KR20050075706A - 모터 구동 장치 - Google Patents

Abstract

본 발명은 간략화한 센서리스 정현파 구동에 있어서 모터 부하 상태를 검출하기 위한 것으로, 교류 전력(1)을 정류 회로(2)에 의해 직류 전력으로 변환하고, 인버터 회로(3)에 의해 모터(4)를 구동하며, 인버터 회로(3)의 출력 전류를 전류 검출 수단(5)에 의해 검출하여, 무효 전류가 설정 회전수에 있어서 소정값으로 되도록 제어하고, 인버터 회로 출력 전압 또는 출력 전력으로부터 부하 상태를 판별한다.

Description

모터 구동 장치{MOTOR DRIVING DEVICE}

본 발명은 센서리스 정현파 구동을 하는 모터 구동 장치에 관한 것이다.

종래, 이러한 종류의 모터 구동 장치는, 로터 위치 센서를 생략하여 센서리스 정현파 구동하는 것에 의해 모터의 진동, 소음을 저감하여, 신뢰성을 향상시키고 있었다(예컨대, 특허문헌 1 참조).

[특허문헌 1] 일본 특허 공개 2000-350489호 공보

그러나, 상기 종래의 구성에서는, 로터 위치를 추정하기 위해 모터 정수, 회로 파라미터, 또는 모터 부하를 미리 파악하여, 소정의 계산값과 측정 전류값의 오차를 검출하여 오차가 최소가 되도록 프로세서가 연산해야 하기 때문에, 연산이 매우 복잡해져 고속고성능의 연산기능을 갖는 프로세서가 필요했다. 또한, 모터 부하 변동이 큰 경우에는 탈조(脫調)하기 쉽다고 하는 문제가 있었다.

본 발명은 상기 종래의 과제를 해결하는 것으로, 부하 변동에 대하여 안정적으로 동작하고, 예컨대 부하 변동에 의한 출력 변동이나 탈조가 발생하더라도, 부하 상태나 탈조를 검지하여 제어 파라미터, 또는 기동 조건을 수정하여 재기동시키는 것이며, 프로세서의 연산을 간략화하고, 또한, 부하 변동에 대하여도 안정적으로 동작하는 센서리스 정현파 구동의 모터 구동 장치를 제공하는 것이다.

상기 종래의 과제를 해결하기 위해, 모터 구동 장치는, 교류 전력을 정류 회로에 의해 직류 전력으로 변환하고, 모터를 인버터 회로에 의해 구동하며, 인버터 회로의 출력 전류를 전류 검출 수단에 의해 검출하여 설정 회전수가 되도록 인버터 회로를 PWM 제어하고, 인버터 회로의 출력 전압 과전류 위상, 또는 무효 전류가 소정값으로 되도록 제어하도록 하고, 인버터 회로의 출력 전압 또는 출력 전력에 의해 부하 상태를 판별하도록 한 것이다.

제 1 발명은, 교류 전원과, 상기 교류 전원의 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 정류 회로와, 상기 정류 회로의 직류 전력을 교류 전력으로 변환하는 인버터 회로와, 상기 인버터 회로에 의해 구동되는 모터와, 상기 인버터 회로의 출력 전류를 검출하는 전류 검출 수단과, 상기 전류 검출 수단의 출력 신호에 의해 상기 인버터 회로를 PWM 제어하여 설정 회전수가 되도록 상기 모터를 제어하는 제어 수단을 구비하고, 상기 제어 수단은 상기 인버터 회로의 출력 전압과 출력 전류의 위상, 또는 무효 전류가 소정값으로 되도록 제어하고, 상기 인버터 회로의 출력 전압 또는 출력 전력에 의해 부하 상태를 판별하도록 한 것으로, 부하 변동이 크더라도 안정적으로 동작하는 센서리스 정현파 구동을 실현할 수 있다.

제 2 발명은, 제 1 발명에서의 제어 수단은 인버터 회로의 출력 전압과 출력 전류의 위상, 또는 무효 전류가 소정값으로 되도록 V/f 제어하여, V/f 제어값으로부터 부하 상태를 판별하도록 한 것으로, 탈조하여 회전 정지한 경우 등의 회전 상태 검출, 또는, 부하의 대소 검출이 용이해진다.

제 3 발명은, 제 1 발명에서의 제어 수단은 인버터 회로의 출력 전압 또는 출력 전력에 의해 모터 부하 상태를 검지하고, 상기 인버터 회로의 출력 전압과 출력 전류의 위상, 또는 무효 전류를 변경하도록 한 것으로, 부하 상태에 따라 출력 전류 위상, 또는 무효 전류를 변경할 수 있기 때문에, 부하 변동이 큰 경우나, 운전도중에 부하가 변동하는 경우라도 안정적으로 회전시킬 수 있고, 예컨대 탈조해도 토크 전류를 증가시켜 기동하기 때문에, 부하 변동이 큰 경우라도 운전 가능해져 신뢰성이 높은 모터 구동 장치를 실현할 수 있다.

제 4 발명은, 제 1 발명에서의 제어 수단은 인버터 회로의 출력 전압 또는 출력 전력에 의해 모터 부하 상태를 검지하여, 모터 구동 조건을 변경하도록 한 것이며, 부하 변동이 큰 경우나, 운전도중에 부하가 변동하는 경우에는 회전수나 모터 전류 등의 구동 조건을 변경함으로써 안정적으로 회전시키거나, 또는, 회전수를 바꿔 소음을 감소시킬 수 있다.

제 5 발명은, 제 1 발명에서의 제어 수단은 인버터 회로의 출력 전력과 구동 주파수에 의해 모터 부하 토크를 판별하도록 한 것이며, 모터 부하 토크에 대응한 회전수 제어나 출력 제어가 가능해진다.

제 6 발명은, 제 1 발명에서의 제어 수단은 인버터 회로의 출력 전력과 구동 주파수에 의해 부하 토크를 판별하여, 상기 부하 토크의 변동에 의해 모터를 제어하도록 한 것이며, 부하 토크를 검출하여 토크 전류를 구하는 것에 의해 최적의 모터 전류, 전류 위상, 또는 회전수를 설정할 수 있기 때문에, 과부하의 경우에는 모터를 정지시키고, 경부하의 경우에는 모터 전류를 낮추어 회전수 제어하는 등의 최적 제어를 할 수 있다.

제 7 발명은, 제 1 발명에서의 제어 수단은 인버터 회로의 출력 전력과 구동 주파수에 의해 부하 토크를 판별하고, 부하 토크에 따라 상기 인버터 회로의 출력 전압과 출력 전류의 위상, 또는 무효 전류를 제어하도록 한 것이며, 부하 토크에 따른 전류 설정에 의해 모터 효율을 최대로 할 수 있다.

