechanical angular velocity measurement value ⁇ rms , respectively.
- the look-ahead compensation unit 111 receives the electrical angle measurement value ⁇ res and the electrical angular velocity measurement value ⁇ res and calculates the electrical angle ⁇ re ' after look-ahead compensation. Specifically, the look-ahead compensation unit 111 calculates the electrical angle ⁇ re ' after look-ahead compensation by adding the product of the electrical angular velocity measurement value ⁇ res and a dead time ⁇ (delay time) of the control system to the electrical angle measurement value ⁇ res . That is, the electrical angle ⁇ re ' after look-ahead compensation is ⁇ res + ⁇ res ⁇ ⁇ .
- the current command value calculation unit 112 receives the torque command value T * , the electrical angle ⁇ re , the look-ahead compensated electrical angle ⁇ re ', the mechanical angular velocity measurement value ⁇ rms , and the DC voltage V dc as input, and calculates the d-axis current command value i d * , the q-axis current command value i q * , and the zero-phase current command value i 0 * by referring to map data previously stored in a memory.
- the torque command value T * is determined by a higher-level controller according to the required load for the motor 101. In particular, when the motor control system 1 is mounted on a vehicle, the required load for the motor 101 (torque command value T * ) is determined according to the amount of operation of an accelerator pedal mounted on the vehicle, etc.
- the current command value calculator 112 calculates the zero-phase current command value i 0 * by referring to a superposition execution flag f c , which will be described later.
- the current command value calculation unit 112 refers to the map data and calculates the zero-phase current command value i 0 * from each input parameter so as to suppress the occurrence of zero-phase current i 0 (so that the responding zero-phase current i 0 approaches 0).
- the current command value calculator 112 calculates a zero-phase current command value i 0 * by the following equation (2).
- the zero-phase current command value i0 * in equation (2) is a value determined assuming the behavior of the zero-phase current i0 generated in response to the voltage applied to the motor 101, which is determined when the harmonic voltage superposition process is executed.
- the zero-phase current command value i0 * determined in this manner is used in the calculation of each voltage command value in the current control unit 113 and the non-interference control unit 114, which will be described later, so that the actual zero-phase current i0 can be adjusted to a desired behavior with a suppressed control error.
- equation (2) "A i0 (k)" represents the zero-phase current amplitude reference value, "k” represents an arbitrary odd number, "n w “ represents the number of stator windings, “ ⁇ re_i0” represents the electrical angle parameter, and “ ⁇ peak_x " represents the phase current positive peak angle.
- the zero-phase current amplitude reference value A i0 (k) is calculated by referring to a zero-phase current amplitude map stored in advance in memory based on the current d-axis current i d , q-axis current i q , mechanical angular velocity measurement value ⁇ rms , and odd number k. That is, the zero-phase current amplitude reference value A i0 (k) is calculated by the following equation (3).
- "f" in the formula (3) means a function representing a zero-phase current amplitude map.
- the d-axis current measurement value i ds and the q-axis current measurement value i qs can be used, respectively.
- the d-axis current reference response value i d_ref and the q-axis current reference response value i q_ref may be used.
- the d-axis current reference response value i_d_ref and the q-axis current reference response value i_q_ref can be obtained, for example, by applying a filtering process to the d-axis current command value i_d * and the q-axis current command value i_q * according to the response delay from the current command to detection in the motor control system. That is, the d-axis current reference response value i_d_ref and the q-axis current reference response value i_q_ref correspond to estimated values for the current d-axis current i_d and q-axis current i_q calculated from each command value.
- the number of windings nw represents the number of windings for each phase in the stator of the motor 101. That is, the number of windings nw is equal to the number of phases of the motor 101.
- the motor 101 is configured as a three-phase motor, so nw is 3.
- the electrical angle parameter ⁇ re_i0 is a parameter indicating the current electrical angle ⁇ re .
- the electrical angle parameter ⁇ re_i0 is determined to be either the measured electrical angle ⁇ res or the look-ahead compensated electrical angle ⁇ re ′ according to the output destination as shown in the following equation (4).
- the phase current positive peak angle ⁇ peak_x is the value of the electrical angle ⁇ re when the x-phase current (u-phase current i u , v-phase current i v , or w-phase current i w ) reaches a positive peak (the maximum positive value in the displacement of the phase current i x ).
- the positive peak and negative peak of the phase current i x are also referred to as the "phase current positive peak I x_peak+ " and the "phase current negative peak I x_peak- ", respectively.
- the odd number k is a coefficient that determines the frequency magnification of the zero-phase current command value i 0 * to be calculated with respect to the fundamental harmonic component of the zero-phase current i 0 .
- the frequency component ( ⁇ nw ⁇ re ) that is the number of phases (number of windings n w ) times the fundamental frequency ( ⁇ electrical angular velocity ⁇ re ) of the motor 101 (phase current i x ) is set as the main harmonic component. Therefore, the frequency of the main harmonic component of the zero-phase current command value i 0 * calculated by equation (2) is k ⁇ nw ⁇ re .
- the frequency of the main harmonic component of the zero-phase current command value i 0 * can be set to nw ⁇ re , 3nw ⁇ ⁇ re , or 5nw ⁇ re .
- the frequency of the main harmonic component of the zero-phase current command value i 0 * is the same as that of the fundamental harmonic component of the zero-phase current i 0 .
- the main harmonic component of the zero-phase current command value i 0 * has a frequency component three times ( ⁇ 3 ⁇ re ) the fundamental frequency of the phase current i x .
- the zero-phase current command value i 0 * may be generated by superposing each waveform determined for each of a plurality of odd numbers k.
- the current control unit 113 is composed of a d-axis current control unit, a q-axis current control unit, and a zero-phase current control unit, and calculates, for example, a first d-axis voltage command value vd1 * , a first q-axis voltage command value vq1 * , and a first zero-phase voltage command value v01 * by PI control using as input the deviations between the d-axis current command value id *, the q-axis current command value iq* , and the zero-phase current command value i0 * and the d -axis current measurement value ids, the q -axis current measurement value iqs , and the zero-phase current measurement value i0s , while tracking with the desired responsiveness without steady - state deviation.
- the decoupling control unit 114 inputs the electrical angular velocity measurement value ⁇ res , the electrical angle after look-ahead compensation ⁇ re ', the d-axis current command value i d * , the q-axis current command value i q * , and the zero-phase current command value i 0 * , and calculates the decoupling voltages (v d_dcpl , v q_dcpl , v 0_dcpl ) required to offset the interference voltages between the d-axis, q-axis, and zero-phase.
- the current command value calculation unit 112 calculates the zero-phase current command value i 0 * input to the decoupling control unit 114 by using the look-ahead compensated electrical angle ⁇ re '. This makes it possible to determine decoupling voltages (v d_dcpl , v q_dcpl , v 0_dcpl ) that can suppress control errors due to phase shifts caused by dead time ⁇ in the control system and more reliably suppress interference components between the d - axis, q - axis, and zero -phase.
- the second voltage command value calculation unit 115 calculates the second d-axis voltage command value vd2 * , the second q-axis voltage command value vq2 * , and the second zero-phase voltage command value v02 * by correcting (adding) the first d-axis voltage command value vd1*, the first q-axis voltage command value vq1 * , and the first zero -phase voltage command value v01 * , which are the outputs of the current control unit 113, using the decoupling voltages ( vd_dcpl , vq_dcpl , v0_dcpl) which are the outputs of the decoupling control unit 114.
- the zero-phase current adjusting unit 116 receives as input the mechanical angular velocity measurement value ⁇ rms and the electrical angular velocity measurement value ⁇ res which are the outputs of the angular velocity calculator 110, the d-axis current command value id * and the q-axis current command value iq * which are the outputs of the current command value calculator 112, and the look-ahead compensated electrical angle ⁇ re ' which is the output of the look-ahead compensation unit 111, and calculates a superimposed zero-phase voltage command value v0_s2 for adjusting the zero-phase current i0 flowing through each winding of the motor 101. Details of the processing in the zero-phase current adjusting unit 116 will be described later.
- the third voltage command value calculation unit 117 calculates the third zero-phase voltage command value v 03 * by adding the final superimposed zero-phase voltage command value v 0_sf *, which is the output of the zero-phase current adjustment unit 116, to the second zero-phase voltage command value v 02 * , which is the output of the second voltage command value calculation unit 115 .
- the disturbance compensation unit 118 estimates the disturbance input to the motor 101 using the electrical angular velocity ⁇ re , the electrical angle ⁇ re , the final d-axis voltage command value vd * , the final q-axis voltage command value vq * , the final zero-phase voltage command value v0 * , the d-axis current measurement value ids , the q-axis current measurement value iqs , and the zero-phase current measurement value i0s as input.
- the final voltage command value calculation unit 119 corrects (adds) the second d-axis voltage command value vd2 * , the second q-axis voltage command value vq2 * , and the third zero-phase voltage command value v03 * with the d-axis disturbance estimated value vd_dist_est , the q-axis disturbance estimated value vq_dist_est , and the zero-phase disturbance estimated value v0_dist_est , which are outputs from the disturbance compensation unit 118, respectively, to calculate the final d-axis voltage command value vd * , the final q-axis voltage command value vq * , and the final zero-phase voltage command value v0 * .
- the dq0/three-phase AC coordinate converter 120 converts the dq0 coordinate system, which is obtained by adding a zero-phase component to an orthogonal two-axis DC coordinate system (dq-axis coordinate system) rotating at an electrical angular velocity ⁇ re , into a three-phase AC coordinate system (uvw axes).
- the converter 120 calculates three-phase voltage command values ( vu * , vv * , vw * ) used to generate the above-mentioned PWM_Duty drive signal by performing coordinate conversion processing according to the following equation (6).
- the motor 101 can be driven so as to realize a desired torque command value T * .
- FIG. 2 is a block diagram illustrating the configuration of the zero-phase current adjustment unit 116.
