JP2005204431A

JP2005204431A - モータ駆動装置

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Publication number: JP2005204431A
Application number: JP2004008923A
Authority: JP
Inventors: Mitsusachi Kiuchi; 光幸木内; Masahiro Suzuki; 将大鈴木; Hideki Nakada; 秀樹中田; Kaneharu Yoshioka; 包晴吉岡
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2004-01-16
Filing date: 2004-01-16
Publication date: 2005-07-28
Also published as: CN1641995A; KR100659423B1; KR20050075706A; CN1306695C; TWI278176B; CN2840517Y; TW200531426A

Abstract

【課題】簡略化したセンサレス正弦波駆動においてモータ負荷状態を検出する。
【解決手段】交流電力１を整流回路２により直流電力に変換し、インバータ回路３によりモータ４を駆動し、インバータ回路３の出力電流を電流検出手段５により検出し、無効電流が設定回転数において所定値となるよう制御し、インバータ回路出力電圧あるいは出力電力より負荷状態を判別する。
【選択図】図１

Description

本発明はセンサレス正弦波駆動を行うモータ駆動装置に関するものである。

従来、この種のモータ駆動装置は、ロータ位置センサを省略してセンサレス正弦波駆動することによりモータの振動、騒音を低減し、信頼性を向上させていた（例えば、特許文献１参照）。
特開２０００−３５０４８９号公報

しかしながら、前記従来の構成では、ロータ位置を推定するためにモータ定数、回路パラメータ、あるいはモータ負荷を予め把握し、所定の計算値と測定電流値の誤差を検出して誤差が最小となるようにプロセッサが演算する必要があるので、演算が非常に複雑となり高速高性能の演算機能を有するプロセッサが必要であった。さらに、モータ負荷変動が大きい場合には脱調し易いという課題があった。

本発明は、上記従来の課題を解決するもので、負荷変動に対して安定に動作し、例え負荷変動による出力変動や脱調が生じても、負荷状態や脱調を検知して制御パラメータ、あるいは起動条件を修正して再起動させるものであり、プロセッサの演算を簡略化し、かつ、負荷変動に対しても安定に動作するセンサレス正弦波駆動のモータ駆動装置を提供するものである。

上記従来の課題を解決するために、モータ駆動装置は、交流電力を整流回路により直流電力に変換し、モータをインバータ回路により駆動し、インバータ回路の出力電流を電流検出手段により検出して設定回転数となるようにインバータ回路をＰＷＭ制御し、インバータ回路の出力電圧と電流位相、あるいは無効電流が所定値となるように制御するようにし、インバータ回路の出力電圧あるいは出力電力により負荷状態を判別するようにしたものである。

本発明のモータ駆動装置は、設定回転数におけるインバータ回路の出力電圧あるいは出力電力によりモータ負荷状態を判別するようにしたものであり、位置センサが無くても脱調や負荷トルクを検出することができ、脱調した場合でも安定に再起動して負荷に応じた電流設定ができるので、負荷変動が大きくても安定に動作するセンサレス正弦波駆動を実現できる。

第１の発明は、交流電源と、前記交流電源の交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動されるモータと、前記インバータ回路の出力電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号により前記インバータ回路をＰＷＭ制御して設定回転数となるように前記モータを制御する制御手段とを備え、前記制御手段は前記インバータ回路の出力電圧と出力電流との位相、あるいは無効電流が所定値となるように制御し、前記インバータ回路の出力電圧あるいは出力電力により負荷状態を判別するようにしたもので、負荷変動が大きくても安定に動作するセンサレス正弦波駆動を実現できる。

第２の発明は、第１の発明における制御手段はインバータ回路の出力電圧と出力電流との位相、あるいは無効電流が所定値となるようにＶ／ｆ制御し、Ｖ／ｆ制御値より負荷状態を判別するようにしたもので、脱調して回転停止した場合等の回転状態検出、あるいは、負荷の大小の検出が容易となる。

第３の発明は、第１の発明における制御手段はインバータ回路の出力電圧あるいは出力電力によりモータ負荷状態を検知し、前記インバータ回路の出力電圧と出力電流との位相、あるいは無効電流を変更するようにしたもので、負荷状態に応じて出力電流位相、あるいは無効電流を変更することができるので、負荷変動が大きい場合や、運転途中に負荷が変動する場合でも安定に回転させることができ、例え脱調してもトルク電流を増加させて起動するので、負荷変動が大きい場合でも運転可能となり信頼性の高いモータ駆動装置を実現できる。

第４の発明は、第１の発明における制御手段はインバータ回路の出力電圧あるいは出力電力によりモータ負荷状態を検知し、モータ駆動条件を変更するようにしたものであり、負荷変動が大きい場合や、運転途中に負荷が変動する場合には回転数やモータ電流等の駆動条件を変更することにより安定に回転させたり、あるいは、回転数を変えて騒音を減らすことができる。

第５の発明は、第１の発明における制御手段はインバータ回路の出力電力と駆動周波数によりモータ負荷トルクを判別するようにしたものであり、モータ負荷トルクに対応した回転数制御や出力制御が可能となる。

第６の発明は、第１の発明における制御手段はインバータ回路の出力電力と駆動周波数により負荷トルクを判別し、前記負荷トルクの変動によりモータを制御するようにしたものであり、負荷トルクを検出してトルク電流を求めることにより最適のモータ電流、電流位相、あるいは回転数を設定できるので、過負荷の場合にはモータを停止させ、軽負荷の場合にはモータ電流を下げて回転数制御するなどの最適制御ができる。