제 8 발명은, 제 1 발명에서의 제어 수단은 인버터 회로의 출력 전압 또는 출력 전력에 의해 모터의 회전 이상을 검지하고, 상기 인버터 회로의 출력 전압과 출력 전류의 위상, 또는 무효 전류를 변경하여 상기 모터를 재기동하도록 한 것이며, 모터가 회전 정지한 경우에는 출력 전류를 증가시켜 재기동시킴으로써 알맞게 전류 설정을 할 수 있어, 안정적으로 회전시킬 수 있다.

제 9 발명은, 제 1 발명에서의 제어 수단은 인버터 회로의 출력 전압 또는 출력 전력에 의해 모터의 회전 이상을 검지하고, 상기 인버터 회로의 기동 조건을 변경하여 상기 모터를 재기동하도록 한 것이며, 부하에 따른 최적의 기동 조건을 설정할 수 있어, 안정적으로 회전시킬 수 있다.

(실시예 1)

도 1은 실시예 1에서의 모터 구동 장치의 블럭도이다. 도 1에서, 교류 전원(1)으로부터 정류 회로(2)에 교류 전력을 부가하여 직류 전력으로 변환하고, 인버터 회로(3)에 의해 직류 전력을 3상 교류 전력으로 변환하여 모터(4)를 구동한다. 정류 회로(2)는, 전파 정류 회로(20)의 직류 출력 단자에 콘덴서(21a, 21b)를 직렬 접속하고, 콘덴서(21a, 21b)의 접속점을 교류 전원 입력의 한쪽의 단자에 접속해서 직류 배전압 회로를 구성하여, 인버터 회로(3)에의 인가 전압을 높게 한다.

인버터 회로(3)의 부 전압측에는 전류 검출 수단(5)을 접속하여, 인버터 회로(3)의 3상 각 하부 아암(arm)에 흐르는 전류를 검출하는 것에 의해 인버터 회로(3)의 출력 전류, 즉, 모터(4)의 각 상전류(相電流)를 검출한다.

제어 수단(6)은, 전류 검출 수단(5)의 출력 신호로부터 인버터 회로(3)의 출력 전류를 연산하고, 설정 회전수에 따른 소정 주파수, 소정 전압을 인가하여 모터(4)를 회전 구동하는 것이며, 모터 부하에 따라 출력 전압에 대한 출력 전류와의 위상, 또는 무효 전류가 되도록 제어함으로써 설정 동기 속도로 모터(4)를 회전 구동할 수 있다.

도 2는 모터 구동 장치의 인버터 회로(3)의 상세한 회로도이며, 6개의 트랜지스터와 다이오드로 이루어지는 3상 풀브리지 인버터 회로에 의해 구성하고 있다. 여기서, 3상 아암의 하나인 U상 아암(30A)에 대하여 설명하면, 절연 게이트 바이폴라트랜지스터(이하, IGBT라 함)로 이루어지는 상부 아암 트랜지스터(31a1)와 역병렬 다이오드(32a1)의 병렬 접속체와, IGBT로 이루어지는 하부 아암 트랜지스터(31a2)와 역병렬 다이오드(32a2)의 병렬 접속체를 직렬로 접속하고, 상부 아암 트랜지스터(31a1)의 콜렉터 단자는 직류 전원의 정전위 단자 Lp에 접속하며, 상부 아암 트랜지스터(31a1)의 에미터 단자는 출력 단자 U에 접속하고, 하부 아암 트랜지스터(31a2)의 에미터 단자는 전류 검출 수단(5)을 구성하는 션트 저항((50a)을 거쳐서 직류 전원의 Ln 단자측에 접속한다.

상부 아암 트랜지스터(31a1)는 상부 아암 구동 신호 Up에 따라 상부 아암 게이트 구동 회로(33a1)에 의해 구동되고, 하부 아암 트랜지스터(31a2)는 하부 아암 구동 신호 Un에 따라 하부 아암 게이트 구동 회로(33a2)에 의해 온오프 스위칭 제어된다. 상부 아암 게이트 구동 회로(33a1)는, 미분 신호에 의해 세트 리세트되는 RS 플립플롭 회로를 내장하여, 상부 아암 구동 신호 Up의 상승에서 상부 아암 트랜지스터(31a1)를 온 동작시키고, 상부 아암 구동 신호 Up의 하강에서 상부 아암 트랜지스터(31a1)를 오프 동작시킨다. 하부 아암 게이트 구동 회로에는 RS 플립플롭은 불필요하다.

IGBT의 게이트 인가 전압은 10∼15V 필요하고, 하부 아암 트랜지스터(31a2)를 온시키면, 15V의 직류 전원의 + 단자 B1로부터 부스트랩(boostrap) 저항(34a), 부스트랩 다이오드(35a)를 거쳐 부스트랩 콘덴서(36a)가 충전되기 때문에, 부스트랩 콘덴서(36a)의 축적 에너지에 의해 상부 아암 트랜지스터(31a)를 온오프 스위칭할 수 있다. 또한, 하부 아암의 역병렬 다이오드(32a2)가 도통한 경우에도 마찬가지로 부스트랩 콘덴서(36a)가 충전된다.

V상 아암(30B), W상 아암(30C)도 동일한 접속이며, 각 아암의 하부 아암 트랜지스터의 에미터 단자는 전류 검출 수단(5)을 구성하는 션트 저항(50b, 50c)에 접속하고, 션트 저항(50b, 50c)의 다른 쪽 단자는 직류 전원 부전위 단자 Ln에 접속하고 있다. IGBT, 또는 파워 MOSFET에 의해 하부 아암 트랜지스터를 구성하면, 게이트 전압을 제어하는 것에 의해 스위칭 제어할 수 있기 때문에, IGBT의 경우는 에미터 단자, 파워 MOSFET의 경우에는 소스 단자에 접속하는 션트 저항의 전압이 1V 이하가 되도록 저항값을 선정하면 스위칭 동작에는 거의 영향을 주는 일 없이 전압 제어에 의해 온오프 스위칭 제어할 수 있어, 션트 저항의 전압 veu, vev, vew를 검출하는 것에 의해 인버터 회로 출력 전류, 즉 모터 전류를 검출할 수 있는 특징이 있다.