- the zero-phase current adjustment unit 116 has a control constant calculation unit 201, a harmonic zero-phase voltage calculation unit 202, a superposition execution determination unit 203, and a final command value calculation unit 204.
- the control constant calculation unit 201 receives as input the dq-axis current command values (i d * , i q * ) output from the current command value calculation unit 112 and the mechanical angular velocity measurement value ⁇ rms output from the angular velocity calculator 110, and calculates the amplitude coefficient A v0 (k) and the phase coefficient ⁇ v0 (k) by referring to a predetermined zero-sequence voltage/phase calculation map.
- the zero-sequence voltage/phase calculation map is constructed by investigating and mapping the amplitude coefficient A v0(k) and phase coefficient ⁇ v0(k) capable of suppressing the magnitude of the peak of each phase current i x for each d-axis current i d , q -axis current i q , and mechanical angular velocity ⁇ rm in advance by actual device measurement and/or simulation analysis. That is, the amplitude coefficient A v0 (k) and the phase coefficient ⁇ v0 (k) are expressed by the following equation (7) using the respective functions g and h determined in the zero-sequence voltage/phase calculation map.
- the harmonic zero-phase-sequence voltage calculation unit 202 receives as input the amplitude coefficient A v0 (k) and phase coefficient ⁇ v0 (k) output from the control constant calculation unit 201, the electrical angular velocity measurement value ⁇ res output from the angular velocity calculator 110, and the electrical angle ⁇ re ' after look-ahead compensation output from the look-ahead compensation unit 111, and calculates the first superimposed zero-phase-sequence voltage command value v 0_s1 * using the following equation (8).
- the first superimposed zero-phase voltage command value v 0 — s1 * may be generated by superimposing each waveform determined for each of a plurality of odd numbers k.
- the superposition execution determination unit 203 determines whether or not to execute harmonic voltage superposition processing using the d-axis current measurement value i ds , the q-axis current measurement value i qs , and the mechanical angular velocity measurement value ⁇ rms as inputs. Then, the superposition execution determination unit 203 sets the superposition execution flag f c to on or off depending on the determination result, and outputs it to the final command value calculation unit 204 and the above-mentioned current command value calculation unit 112.
- the superposition execution determination unit 203 sets the superposition execution flag f c to on when the current motor operating point determined by the d-axis current measurement value i ds , the q-axis current measurement value i qs , and the mechanical angular velocity measurement value ⁇ rms is included in a predetermined harmonic voltage superposition area stored in memory, and sets the superposition execution flag f c to off if not.
- the harmonic voltage superposition region means a region defined as a range of operating points where the harmonic voltage superposition process should be executed in a state space having the d-axis current i d , the q-axis current i q , and the mechanical angular velocity ⁇ rm as variables (operating points).
- the harmonic voltage superposition region in this embodiment is defined as a range of operating points where the peak I x_peak of the expected phase current i x is higher than a current limit value according to the specifications of the hardware or software.
- the dq-axis current command values (i d * , i q * ) or the dq-axis current reference response values (i d_ref , i q_ref ) may be used as parameters indicating the d-axis current i d and the q-axis current i q corresponding to the current motor operating point.
- the superposition execution flag f c is turned on when a difference obtained by subtracting the current limit value from the peak actual value is equal to or greater than a predetermined value, and the superposition execution flag f c is turned off otherwise.
- the final command value calculation unit 204 receives as input the first superimposed zero-sequence voltage command value v 0_s1 * , which is the output of the harmonic zero-sequence voltage calculation unit 202, and the superimposition execution flag f c , which is the output of the superimposition execution determination unit 203, calculates the final superimposed zero-sequence voltage command value v 0_sf * , and outputs it to the third voltage command value calculation unit 117.
- the final command value calculation unit 204 outputs the first superimposed zero-phase-sequence voltage command value v 0_s1 * calculated by the harmonic zero-phase-sequence voltage calculation unit 202 as the final superimposed zero-phase-sequence voltage command value v 0_sf * .
- the final zero-phase-sequence voltage command value v0 * is obtained based on the third zero-phase-sequence voltage command value v03* obtained by adding this final superimposed zero-phase-sequence voltage command value v0_sf * (first superimposed zero-phase-sequence voltage command value v0_s1 * ) to the second zero-phase-sequence voltage command value v02 * calculated by the second voltage command value calculation unit 115. That is, the final zero-phase-sequence voltage command value v0 * is determined by correcting the second zero-phase-sequence voltage command value v02 * with the first superimposed zero-phase - sequence voltage command value v0_s1 * .
- FIG. 3 is a timing chart showing an example of time-dependent changes in the final zero-phase voltage command value v0 * , the phase current ix , and the zero-phase current i0 when correction is performed using the first superimposed zero-phase voltage command value v0_s1*.
- FIG. 3 shows waveforms of the power parameters when the odd number k is set to 1.
- the final zero-phase voltage command value v0 * obtained by correction using the first superimposed zero-phase voltage command value v0_s1 * contains a harmonic component of frequency 3 ⁇ re . Therefore, the zero-phase current i0 generated in response to the final zero-phase voltage command value v0 * also contains a harmonic component of frequency 3 ⁇ re .
- the phase current i x which is directly connected to the outputtable motor torque T, can be substantially controlled.
- the frequency (period) of the main harmonic component of the zero-phase current i0 is three times (one-third) the frequency (period) of the phase current ix . Therefore, by appropriately adjusting the phase coefficient ⁇ v0 in the first superimposed zero-phase voltage command value v0_s1 * , the negative peak of the zero-phase current i0 (hereinafter also referred to as the "zero-phase current negative peak I0_peak- ”) can be made to coincide with the phase current positive peak Ix_peak+ , and the positive peak (hereinafter also referred to as the "zero-phase current positive peak I0_peak+ ”) can be made to coincide with the phase current negative peak Ix_peak- .
- phase current ix can be made equal to or less than the current limit value at any operating point of the motor 101 (particularly any electrical angle ⁇ re ) due to the above-mentioned reduction effect of the zero-phase current i0 on the peak Ix_peak .
- the change in the zero-phase current i0 does not substantially affect the effective current value that can substantially contribute to the motor torque T. Therefore, even if the phase current ix is changed by superimposing the zero-phase current i0 , the output motor torque T can be maintained. Furthermore, by appropriately determining the amplitude coefficient A v0 (1) in the first superimposed zero-phase voltage command value v 0_s1 * , the amplitude of the generated zero-phase current i0 (the change width of the peak I x_peak of the phase current i x ) can also be appropriately adjusted.
- the final command value calculation unit 204 outputs the second superimposed zero-phase voltage command value v 0_s2 * as the final superimposed zero-phase voltage command value v 0_sf * .
- the second superimposed zero-phase voltage command value v 0_s2 * is set to an appropriate value assuming a situation in which the peak of the phase current i x is lower than the current limit value. In this case, since there is little need to suppress the peak of the phase current i x , it is preferable to reduce the loss by lowering the zero-phase current i 0 .
- the second superimposed zero-phase voltage command value v 0_s2 * is set to an appropriate value from the viewpoint of further reducing the amplitude of the zero-phase current i 0 to be generated with respect to the first superimposed zero-phase voltage command value v 0_s1 * .
- FIG. 4 shows a flowchart of each process (S1 to S11) in the motor control method of this embodiment.
- the processes of S8 and S9 in FIG. 4 correspond to zero-phase current control (control in the zero-phase current regulator 116 and the third voltage command value calculator 117).
- FIG. 5 is a timing chart showing the control results of Examples 1 and 2 and the comparative example.
- a final zero-phase voltage command value v0 * is determined from a first zero-phase voltage command value v01 * that is determined so as to bring the zero-phase current i0 close to 0, and this is applied to the motor 101.
- the zero-phase current i0 is maintained at approximately 0 and its influence on the u-phase current iu is suppressed, so that the waveform of the u-phase current iu is approximately a sine wave as originally expected.
- each peak Iu_peak+ , Iu_peak- of the u -phase current iu has approximately reached the current limit value.
- the zero-phase current negative peak I 0_peak- coincides with the phase current positive peak I u_peak+
- the zero-phase current positive peak I 0_peak+ coincides with the phase current negative peak I u_peak- by the zero-phase current control. Therefore, the phase current positive peak I u_peak+ is reduced compared to the comparative example.
- the phase current negative peak I u_peak- (more specifically, its absolute value) is also reduced compared to the comparative example.
- the change in the zero-phase current i 0 itself does not substantially affect the current effective value (motor torque T). Therefore, in the first embodiment, the peaks I u_peak+ and I u_peak- of the u-phase current i u are reduced while maintaining the current effective value (motor torque T) compared to the comparative example.
- the peaks Iu_peak+ and Iu_peak- of the u -phase current iu almost reach the current limit value, so that the u-phase current iu is limited even if there is a margin in the power supply voltage, and the motor torque T cannot be increased.
- the motor torque T (current vector i a ) is increased compared to the comparative example, but the peaks I u_peak+ , I u_peak- of the u-phase current i u are kept below the current limit value. That is, in the second embodiment, the zero-phase current i 0 suppresses the peaks I u_peak+ , I u_peak- of the u-phase current i u , creating a margin between the current limit value and the peak value for increasing the u-phase current i u . By utilizing this margin, it is possible to increase the motor torque T while observing the current limit value.
- a motor control method for controlling the operation of an open-winding type multi-phase motor (motor 101) that includes a rotor and a stator with independent stator windings for each phase.
- a basic power command value (vd2*, vq2*, v02 *) for specifying each phase component and zero-sequence component of the power to be supplied to the stator windings is calculated based on a torque command value T* determined in accordance with the required load on the motor 101 , and zero-sequence current control ( S8 and S9 in Figure 4) is performed to correct the basic power command value (vd2*, vq2*, v02* ) with a zero - sequence current adjustment correction value ( v0_sf * ) for adjusting the zero-sequence current i0 flowing through each phase to obtain corrected power command values ( vd2 * , vq2 * , v03 * ), and the operation of the inverter 102 that supplies power to each winding of the motor 101 is controlled based on the corrected power command values ( vd2 * , vq2 * , v03 * ).