第７の発明は、第１の発明における制御手段はインバータ回路の出力電力と駆動周波数により負荷トルクを判別し、負荷トルクに応じて前記インバータ回路の出力電圧と出力電流との位相、あるいは無効電流を制御するようにしたものであり、負荷トルクに応じた電流設定によりモータ効率を最大にすることができる。

第８の発明は、第１の発明における制御手段はインバータ回路の出力電圧あるいは出力電力によりモータの回転異常を検知し、前記インバータ回路の出力電圧と出力電流との位相、あるいは無効電流を変更して前記モータを再起動するようにしたものであり、モータが回転停止した場合には出力電流を増加させて再起動させることにより最適に電流設定ができ、安定に回転させることができる。

第９の発明は、第１の発明における制御手段はインバータ回路の出力電圧あるいは出力電力によりモータの回転異常を検知し、前記インバータ回路の起動条件を変更して前記モータを再起動するようにしたものであり、負荷に応じた最適な起動条件を設定でき、安定に回転させることができる。

（実施の形態１）
図１は、第１の実施の形態におけるモータ駆動装置のブロック図である。図１において、交流電源１より整流回路２に交流電力を加えて直流電力に変換し、インバータ回路３により直流電力を３相交流電力に変換してモータ４を駆動する。整流回路２は、全波整流回路２０の直流出力端子にコンデンサ２１ａ、２１ｂを直列接続し、コンデンサ２１ａ、２１ｂの接続点を交流電源入力の一方の端子に接続して直流倍電圧回路を構成し、インバータ回路３への印加電圧を高くする。

インバータ回路３の負電圧側には電流検出手段５を接続し、インバータ回路３の３相各下アームに流れる電流を検出することによりインバータ回路３の出力電流、すなわち、モータ４の各相電流を検出する。

制御手段６は、電流検出手段５の出力信号よりインバータ回路３の出力電流を演算し、設定回転数に応じた所定周波数、所定電圧を印加してモータ４を回転駆動するものであり、モータ負荷に応じて出力電圧に対する出力電流との位相、あるいは無効電流となるように制御することにより設定同期速度でモータ４を回転駆動できる。

図２はモータ駆動装置のインバータ回路３の詳細な回路図であり、６個のトランジスタとダイオードよりなる３相フルブリッジインバータ回路により構成している。ここで、３相アームの１つのＵ相アーム３０Ａについて説明すると、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（以下、ＩＧＢＴと略す）よりなる上アームトランジスタ３１ａ１と逆並列ダイオード３２ａ１の並列接続体と、ＩＧＢＴよりなる下アームトランジスタ３１ａ２と逆並列ダイオード３２ａ２の並列接続体を直列に接続し、上アームトランジスタ３１ａ１のコレクタ端子は直流電源の正電位端子Ｌｐに接続し、上アームトランジスタ３１ａ１のエミッタ端子は出力端子Ｕに接続し、下アームトランジスタ３１ａ２のエミッタ端子は電流検出手段５を構成するシャント抵抗５０ａを介して直流電源のＬｎ端子側に接続する。

上アームトランジスタ３１ａ１は上アーム駆動信号Ｕｐに応じて上アームゲート駆動回路３３ａ１により駆動され、下アームトランジスタ３１ａ２は下アーム駆動信号Ｕｎに応じて下アームゲート駆動回路３３ａ２によりオンオフスイッチング制御される。上アームゲート駆動回路３３ａ１は、微分信号によりセットリセットされるＲＳフリップフロップ回路を内蔵し、上アーム駆動信号Ｕｐの立ち上がりで上アームトランジスタ３１ａ１をオン動作させ、上アーム駆動信号Ｕｐの立ち下がりで上アームトランジスタ３１ａ１をオフ動作させる。下アームゲート駆動回路にはＲＳフリップフロップは不必要である。

ＩＧＢＴのゲート印加電圧は１０〜１５Ｖ必要であり、下アームトランジスタ３１ａ２をオンさせると、１５Ｖの直流電源の＋端子Ｂ１よりブートストラップ抵抗３４ａ、ブートストラップダイオード３５ａを介してブートストラップコンデンサ３６ａが充電されるので、ブートストラップコンデンサ３６ａの蓄積エネルギーにより上アームトランジスタ３１ａをオンオフスイッチングできる。また、下アームの逆並列ダイオード３２ａ２が導通した場合にも同様にブートストラップコンデンサ３６ａが充電される。

Ｖ相アーム３０Ｂ、Ｗ相アーム３０Ｃも同様の接続であり、各アームの下アームトランジスタのエミッタ端子は電流検出手段５を構成するシャント抵抗５０ｂ、５０ｃに接続し、シャント抵抗５０ｂ、５０ｃの他方の端子は直流電源負電位端子Ｌｎに接続している。ＩＧＢＴ、あるいはパワーＭＯＳＦＥＴにより下アームトランジスタを構成すると、ゲート電圧を制御することによりスイッチング制御できるので、ＩＧＢＴの場合はエミッタ端子、パワーＭＯＳＦＥＴの場合にはソース端子に接続するシャント抵抗の電圧が１Ｖ以下となるように抵抗値を選定すればスイッチング動作にはほとんど影響することなく電圧制御によりオンオフスイッチング制御でき、シャント抵抗の電圧ｖｅｕ、ｖｅｖ、ｖｅｗを検出することによりインバータ回路出力電流、すなわちモータ電流を検出できる特徴がある。