도 3은 인버터 회로 출력 전류 검출 타이밍차트이며, 삼각파 변조에 의해 PWM 제어하고, 스위칭 노이즈의 영향을 감소시키기 위해 상하 아암 IGBT의 스위칭 타이밍을 피해 고속 A/D 변환하여 마이크로컴퓨터 등의 모터 제어 프로세서에 의해 전류 검출한다. 도 3에서, ck는 삼각파 변조 신호 Vt의 피크값, 즉 시간 t3에서 발생시키는 동기 신호이며, vu는 U상 전압 제어 신호로, 삼각파 변조 신호 Vt와 U상 전압 제어 신호 vu를 비교하여 U상 상부 아암 트랜지스터(31a)의 구동 신호 Up와 U상 하부 아암 트랜지스터(31a2)의 구동 신호 Un을 발생시킨다. t1∼t2 구간, t5∼t6 구간은 상하 아암 트랜지스터의 비도통 기간으로 데드타임 Δt라고 부르고, A/D 변환 타이밍은, 상부 아암 트랜지스터가 오프이고 하부 아암 트랜지스터가 온으로 되는 시간 t3, 또는, 시간 t3으로부터 데드타임 Δt 시간 비키어 놓은 시간 t4의 범위 내에서 실행하면 좋다.

도 4는 본 발명에 의한 제어 수단의 블럭도로, 마이크로컴퓨터, 또는 디지털 신호 프로세서 등의 고속 프로세서에 의해 센서리스 정현파 구동을 실현하는 것이다.

기본적인 제어 방법에 대하여 도 5에 나타내는 본 발명에 의한 제어 벡터도를 이용하여 설명한다. 도 5는 로터 표면에 영구자석을 마련한 표면 영구자석 모터(생략하여 SPM 모터)의 d-q 좌표계의 벡터도이며, 모터 유기 전압 Vr는 q축과 동축으로 되어, 유기 전압 Vr는 유기 전압 정수 kr와 회전수 N, 즉 모터 구동 주파수 f에 비례한다. 환언하면, 모터 유기 전압 Vr와 주파수 f의 비(Vr/f)는 거의 일정하게 제어한다.

모터 전류 I를 q축과 동축으로 제어하면 벡터 제어와 동등하게 되지만, 로터 위치 센서가 없어 q축은 검출할 수 없기 때문에, 각도 γ 진각(進角)하고 있다고 가정한다. 모터의 전압 방정식은 수학식 1로 표현되기 때문에, 구동 주파수 f가 고정된 경우, d-q 좌표계에서는, 전류 벡터 I를 고정하면 모터 인가 전압 벡터 Vi가 고정된다. 반대로, 모터 인가 전압 벡터 Vi를 고정하면 전류 벡터 I는 고정된다. 또한, 모터 인가 전압 Vi(모선축)를 주축으로 하는 a-r축으로 좌표 변환한 경우에도 마찬가지이며, 전류 벡터 I를 고정하면 모터 유기 전압 벡터 Vr가 고정된다. 환언하면, 모터 정수를 미리 알고 있으면, 전류 벡터 I를 고정함으로써 유기 전압 Vr와 전류 I의 위상은 일정하게 제어할 수 있기 때문에, q축 전류 Iq(즉 토크 전류)를 거의 일정하게 제어할 수 있어 벡터 제어와 거의 동일한 제어가 가능해진다.

무효 전류 Isinφ를 적당한 값으로 선택하고, 진각 γ를 작게 함으로써, 모터 전류I는 토크 전류(q축 전류) Iq와 거의 동일하게 되고, 고효율 운전이 가능해져, 모터손실을 줄이게 하기 때문에 모터의 온도 상승을 삭감하고, 모터를 소형화할 수 있다.

또한, 통상 운전에 있어서, 도 5에 나타낸 바와 같이 모터 전류 I를 γ진각 설정함으로써, 급격한 부하 변동에 의해 위상 φ가 변화되더라도 q축과의 위상 γ가 지연되어 토크가 급감하여 탈조하는 경우가 없어진다. 특히, 갑자기 회전수가 저하하여 위상 γ가 q축에 대하여 지연되고, 또한, 위상 φ가 90도 이상으로 되면 탈조할 가능성이 높게 되기 때문에, 진각 제어함으로써 지연 위상이 되는 경우가 감소하여, 회전 제어의 안정 성능이 향상된다.

또한, 진각 제어에 의해 약하게 하여 계자(界磁) 제어(d축 전류가 부)로 되기 때문에, 모터 유기 전압 Vr와 코일 권선 전압(jωLI)의 합의 전압 벡터 Vo를 작게 할 수 있기 때문에 토크 전류 Iq를 증가시켜 고속 회전이 가능해진다.

이상 설명했듯이, 모터 정수(권선 저항 R, 권선 인덕턴스 L, 모터 유기 전압 정수 kr)와 모터 부하에 대응한 토크 전류 Iq를 알고 있으면, 모터 전류 벡터를 제어하기 위해 모터 인가 전압 Vi에 대한 모터 전류 I의 절대값과 위상 φ를 제어하면 좋기 때문에, 도 5의 벡터도에서 d-q 좌표로부터 모선축 좌표 변환후의 r축 전류 Ir(=Isinφ), 또는 a축 전류 Ia(=Icosφ)를 제어하는 것이다.

도 4에서, 구동 조건 설정 수단(60)은, 모터 구동 조건에 따라 구동 회전수, 토크 전류, 진각 γ를 구하여, 구동 주파수 f, 무효 전류 Isinφ 등을 설정하는 것으로, 회전수 설정 수단(61), 무효 전류 설정 수단(62)에 설정 신호를 보낸다. 캐리어 신호 발생 수단(63)은, PWM 변조를 위한 삼각파 신호 Vt와 동기 신호 ck를 발생시키는 것으로, 캐리어 주파수(스위칭 주파수)는 모터 소음을 감소시키기 위해서 15㎑ 이상의 초음파 주파수로 설정한다. 동기 신호 ck는 각 연산 블럭에 보내어지고, 동기 신호 ck에 동기하여 각 연산 블럭이 동작한다.

회전수 설정 수단(61)은, 모터 구동 주파수 f를 설정하기 위해 캐리어 신호주기의 위상각 Δθ를 구하여 전기각 연산 수단(64)에 가하고, V/f 설정 수단(65)에 설정 주파수 신호를 보낸다. 전기각 연산 수단(64)은 동기 신호 ck에 동기하여 위상 θ을 구하고, 규격화된 정현파 테이블을 기억하는 기억 수단(66)이나 좌표 변환 수단 등에 위상 신호 θ를 가한다.

V/f 설정 수단(65)은, 구동 주파수 f와 부하 토크에 따른 인가 전압 정수 kvn을 설정하는 것으로 회전수 또는 부하 토크에 따른 값이 설정된다. 후에 설명하듯이, 1모터 2펌프, 또는, 1모터 1펌프 방식에 의해 정회전에서 세정 운전, 역회전에서 배수 운전시키는 경우에는 모터에 필요한 토크 전류가 각각 변화되기 때문에, 인가 전압 정수 kvn을 정회전과 역회전으로 설정값을 변경시킬 필요가 있다.