- the operating state parameters of the motor 101 are used as input to calculate a zero-sequence current adjustment correction value (v 0_sf * ) so as to generate a zero-sequence current i 0 having a frequency component that is an odd multiple (k ⁇ nw order) of the number of phases of the stator winding (number of windings n w ).
- the zero-phase current adjustment correction value (v 0 — sf * ) is calculated so that the zero-phase current i 0 generated reduces the peak I x_peak of the phase current i x .
- the zero-phase current adjustment correction value ( v0_sf * ) is calculated so that the negative peak of the zero-phase current i0 (zero-phase current negative peak I0_peak- ) coincides with the positive peak of the phase current ix (phase current positive peak Ix_peak+ ) and so that the positive peak of the zero-phase current i0 (zero-phase current positive peak I0_peak+ ) coincides with the negative peak of the phase current ix (phase current negative peak Ix_peak- ).
- the operating state parameters include the electrical angular velocity ⁇ re , the d-axis current i d , and the q-axis current i q of the motor 101.
- the basic power command value is determined as a basic voltage command value having as its components a basic d-axis voltage command value (second d-axis voltage command value v d2 * ), a basic q-axis voltage command value (second q-axis voltage command value v q2 * ), and a basic zero-phase voltage command value (second zero-phase voltage command value v 02 * ).
- the corrected power command value is determined as a corrected voltage command value having as its components a corrected d-axis voltage command value (second d-axis voltage command value v d2 * ), a corrected q-axis voltage command value (second q-axis voltage command value v q2 * ), and a corrected zero-phase voltage command value (third zero-phase voltage command value v 03 * ).
- the above-mentioned zero-phase current adjustment correction value ( v0_sf * ) is defined as a harmonic zero-phase voltage (first superimposed zero-phase voltage command value v0_s1 * ) having an odd-order (k ⁇ nw order) frequency component, and the third zero-phase voltage command value v03 * is calculated by superimposing the first superimposed zero-phase voltage command value v0_s1 * on the second zero-phase voltage command value v02 * .
- the amplitude (A v0 (k) ⁇ ⁇ re ) and phase ( ⁇ re - ⁇ v0 (k)) of the first superimposed zero-phase voltage command value v 0_s1 * are determined as variable values according to the electrical angular velocity ⁇ re , the d-axis current i d , and the q-axis current i q (see equations (7) and (8)).
- the amplitude (A v0 (k) ⁇ re ) and phase ( ⁇ re ⁇ v0 (k)) of the first superimposed zero-phase voltage command value v 0 — s1 * are calculated based on the electrical angle measurement value ⁇ res of the motor 101 .
- the amplitude (A v0 (k) ⁇ ⁇ re ) and phase ( ⁇ re - ⁇ v0 (k)) of the first superimposed zero-phase voltage command value v 0_s1 * may be determined based on the look-ahead compensated electrical angle ⁇ re ' calculated from the electrical angle measurement value ⁇ re and the electrical angular velocity measurement value ⁇ res .
- the look-ahead compensated electrical angle ⁇ re ' is calculated by adding the product of the electrical angular velocity measurement value ⁇ res and the dead time ⁇ of the control system to the electrical angle measurement value ⁇ res .
- the first superimposed zero-phase voltage command value v 0_s1 * may be calculated by synthesizing each of the frequency components of multiple odd-numbered orders (1 ⁇ n w order, 3 ⁇ n w order, 5 ⁇ n w order, etc.) (see equation (9)).
- the zero-phase current i0 generated by the odd-order (k ⁇ nw order) harmonic voltage with respect to the number of phases of the stator winding (number of windings nw ) exhibits an odd-order (k ⁇ nw order) harmonic waveform.
- the zero-phase current i0 of the lowest order 1 ⁇ nw order also has positive and negative peaks in the zero-phase current i0 of higher orders (3 ⁇ nw order or higher).
- the relative positional relationship between the peak position of the zero-phase current i0 and the peak position of the phase current ix can be maintained, and the effect of reducing the peaks Ix_peak+ , Ix_peak- of the phase current ix can be appropriately exerted.
- the peaks Ix_peak+ , Ix_peak- of the current phase current ix are compared with a predetermined current limit value, and if the peaks Ix_peak+ , Ix_peak- of the phase current ix are equal to or greater than the current limit value, the basic power command values ( vd1 * , vq1 * , v01 * ) are corrected with the zero-phase current adjustment correction value ( v0_s1 * ) to determine corrected power command values ( vd2 * , vq2 * , v03 * ).
- the basic power command values ( vd1 * , vq1 * , v01 * ) are corrected with the zero-phase current suppression correction value to determine the corrected power command values ( vd2 * , vq2 * , v03 * ).
- the zero-phase current suppression correction value is determined so that the zero-phase current i0 (more specifically, the amplitude of the zero-phase current i0 ) generated is smaller than that in the case where correction is performed using the zero-phase current adjustment correction value (v0_s1*).
- the zero-phase current suppression correction value is set to 0.
- the zero-phase current adjustment correction value (v 0_s1 * ) is set to adjust the zero-phase current i 0 , thereby making it possible to suppress the peaks I x_peak+ and I x_peak- of the phase current i x .
- the zero-phase current i 0 can be reduced to suppress losses.
- the zero-phase current i 0 can be adjusted so as to balance the requirements for suppressing the peaks I x_peak+ and I x_peak- of the phase current i x and suppressing losses, depending on the magnitude relationship between the magnitude of the amplitude of the phase current i x and the current limit value.
- a motor controller functions as a motor control device suitable for executing the above motor control method.
- This motor controller controls the operation of an open-winding type multi-phase motor (motor 101) that includes a rotor and a stator with independent stator windings for each phase.
- the motor controller includes a basic power command value calculation unit (current control unit 113, etc. ) that calculates a basic power command value ( vd2 * , vq2 * , v02 * ) for defining each phase component and zero-sequence component of power to be supplied to the stator windings based on a torque command value T* determined in accordance with a required load for the motor 101, a zero-sequence current control unit (zero-sequence current adjustment unit 116 and third voltage command value calculation unit 117, etc.) that corrects the basic power command value ( vd2 * , vq2 * , v02 * ) with a zero-sequence current adjustment correction value ( v0_sf * ) for adjusting the zero-sequence current i0 flowing in each phase to obtain corrected power command values ( vd2 * , vq2 * , v03 * ), and a zero-sequence current adjustment correction value (vvd
- the zero-sequence current control unit uses the operating state parameters of the motor 101 (each d-axis current i d , q-axis current i q , electrical angle ⁇ re , mechanical angular velocity ⁇ rm , and electrical angular velocity ⁇ re , etc.) as input and calculates a zero-sequence current adjustment correction value (v 0_s2 * ) so as to generate a zero-sequence current i 0 having frequency components of an odd multiple order (k ⁇ nw order) of the number of phases of the stator winding (number of windings n w ).
- the above embodiments merely show some of the application examples of the present invention, and the technical scope of the present invention is not limited to the specific configurations of the above embodiments.
- the above embodiments have been described with respect to a case where the motor 101 is a three-phase AC motor (where the number of windings nw is 3).
- the motor control method and motor control device described in the above embodiments can be applied to a polyphase motor (where the number of windings nw is other than 3) that is not limited to a three-phase AC motor, using the same logic.