図３は、インバータ回路出力電流検出タイミングチャートであり、三角波変調によりＰＷＭ制御して、スイッチングノイズの影響を減らすために上下アームＩＧＢＴのスイッチングタイミングをはずして高速Ａ／Ｄ変換してマイクロコンピュータ等のモータ制御プロセッサにより電流検出する。図３において、ｃｋは三角波変調信号Ｖｔのピーク値、すなわち時間ｔ３にて発生させる同期信号であり、ｖｕはＵ相電圧制御信号で、三角波変調信号ＶｔとＵ相電圧制御信号ｖｕを比較してＵ相上アームトランジスタ３１ａの駆動信号ＵｐとＵ相下アームトランジスタ３１ａ２の駆動信号Ｕｎを発生させる。ｔ１〜ｔ２区間、ｔ５〜ｔ６区間は上下アームトランジスタの非導通期間でデッドタイムΔｔと呼び、Ａ／Ｄ変換タイミングは、上アームトランジスタがオフで下アームトランジスタがオンとなる時間ｔ３、あるいは、時間ｔ３からデッドタイムΔｔ時間ずらした時間ｔ４の範囲内で行うとよい。

図４は、本発明による制御手段のブロック図で、マイクロコンピュータ、あるいはディジタルシグナルプロセッサ等の高速プロセッサによりセンサレス正弦波駆動を実現するものである。

基本的な制御方法について図５に示す本発明による制御ベクトル図を用いて説明する。図５は、ロータ表面に永久磁石を設けた表面永久磁石モータ（略してＳＰＭモータ）のｄ−ｑ座標系のベクトル図であり、モータ誘起電圧Ｖｒはｑ軸と同軸となり、誘起電圧Ｖｒは誘起電圧定数ｋｒと回転数Ｎ、すなわちモータ駆動周波数ｆに比例する。言い換えれば、モータ誘起電圧Ｖｒと周波数ｆの比（Ｖｒ／ｆ）はほぼ一定に制御する。

モータ電流Ｉをｑ軸と同軸に制御するとベクトル制御と同等になるが、ロータ位置センサが無くｑ軸は検出できないので、角度γ進角していると仮定する。モータの電圧方程式は式１で表現されるので、駆動周波数ｆが固定された場合、ｄ−ｑ座標系においては、電流ベクトルＩを固定するとモータ印加電圧ベクトルＶｉが固定される。逆に、モータ印加電圧ベクトルＶｉを固定すると電流ベクトルＩは固定される。また、モータ印加電圧Ｖｉ（母線軸）を主軸とするａ−ｒ軸に座標変換した場合においても同様であり、電流ベクトルＩを固定するとモータ誘起電圧ベクトルＶｒが固定される。言い換えれば、モータ定数があらかじめわかっておれば、電流ベクトルＩを固定することにより誘起電圧Ｖｒと電流Ｉの位相は一定に制御できるので、ｑ軸電流Ｉｑ（すなわちトルク電流）をほぼ一定に制御できベクトル制御とほとんど同じ制御が可能となる。

無効電流Ｉｓｉｎφを適当な値に選び、進角γを小さくすることにより、モータ電流Ｉはトルク電流（ｑ軸電流）Ｉｑとほとんど同じとなり、高効率運転が可能となり、モータ損失が減らせるのでモータの温度上昇を減らし、モータを小型化できる。

また、通常運転において、図５に示したようにモータ電流Ｉをγ進角設定することにより、急激な負荷変動により位相φが変化してもｑ軸との位相γが遅れてトルクが急減して脱調することがなくなる。特に、急に回転数が低下して位相γがｑ軸に対して遅れ、かつ、位相φが９０度以上になると脱調する可能性が高くなるので、進角制御することにより遅れ位相になる場合が減少し、回転制御の安定性能が向上する。

さらに、進角制御により弱め界磁制御（ｄ軸電流が負）となるので、モータ誘起電圧Ｖｒとコイル巻線電圧（ｊωＬＩ）の和の電圧ベクトルＶｏを小さくできるのでトルク電流Ｉｑを増加させて高速回転が可能となる。

以上述べたように、モータ定数（巻線抵抗Ｒ、巻線インダクタンスＬ、モータ誘起電圧定数ｋｒ）とモータ負荷に対応したトルク電流Ｉｑがわかっているならば、モータ電流ベクトルを制御するためにモータ印加電圧Ｖｉに対するモータ電流Ｉの絶対値と位相φを制御すればよいので、図５のベクトル図においてｄ−ｑ座標から母線軸座標変換後のｒ軸電流Ｉｒ（＝Ｉｓｉｎφ）、あるいはａ軸電流Ｉａ（＝Ｉｃｏｓφ）を制御するものである。

図４において、駆動条件設定手段６０は、モータ駆動条件に応じて駆動回転数、トルク電流、進み角γを求めて、駆動周波数ｆ、無効電流Ｉｓｉｎφ等を設定するもので、回転数設定手段６１、無効電流設定手段６２に設定信号を送る。キャリヤ信号発生手段６３は、ＰＷＭ変調のための三角波信号Ｖｔと同期信号ｃｋを発生させるもので、キャリヤ周波数（スイッチング周波数）はモータ騒音を減らすために１５ｋＨｚ以上の超音波周波数に設定する。同期信号ｃｋは各演算ブロックに送られ、同期信号ｃｋに同期して各演算ブロックが動作する。