기억 수단(66)은, 위상각에 대응한 삼각함수의 연산을 하기 위해 필요한 규격화된 정현파 테이블을 기억 영역에 기억하고 있고, 예컨대, 위상 0도로부터 360도까지 -1부터 + 1까지의 정현파 데이터를 가지고 있다.

고속 A/D 변환 수단(67)은, 도 3의 타이밍차트에 나타낸 바와 같이 삼각파 변조 신호 Vt의 피크값에 의해 전류 검출 수단(5)의 출력 신호 veu, vev, vew를 인버터 출력 전류에 대응한 디지털 신호 Iu, Iv, Iw로 수 마이크로초 이하에서 A/D 변환하여 3상/2상·모선축 변환 수단(68)에 각 상 전류의 순시값을 가한다.

3상/2상·모선축 변환 수단(68)은, 도 5에 나타낸 바와 같이 인버터 회로 출력 전류의 순시값을 3상/2상 변환하여 인버터 회로 출력 전압축, 즉 모터모선축(a-r축)으로 좌표 변환하는 것으로, 수학식 2를 이용하여 절대 변환하여, a축 성분 Ia와 r축 성분 Ir을 구한다. Ir는 Isinφ에 상당하고 인버터 출력(모선 전압)으로부터 보면 무효 전류 성분으로 된다. 좌표 변환함으로써, 출력 전류 순시값으로부터 순시에 무효 전류 성분 Ir이 구해지는 것만이 아니라, 수학식 3에 나타내는 자승 평균에 의해 출력 전류 벡터 절대값 Im을 순시에 구할 수 있다. 또한, 인버터 출력(모선 전압)으로부터 본 전류 위상 φ는 수학식 4로부터 순시에 구해지기 때문에, 전류 영 크로스 검지 수단을 마련하여 위상 검지하는 것보다도 응답성이 현격히 향상된다.

무효 전류 비교 수단(69)은, 3상/2상·모선축 변환 수단(68)의 출력 신호 Ir와 무효 전류 설정 수단(62)의 설정 신호 Irs를 비교하여 오차 신호 ΔIr을 출력하고, 오차 신호 증폭 연산 수단(70)에 의해 증폭 또는 적분하여 인가 전압 정수 변경 신호 kv를 제어 전압 비교 설정 수단(71)에 출력한다.

제어 전압 비교 설정 수단(71)은 V/f 설정 수단(65)의 출력 신호 kvn과 오차 신호 증폭 연산 수단(70)의 출력 신호 kv를 비교하여 인버터 출력 전압 제어 신호 Va를 발생시키는 것으로, 무효 전류 성분 Ir이 소정값으로 되도록 인버터 출력 전압을 제어하는 것으로, 인버터 출력 전압 제어 신호 Va를, 2상/3상·모선축 역변환 수단(72)에 가한다.

2상/3상·모선축 역변환 수단(72)은, 수학식 5에 나타내는 역변환식을 이용하여 3상 정현파 전압 신호를 발생시킨다. 인버터 출력 전압은 a축과 동상이기 때문에, Va만 연산하면 좋고, 3상 전압 vu, vv, vw를 PWM 제어 수단(73)에 출력한다.

부하 상태 판별 수단(74)은 V/f 설정 수단(65)과 오차 신호 증폭 연산 수단(70)의 출력 신호를 비교하는 것에 의해 모터 부하 상태를 판별하는 것이다. 통상 운전에 있어서는, V/f 설정 수단(65)의 출력 신호 kvn과 오차 신호 증폭 연산 수단(70)의 출력 신호 kv의 차는 거의 없고, 소정의 무효 전류 Isinφ로 되도록 모터는 회전 제어된다. 그러나, 모터가 탈조하여 회전 정지한 경우에는 도 6의 벡터도에 도시하는 바와 같이 모터 유기 전압 Vr는 0으로 되기 때문에, 소정의 무효 전류 Isinφ로 되도록 모터 인가 전압은 작아지고, V/f 설정 수단(65)의 출력 신호 kvn과 오차 신호 증폭 연산 수단(70)의 출력 신호 kv의 차가 통상 운전의 값보다도 매우 커진다. 즉, V/f 설정 수단(65)의 출력 신호 kvn은 일정하기 때문에, 오차 신호 증폭 연산 수단(70)의 출력 신호 kv가 통상 운전의 값보다도 작아지기 때문에, 모터의 정지나 이상 회전을 검출할 수 있다. 이상 정지 재기동 수단(75)은 부하 상태 판별 수단(74)의 출력 신호로부터 이상을 판별하여 인버터 회로(3)의 운전을 정지시킨 후, 모터를 재기동시키는 것으로, 구동 조건 변경 수단(76)에 의해 구동 조건 설정 수단(60)에 의해 설정되는 기동 시간, 또는 기동 전류 등의 기동 조건, 또는 무효 전류 Isinφ 설정값을 변경하여 재기동시킨다.

모터가 탈조하는 원인은, 토크 전류 Iq가 부족하거나, 위상이 q축에 대하여 지연된 경우, 또는, 위상이 지나치게 진행한 경우이며, 결국, 정상시의 무효 전류 설정값 Irs가 작은 경우, 또는, 기동시의 무효 전류 설정값 Irs가 작은 경우이기 때문에, 탈조 판정한 경우에는, 무효 전류 설정값 Irs를 변경하여 재기동시키면 좋다. 기동시에는, 기동 시간을 빨리 하면 가속도가 커져, 보다 큰 토크 전류가 필요해지기 때문에, 기동 시간을 변경하여, 기동 시간을 길게 하는 것도 하나의 선택지로 된다.

도 7은 PWM 제어에 의한 각부 파형의 타이밍차트를 나타낸다. Eu는 중성점으로부터 본 모터 유기 전압 파형이고, Iu는 U상 전류 파형인 모터 유기 전압 Eu로부터 약간 진행하고 있다. vu, vv, vw는 U상, V상, W상의 각 PWM 제어 입력 신호, 즉, 2상/3상·모선축 역변환 수단(72)의 출력 신호로 삼각파 변조 신호 Vt와 비교하는 것에 의해 PWM 제어 출력 신호 Up를 생성한다. 신호 vu와 U상 출력 전압 위상은 동일하고, U상 전류 Iu의 위상은 신호 vu로부터 위상 φ 지연된다.