Landscapes
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Abstract
オープン巻線型の多相モータの動作を制御するモータ制御方法であって、トルク指令値に基づいて固定子巻線に供給する電力の各相成分及び零相成分を規定するための基本電力指令値を算出し、基本電力指令値を各相に流れる零相電流を調節するための零相電流調節補正値で補正して補正後電力指令値を求める零相電流制御を実行し、補正後電力指令値に基づいて、多相モータの各巻線に電力を供給するインバータの動作を制御する。そして、零相電流制御では、多相モータの動作状態パラメータを入力として、固定子巻線の相数に対する奇数倍次数の周波数成分をとる零相電流を発生させるように零相電流調節補正値を算出する。
Description
本発明は、モータ制御方法及びモータ制御装置に関する。
ＪＰ２０２０－０３１４５８Ａには、３相モータにおける各相の巻線を結線せずに独立して電力を供給して駆動するオープン巻線型モータの駆動制御が開示されている。特に、ＪＰ２０２０－０３１４５８Ａでは、インバータやモータの損失及びトルクリプルの要因となる零相電流を低減する制御方法が提案されている。
ＪＰ２０２０－０３１４５８Ａは、モータトルクに寄与する相電流への影響をできるだけ抑制する観点から、零相電流を低減する制御方法を提案するものである。一方で、本発明者らは、零相電流を低減すべき対象としてではなく、実質的にモータトルクに寄与させるための実質的な制御対象として利用し得る新規な制御方法に想到した。
したがって、本発明の目的は、零相電流をモータトルクとして利用し得るモータ制御方法及びモータ制御装置を提供することにある。
本発明の一態様によれば、回転子と、各相が独立した固定子巻線を有する固定子と、を備えるオープン巻線型の多相モータの動作を制御するモータ制御方法が提供される。このモータ制御方法では、多相モータに対する要求負荷に応じて定められるトルク指令値に基づいて、固定子巻線に供給する電力の各相成分及び零相成分を規定するための基本電力指令値を算出し、基本電力指令値を各相に流れる零相電流を調節するための零相電流調節補正値で補正して補正後電力指令値を求める零相電流制御を実行し、補正後電力指令値に基づいて、多相モータの各巻線に電力を供給するインバータの動作を制御する。
特に、零相電流制御では、多相モータの動作状態パラメータを入力として、固定子巻線の相数に対する奇数倍次数の周波数成分をとる零相電流を発生させるように零相電流調節補正値を算出する。
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。
図１は、本実施形態によるモータ制御システム１の構成を説明するブロック図である。なお、モータ制御システム１は、例えば、電気自動車又はハイブリッド自動車などの車両に搭載され、当該車両における駆動源或いは発電源として機能する電動機（モータ）の制御に用いられる。
図示のように、モータ制御システム１は、主として、モータ１０１、インバータ１０２、直流電源１０３、各種センサ類（電流センサ１０４及び磁極位置検出器１０５）、及びインバータ１０２の動作を制御するための各部１０６～１２０の機能を実現するモータコントローラにより構成される。
モータ１０１は、オープン巻線型の多相交流（本実施形態では三相交流）モータにより構成される。より詳細には、モータ１０１は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の巻線がそれぞれ独立に固定子に巻き付けられ、且つ各固定子巻線の両端部がインバータ１０２に接続された構成となっている。すなわち、モータ１０１は、固定子の各巻線が独立し中性点を持たない構造を持つ。
インバータ１０２は、モータコントローラ（特にＰＷＭ変換器１０６）によって生成される駆動信号に基づいて、直流電源１０３の直流電圧Ｖｄｃを交流電圧（ｖｕ（ｖｒｕ，ｖｌｕ），ｖｖ（ｖｒｖ，ｖｌｖ），ｖｗ（ｖｒｗ，ｖｌｗ））に変換し、モータ１０１に供給する。
直流電源１０３は、例えば積層型リチウムイオンバッテリにより構成される。
電流センサ１０４は、インバータ１０２からモータ１０１に供給される（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）を検出してモータコントローラに出力する。
磁極位置検出器１０５は、モータ１０１の回転子位置（角度）を検出し、これをＡ相Ｂ相Ｚ相のパルスとしてモータコントローラに出力する。
モータコントローラは、ＰＷＭ変換器１０６、Ａ／Ｄ変換器１０７、３相/ｄｑ０交流座標変換器１０８、パルスカウンタ１０９、角速度演算器１１０、先読み補償部１１１、電流指令値演算部１１２、電流制御部１１３、非干渉制御部１１４、第２電圧指令値演算部１１５、零相電流調節部１１６、第３電圧指令値演算部１１７、外乱補償部１１８、最終電圧指令値演算部１１９、及びｄｑ０/３相交流座標変換器１２０を有する。
ＰＷＭ変換器１０６は、三相電圧指令値（ｖｕ
＊，ｖｖ
＊，ｖｗ
＊）に基づいて、三相フルブリッジ型のインバータ１０２のスイッチング素子（ＩＧＢＴなど）のＰＷＭ_Ｄｕｔｙ駆動信号（Ｄｕｒｕ
＊，Ｄｕｌｕ
＊，Ｄｕｒｌ
＊，Ｄｕｌｌ
＊，Ｄｖｒｕ
＊，Ｄｖｌｕ
＊，Ｄｖｒｌ
＊，Ｄｖｌｌ
＊，Ｄｗｒｕ
＊，Ｄｗｌｕ
＊，Ｄｗｒｌ
＊，Ｄｗｌｌ
＊）を生成する。
Ａ／Ｄ変換器１０７は、電流センサ１０４から入力により検出される三相交流電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）をデジタル信号に変換して３相/ｄｑ０交流座標変換器１０８に出力する。なお、以下では、この三相交流電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）を特に、それぞれｕ相電流計測値ｉｕｓ、ｖ相電流計測値ｉｖｓ、及びｗ相電流計測値ｉｗｓとも称する。
３相/ｄｑ０交流座標変換器１０８は、３相交流座標系（ｕｖｗ軸）からモータ１０１の回転子に同期して回転する直交２軸直流座標系（ｄｑ軸）に零相成分を含んだｄｑ０座標系への変換を行なう。具体的には、ｕ相電流計測値ｉｕｓ、ｖ相電流計測値ｉｖｓ、及びｗ相電流計測値ｉｗｓ、並びにパルスカウンタ１０９で演算される電気角θｒｅを入力し、次式（１）より、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑ、及び零相電流ｉ０を算出する。
ここで、零相電流ｉ０は多相式不平衡交流回路において各巻線に同相で流れる電流のことであり、次式（１）のように三相交流電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）の各成分の和を用いて表現される。一般的に、オープン巻線型の多相交流モータにおける零相電流ｉ０は、モータ１０１の基本周波数成分（≒電気角速度ωｒｅ）に対して相数を乗じた次数の高調波成分が主成分となる。特に、本実施形態では、三相交流電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）を基本波としているため、零相電流ｉ０は３次高調波成分を主成分として持つこととなる。
なお、以下では、式（１）により算出されたｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑ、及び零相電流ｉ０を特に、それぞれｄ軸電流計測値ｉｄｓ、ｑ軸電流計測値ｉｑｓ、及び零相電流計測値ｉ０ｓとも称する。
パルスカウンタ１０９は、磁極位置検出器１０５から入力されるＡ相Ｂ相Ｚ相のパルスに基づいて電気角θｒｅを算出する。なお、以下では、パルスカウンタ１０９で算出される電気角θｒｅを特に、電気角計測値θｒｅｓとも称する。
角速度演算器１１０は、電気角計測値θｒｅｓを入力して、その時間変化率より、電気角速度ωｒｅを求める。また、角速度演算器１１０は、電気角速度ωｒｅをモータ極対数ｐにて除算した機械角速度ωｒｍを求める。なお、以下では、角速度演算器１１０で算出される電気角速度ωｒｅ及び機械角速度ωｒｍを特に、それぞれ電気角速度計測値ωｒｅｓ及び機械角速度計測値ωｒｍｓとも称する。
先読み補償部１１１は、電気角計測値θｒｅｓ及び電気角速度計測値ωｒｅｓを入力して、先読み補償後電気角θｒｅ’を算出する。具体的に、先読み補償部１１１は、電気角計測値θｒｅｓに対して、電気角速度計測値ωｒｅｓと制御系が持つむだ時間τ（遅れ時間）との乗算値を加算することで、先読み補償後電気角θｒｅ’を算出する。すなわち、先読み補償後電気角θｒｅ’は、θｒｅｓ＋ωｒｅｓ×τとなる。
電流指令値演算部１１２は、トルク指令値Ｔ＊、電気角θｒｅ、先読み補償後電気角θｒｅ’、機械角速度計測値ωｒｍｓ、及び直流電圧Ｖｄｃを入力とし、予めメモリに記憶させたマップデータを参照してｄ軸電流指令値ｉｄ
＊、ｑ軸電流指令値ｉｑ
＊、及び零相電流指令値ｉ０
＊を算出する。なお、トルク指令値Ｔ＊は、上位コントローラにおいてモータ１０１に対する要求負荷に応じて定められる。特に、モータ制御システム１が車両に搭載される場合、モータ１０１に対する要求負荷（トルク指令値Ｔ＊）は当該車両に搭載されるアクセルペダルへの操作量などに応じて定められる。
特に、本実施形態において電流指令値演算部１１２は、後述する重畳実行フラグｆｃを参照して零相電流指令値ｉ０
＊を算出する。
より具体的に、電流指令値演算部１１２は、重畳実行フラグｆｃがオフである場合（高調波電圧重畳処理を実行しない場合）には、上記マップデータを参照して、各入力パラメータから零相電流ｉ０の発生を抑制するように（応答する零相電流ｉ０が０に近づくように）零相電流指令値ｉ０