回転数設定手段６１は、モータ駆動周波数ｆを設定するためにキャリヤ信号周期の位相角Δθを求めて電気角演算手段６４に加え、Ｖ／ｆ設定手段６５に設定周波数信号を送る。電気角演算手段６４は、同期信号ｃｋに同期して位相θを求め、規格化された正弦波テーブルを記憶する記憶手段６６や座標変換手段等に位相信号θを加える。

Ｖ／ｆ設定手段６５は、駆動周波数ｆと負荷トルクに応じた印加電圧定数ｋｖｎを設定するもので回転数あるいは負荷トルクに応じた値が設定される。後ほど述べるように、１モータ２ポンプ、あるいは、１モータ１ポンプ方式により正回転で洗浄運転、逆回転で排水運転させる場合にはモータに必要なトルク電流がそれぞれ変化するので、印加電圧定数ｋｖｎを正転と逆転で設定値を変更させる必要がある。

記憶手段６６は、位相角に対応した三角関数の演算を行うために必要な規格化された正弦波テーブルを記憶領域に記憶しており、例えば、位相０度から３６０度まで−１から＋１までの正弦波データを持っている。

高速Ａ／Ｄ変換手段６７は、図３のタイミングチャートに示したように三角波変調信号Ｖｔのピーク値にて電流検出手段５の出力信号ｖｅｕ、ｖｅｖ、ｖｅｗをインバータ出力電流に対応したディジタル信号Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに数マイクロ秒以下でＡ／Ｄ変換して３相／２相・母線軸変換手段６８に各相電流の瞬時値を加える。

３相／２相・母線軸変換手段６８は、図５に示したようにインバータ回路出力電流の瞬時値を３相／２相変換してインバータ回路出力電圧軸、すなわちモータ母線軸（ａ−ｒ軸）へ座標変換するもので、式２を用いて絶対変換し、ａ軸成分Ｉａとｒ軸成分Ｉｒを求める。ＩｒはＩｓｉｎφに相当しインバータ出力（母線電圧）からみると無効電流成分となる。座標変換することにより、出力電流瞬時値より瞬時に無効電流成分Ｉｒが求まるだけではなく、式３に示す二乗平均により出力電流ベクトル絶対値Ｉｍを瞬時に求めることができる。また、インバータ出力（母線電圧）からみた電流位相φは式４より瞬時に求まるので、電流零クロス検知手段を設けて位相検知するよりも応答性が格段に向上する。

無効電流比較手段６９は、３相／２相・母線軸変換手段６８の出力信号Ｉｒと無効電流設定手段６２の設定信号Ｉｒｓを比較し誤差信号ΔＩｒを出力し、誤差信号増幅演算手段７０により増幅あるいは積分して印加電圧定数変更信号ｋｖを制御電圧比較設定手段７１に出力する。

制御電圧比較設定手段７１は、Ｖ／ｆ設定手段６５の出力信号ｋｖｎと誤差信号増幅演算手段７０の出力信号ｋｖを比較してインバータ出力電圧制御信号Ｖａを発生させるもので、無効電流成分Ｉｒが所定値となるようにインバータ出力電圧を制御するもので、インバータ出力電圧制御信号Ｖａを、２相／３相・母線軸逆変換手段７２に加える。

２相／３相・母線軸逆変換手段７２は、式５に示す逆変換式を用いて３相正弦波電圧信号を発生させる。インバータ出力電圧はａ軸と同相なので、Ｖａのみ演算すればよく、３相電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗをＰＷＭ制御手段７３に出力する。

負荷状態判別手段７４は、Ｖ／ｆ設定手段６５と誤差信号増幅演算手段７０の出力信号を比較することによりモータ負荷状態を判別するものである。通常運転においては、Ｖ／ｆ設定手段６５の出力信号ｋｖｎと誤差信号増幅演算手段７０の出力信号ｋｖの差はほとんどなく、所定の無効電流Ｉｓｉｎφとなるようにモータは回転制御される。しかし、モータが脱調して回転停止した場合には図６のベクトル図に示すようにモータ誘起電圧Ｖｒは零となるので、所定の無効電流Ｉｓｉｎφとなるようにモータ印加電圧は小さくなり、Ｖ／ｆ設定手段６５の出力信号ｋｖｎと誤差信号増幅演算手段７０の出力信号ｋｖの差が通常運転の値よりも非常に大きくなる。すなわち、Ｖ／ｆ設定手段６５の出力信号ｋｖｎは一定なので、誤差信号増幅演算手段７０の出力信号ｋｖが通常運転の値よりも小さくなるので、モータの停止や異常回転を検出することができる。異常停止再起動手段７５は、負荷状態判別手段７４の出力信号より異常を判別してインバータ回路３の運転を停止させた後、モータを再起動させるもので、駆動条件変更手段７６により駆動条件設定手段６０により設定される起動時間、あるいは起動電流等の起動条件、あるいは無効電流Ｉｓｉｎφ設定値を変更して再起動させる。

モータが脱調する原因は、トルク電流Ｉｑが足りないか、位相がｑ軸に対して遅れた場合、あるいは、位相が進み過ぎた場合であり、結局、定常時の無効電流設定値Ｉｒｓが小さい場合、あるいは、起動時の無効電流設定値Ｉｒｓが小さい場合なので、脱調判定した場合には、無効電流設定値Ｉｒｓを変更して再起動させればよい。起動時においては、起動時間を早くすると加速度が大きくなり、より大きなトルク電流が必要となるので、起動時間を変更し、立ち上げ時間を長くすることも１つの選択肢となる。

