JP2011004450A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】３相電動機の電流検出に用いるシャント抵抗の数を減らしつつ、正弦波駆動に必要な電流検知は行い、部品点数が少なく、低コストのインバータ装置を実現する。
【解決手段】シャント抵抗４５と駆動回路４６の間に接続したアナログ回路４７は、ほぼ電気角６０度毎にボトムを有するアナログ電圧を出力し、３相電動機３０を力率角の絶対値３０度以下で運転することにより、簡単な構成で電流検知を行いながらの正弦波駆動が可能となる。
【選択図】図１

Description

本発明は、業務用や一般家庭用や業務用の各種電気機器などに使用され、ファンやポンプ、その他の負荷とするインバータ装置に関するものである。

従来、この種の電力変換装置は、直流電源と３相電動機の間に設けたインバータ回路と、前記インバータ回路の出力電流を検出する電流検出手段として、３個のシャント抵抗を設け、電流検出を行いながらＰＷＭ制御を行い、前記３相電動機を駆動するものであった（例えば、特許文献１参照）。

図１１は、特許文献１に記載された従来のインバータ装置の回路図を示すものである。

図１１に示すように、交流電源１より全波整流回路２と電解コンデンサ３、４により構成される直流電源５を設け、インバータ回路６により３相交流電力に変換して、ドラム式洗濯機のメインのモータ７を駆動する。

電流検出手段８は、３シャント方式と呼ばれる構成で、シャント抵抗９、１０、１１、レベルシフト回路１２により、各シャント抵抗の電圧波形を増幅および電位のシフトを行い出力するものである。

位置センサ１３が設けられており、制御手段１４によってベクトル制御などがなされ、モータ７を駆動するものとなっている。

また、インバータ回路１５によっても直流電源５から３相交流電力への変換が行われ、乾燥ファン用のモータ１６の駆動もなされる。

電流検出手段１７もまた同様の構成であり、３シャント方式と呼ばれる構成で、シャント抵抗１８、１９、２０、レベルシフト回路２１により、各シャント抵抗の電圧波形を増幅および電位のシフトを行い出力するものである。

制御手段１４は、電流検出手段１７からの信号を受けて、モータへ出力する電圧位相に対して、有効電流成分Ｉａと無効電流成分Ｉｒを算出し、Ｉｒを設定値と等しくなるように印加電圧Ｖａを比例積分制御することにより、位置センサなしで正弦波電流をモータ１６に供給して駆動するものであった。

特開２００７−２８７２４号公報

しかしながら、前記従来の構成では、２個の３相のモータ７、１６について、メインのモータ７はもちろんのこと、モータ１６についてまでもシャント抵抗を３個使用することによって、各相の電流値を検出する電流検出回路１７を設ける構成としているため、部品点数が大変に多く必要となり、コスト高であった。

本発明は上記課題を解決するもので、３相モータの電流検出に用いるシャント抵抗の数
を減らしながら、モータの正弦波駆動を行う場合においても必要な電流検知が十分に行うことができ、部品点数が少なく、低コストのインバータ装置を実現することを目的とする。

前記課題を解決するために、本発明のインバータ装置は、永久磁石を有する３相電動機と、前記３相電動機に電流を供給する６個のスイッチング素子を有するインバータ回路と、前記インバータ回路に直流電流を供給する直流電源と、前記直流電源のマイナス端子と前記インバータ回路の間に設けたシャント抵抗と、前記６個のスイッチング素子のオンオフを制御する駆動回路と、前記シャント抵抗と前記駆動回路の間に接続したアナログ回路を有し、前記駆動回路は、前記インバータ回路の出力周波数よりも高い周波数のキャリア波を出力するキャリア波発生手段を有するＰＷＭ手段を有し、前記アナログ回路は、ほぼ電気角６０度毎にボトムを有するアナログ電圧を出力し、前記３相電動機を力率角の絶対値３０度以下で運転するものである。

これによって、本発明は上記課題を解決するもので、１つのインバータ回路に必要となるシャント抵抗の数を１個として、部品点数を減らした低コストの構成としながら、電動機の正弦波駆動を行う場合においても必要な電流検知が十分に行えるものとなる。

本発明は、シャント抵抗の数を１個の構成としながら、電動機の正弦波駆動を行う場合においても必要な電流検知が十分に行える部品点数が少なく、低コストのインバータ装置を実現することができるものとなる。

本発明の実施の形態１におけるインバータ装置の回路図 同インバータ装置の出力電圧波形図 同インバータ装置のθ＝１５０度付近でのＰＷＭ手段の動作波形図 同インバータ装置のθ＝１５０度付近でのＰＷＭシフト手段およびアナログ回路の動作波形図 同インバータ装置の力率角検知手段の動作波形図 同インバータ装置の電流Ｉａを基準とした平面上でのベクトル図 同インバータ装置の電流位相βとトルクのグラフ 本発明の実施の形態２におけるインバータ装置の回路図 同インバータ装置の電流位相βとトルクのグラフ 本発明の実施の形態３におけるインバータ装置の断面図 従来の技術におけるインバータ装置の回路図