＊を算出する。
一方、電流指令値演算部１１２は、後述する重畳実行フラグｆｃがオンである場合（高調波電圧重畳処理を実行する場合）には、次式（２）により零相電流指令値ｉ０
＊を算出する。
ここで、式（２）の零相電流指令値ｉ０
＊は、高調波電圧重畳処理を実行した場合に定まるモータ１０１への印加電圧に対して発生する零相電流ｉ０の挙動を想定して定められた値である。すなわち、高調波電圧重畳処理を実行する場合に、このように定めた零相電流指令値ｉ０
＊を、後述の電流制御部１１３及び非干渉制御部１１４における各電圧指令値の演算に用いることで、現実の零相電流ｉ０を制御誤差が抑制された所望の挙動に調節することができる。
式（２）において、「Ａｉ０（ｋ）」は零相電流振幅規範値、「ｋ」は任意の奇数、「ｎｗ」は固定子の巻線数、「θｒｅ_ｉ０」は電気角パラメータ、「θｐｅａｋ_ｘ」は相電流正ピーク角をそれぞれ表す。
零相電流振幅規範値Ａｉ０（ｋ）は、現在のｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑ、機械角速度計測値ωｒｍｓ、及び奇数ｋに基づいて、予めメモリに記憶させた零相電流振幅マップを参照することで演算される。すなわち、零相電流振幅規範値Ａｉ０（ｋ）は、次式（３）により演算される。
なお、式（３）における「ｆ」は、零相電流振幅マップを表す関数を意味する。特に、式（３）に適用する現在のｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑを示唆するパラメータとしては、それぞれ、ｄ軸電流計測値ｉｄｓ及びｑ軸電流計測値ｉｑｓを用いることができる。また、これに代えて、d軸電流規範応答値ｉｄ_ｒｅｆ及びq軸電流規範応答値iｑ_ｒｅｆを用いても良い。
ここで、d軸電流規範応答値ｉｄ_ｒｅｆ及びq軸電流規範応答値iｑ_ｒｅｆは、例えば、ｄ軸電流指令値ｉｄ
＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ
＊に、モータ制御系における電流指令から検出までの応答遅れに応じたフィルタリング処理を施すことで求めることができる。すなわち、d軸電流規範応答値ｉｄ_ｒｅｆ及びq軸電流規範応答値iｑ_ｒｅｆは、各指令値から算出される現在のｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑに対する推定値に相当する。
巻線数ｎｗは、モータ１０１の固定子における相毎の巻線の組数を表す。すなわち、巻線数ｎｗは、モータ１０１の相数に一致する。特に、本実施形態ではモータ１０１は３相モータとして構成されているので、ｎｗは３となる。
電気角パラメータθｒｅ_ｉ０は、現在の電気角θｒｅを示唆するパラメータである。特に、電気角パラメータθｒｅ_ｉ０は、次式（４）のように出力先に応じて電気角計測値θｒｅｓ及び先読み補償後電気角θｒｅ’の何れかに定められる。
相電流正ピーク角θｐｅａｋ_ｘは、ｘ相電流（ｕ相電流ｉｕ、ｖ相電流ｉｖ、又はｗ相電流ｉｗ）が正側のピーク（相電流ｉｘの変位における正側の最大値）をとるときの電気角θｒｅの値である。なお、以下では、記載の簡略化のため、相電流ｉｘの正側のピーク及び負側のピークをそれぞれ、「相電流正ピークＩｘ_ｐｅａｋ＋」及び「相電流負ピークＩｘ_ｐｅａｋ－」とも称する。
奇数ｋは、算出すべき零相電流指令値ｉ０
＊の、零相電流ｉ０の基本高調波成分に対する周波数倍率を定める係数である。上記のように、モータ１０１（相電流ｉｘ）の基本周波数（≒電気角速度ωｒｅ）に対して相数（巻線数ｎｗ）倍の周波数成分（≒ｎｗ・ωｒｅ）を主高調波成分とする。このため、式（２）で演算される零相電流指令値ｉ０
＊の主高調波成分の周波数は、ｋ・ｎｗ・ωｒｅとなる。例えば、零相電流指令値ｉ０
＊の主高調波成分の周波数を、ｎｗ・ωｒｅ、３ｎｗ・ωｒｅ、又は５ｎｗ・ωｒｅなどに設定することができる。なお、奇数ｋを１とした場合には、零相電流指令値ｉ０
＊の主高調波成分の周波数は、零相電流ｉ０の基本高調波成分のそれと同一となる。より具体的に、本実施形態では、零相電流指令値ｉ０
＊の主高調波成分は、相電流ｉｘの基本周波数に対して３倍の周波数成分（≒３ωｒｅ）をとる。
さらに、次式（５）のように、零相電流指令値ｉ０
＊を、複数の奇数ｋごとに定まる各波形の重ね合わせにより生成しても良い。
次に、電流制御部１１３は、ｄ軸電流制御部、ｑ軸電流制御部、及び零相電流制御部で構成されており、例えば、ｄ軸電流指令値ｉｄ
＊、ｑ軸電流指令値ｉｑ
＊、及び零相電流指令値ｉ０
＊と、ｄ軸電流計測値ｉｄｓ、ｑ軸電流計測値ｉｑｓ、及び零相電流計測値ｉ０ｓとの偏差を入力としたＰＩ制御により、定常偏差なく所望の応答性で追従させつつ、第１ｄ軸電圧指令値ｖｄ１
＊、第１ｑ軸電圧指令値ｖｑ１
＊、及び第１零相電圧指令値ｖ０１
＊を算出する。
非干渉制御部１１４は、電気角速度計測値ωｒｅｓ、先読み補償後電気角θｒｅ’、ｄ軸電流指令値ｉｄ
＊、ｑ軸電流指令値ｉｑ
＊、及び零相電流指令値ｉ０
＊を入力して、ｄ軸及びｑ軸及び零相間の干渉電圧を相殺するために必要な非干渉電圧（ｖｄ_ｄｃｐｌ，ｖｑ_ｄｃｐｌ，ｖ０_ｄｃｐｌ）を算出する。
特に、本実施形態では、上述のように、電流指令値演算部１１２では非干渉制御部１１４に入力される零相電流指令値ｉ０
＊を、先読み補償後電気角θｒｅ’を用いて演算している。このため、制御系のむだ時間τに起因した位相ズレによる制御誤差を抑制して、ｄ軸、ｑ軸、及び零相との間の干渉成分をより確実に抑制し得る非干渉電圧（ｖｄ_ｄｃｐｌ，ｖｑ_ｄｃｐｌ，ｖ０_ｄｃｐｌ）を定めることができる。
第２電圧指令値演算部１１５は、電流制御部１１３の出力である第１ｄ軸電圧指令値ｖｄ１
＊、第１ｑ軸電圧指令値ｖｑ１
＊、及び第１零相電圧指令値ｖ０１
＊を、非干渉制御部１１４の出力である非干渉電圧（ｖｄ_ｄｃｐｌ，ｖｑ_ｄｃｐｌ，ｖ０_ｄｃｐｌ）を用いて補正（加算）した値を、第２ｄ軸電圧指令値ｖｄ２
＊、第２ｑ軸電圧指令値ｖｑ２
＊、及び第２零相電圧指令値ｖ０２
＊として算出する。
零相電流調節部１１６は、角速度演算器１１０の出力である機械角速度計測値ωｒｍｓ及び電気角速度計測値ωｒｅｓ、電流指令値演算部１１２の出力であるｄ軸電流指令値ｉｄ
＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ
＊、並びに先読み補償部１１１の出力である先読み補償後電気角θｒｅ’を入力とし、モータ１０１の各巻線に流れる零相電流ｉ０を調節するための重畳零相電圧指令値ｖ０_ｓ２を算出する。なお、零相電流調節部１１６における処理の詳細については後述する。
第３電圧指令値演算部１１７は、第２電圧指令値演算部１１５の出力である第２零相電圧指令値ｖ０２
＊に零相電流調節部１１６の出力である最終重畳零相電圧指令値ｖ０_ｓｆ
＊を加算することで第３零相電圧指令値ｖ０３
＊を算出する。
外乱補償部１１８は、電気角速度ωｒｅ、電気角θｒｅ、最終ｄ軸電圧指令値ｖｄ
＊、最終ｑ軸電圧指令値ｖｑ
＊、及び最終零相電圧指令値ｖ０
＊と、ｄ軸電流計測値ｉｄｓ、ｑ軸電流計測値ｉｑｓ、及び零相電流計測値ｉ０ｓと、を入力として、モータ１０１に入力される外乱の推定を行う。
最終電圧指令値演算部１１９は、第２ｄ軸電圧指令値ｖｄ２
＊、第２ｑ軸電圧指令値ｖｑ２
＊、及び第３零相電圧指令値ｖ０３
＊を、外乱補償部１１８の出力であるｄ軸外乱推定値ｖｄ_ｄｉｓｔ_ｅｓｔ、ｑ軸外乱推定値ｖｑ_ｄｉｓｔ_ｅｓｔ、及び零相外乱推定値ｖ０_ｄｉｓｔ_ｅｓｔでそれぞれ補正（加算）し、最終ｄ軸電圧指令値ｖｄ
＊、最終ｑ軸電圧指令値ｖｑ
＊、及び最終零相電圧指令値ｖ０
＊を算出する。
ｄｑ０/３相交流座標変換器１２０は、電気角速度ωｒｅで回転する直交２軸直流座標系（ｄｑ軸座標系）に零相成分を加えたｄｑ０座標系から３相交流座標系（ｕｖｗ軸）への変換を行う。具体的には、最終電圧指令値演算部１１９で算出した最終ｄ軸電圧指令値ｖｄ
＊、最終ｑ軸電圧指令値ｖｑ
＊、最終零相電圧指令値ｖ０
＊と、先読み補償後電気角θｒｅ’を入力し、次式（６）による座標変換処理を行うことにより、上述したＰＷＭ_Ｄｕｔｙ駆動信号を生成に用いる三相電圧指令値（ｖｕ
＊，ｖｖ
＊，ｖｗ
＊）を算出する。
以上説明したモータコントローラにおける各処理により、所望のトルク指令値Ｔ＊を実現するようにモータ１０１を駆動させることができる。
次に、上述した零相電流調節部１１６における処理の詳細について説明する。
図２は、零相電流調節部１１６の構成を説明するブロック図である。図示のように、零相電流調節部１１６は、制御定数算出部２０１、高調波零相電圧算出部２０２、重畳実行判定部２０３、及び最終指令値算出部２０４を有する。
制御定数算出部２０１は、電流指令値演算部１１２の出力であるｄｑ軸電流指令値（ｉｄ
＊，ｉｑ
＊）、及び角速度演算器１１０の出力である機械角速度計測値ωｒｍｓを入力とし、予め定めた零相電圧／位相演算用マップを参照して、振幅係数Ａｖ０(ｋ)及び位相係数δｖ０(ｋ)を算出する。
なお、零相電圧／位相演算用マップは、実機計測及び／又はシミュレーション解析によって、各ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑ、及び機械角速度ωｒｍごとに、各相電流ｉｘのピークの大きさを抑制し得る振幅係数Ａｖ０(ｋ)及び位相係数δｖ０(ｋ)を予め調査してマップ化することで構成される。すなわち、振幅係数Ａｖ０(ｋ)及び位相係数δｖ０(ｋ)は、上記零相電圧／位相演算用マップにおいて定まるそれぞれの関数ｇ及び関数ｈを用いて、次式（７）により表される。