도 8은 본 발명에 의한 모터 구동 장치의 동작을 나타내는 흐름도이다. 단계 100으로부터 모터 구동 프로그램이 시작하고, 단계 101에서 구동 회전수, V/f 설정, 무효 전류 등의 각종 설정을 한다. 다음에 단계 102에 진행하여 기동 운전인지 여부의 판정을 하고, 기동 운전이면 단계 103에 진행하여 기동 제어 서브루틴을 실행한다.

기동 제어 서브루틴(103)은, 도 11의 기동 제어 타이밍차트에 도시하는 바와 같이 회전수 0으로부터 설정 회전수 fs로 될 때까지, 구동 주파수 f를 기동 시간 t1a까지 직선적으로 상승시키는 것으로, 구동 주파수 f에 따라 무효 전류 설정값 Irs를 변경한다. 펌프나 팬 등의 유체부하의 경우, 토크는 회전수의 3승에 의해 변화되기 때문에, 엄밀하게는 회전수에 대응한 토크 전류 Iq를 실험 등에 의해 구하고, Isinφ를 계산하여 테이블에 의해 기동 제어함으로써 안정된 기동이 가능해진다. 그러나, 기동시에는 가속을 위해 토크 전류를 크게 할 필요가 있어, 탈조를 막기 위해 무효 전류 설정값 Irs는 토크에 대응한 값보다도 조금 크게 설정해야 한다.

통상 기동 운전에 있어서는, V/f 설정값, 무효 전류 설정값 Irs는 정상 상태의 설정값대로 기동하더라도 기동 가능하다.

탈조 검지, 또는 이상 회전 검지하여 재기동시키는 경우에는, 기동 시간을 t1b로 변경하고, 무효 전류 설정값 Irsb를 최초의 기동시 무효 전류 설정값 Irsa보다도 크게 하여 기동 토크를 증가시킨다.

다음에, 단계 104에 진행하여 캐리어 신호 인터럽트의 유무를 판정하여, 캐리어 신호 인터럽트가 있으면 단계 105의 캐리어 신호 인터럽트 서브루틴과 단계 106의 회전수 제어 서브루틴을 실행한다.

도 9는 캐리어 신호 인터럽트 서브루틴의 흐름도이다. 단계 200으로부터 프로그램이 시작하여, 단계 201에서 캐리어 동기 신호 ck의 카운트수 k가 모터 구동 주파수 f의 1주기 내의 캐리어수 kc인지 아닌지 판정하고, 동일하면 단계 202에 진행하여 캐리어 카운트수 k를 소거한다. 모터 구동 주파수 f의 1주기 내의 캐리어수 kc는 구동 주파수 설정시에 미리 구한다.

예컨대, 8극 모터의 회전수 4040rpm에서의 구동 주파수 f는 269.3㎐, 주기 T는 3.712msec으로 되고, 캐리어 주기 Tc가 64μsec(캐리어 주파수 15.6㎑)인 경우, 펄스수 kc는 58로 된다. 1캐리어 주기 Tc의 위상 Δθ는, 구동 주파수 f의 1주기를 2π라고 하면, Δθ=2π/kc로 된다.

단계 203에서 캐리어 동기 신호의 카운트수를 인크리먼트로 하고, 다음에 단계 204에 진행하여, 캐리어수 k와 1캐리어 주기 Tc의 위상 Δθ로부터 전기각 θ의 연산을 한다. 다음에 단계 205에 진행하여 전류 검출 수단(5)으로부터의 신호를 검출하여 인버터 출력 전류 Iu, Iv, Iw를 검출한다. 다음에 단계 206에 진행하여 수학식 2에 따라 3상/2상·모선축 좌표 변환을 하여 무효 전류 Ir와 유효 전류 Ia를 구하고, 단계 207에 진행하여 Ir, Ia를 기억한다.

다음에, 단계 208에 진행하여 모터 전류의 벡터 절대값 Im을 수학식 3에 의해 구하고, 다음에 단계 209에 진행하여 연산값 Im이 과전류 설정값 Imax 이상인지 아닌지 판정한다.

연산값 Im이 과전류 설정값 Imax 이상이면 단계 210에 진행해서 인버터 회로(3)의 파워 반도체의 구동을 정지하여 모터 구동을 정지하고, 단계 211에 진행하여 과전류 이상 플래그를 내보낸다.

연산값 Im이 과전류 설정값 Imax 미만이면 단계 212에 진행하여, 회전수 제어 서브루틴으로부터의 인버터 출력 제어 신호 Va를 호출하고, 다음에 단계 213에 진행하여 수학식 5에 따라, 2상/3상·모선축 좌표 변환을 하여 인버터 각 상 제어 신호 vu, vv, vw를 구하고, 단계 214에 진행하여 PWM 제어를 하고, 단계 215에 진행하여 리턴한다.

도 10은 회전수 제어 서브루틴의 흐름도이다. 회전수 제어 서브루틴은 캐리어 신호마다 반드시 실행할 필요가 없기 때문에, 예컨대, 2캐리어 신호마다 실행하더라도 좋다. 캐리어 주파수가 초음파 주파수가 되면 캐리어 주기 내의 프로그램 처리 시간이 문제로 되기 때문에, 위상 계산이나 전류 검출 연산, 또는 PWM 제어 등의 캐리어마다 반드시 실행하는 처리와, 좌표 변환이나 도 10에 나타낸 캐리어마다 반드시 실행할 필요가 없는 처리를 나눠, 캐리어마다 반드시 실행할 필요가 없는 처리를 복수로 분할하여 처리하는 것에 의해 모터 제어 이외의 식기세척기 등의 순차 프로그램을 실행시킬 수 있다.

단계 300으로부터 회전수 제어 서브루틴이 시작하여, 단계 301에 의해 구동 주파수 설정값 fs를 호출하고, 다음에 단계 302에 진행하여 주파수 설정값 fs에 대응한 무효 전류 설정값 Irs를 호출하고, 단계 303에 진행하여 3상/2상·모선축 좌표 변환으로부터 구한 무효 전류 Ir을 호출하고, 단계 304에 진행하여 인가 전압 정수 설정값 V/f를 호출한다. 다음에 단계 305에 진행하여 Irs와 Ir을 비교해서 오차 신호 ΔIr로부터 인가 전압 정수 kv를 연산하고, 다음에, 단계 306에 진행하여 인가 전압 정수 설정값 V/f와 인가 전압 정수 kv의 차 Δkv를 연산한다. 다음에 단계 307에 진행하여 Δkv로부터 모선축 인가 전압 신호 Va를 연산하여 Va를 메모리하여, 다음에 단계 308에 진행하여 Δkv와 설정값 Δkvmax를 비교하여, Δkv가 Δkvmax보다도 크면 단계 309에 진행하여 탈조 판정하여, 탈조 플래그를 온하여, 단계 310에 진행하여 서브루틴을 리턴한다.