図７は、ＰＷＭ制御による各部波形のタイミングチャートを示す。Ｅｕは中性点からみたモータ誘起電圧波形で、ＩｕはＵ相電流波形ありモータ誘起電圧Ｅｕからわずかに進んでいる。ｖｕ、ｖｖ、ｖｗはＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各ＰＷＭ制御入力信号、すなわち、２相／３相・母線軸逆変換手段７２の出力信号で三角波変調信号Ｖｔと比較することによりＰＷＭ制御出力信号Ｕｐを生成する。信号ｖｕとＵ相出力電圧位相は同じであり、Ｕ相電流Ｉｕの位相は信号ｖｕから位相φ遅れる。

図８は、本発明によるモータ駆動装置の動作を示すフローチャートである。ステップ１００よりモータ駆動プログラムが開始し、ステップ１０１にて駆動回転数、Ｖ／ｆ設定、無効電流等の各種設定を行う。次にステップ１０２に進んで起動運転かどうかの判定を行い、起動運転ならばステップ１０３に進んで起動制御サブルーチンを実行する。

起動制御サブルーチン１０３は、図１１の起動制御タイミングチャートに示すように回転数零から設定回転数ｆｓとなるまで、駆動周波数ｆを起動時間ｔ１ａまで直線的に上昇させるもので、駆動周波数ｆに応じて無効電流設定値Ｉｒｓを変更する。ポンプやファン等の流体負荷の場合、トルクは回転数の３乗により変化するので、厳密には回転数に対応したトルク電流Ｉｑを実験等により求め、Ｉｓｉｎφを計算してテーブルにより起動制御することにより安定な起動が可能となる。しかし、起動時には加速のためにトルク電流を大きくする必要があり、脱調を防ぐために無効電流設定値Ｉｒｓはトルクに対応した値よりも大きめに設定する必要がある。

通常起動運転においては、Ｖ／ｆ設定値、無効電流設定値Ｉｒｓは定常状態の設定値のまま起動しても起動可能である。

脱調検知、あるいは異常回転検知して再起動させる場合には、起動時間をｔ１ｂに変更し、無効電流設定値Ｉｒｓｂを最初の起動時無効電流設定値Ｉｒｓａよりも大きくして起動トルクを増加させる。

次に、ステップ１０４に進んでキャリヤ信号割込の有無を判定し、キャリヤ信号割込が有ればステップ１０５のキャリヤ信号割込サブルーチンとステップ１０６の回転数制御サブルーチンを実行する。

図９は、キャリヤ信号割込サブルーチンのフローチャートである。ステップ２００よりプログラムが開始し、ステップ２０１にてキャリヤ同期信号ｃｋのカウント数ｋがモータ駆動周波数ｆの１周期内のキャリヤ数ｋｃかどうか判定し、等しければステップ２０２に進んでキャリヤカウント数ｋをクリヤする。モータ駆動周波数ｆの１周期内のキャリヤ数ｋｃは、駆動周波数設定時に予め求める。

例えば、８極モータの回転数４０４０ｒｐｍにおける駆動周波数ｆは２６９．３Ｈｚ、周期Ｔは３．７１２ｍｓｅｃとなり、キャリヤ周期Ｔｃが６４μｓｅｃ（キャリヤ周波数１５．６ｋＨｚ）の場合、パルス数ｋｃは５８となる。１キャリヤ周期Ｔｃの位相Δθは、駆動周波数ｆの１周期を２πとすると、Δθ＝２π／ｋｃとなる。

ステップ２０３にてキャリヤ同期信号のカウント数をインクリメントとし、次にステップ２０４に進んで、キャリヤ数ｋと１キャリヤ周期Ｔｃの位相Δθより電気角θの演算を行う。次にステップ２０５に進んで電流検出手段５からの信号を検出してインバータ出力電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出する。次にステップ２０６に進んで式２に従い３相／２相・母線軸座標変換を行い無効電流Ｉｒと有効電流Ｉａを求め、ステップ２０７に進んでＩｒ、Ｉａをメモリする。

次に、ステップ２０８に進んでモータ電流のベクトル絶対値Ｉｍを式３により求め、次にステップ２０９に進んで演算値Ｉｍが過電流設定値Ｉｍａｘ以上かどうか判定する。

演算値Ｉｍが過電流設定値Ｉｍａｘ以上ならばステップ２１０に進んでインバータ回路３のパワー半導体の駆動を停止しモータ駆動を停止し、ステップ２１１に進んで過電流異常フラグをたてる。

演算値Ｉｍが過電流設定値Ｉｍａｘ未満ならばステップ２１２に進み、回転数制御サブルーチンからのインバータ出力制御信号Ｖａを呼出し、次にステップ２１３に進んで式５に従い、２相／３相・母線軸座標変換を行いインバータ各相制御信号ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを求め、ステップ２１４に進んでＰＷＭ制御を行い、ステップ２１５に進んでリターンする。

図１０は回転数制御サブルーチンのフローチャートである。回転数制御サブルーチンはキャリヤ信号毎に必ずしも行う必要がないので、例えば、２キャリヤ信号毎に実行してもよい。キャリヤ周波数が超音波周波数になるとキャリヤ周期内のプログラム処理時間が問題となるので、位相計算や電流検出演算、あるいはＰＷＭ制御等のキャリヤ毎に必ず実行する処理と、座標変換や図１０に示したキャリヤ毎に必ずしも実行する必要のない処理を分け、キャリヤ毎に必ずしも実行する必要のない処理を複数に分割して処理することによりモータ制御以外の食器洗い機等のシーケンスプログラムを実行させることができる。