高調波零相電圧算出部２０２は、制御定数算出部２０１の出力である振幅係数Ａｖ０(ｋ)及び位相係数δｖ０(ｋ)と、角速度演算器１１０の出力である電気角速度計測値ωｒｅｓと、先読み補償部１１１の出力である先読み補償後電気角θｒｅ’を入力とし、次式（８）により第１重畳零相電圧指令値ｖ０_ｓ１
＊を算出する。
さらに、次式（９）のように、第１重畳零相電圧指令値ｖ０_ｓ１
＊を、複数の奇数ｋごとに定まる各波形の重ね合わせにより生成しても良い。
次に、重畳実行判定部２０３は、ｄ軸電流計測値ｉｄｓ、ｑ軸電流計測値ｉｑｓ、及び機械角速度計測値ωｒｍｓを入力として高調波電圧重畳処理を実行するか否かを判定する。そして、重畳実行判定部２０３は、当該判定結果に応じて重畳実行フラグｆｃをオン又はオフに設定し、最終指令値算出部２０４及び上述の電流指令値演算部１１２に出力する。
より具体的に、重畳実行判定部２０３は、ｄ軸電流計測値ｉｄｓ、ｑ軸電流計測値ｉｑｓ、及び機械角速度計測値ωｒｍｓの３つにより定まる現在のモータ運転点が、予め定められメモリに記憶された高調波電圧重畳領域に含まれる場合に重畳実行フラグｆｃをオンに設定し、そうでない場合には当該重畳実行フラグｆｃをオフに設定する。
ここで、高調波電圧重畳領域は、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑ、及び機械角速度ωｒｍを変数（運転点）とする状態空間上において、高調波電圧重畳処理を実行すべき運転点の範囲として画定される領域を意味する。特に、本実施形態の高調波電圧重畳領域は、想定される相電流ｉｘのピークＩｘ_ｐｅａｋがハードウェア或いはソフトウェアの仕様に応じた電流制限値よりも高くなる運転点の範囲として定められる。
なお、現在のモータ運転点に応じたｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑを示唆するパラメータとして、上述したｄｑ軸電流計測値（ｉｄｓ，ｉｑｓ）に代え、ｄｑ軸電流指令値（ｉｄ
＊，ｉｑ
＊）又はｄｑ軸電流規範応答値（ｉｄ_ｒｅｆ，iｑ_ｒｅｆ）を用いても良い。
また、ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑを参照して高調波電圧重畳処理の実行判定を行う構成に代えて、相電流ｉｘの実計測値（すなわち、ｕ相電流計測値ｉｕｓ、ｖ相電流計測値ｉｖｓ、又はｗ相電流計測値ｉｗｓ）及び電気角計測値θｒｅｓなどから当該相電流ｉｘのピーク実測値を求めて、当該ピーク実測値を参照して高調波電圧重畳処理の実行判定を行う構成を採用しても良い。この場合、例えば、ピーク実測値から上記電流制限値を減算して得られる差分が所定値以上となるときに重畳実行フラグｆｃをオンとし、そうでない場合に重畳実行フラグｆｃをオフとする処理を採用することができる。
次に、最終指令値算出部２０４は、高調波零相電圧算出部２０２の出力である第１重畳零相電圧指令値ｖ０_ｓ１
＊及び重畳実行判定部２０３の出力である重畳実行フラグｆｃを入力とし、最終重畳零相電圧指令値ｖ０_ｓｆ
＊を演算して第３電圧指令値演算部１１７に出力する。
より具体的に、最終指令値算出部２０４は、重畳実行フラグｆｃがオンである場合には、高調波零相電圧算出部２０２で演算された第１重畳零相電圧指令値ｖ０_ｓ１
＊を最終重畳零相電圧指令値ｖ０_ｓｆ
＊として出力する。
したがって、第２電圧指令値演算部１１５で演算された第２零相電圧指令値ｖ０２
＊に対してこの最終重畳零相電圧指令値ｖ０_ｓｆ
＊（第１重畳零相電圧指令値ｖ０_ｓ１
＊）が加算されて得られた第３零相電圧指令値ｖ０３
＊に基づいて最終零相電圧指令値ｖ０
＊が得られることとなる。すなわち、第２零相電圧指令値ｖ０２
＊を第１重畳零相電圧指令値ｖ０_ｓ１
＊で補正することで最終零相電圧指令値ｖ０
＊が定まる。
以下では、第１重畳零相電圧指令値ｖ０_ｓ１
＊を用いた補正を行うことによる作用について説明する。
図３は、第１重畳零相電圧指令値ｖ０_ｓ１
＊による補正を実行した場合の最終零相電圧指令値ｖ０
＊、相電流ｉｘ、及び零相電流ｉ０の経時変化の一例を示すタイミングチャートである。なお、図３では、簡略化のため、奇数ｋを１に設定した場合の各電力パラメータの波形を示す。
なお、この例では、第１重畳零相電圧指令値ｖ０_ｓ１
＊は、上記式（８）にｋ＝１及びｎｗ＝３を適用した次式（１０）によって定まる。
したがって、この第１重畳零相電圧指令値ｖ０_ｓ１
＊を用いた補正により得られる最終零相電圧指令値ｖ０
＊には、周波数３ωｒｅの高調波成分が含まれることとなる。このため、この最終零相電圧指令値ｖ０
＊に対する応答として生じる零相電流ｉ０にも、周波数３ωｒｅの高調波成分が含まれることとなる。
そして、零相電流ｉ０は各相に流れるので、各相電流ｉｘには当該零相電流ｉ０の高調波成分が重畳されることとなる。このため、図３の実線グラフと破線グラフで示すように、当該相電流ｉｘの同一位相（同一の電気角θｒｅ）における変位が変化する。
したがって、零相電流ｉ０（より詳細にはその振幅及び位相）を適切に調節することで、出力可能なモータトルクＴに直結する相電流ｉｘを実質的に制御することができる。
特に、本実施形態では、零相電流ｉ０の主高調波成分における周波数（周期）は、相電流ｉｘの周波数（周期）に対して３倍（１／３倍）となる。このため、第１重畳零相電圧指令値ｖ０_ｓ１
＊における位相係数δｖ０を適切に調節することで、零相電流ｉ０における負側のピーク（以下、「零相電流負ピークＩ０_ｐｅａｋ－」とも称する）を相電流正ピークＩｘ_ｐｅａｋ＋に一致させるとともに、正側のピーク（以下、「零相電流正ピークＩ０_ｐｅａｋ＋」とも称する）を相電流負ピークＩｘ_ｐｅａｋ－に一致させることができる。
このため、相電流ｉｘにおける正負の各ピークＩｘ_ｐｅａｋ＋，Ｉｘ_ｐｅａｋ－（相電流ｉｘの変位最大値）は、逆符号の最大変位をとる零相電流ｉ０が重畳されることで低減することとなる。したがって、本来であれば、相電流ｉｘのピークＩｘ_ｐｅａｋが電流制限値を超え得る状況（重畳実行フラグｆｃがオンである場合）であっても、上述のように零相電流ｉ０による当該ピークＩｘ_ｐｅａｋに対する低減効果によって、当該相電流ｉｘをモータ１０１の任意の運転点（特に任意の電気角θｒｅ）において電流制限値以下にすることができる。
また、この場合において、零相電流ｉ０の変化は、モータトルクＴに実質的に寄与し得る電流実効値に対して実質的に影響を与えない。このため、零相電流ｉ０を重畳させて相電流ｉｘを変化させたとしても、出力されるモータトルクＴを維持することができる。さらに、第１重畳零相電圧指令値ｖ０_ｓ１
＊における振幅係数Ａｖ０(１)を適切に定めることで、発生させる零相電流ｉ０の振幅（相電流ｉｘのピークＩｘ_ｐｅａｋの変化幅）も適宜調節することができる。
一方、最終指令値算出部２０４は、重畳実行フラグｆｃがオフである場合には、第２重畳零相電圧指令値ｖ０_ｓ２
＊を最終重畳零相電圧指令値ｖ０_ｓｆ
＊として出力する。ここで、第２重畳零相電圧指令値ｖ０_ｓ２
＊は、相電流ｉｘのピークが上記電流制限値に対して低い状況を想定した適切な値に定められる。この場合には、相電流ｉｘのピークを抑制する必要性が低いため、零相電流ｉ０を低下させて損失を低減することが好ましい。したがって、第２重畳零相電圧指令値ｖ０_ｓ２
＊は、第１重畳零相電圧指令値ｖ０_ｓ１
＊に対して、発生させる零相電流ｉ０の振幅をより減少させる観点から適切な値に定められる。特に、本実施形態では、損失低減の効果を最大化する観点から、第２重畳零相電圧指令値ｖ０_ｓ２
＊を０に設定することが好ましい。
図４に、本実施形態のモータ制御方法における各処理（Ｓ１～Ｓ１１）のフローチャートを示す。特に、図４におけるＳ８及びＳ９の処理が零相電流制御（零相電流調節部１１６及び第３電圧指令値演算部１１７における制御）に相当する。
以下、本実施形態の制御方法（実施例１，２）の作用効果を比較例と対比しつつ説明する。
図５は、各実施例１，２及び比較例の制御結果を示すタイミングチャートである。
比較例としては、上記実施形態におけるモータ制御方法に対して上記零相電流制御（Ｓ８及びＳ９）を実行しない点で異なり、それ以外の処理は同様とした場合の制御結果を想定する。また、実施例１としては、比較例と同一の制御条件の下、上記零相電流制御を含む上記実施形態のモータ制御方法における制御結果を想定する。さらに、実施例２としては、実施例１に対してモータトルクＴを増加させた場合における制御結果を想定する。
また、図５では簡略化のため、各制御結果によるｕ相電流ｉｕの挙動のみを示す。しかしながら、以下の説明は、ｖ相電流ｉｖ又はｗ相電流ｉｗの挙動についても同様に当てはまる。
先ず、比較例では零相電流ｉ０を０に近づけるように定められる第１零相電圧指令値ｖ０１
＊から最終零相電圧指令値ｖ０
＊が定められ、これがモータ１０１に印加されることとなる。その結果、零相電流ｉ０はほぼ０に維持されてｕ相電流ｉｕへの影響が抑制されるので、ｕ相電流ｉｕの波形はほぼ本来想定される正弦波状となっている。一方で、比較例では、ｕ相電流ｉｕの各ピークＩｕ_ｐｅａｋ＋，Ｉｕ_ｐｅａｋ－がほぼ電流制限値に達している。