다시, 도 8에 나타내는 모터 구동 프로그램에 되돌아가, 단계 107에서 탈조 플래그의 유무를 판정하고, 탈조 플래그가 있으면 단계 108에 진행하여 모터 구동 정지시키고, 단계 109에서 무효 전류 Isinφ를 변경하고 단계 110에 진행하여 재기동 서브루틴을 실행하며, 단계 111에 진행하여 모터 구동 서브루틴을 리턴한다.

(실시예 2)

이하, 본 발명의 실시예 2에 대하여 도 12, 도 13, 도 14, 도 15를 이용하여 설명한다.

도 12는 본 발명의 실시예 2에서의 식기세척기의 모터 구동 장치의 단면도이다. 펌프모터는 1모터 1펌프 방식이다.

세정조(7)에 급수밸브(8)로부터 수돗물을 급수하여, 세정수(9)를 세정조(7)에 저수한다. 세정조(7)의 하부에 축 방향이 수직으로 되도록 편평형상의 DC 브러시리스 모터(4a)를 배치하며, 모터(4a)의 하부에 펌프케이스(10)를 배치하고, 임펠러(11)를 회전시키는 것에 의해 축 방향으로부터 원심 방향으로 압력을 가한다.

정회전 방향으로 회전시키면 분사노즐(12a)을 갖는 분사진(12b)으로부터 식기(도시하지 않음)에 세정수를 분사하여 세정한다. 정회전시키면 펌프케이스(10)의 내부압력이 높아져, 펌프케이스(10) 측면에 마련한 배수밸브(13)가 닫히기 때문에, 수류 방향은 분사진(12b) 쪽으로 된다. 임펠러(11)를 역회전시키면 임펠러(11)의 측면으로부터 수직 방향으로 압력이 가해져 배수밸브(13)가 열려 수직 방향의 수류가 배수관(14) 방향으로 흐르기 때문에 하나의 모터와 하나의 펌프로 세정과 배수가 가능해진다.

세정용과 배수용으로 각각 임펠러와 펌프케이스를 마련하는 1모터 2펌프 방식의 경우에도, 정회전에서 세정, 역회전에서 배수로 하는 것이 가능하지만, 펌프의 높이가 높아져, 세정조(7)의 하부 용적을 작게 할 수 없다고 하는 문제가 있다.

1모터 1펌프 방식은, 배수 펌프 효율이 매우 나쁘기 때문에, 배수 운전에 있어서 세정수를 배수하고 나서 공기가 들어갔을 때의 소음이 크고, 또한, 세정 운전에 있어서 쓰레기 등에 의해 배수밸브(13)가 완전히 닫히지 않는 경우에는 세정수가 약간씩 배수되는 것에 의해 세정수가 없어져 세정수의 가열용 히터(도시하지 않음)가 물이 없어도 작동이 된다는 두 가지 큰 문제가 있었다.

모두, 펌프의 물이 없어져 부하가 급격히 가벼워지기 때문에, 모터 입력, 또는 부하 토크를 검출함으로써 모터회전수를 바꾸거나, 또는, 모터를 정지시켜 급수함으로써 해결할 수 있다.

도 13은 실시예 2에서의 모터 구동 장치의 제어 수단의 블럭도이다. 본 발명의 기본적인 사고방식은, 부하 상태, 또는 부하 토크를 인버터 출력, 즉, 모터 입력으로부터 연산하는 것이며, 모터 입력 Pin은 인버터 출력 전압 Va와 모터 전류 I와 cosφ의 곱으로 표시되고, 모터 효율 η을 곱하면 모터 출력 Po로 되며, 모터 효율 η는 회전수에 의해 대략 결정되고, 모터 토크 T는 토크 정수 kt와 토크 전류 Iq의 곱으로 표시되어 수학식 6이 성립한다.

즉, 토크 전류 Iq는 회전수 ωr과 모터 입력(=Va·Icosφ)을 알 수 있으면 수학식 6으로부터 연산할 수 있다. Ia=Icosφ이며 수학식 2로부터 구하기 때문에, q축으로부터의 위상 어긋남을 모르더라도 모터 토크는 항상 연산으로 구할 수 있다. 또한, 토크 전류 Iq를 연산할 수 있기 때문에 q축으로부터의 위상 어긋남을 반대로 추정할 수 있다.

도 13은 도 4의 블럭도를 일부 변경한 것이며 변경 부분만 설명한다. 다른 구성은 실시예 1과 동일하고, 그 동작, 작용도 동일하기 때문에 상세한 설명은 생략한다.

인버터의 출력 전력 연산 수단(77)에 인가 전압 신호 Va와 3상/2상·모선축 변환 수단(68)의 a축 신호 Ia를 부가하여 인버터 출력, 즉 모터 입력을 연산하고, 부하 상태 판별 수단(74a)에 모터 입력 신호와 구동 주파수 신호 f를 부가하여 부하 토크를 연산해서 모터 부하 상태를 판별한다. 구동 주파수가 일정하면 모터 입력으로부터 부하 변동을 판별할 수 있다. 부하 토크가 감소하여 회전수를 감하는 것에 의해 소음을 감소시키기 위해, 구동 조건 변경 수단(78)에 제어 신호를 보내고, 구동 조건 변경 수단(78)으로부터 구동 조건 설정 수단(60a)에 회전수 신호를 부여하여 설정 회전수를 제어한다. 구동 조건 변경 수단(78)은 구동 회전수만이 아니라, 무효 전류 Isinφ, 또는 기동시의 각종 조건의 변경도 실행한다.

도 14는 식기세척기의 배수 운전 개시시의 시간 경과에 의한 모터 입력 W와, 모터회전수 N의 변화를 나타내는 것으로, 세정조 내에 세정수가 고여 있을 때의 모터 입력은 거의 일정하지만, 세정수가 없어지면 공기가 들어가 급격히 모터 입력이나 토크가 저하한다. 따라서, 모터 입력, 또는 토크 변화로부터 공기 유입 검지가 가능해져, 배수 일정 출력(W1)으로부터 소정값 저하하면(W3) 공기 유입으로 판정하여, 시간 t3에 의해 회전수를 N1로부터 N2로 저하시키는 것에 의해 배수 공기 유입시의 소음을 저하시킬 수 있다.

도 15는, 식기세척기의 배수밸브가 완전히 닫혀 있지 않은 경우, 세정 운전시의 시간 경과에 의한 모터 입력 W 변화를 나타낸다. 세정 펌프 모터를 회전시키면 배수밸브로부터 세정수가 새어 공기 유입이 발생하고, 모터 부하는 가벼워지기 때문에 인버터 출력, 즉, 모터 입력이 소정값 Wd보다 작아지면 세정 누수를 검지하여 모터 구동을 정지하고 보급수를 한다.