ステップ３００より回転数制御サブルーチンが開始し、ステップ３０１にて駆動周波数設定値ｆｓを呼出し、次にステップ３０２に進んで周波数設定値ｆｓに対応した無効電流設定値Ｉｒｓを呼び出し、ステップ３０３に進んで３相／２相・母線軸座標変換より求めた無効電流Ｉｒを呼出し、ステップ３０４に進んで印加電圧定数設定値Ｖ／ｆを呼び出す。次にステップ３０５に進んでＩｒｓとＩｒを比較し誤差信号ΔＩｒより印加電圧定数ｋｖを演算し、次に、ステップ３０６に進んで印加電圧定数設定値Ｖ／ｆと印加電圧定数ｋｖの差Δｋｖを演算する。次にステップ３０７に進んでΔｋｖより母線軸印加電圧信号Ｖａを演算してＶａをメモリし、次にステップ３０８に進んでΔｋｖと設定値Δｋｖｍａｘを比較し、ΔｋｖがΔｋｖｍａｘよりも大きければステップ３０９に進んで脱調判定し、脱調フラグをオンし、ステップ３１０に進んでサブルーチンをリターンする。

再び、図８に示すモータ駆動プログラムに戻り、ステップ１０７にて脱調フラグの有無を判定し、脱調フラグがあればステップ１０８に進んでモータ駆動停止させ、ステップ１０９にて無効電流Ｉｓｉｎφを変更してステップ１１０に進んで再起動サブルーチンを実行し、ステップ１１１に進んでモータ駆動サブルーチンをリターンする。

（実施の形態２）
以下、本発明の第２の実施の形態について図１２、図１３、図１４、図１５を用いて説明する。

図１２は、本発明の第２の実施の形態における食器洗い機のモータ駆動装置の断面図である。ポンプモータは１モータ１ポンプ方式である。

洗浄槽７に給水弁８より水道水を給水し、洗浄水９を洗浄槽７に貯水する。洗浄槽７の下部に軸方向が垂直となるように扁平状のＤＣブラシレスモータ４ａを配設し、モータ４ａの下部にポンプケーシング１０を配置し、インペラー１１を回転させることにより軸方向から遠心方向に圧力を加える。

正転方向に回転させると噴射ノズル１２ａを有する噴射翼１２ｂから食器（図示せず）に洗浄水を噴射して洗浄する。正回転させるとポンプケーシング１０の内部圧力が高くなって、ポンプケーシング１０側面に設けた排水弁１３が閉じるので、水流方向は噴射翼１２ｂ側となる。インペラー１１を逆転させるとインペラー１１の側面から垂直方向に圧力が加わり排水弁１３が開いて垂直方向の水流が排水管１４方向に流れるので１つのモータと１つのポンプで洗浄と排水が可能となる。

洗浄用と排水用にそれぞれインペラーとポンプケーシングを設ける１モータ２ポンプ方式の場合でも、正回転で洗浄、逆回転で排水とすることが可能であるが、ポンプの高さが高くなり、洗浄槽７の下部容積を小さくできないという課題がある。

１モータ１ポンプ方式は、排水ポンプ効率が非常に悪いため、排水運転において洗浄水を排水してからエア噛みした時の騒音が大きく、さらに、洗浄運転においてゴミ等により排水弁１３が完全に閉じない場合には洗浄水がわずかずつ排水されることにより洗浄水がなくなり洗浄水の加熱用ヒータ（図示せず）が空炊きとなるという２点の大きな課題があった。

いずれも、ポンプの水が無くなって負荷が急激に軽くなるので、モータ入力、あるいは負荷トルクを検出することによりモータ回転数を変えたり、あるいは、モータを停止させて給水することにより解決できる。

図１３は、第２の実施の形態におけるモータ駆動装置の制御手段のブロック図である。本発明の基本的な考え方は、負荷状態、あるいは負荷トルクをインバータ出力、すなわち、モータ入力から演算するものであり、モータ入力Ｐｉｎはインバータ出力電圧Ｖａとモータ電流Ｉとｃｏｓφの積で表され、モータ効率ηを掛けるとモータ出力Ｐｏとなり、モータ効率ηは回転数によりほぼ決定され、モータトルクＴはトルク定数ｋｔとトルク電流Ｉｑの積で表され式６が成立する。

すなわち、トルク電流Ｉｑは回転数ωｒとモータ入力（＝Ｖａ・Ｉｃｏｓφ）が分かれば式６より演算できる。Ｉａ＝Ｉｃｏｓφであり式２より求まるので、ｑ軸からの位相ずれがわからなくてもモータトルクは常に演算より求めることができる。また、トルク電流Ｉｑが演算できるのでｑ軸からの位相ずれが逆に推定できる。

図１３は、図４のブロック図を一部変更したものであり変更部分のみ説明する。他の構成は第１の実施の形態と同じであり、その動作、作用も同じであるので詳細な説明は省略する。

インバータの出力電力演算手段７７に印加電圧信号Ｖａと３相／２相・母線軸変換手段６８のａ軸信号Ｉａを加えてインバータ出力、すなわちモータ入力を演算し、負荷状態判別手段７４ａにモータ入力信号と駆動周波数信号ｆを加えて負荷トルクを演算しモータ負荷状態を判別する。駆動周波数で一定ならばモータ入力から負荷変動が判別できる。負荷トルクが減少して回転数を減らすことにより騒音を減らすために、駆動条件変更手段７８に制御信号を送り、駆動条件変更手段７８より駆動条件設定手段６０ａに回転数信号を与えて設定回転数を制御する。駆動条件変更手段７８は駆動回転数だけではなく、無効電流Ｉｓｉｎφ、あるいは起動時の各種条件の変更も行う。