これに対して、実施例１では、零相電流制御によって、零相電流負ピークＩ０_ｐｅａｋ－が相電流正ピークＩｕ_ｐｅａｋ＋に、及び零相電流正ピークＩ０_ｐｅａｋ＋が相電流負ピークＩｕ_ｐｅａｋ－にそれぞれ一致している。このため、相電流正ピークＩｕ_ｐｅａｋ＋が比較例と比べて低減している。また、相電流負ピークＩｕ_ｐｅａｋ－（より詳細にはその絶対値）も比較例と比べて低減している。ここで、モータトルクＴに実質的に寄与する電流実効値は、電流ベクトルｉａ＝√（ｉｄ
２＋ｉｑ
２）として与えられる。すなわち、零相電流ｉ０の変化自体は、電流実効値（モータトルクＴ）に実質的に影響しない。したがって、実施例１では、比較例に対して電流実効値（モータトルクＴ）を維持しながら、ｕ相電流ｉｕの各ピークＩｕ_ｐｅａｋ＋，Ｉｕ_ｐｅａｋ－が低減されることとなる。
さらに、比較例では、上述のようにｕ相電流ｉｕの各ピークＩｕ_ｐｅａｋ＋，Ｉｕ_ｐｅａｋ－がほぼ電流制限値に達している。このため、たとえ電源電圧に余裕があったとしてもｕ相電流ｉｕが制限されることとなるので、モータトルクＴを増加させることができない。
これに対して、実施例２では、比較例と比べてモータトルクＴ（電流ベクトルｉａ）を増大させているが、ｕ相電流ｉｕの各ピークＩｕ_ｐｅａｋ＋，Ｉｕ_ｐｅａｋ－は電流制限値以下に収まっている。すなわち、実施例２では、零相電流ｉ０によりｕ相電流ｉｕの各ピークＩｕ_ｐｅａｋ＋，Ｉｕ_ｐｅａｋ－が抑制されたことで、電流制限値との間にｕ相電流ｉｕを増大させるための余裕分が生じたため、当該余裕分を利用することで、電流制限値を守りつつモータトルクＴを増加させることが可能となっている。
以上説明した本実施形態の各構成及びこれによる作用効果についてまとめて説明する。
本実施形態では、回転子と、各相が独立した固定子巻線を有する固定子と、を備えるオープン巻線型の多相モータ（モータ１０１）の動作を制御するモータ制御方法が提供される。
このモータ制御方法では、モータ１０１に対する要求負荷に応じて定められるトルク指令値Ｔ＊に基づいて、固定子巻線に供給する電力の各相成分及び零相成分を規定するための基本電力指令値（ｖｄ２
＊，ｖｑ２
＊，ｖ０２
＊）を算出し、基本電力指令値（ｖｄ２
＊，ｖｑ２
＊，ｖ０２
＊）を各相に流れる零相電流ｉ０を調節するための零相電流調節補正値（ｖ０_ｓｆ
＊）で補正して補正後電力指令値（ｖｄ２
＊，ｖｑ２
＊，ｖ０３
＊）を求める零相電流制御（図４のＳ８及びＳ９）を実行し、補正後電力指令値（ｖｄ２
＊，ｖｑ２
＊，ｖ０３
＊）に基づいて、モータ１０１の各巻線に電力を供給するインバータ１０２の動作を制御する。
特に、零相電流制御では、モータ１０１の動作状態パラメータ（各ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑ、電気角θｒｅ、機械角速度ωｒｍ、及び電気角速度ωｒｅなど）を入力として、固定子巻線の相数（巻線数ｎｗ）に対する奇数倍次数（ｋ×ｎｗ次）の周波数成分をとる零相電流ｉ０を発生させるように零相電流調節補正値（ｖ０_ｓｆ
＊）を算出する。
これにより、モータトルクＴを決定する相電流ｉｘに対して所望の変化を与える零相電流ｉ０を発生させることができる。したがって、本来であれば実質的に電流実効値（≒モータトルクＴ）への影響を与えない零相電流ｉ０をモータトルクＴの制御に利用するロジックが実現されることとなる。
特に、零相電流制御では、零相電流調節補正値（ｖ０_ｓｆ
＊）を、発生する零相電流ｉ０が相電流ｉｘのピークＩｘ_ｐｅａｋを減少させるように算出する。
これにより、実質的に電流実効値に影響を与えない零相電流ｉ０に対する操作によって、相電流ｉｘのピークＩｘ_ｐｅａｋを抑制することができる。このため、相電流ｉｘの上限に対して所定の電流制限値（ハードウェア或いはソフトウェアの仕様に応じた制限）が課せられた場合であっても、当該電流制限値を満たす範囲でより高いモータトルクＴを出力させることができる。一方で、例えばより許容電流値の低いハードウェアを用いるなどの理由によって電流制限値自体をより低く設定する場合であっても、この低く設定された電流制限値を満たしつつ、出力可能なモータトルクＴを維持することができる。
さらに、零相電流制御では、零相電流調節補正値（ｖ０_ｓｆ
＊）を、零相電流ｉ０の負ピーク（零相電流負ピークＩ０_ｐｅａｋ－）が相電流ｉｘの正ピーク（相電流正ピークＩｘ_ｐｅａｋ＋）に一致し、及び零相電流ｉ０の正ピーク（零相電流正ピークＩ０_ｐｅａｋ＋）が相電流ｉｘの負ピーク（相電流負ピークＩｘ_ｐｅａｋ－）に一致するように算出する。
これにより、相電流ｉｘのピーク位置に対して、零相電流ｉ０における逆符号の変位最大位置を合わせることができるので、零相電流ｉ０による相電流ｉｘのピークＩｘ_ｐｅａｋの低減効果をより高めることができる。
また、本実施形態のモータ制御方法では、上記動作状態パラメータは、モータ１０１の電気角速度ωｒｅ、ｄ軸電流ｉｄ、及びｑ軸電流ｉｑを含む。さらに、上記基本電力指令値を、基本ｄ軸電圧指令値（第２ｄ軸電圧指令値ｖｄ２
＊）、基本ｑ軸電圧指令値（第２ｑ軸電圧指令値ｖｑ２
＊）、及び基本零相電圧指令値（第２零相電圧指令値ｖ０２
＊）を成分とする基本電圧指令値として定める。また、上記補正後電力指令値を、補正後ｄ軸電圧指令値（第２ｄ軸電圧指令値ｖｄ２
＊）、補正後ｑ軸電圧指令値（第２ｑ軸電圧指令値ｖｑ２
＊）、及び補正後零相電圧指令値（第３零相電圧指令値ｖ０３
＊）を成分とする補正後電圧指令値として定める。
特に、零相電流制御では、上記零相電流調節補正値（ｖ０_ｓｆ
＊）を、奇数倍次数（ｋ×ｎｗ次）の周波数成分を持つ高調波零相電圧（第１重畳零相電圧指令値ｖ０_ｓ１
＊）として定め、第２零相電圧指令値ｖ０２
＊に第１重畳零相電圧指令値ｖ０_ｓ１
＊を重畳することで第３零相電圧指令値ｖ０３
＊を算出する。
これにより、相電流ｉｘのピークＩｘ_ｐｅａｋを抑制するように零相電流ｉ０を調節するためのより具体的な制御ロジックが実現される。
さらに、零相電流制御では、第１重畳零相電圧指令値ｖ０_ｓ１
＊の振幅（Ａｖ０(ｋ)・ωｒｅ）及び位相（θｒｅ－δｖ０(ｋ)）を、電気角速度ωｒｅ、ｄ軸電流ｉｄ、及びｑ軸電流ｉｑに応じた可変値として定める（式（７）及び式（８）参照）。
これにより、モータ１０１の動作点に依らずに、相電流ｉｘのピークＩｘ_ｐｅａｋを好適に抑制し得る零相電流ｉ０を発生させるための制御ロジックが実現される。
特に、零相電流制御では、第１重畳零相電圧指令値ｖ０_ｓ１
＊の振幅（Ａｖ０(ｋ)・ωｒｅ）及び位相（θｒｅ－δｖ０(ｋ)）を、モータ１０１の電気角計測値θｒｅｓに基づいて演算する。
これにより、現在のモータ１０１の電気角θｒｅに応じた適切な零相電流ｉ０を発生させるための制御ロジックが実現される。
一方で、零相電流制御では、第１重畳零相電圧指令値ｖ０_ｓ１
＊の振幅（Ａｖ０(ｋ)・ωｒｅ）及び位相（θｒｅ－δｖ０(ｋ)）を、電気角計測値θｒｅｓ及び電気角速度計測値ωｒｅｓから演算される先読み補償後電気角θｒｅ’に基づいて定めても良い。特に、先読み補償後電気角θｒｅ’は、電気角計測値θｒｅｓに、電気角速度計測値ωｒｅｓと制御系が持つむだ時間τとの乗算値を加算することで演算される。
これにより、制御系が持つむだ時間τ分の時間が経過する間に進むモータ１０１の回転子位置を予測しつつ第１重畳零相電圧指令値ｖ０_ｓ１
＊を定めることができる。結果として、より確実に相電流ｉｘのピークＩｘ_ｐｅａｋを抑制し得る零相電流ｉ０を発生させることができる。
なお、零相電流制御では、第１重畳零相電圧指令値ｖ０_ｓ１
＊を、複数の奇数倍次数（１×ｎｗ次、３×ｎｗ次、５×ｎｗ次・・・）の各周波数成分を合成して演算しても良い（式（９）参照）。
固定子巻線の相数（巻線数ｎｗ）に対する奇数倍次数（ｋ×ｎｗ次）の高調波電圧により生じる零相電流ｉ０は、奇数倍次数（ｋ×ｎｗ次）の高調波波形を示す。そして、各奇数倍次数（１×ｎｗ次、３×ｎｗ次、５×ｎｗ次・・・）の内、最も低い１×ｎｗ次の零相電流ｉ０における正ピーク位置及び負ピーク位置では、より高次（３×ｎｗ次以上）の零相電流ｉ０においても正ピーク及び負ピークをとる。このため、任意の奇数倍次数（ｋ×ｎｗ次）の高調波成分を重ね合わせて第１重畳零相電圧指令値ｖ０_ｓ１
＊を生成した場合であっても、零相電流ｉ０のピーク位置と相電流ｉｘのピーク位置との相対位置関係を維持することができ、相電流ｉｘのピークＩｘ_ｐｅａｋ＋，Ｉｘ_ｐｅａｋ－を低減させる効果を適切に発揮することができる。
さらに、零相電流制御では、現在の相電流ｉｘのピークＩｘ_ｐｅａｋ＋，Ｉｘ_ｐｅａｋ－と所定の電流制限値とを比較する。そして、相電流ｉｘのピークＩｘ_ｐｅａｋ＋，Ｉｘ_ｐｅａｋ－が電流制限値以上である場合には、基本電力指令値（ｖｄ１
＊，ｖｑ１
＊，ｖ０１
＊）を零相電流調節補正値（ｖ０_ｓ１
＊）で補正して補正後電力指令値（ｖｄ２
＊，ｖｑ２
＊，ｖ０３
＊）を定める。一方、相電流ｉｘのピークＩｘ_ｐｅａｋ＋，Ｉｘ_ｐｅａｋ－が電流制限値未満である場合には、基本電力指令値（ｖｄ１
＊，ｖｑ１
＊，ｖ０１
＊）を零相電流抑制補正値で補正して補正後電力指令値（ｖｄ２
＊，ｖｑ２
＊，ｖ０３
＊）を定める。
そして、零相電流抑制補正値は、零相電流調節補正値（ｖ０_ｓ１
＊）による補正が実行される場合に比べて発生する零相電流ｉ０（より詳細には零相電流ｉ０の振幅）が小さくなるように定められる。特に、本実施形態では、零相電流抑制補正値を０に設定する。
これにより、相電流ｉｘの振幅が電流制限値に対して余裕がない場合には、零相電流調節補正値（ｖ０_ｓ１