도 16은 모터 입력 변화를 검지하는 회전수 제어 서브루틴의 실시예이다. 단계 300부터 단계 306a까지는 실시예 1에서의 도 10과 기본적으로 동일하여, 설명을 생략한다. 단계 311에서 캐리어 신호 인터럽트 서브루틴에서 구한 유효 전류 Ia를 호출하고, 다음에 단계 312에 진행하여 모터 입력 Pin을 구하고, 다음에 단계 313에 진행하여 모터 입력 저하를 판정하며, 모터 입력이 소정값 저하했으면 저하 플래그를 온하여 서브루틴을 리턴한다.

모터 입력 저하 플래그가 온한 경우에는, 공기 유입으로 판단하고, 세정 운전이면 모터 구동을 정지하여 보급수를 한다. 수회 운전하여 보급수하더라도 공기 유입을 검지하면, 이상 판정하여 운전 중지하거나, 또는, 모터를 역회전시켜 배수 밸브의 쓰레기 등의 제거 운전을 하는 것에 의해 물이 없을 때 히터가 작동하는 것을 방지할 수 있다.

배수 운전이면, 소정 입력 저하로부터 공기 유입을 판정하여 회전수를 제어함으로써 배수시의 소음을 저하시킬 수 있다.

본 발명은 모터 입력이나 토크 변동 등의 모터 부하 변동을 순시에 검출할 수 있기 때문에, 세탁기, 또는 세탁건조기의 탈수운전시에 있어서의 토크 변동을 검지하여 의류의 불균형 검지에도 적합하다.

(실시예 3)

도 17은 실시예 3에서의 모터 구동 장치의 제어 수단의 블럭도이며, 모터 토크를 검출하여 최대효율이 되도록 무효 전류 Isinφ를 제어하는 것이다.

도 17은 실시예 2에서의 도 13의 블럭도를 일부 변경한 것이며, 변경 부분만 이하에 설명한다. 인버터의 출력 전력 연산 수단(77)은 인버터 출력 전압 Va와 유효 전류 Ia로부터 인버터 출력 전력, 즉, 모터 입력을 연산하고, 모터 입력 신호와 구동 주파수 신호를 토크 전류 연산 수단(79)에 부가하여 모터 토크 전류 Iq를 수학식 6으로부터 구한다.

실효 전류 연산 수단(80)은 수학식 2에 의해 모터 전류 벡터 절대값 Im을 구하고, 모터 전류 비교 수단(81)에 의해 토크 전류 Iq와 모터 전류 벡터 절대값 Im을 비교하고, Im과 Iq의 차의 신호에 따라 무효 전류 변경 수단(82)에 의해 무효 전류 설정값 Isinφ를 변경한다. Im이 Iq에 대하여 증가하면 Isinφ의 설정값을 감소시키고, Im이 Iq에 대하여 감소하면 Isinφ 설정값을 증가시켜, Im과 Iq가 거의 동일한 것으로 되도록 제어한다. 도 5에 나타내는 I와 Iq가 거의 같이 되도록 Isinφ를 제어하기 때문에, I가 q축과 동축으로 되는 것을 의미하여, 벡터 제어와 같은 최대 효율 운전이 가능해진다.

모터 전류 벡터 절대값 Im과 토크 전류 Iq를 거의 동일하게 되도록 제어하기 위해서는, 기동시의 고토크 운전시에는 제어 곤란해지기 때문에, 기동시에는 정지시키고, 회전수가 거의 일정해지고 나서 제어루프를 실행시키는 쪽이 바람직하다. 또한, 부하 토크 변동이 큰 식기세척 펌프모터보다도 공기조화기의 컴프레서 제어나 팬모터 등의 제어, 또는, 드럼식 세탁기의 드럼회전 제어 등에 적합하다.

이상 설명한 바와 같이, 본 발명은, 3상 인버터 출력 전류를 검출하고, 3상/2상 변환후, 인버터 회로 출력 전압 모선축으로 좌표 변환하여 모터 무효 전류, 또는 전류 위상을 제어함으로써 DC 브러시리스 모터(영구자석식 동기모터)의 센서리스 정현파 구동이 가능해지고, 또한, 인버터 출력 전력, 또는 출력 전압으로부터 부하 상태를 검출하는 것이다.

본 발명에 의해 인버터 출력 전력, 즉, 모터 입력이나 모터의 부하 상태를 순시에 검출할 수 있어, 벡터 제어와 동등한 제어를 할 수 있기 때문에 최대 효율 운전이나 부하에 따른 최적 제어가 가능해진다.

또한, 순간 부하 변동의 검출이 가능해져, 펌프의 공기 유입 검지, 또는, 모터 토크 변동으로부터 세탁기의 탈수겸 세탁조나 회전드럼 등의 부하의 불균형 검지가 가능해진다.

또한, 모터의 탈조 검지가 용이하기 때문에, 탈조한 경우에는 이상 통지하거나, 또는, 무효 전류 등의 구동 조건을 변경하여 재기동시킴으로써 회전 구동의 안정화가 가능해진다.

또한, 종래의 센서리스 정현파 구동에 있어서는 위치 추정을 위한 연산이 복잡해져 프로세서의 부담이 크고, 또한, 위치 추정 연산에 필요한 모터 파라미터를 구하기 위한 각종 시험에 시간을 필요로 했지만, 본 발명에 의하면, 위치 추정이 불필요하기 때문에 프로세서의 연산 단계가 적게 되고, 연산 데이터 비트수도 감소시킬 수 있어, 모터 파라미터도 거의 필요로 하지 않고, 또한, 자동적으로 최대 효율 운전이 가능해지기 때문에, 프로세서의 부담을 감하여 벡터 제어와 동등한 제어가 가능해지고, 저렴한 센서리스 정현파 구동 가능한 모터 구동 장치를 실현할 수 있다.

특히, 세탁건조기나 식기세척세정기의 모터 제어와 시퀀스 제어는 복잡한 프로그램이 필요하고, 또한, 캐리어 주파수는 초음파 주파수로 하여 소음을 감할 필요가 있는 것으로, 종래의 센서리스 정현파 구동방식이면 제어 프로세서에 대한 프로그램 용량과 연산성능에의 부담이 매우 커져, 고가의 프로세서를 필요로 했지만, 본 발명에 의하면 저렴한 프로세서에 의해 센서리스 벡터 제어와 동등한 성능을 얻을 수 있으므로, 저렴한 세탁건조기나 식기세척세정기를 실현할 수 있다.