図１４は、食器洗い機の排水運転開始時の時間経過によるモータ入力Ｗと、モータ回転数Ｎの変化を示すもので、洗浄槽内に洗浄水が溜まっている時のモータ入力はほぼ一定であるが、洗浄水が無くなってくるとエア噛みして急激にモータ入力やトルクが低下する。よって、モータ入力、あるいはトルク変化よりエア噛み検知が可能となり、排水一定出力（Ｗ１）から所定値低下する（Ｗ３）とエア噛みと判定し、時間ｔ３にて回転数をＮ１からＮ２に低下させることにより排水エア噛み時の騒音を低下させることができる。

図１５は、食器洗い機の排水弁が完全に閉じていない場合、洗浄運転時の時間経過によるモータ入力Ｗ変化を示す。洗浄ポンプモータを回転させると排水弁から洗浄水が漏れてエア噛みが発生し、モータ負荷は軽くなるのでインバータ出力、すなわち、モータ入力が所定値Ｗｄより小さくなると洗浄水漏れを検知してモータ駆動を停止して補給水を行う。

図１６は、モータ入力変化を検知する回転数制御サブルーチンの実施例である。ステップ３００からステップ３０６ａまでは第１の実施の形態における図１０と基本的に同じであり、説明を省略する。ステップ３１１にてキャリヤ信号割込サブルーチンにて求めた有効電流Ｉａを呼び出し、次にステップ３１２に進んでモータ入力Ｐｉｎを求め、次にステップ３１３に進んでモータ入力低下を判定し、モータ入力が所定値低下したならば低下フラグをオンしてサブルーチンをリターンする。

モータ入力低下フラグがオンした場合には、エア噛みしたと判断し、洗浄運転ならばモータ駆動を停止して補給水を行う。数回運転して補給水してもエア噛み検知するならば、異常判定して運転中止するか、あるいは、モータを逆回転させて排水弁のゴミ等の除去運転を行うことによりヒータ空焚きを防止できる。

排水運転ならば、所定入力低下よりエア噛み判定して回転数を制御することにより排水時の騒音を低下させることができる。

本発明は、モータ入力やトルク変動等のモータ負荷変動を瞬時に検出ことができるので、洗濯機、あるいは洗濯乾燥機の脱水運転時におけるトルク変動を検知して衣類のアンバランス検知にも適している。

（実施の形態３）
図１７は、第３の実施の形態におけるモータ駆動装置の制御手段のブロック図であり、モータトルクを検出して最大効率となるように無効電流Ｉｓｉｎφを制御するのものである。

図１７は、第２の実施の形態における図１３のブロック図を一部変更したものであり、変更部分のみ以下に説明する。インバータの出力電力演算手段７７はインバータ出力電圧Ｖａと有効電流Ｉａよりインバータ出力電力、すなわち、モータ入力を演算し、モータ入力信号と駆動周波数信号をトルク電流演算手段７９に加えてモータトルク電流Ｉｑを式６より求める。

実効電流演算手段８０は式２よりモータ電流ベクトル絶対値Ｉｍを求め、モータ電流比較手段８１によりトルク電流Ｉｑとモータ電流ベクトル絶対値Ｉｍを比較し、ＩｍとＩｑの差の信号に応じて無効電流変更手段８２により無効電流設定値Ｉｓｉｎφを変更する。ＩｍがＩｑに対して増加するとＩｓｉｎφの設定値を減少させ、ＩｍがＩｑに対して減少するとＩｓｉｎφ設定値を増加させ、ＩｍとＩｑがほぼ同じとなるように制御する。図５に示すＩとＩｑがほぼ等しくなるようにＩｓｉｎφを制御するので、Ｉがｑ軸と同軸となることを意味し、ベクトル制御と同じ最大効率運転が可能となる。

モータ電流ベクトル絶対値Ｉｍとトルク電流Ｉｑをほぼ同一となるように制御するには、起動時の高トルク運転時には制御困難となるので、起動時には停止させ、回転数がほぼ一定となってから制御ループを実行させる方が望ましい。また、負荷トルク変動の大きい食洗ポンプモータよりも空気調和機のコンプレッサー制御やファンモータ等の制御、あるいは、ドラム式洗濯機のドラム回転制御等に適している。

以上述べたように、本発明は、３相インバータ出力電流を検出し、３相／２相変換後、インバータ回路出力電圧母線軸に座標変換してモータ無効電流、あるいは電流位相を制御することによりＤＣブラシレスモータ（永久磁石式同期モータ）のセンサレス正弦波駆動が可能となり、さらに、インバータ出力電力、あるいは出力電圧より負荷状態を検出するものである。

本発明によりインバータ出力電力、すなわち、モータ入力やモータの負荷状態を瞬時に検出でき、ベクトル制御と同等の制御ができるので最大効率運転や負荷に応じた最適制御が可能となる。

さらに、瞬時負荷変動の検出が可能となり、ポンプのエア噛み検知、あるいは、モータトルク変動から洗濯機の脱水兼洗濯槽や回転ドラム等の負荷のアンバランス検知が可能となる。

さらに、モータの脱調検知が容易なので、脱調した場合には異常報知したり、あるいは、無効電流等の駆動条件を変更して再起動させることにより回転駆動の安定化が可能となる。