＊）を設定して零相電流ｉ０を調節して相電流ｉｘのピークＩｘ_ｐｅａｋ＋，Ｉｘ_ｐｅａｋ－を抑制することができる。一方、相電流ｉｘの振幅が電流制限値に対して十分に小さい場合には、零相電流ｉ０を低減して損失を抑制することができる。したがって、相電流ｉｘの振幅の大きさと電流制限値との大小関係に応じて、相電流ｉｘのピークＩｘ_ｐｅａｋ＋，Ｉｘ_ｐｅａｋ－の抑制及び損失抑制の要求バランスをとるように零相電流ｉ０を調節することができる。
また、本実施形態では、上記モータ制御方法の実行に適したモータ制御装置として機能するモータコントローラが提供される。このモータコントローラは、回転子と、各相が独立した固定子巻線を有する固定子と、を備えるオープン巻線型の多相モータ（モータ１０１）の動作を制御する。
特に、モータコントローラは、モータ１０１に対する要求負荷に応じて定められるトルク指令値Ｔ＊に基づいて、固定子巻線に供給する電力の各相成分及び零相成分を規定するための基本電力指令値（ｖｄ２
＊，ｖｑ２
＊，ｖ０２
＊）を算出する基本電力指令値算出部（電流制御部１１３等）と、基本電力指令値（ｖｄ２
＊，ｖｑ２
＊，ｖ０２
＊）を各相に流れる零相電流ｉ０を調節するための零相電流調節補正値（ｖ０_ｓｆ
＊）で補正して補正後電力指令値（ｖｄ２
＊，ｖｑ２
＊，ｖ０３
＊）を求める零相電流制御部（零相電流調節部１１６及び第３電圧指令値演算部１１７等）と、補正後電力指令値（ｖｄ２
＊，ｖｑ２
＊，ｖ０３
＊）に基づいて、モータ１０１の各巻線に電力を供給するインバータ１０２の動作を制御するインバータ制御部（ＰＷＭ変換器１０６等）と、を備える。
そして、零相電流制御部は、モータ１０１の動作状態パラメータ（各ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑ、電気角θｒｅ、機械角速度ωｒｍ、及び電気角速度ωｒｅなど）を入力として、固定子巻線の相数（巻線数ｎｗ）に対する奇数倍次数（ｋ×ｎｗ次）の周波数成分をとる零相電流ｉ０を発生させるように零相電流調節補正値（ｖ０_ｓ２
＊）を算出する。
以上、本発明の実施形態について説明したが、上記実施形態は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を上記実施形態の具体的構成に限定する趣旨ではない。例えば、上記実施形態ではモータ１０１が三相交流モータである場合（巻線数ｎｗ＝３である場合）について説明した。一方で、上記実施形態で説明したモータ制御方法及びモータ制御装置は、三相交流モータに限られない多相モータ（巻線数ｎｗが３以外である場合）に対しても同様のロジックで適用することが可能である。
Claims (10)
- 回転子と、各相が独立した固定子巻線を有する固定子と、を備えるオープン巻線型の多相モータの動作を制御するモータ制御方法であって、
前記多相モータに対する要求負荷に応じて定められるトルク指令値に基づいて、前記固定子巻線に供給する電力の各相成分及び零相成分を規定するための基本電力指令値を算出し、
前記基本電力指令値を各相に流れる零相電流を調節するための零相電流調節補正値で補正して補正後電力指令値を求める零相電流制御を実行し、
前記補正後電力指令値に基づいて、前記多相モータの各巻線に電力を供給するインバータの動作を制御し、
前記零相電流制御では、
前記多相モータの動作状態パラメータを入力として、前記固定子巻線の相数に対する奇数倍次数の周波数成分をとる前記零相電流を発生させるように前記零相電流調節補正値を算出する、
モータ制御方法。 - 請求項１に記載のモータ制御方法において、
前記零相電流制御では、
前記零相電流調節補正値を、発生する前記零相電流が相電流のピークを減少させるように算出する、
モータ制御方法。 - 請求項２に記載のモータ制御方法において、
前記零相電流制御では、
前記零相電流調節補正値を、発生する前記零相電流の負ピークが前記相電流の正ピークに一致し、前記零相電流の正ピークが前記相電流の負ピークに一致するように算出する、
モータ制御方法。 - 請求項２に記載のモータ制御方法において、
前記動作状態パラメータは、前記多相モータの電気角速度、ｄ軸電流、及びｑ軸電流を含み、
前記基本電力指令値を、基本ｄ軸電圧指令値、基本ｑ軸電圧指令値、及び基本零相電圧指令値を成分とする基本電圧指令値として定め、
前記補正後電力指令値を、補正後ｄ軸電圧指令値、補正後ｑ軸電圧指令値、及び補正後零相電圧指令値を成分とする補正後電圧指令値として定め、
前記零相電流制御では、
前記零相電流調節補正値を、前記奇数倍次数の周波数成分を持つ高調波零相電圧として定め、
前記基本零相電圧指令値に前記高調波零相電圧を重畳することで前記補正後零相電圧指令値を算出する、
モータ制御方法。 - 請求項４に記載のモータ制御方法において、
前記零相電流制御では、
前記高調波零相電圧の振幅及び位相を、前記電気角速度、前記ｄ軸電流、及び前記ｑ軸電流に応じた可変値として定める、
モータ制御方法。 - 請求項５に記載のモータ制御方法において、
前記零相電流制御では、
前記高調波零相電圧の振幅及び位相を、前記多相モータの電気角計測値に基づいて演算する、
モータ制御方法。 - 請求項６に記載のモータ制御方法において、
前記零相電流制御では、
前記高調波零相電圧の振幅及び位相を、前記電気角計測値及び電気角速度計測値から演算される先読み補償後電気角に基づいて定め、
前記先読み補償後電気角は、前記電気角計測値に、前記電気角速度計測値と制御系が持つむだ時間との乗算値を加算することで演算される、
モータ制御方法。 - 請求項４に記載のモータ制御方法において、
前記零相電流制御では、
前記高調波零相電圧を、複数の前記奇数倍次数の各周波数成分を合成して演算する、
モータ制御方法。 - 請求項２～８の何れか１項に記載のモータ制御方法において、
前記零相電流制御では、さらに、前記相電流のピークと所定の電流制限値とを比較し、
前記相電流のピークが前記電流制限値以上である場合には、前記基本電力指令値を前記零相電流調節補正値で補正して前記補正後電力指令値を求め、
前記相電流のピークが前記電流制限値未満である場合には、前記基本電力指令値を零相電流抑制補正値で補正して前記補正後電力指令値を求め、
前記零相電流抑制補正値は、前記零相電流調節補正値による補正が実行される場合に比べて発生する前記零相電流が小さくなるように定められる、
モータ制御方法。 - 回転子と、各相が独立した固定子巻線を有する固定子と、を備えるオープン巻線型の多相モータの動作を制御するモータ制御装置であって、
前記多相モータに対する要求負荷に応じて定められるトルク指令値に基づいて、前記固定子巻線に供給する電力の各相成分及び零相成分を規定するための基本電力指令値を算出する基本電力指令値算出部と、
前記基本電力指令値を各相に流れる零相電流を調節するための零相電流調節補正値で補正して補正後電力指令値を求める零相電流制御部と、
前記補正後電力指令値に基づいて、前記多相モータの各巻線に電力を供給するインバータの動作を制御するインバータ制御部と、を備え、
前記零相電流制御部は、
前記多相モータの動作状態パラメータを入力として、前記固定子巻線の相数に対する奇数倍次数の周波数成分をとる前記零相電流を発生させるように前記零相電流調節補正値を算出する、
モータ制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| PCT/JP2022/041232 WO2024095475A1 (ja) | 2022-11-04 | 2022-11-04 | モータ制御方法及びモータ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| PCT/JP2022/041232 WO2024095475A1 (ja) | 2022-11-04 | 2022-11-04 | モータ制御方法及びモータ制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| WO2024095475A1 true WO2024095475A1 (ja) | 2024-05-10 |
Family
ID=90930130
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| PCT/JP2022/041232 WO2024095475A1 (ja) | 2022-11-04 | 2022-11-04 | モータ制御方法及びモータ制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| WO (1) | WO2024095475A1 (ja) |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2017103910A (ja) * | 2015-12-01 | 2017-06-08 | 株式会社デンソー | モータシステム |
| JP2020102935A (ja) * | 2018-12-21 | 2020-07-02 | 株式会社デンソー | 電動機システム |
| JP2020145865A (ja) * | 2019-03-07 | 2020-09-10 | 株式会社豊田中央研究所 | モータシステム |
| JP2021184666A (ja) * | 2020-05-22 | 2021-12-02 | 株式会社豊田中央研究所 | モータシステム |
-
2022
- 2022-11-04 WO PCT/JP2022/041232 patent/WO2024095475A1/ja unknown
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