또, 본 발명은 주로 SPM 모터에 대하여 설명했지만, 철심 로터 내에 영구자석을 매설한 IPM 모터에 대하여 적용할 수 있는 것은 명백하다.

또한, 인버터 출력 전압과 출력 전류의 위상, 또는, 유효 전류 Icosφ를 일정하게 제어하더라도 동등한 효과를 얻을 수 있다.

이상과 같이, 본 발명에 의한 모터 구동 장치는, 교류 전력을 정류 회로에 의해 직류 전력으로 변환하고, 모터를 인버터 회로에 의해 구동하며, 인버터 회로의 출력 전류를 전류 검출 수단에 의해 검출하여 설정 회전수가 되도록 인버터 회로를 PWM 제어하고, 인버터 회로 출력 전압 과전류 위상, 또는 무효 전류가 소정값으로 되도록 제어하도록 하며, 인버터 회로 출력 전압 또는 출력 전력으로부터 부하 상태를 판별하도록 한 것이기 때문에, 모터의 회전 이상이나 토크 변동의 검출이 용이해져, 실시예에 나타낸 식기세척기의 펌프모터뿐만 아니라, 공기조화기의 컴프레서 모터, 팬모터, 또는, 세탁기나 세탁건조기의 탈수겸 세탁조나 회전드럼의 회전 제어의 용도에도 적용할 수 있다.

본 발명의 모터 구동 장치는, 설정 회전수에서의 인버터 회로의 출력 전압 또는 출력 전력에 의해 모터 부하 상태를 판별하도록 한 것이며, 위치 센서가 없어도 탈조나 부하 토크를 검출할 수 있어, 탈조한 경우라도 안정적으로 재기동하여 부하에 따른 전류 설정을 할 수 있기 때문에, 부하 변동이 크더라도 안정적으로 동작하는 센서리스 정현파 구동을 실현할 수 있다.

도 1은 본 발명의 실시예 1에서의 모터 구동 장치의 블럭도,

도 2는 동일 모터 구동 장치의 인버터 회로도,

도 3은 동일 모터 구동 장치의 전류 검출 타이밍차트,

도 4는 동일 모터 구동 장치의 제어 수단의 블럭도,

도 5는 동일 모터 구동 장치의 제어 벡터도,

도 6은 동일 모터 구동 장치의 탈조시의 제어 벡터도,

도 7은 동일 모터 구동 장치의 제어 수단의 각부 파형과 타이밍차트,

도 8은 동일 모터 구동 장치의 모터 제어 프로그램 흐름도,

도 9는 동일 모터 구동 장치의 모터 제어 프로그램의 캐리어 신호 인터럽트 서브루틴의 흐름도,

도 10은 동일 모터 구동 장치의 모터 제어 프로그램의 회전수 제어 서브루틴의 흐름도,

도 11은 동일 모터 구동 장치의 기동 제어의 타이밍차트,

도 12는 본 발명의 실시예 2에서의 식기세척기의 모터 구동 장치의 단면도,

도 13은 동일 모터 구동 장치의 제어 수단의 블럭도,

도 14는 동일 모터 구동 장치의 배수공기 유입 검지의 제어 타이밍차트,

도 15는 동일 모터 구동 장치의 세정공기 유입 검지의 제어 타이밍차트,

도 16은 동일 모터 구동 장치의 회전수 제어 서브루틴의 흐름도,

도 17은 본 발명의 실시예 3에서의 모터 구동 장치의 제어 수단의 블럭도.

도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명

1 : 교류 전원 2 : 정류 회로

3 : 인버터 회로 4 : 모터

5 : 전류 검출 수단 6 : 제어 수단

Claims (9)

1. 교류 전원과,

   상기 교류 전원의 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 정류 회로와,

   상기 정류 회로의 직류 전력을 교류 전력으로 변환하는 인버터 회로와,

   상기 인버터 회로에 의해 구동되는 모터와,

   상기 인버터 회로의 출력 전류를 검출하는 전류 검출 수단과,

   상기 전류 검출 수단의 출력 신호에 의해 상기 인버터 회로를 PWM 제어하여 설정 회전수가 되도록 상기 모터를 제어하는 제어 수단을 구비하되,

   상기 제어 수단은 상기 인버터 회로의 출력 전압과 출력 전류의 위상, 또는 무효 전류가 소정값으로 되도록 제어하고, 상기 인버터 회로의 출력 전압 또는 출력 전력에 의해 부하 상태를 판별하도록 한

   모터 구동 장치.
2. 제 1 항에 있어서,

   제어 수단은 인버터 회로의 출력 전압과 출력 전류의 위상, 또는 무효 전류가 소정값으로 되도록 V/f 제어하고, V/f 제어값으로부터 부하 상태를 판별하도록 한 모터 구동 장치.
3. 제 1 항에 있어서,

   제어 수단은 인버터 회로의 출력 전압 또는 출력 전력에 의해 모터 부하 상태를 검지하여, 상기 인버터 회로의 출력 전압과 출력 전류의 위상, 또는 무효 전류를 변경하도록 한 모터 구동 장치.
4. 제 1 항에 있어서,

   제어 수단은 인버터 회로의 출력 전압 또는 출력 전력에 의해 모터 부하 상태를 검지하여, 모터 구동 조건을 변경하도록 한 모터 구동 장치.
5. 제 1 항에 있어서,

   제어 수단은 인버터 회로의 출력 전력과 구동 주파수에 의해 모터 부하 토크를 판별하도록 한 모터 구동 장치.
6. 제 1 항에 있어서,

   제어 수단은 인버터 회로의 출력 전력과 구동 주파수에 의해 부하 토크를 판별하고, 상기 부하 토크의 변동에 의해 모터를 제어하도록 한 모터 구동 장치.
7. 제 1 항에 있어서,

   제어 수단은 인버터 회로의 출력 전력과 구동 주파수에 의해 부하 토크를 판별하고, 부하 토크에 따라 상기 인버터 회로의 출력 전압과 출력 전류의 위상, 또는 무효 전류를 제어하도록 한 모터 구동 장치.
8. 제 1 항에 있어서,

   제어 수단은 인버터 회로의 출력 전압 또는 출력 전력에 의해 모터의 회전 이상을 검지하고, 상기 인버터 회로의 출력 전압과 출력 전류의 위상, 또는 무효 전류를 변경하여 상기 모터를 재기동하도록 한 모터 구동 장치.
9. 제 1 항에 있어서,

   제어 수단은 인버터 회로의 출력 전압 또는 출력 전력에 의해 모터의 회전 이상을 검지하고, 상기 인버터 회로의 기동 조건을 변경하여 상기 모터를 재기동하도록 한 모터 구동 장치.