また、従来のセンサレス正弦波駆動においては位置推定のための演算が複雑となってプロセッサの負担が大きく、さらに、位置推定演算に必要なモータパラメータを求めるための各種試験に時間を必要としたが、本発明によれば、位置推定が不必要なのでプロセッサの演算ステップが少なくてすみ、演算データビット数も減らすことができ、モータパラメータもほとんど必要とせず、かつ、自動的に最大効率運転が可能となるので、プロセッサの負担を減らしてベクトル制御と同等の制御が可能となり、安価なセンサレス正弦波駆動可能なモータ駆動装置を実現できる。

特に、洗濯乾燥機や食器洗い洗浄機のモータ制御とシーケンス制御は複雑なプログラムが必要であり、さらに、キャリヤ周波数は超音波周波数にして騒音を減らす必要があるので、従来のセンサレス正弦波駆動方式ならば制御プロセッサに対するプログラム容量と演算性能への負担が非常に大きくなり、高価格のプロセッサを必要としたが、本発明によれば安価なプロセッサによりセンサレスベクトル制御と同等の性能を得ることがてきるので、安価な洗濯乾燥機や食器洗い洗浄機を実現できる。

なお、本発明は主としてＳＰＭモータについて説明したが、鉄心ロータ内に永久磁石を埋め込んだＩＰＭモータについて適用できることは明白である。

また、インバータ出力電圧と出力電流との位相、あるいは、有効電流Ｉｃｏｓφを一定に制御しても同等の効果を得ることができる。

以上のように、本発明によるモータ駆動装置は、交流電力を整流回路により直流電力に変換し、モータをインバータ回路により駆動し、インバータ回路の出力電流を電流検出手段により検出して設定回転数となるようにインバータ回路をＰＷＭ制御し、インバータ回路出力電圧と電流位相、あるいは無効電流が所定値となるように制御するようにし、インバータ回路出力電圧あるいは出力電力より負荷状態を判別するようにしたものであるから、モータの回転異常やトルク変動の検出が容易となり、実施例に示した食器洗い機のポンプモータのみならず、空気調和機のコンプレッサーモータ、ファンモータ、あるいは、洗濯機や洗濯乾燥機の脱水兼洗濯槽や回転ドラムの回転制御の用途にも適用できる。

本発明の第１の実施の形態におけるモータ駆動装置のブロック図同モータ駆動装置のインバータ回路図同モータ駆動装置の電流検出タイミングチャート同モータ駆動装置の制御手段のブロック図同モータ駆動装置の制御ベクトル図同モータ駆動装置の脱調時の制御ベクトル図同モータ駆動装置の制御手段の各部波形とタイミングチャート同モータ駆動装置のモータ制御プログラムフローチャート同モータ駆動装置のモータ制御プログラムのキャリヤ信号割込サブルーチンのフローチャート同モータ駆動装置のモータ制御プログラムの回転数制御サブルーチンのフローチャート同モータ駆動装置の起動制御のタイミングチャート本発明の第２の実施の形態における食器洗い機のモータ駆動装置の断面図同モータ駆動装置の制御手段のブロック図同モータ駆動装置の排水エア噛み検知の制御タイミングチャート同モータ駆動装置の洗浄エア噛み検知の制御タイミングチャート同モータ駆動装置の回転数制御サブルーチンのフローチャート本発明の第３の実施の形態におけるモータ駆動装置の制御手段のブロック図

符号の説明

１交流電源
２整流回路
３インバータ回路
４モータ
５電流検出手段
６制御手段

Claims

交流電源と、前記交流電源の交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動されるモータと、前記インバータ回路の出力電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号により前記インバータ回路をＰＷＭ制御して設定回転数となるように前記モータを制御する制御手段とを備え、前記制御手段は前記インバータ回路の出力電圧と出力電流との位相、あるいは無効電流が所定値となるように制御し、前記インバータ回路の出力電圧あるいは出力電力により負荷状態を判別するようにしたモータ駆動装置。
制御手段はインバータ回路の出力電圧と出力電流との位相、あるいは無効電流が所定値となるようにＶ／ｆ制御し、Ｖ／ｆ制御値より負荷状態を判別するようにした請求項１記載のモータ駆動装置。
制御手段はインバータ回路の出力電圧あるいは出力電力によりモータ負荷状態を検知し、前記インバータ回路の出力電圧と出力電流との位相、あるいは無効電流を変更するようにした請求項１記載のモータ駆動装置。
制御手段はインバータ回路の出力電圧あるいは出力電力によりモータ負荷状態を検知し、モータ駆動条件を変更するようにした請求項１記載のモータ駆動装置。
制御手段はインバータ回路の出力電力と駆動周波数によりモータ負荷トルクを判別するようにした請求項１記載のモータ駆動装置。
制御手段はインバータ回路の出力電力と駆動周波数により負荷トルクを判別し、前記負荷トルクの変動によりモータを制御するようにした請求項１記載のモータ駆動装置。
制御手段はインバータ回路の出力電力と駆動周波数により負荷トルクを判別し、負荷トルクに応じて前記インバータ回路の出力電圧と出力電流との位相、あるいは無効電流を制御するようにした請求項１記載のモータ駆動装置。
制御手段はインバータ回路の出力電圧あるいは出力電力によりモータの回転異常を検知し、前記インバータ回路の出力電圧と出力電流との位相、あるいは無効電流を変更して前記モータを再起動するようにした請求項１記載のモータ駆動装置。
制御手段はインバータ回路の出力電圧あるいは出力電力によりモータの回転異常を検知し、前記インバータ回路の起動条件を変更して前記モータを再起動するようにした請求項１記載のモータ駆動装置。