第１の発明は、永久磁石を有する３相電動機と、前記３相電動機に電流を供給する６個のスイッチング素子を有するインバータ回路と、前記インバータ回路に直流電流を供給する直流電源と、前記直流電源のマイナス端子と前記インバータ回路の間に設けたシャント抵抗と、前記６個のスイッチング素子のオンオフを制御する駆動回路と、前記シャント抵抗と前記駆動回路の間に接続したアナログ回路を有し、前記駆動回路は、前記インバータ回路の出力周波数よりも高い周波数のキャリア波を出力するキャリア波発生手段を有するＰＷＭ手段を有し、前記アナログ回路は、ほぼ電気角６０度毎にボトムを有するアナログ電圧を出力し、前記３相電動機を力率角の絶対値３０度以下で運転することにより、シャント抵抗の数を１個という簡単な構成でありながら、３相電動機の正弦波駆動で低騒音で運転させることが可能となり、また高力率によりインバータ回路の出力容量が小さくて済み、低コストで高効率のインバータ装置を実現することができるものとなる。

第２の発明は、特に第１の発明のアナログ回路を、シャント抵抗に発生する電圧のピーク値を保持するピークホールド回路とすることにより、比較的簡単で低コストの構成でアナログ回路を実現し、良好な３相電動機の正弦波駆動が可能となる。

第３の発明は、特に第１または第２の発明のＰＷＭ手段を、３相の内の１相について直流電源のマイナス端子の電位とほぼ等しい２相変調とすることにより、スイッチング素子の内のキャリア周波数でスイッチング動作を行うスイッチング素子の数が少なく、効率が高いインバータ装置を実現することができる。

第４の発明は、特に第１〜３のいずれか１つの発明のＰＷＭ手段を、３相の内の少なくとも１相のＰＷＭ出力を時間的に前後に変化させるＰＷＭシフト手段を有する構成とすることにより、３相電動機の力率角にかかわらず電流値を精度良く検知することができ、安定した駆動ができるものとなる。

第５の発明は、特に第１〜４のいずれか１つの発明の駆動回路を、３相電動機の力率角がほぼ所定値となるように前記インバータ回路を運転する構成とすることにより、比較的簡単な構成で効率が高い３相電動機の運転が可能となる。

第６の発明は、特に第１〜５のいずれか１つの発明の駆動回路を、３相電動機の無効電流がほぼ所定値となるように前記インバータ回路を運転する構成とすることにより、比較的簡単な構成で、３相電動機の効率が高い状態を安定して保つことができるものとなる。

第７の発明は、特に第５または第６の発明の駆動回路を、アナログ回路の出力のボトムのタイミングから、３相電動機の力率角を検知する構成とすることにより、比較的簡単な構成で、力率角が精度よく検知でき、効率が高く、また安定性の良い運転が可能となる。

第８の発明は、特に第１〜７のいずれか１つの発明の構成に加え、衣類に空気を送る送風手段を設け、３相電動機は、前記送風手段の送風ファンを駆動し、前記衣類を乾燥させる構成とすることにより、電圧・電流波形がほぼ正弦波で、騒音が小さく、省エネ効果に優れたインバータ装置を実現することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態におけるインバータ装置の回路図である。

図１において、永久磁石２３、２４を回転子２５に用い、固定子２６を有する３相電動機３０は、６個のスイッチング素子３１、３２、３３、３４、３５、３６を有するインバータ回路３７から電流が供給され、インバータ回路３７に直流電流を供給する直流電源３８が、１００Ｖ５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの単相交流電源３９に接続された、全波の整流回路４０、電解式のコンデンサ４１、４２で構成されており、倍電圧整流と呼ばれる整流により、無負荷時には約２８０Ｖの直流電圧がインバータ回路３７へと出力されるものとなっている。

なお、図１においては、永久磁石２３、２４のみを示しているが現実には８極を有するもので構成している。

直流電源４０のマイナス端子とインバータ回路３７のマイナス端子の間には、シャント
抵抗４５が挿入されており、６個のスイッチング素子３１、３２、３３、３４、３５、３６のオンオフを制御する駆動回路４６が設けられており、シャント抵抗４５と駆動回路４６の間には、アナログ回路４７が接続されている。

駆動回路４６は、３相電動機３０が最高速度である毎分６０００回転でのインバータ回路３７の出力周波数である４００Ｈｚに対して、十分に高い周波数となる１５．６２５ｋＨｚの三角波のキャリア波を出力するキャリア波発生手段４８、キャリア波と３相の電圧指令値との比較を行うことによりＰＷＭの変調出力を行う比較手段４９、ＵＶＷの３相の内の最も高電位を出力する１相に関して、ＰＷＭ出力を時間的に前に変化させるＰＷＭシフト手段５０、さらにＰＷＭシフト手段５０の出力からハイ期間に高電位側素子をオンとし、ロー期間に低電位側素子をオンとするとともに、上下の素子のスイッチング時間遅れによる同時導通を防ぐために、双方のスイッチング素子が共にオフとなるようにターンオンする側の信号のエッジを時間的に後ろにずらせるデッドタイムも確保する６石分配手段５１を備えたＰＷＭ手段５２を構成している。

さらに駆動回路４６は、出力の周波数、すなわち３相電動機３０の速度に比例した信号を出力する速度設定手段５４、所定値として力率角を設定する力率角設定手段５５、力率角設定手段５５とアナログ回路４７からの信号を受けて、アナログ回路４７出力電圧Ｖｏｕｔとの誤差増幅を比例・積分の両成分を加算して行う誤差増幅手段５６、誤差増幅手段５６の出力に応じた振幅であり、周波数としては速度設定手段５４からの信号に応じた３相の各電圧波形を出力する３相電圧演算手段５８を設けたものとなっている。

以上の構成により、本実施の形態１のインバータ装置は、３相電動機３０の力率角がほぼ所定値となるようにインバータ回路３７を運転するものとなっている。

ボトム検知手段６０と位相角判定手段６１で構成した力率角検知手段６２は、アナログ回路４７の出力Ｖｏｕｔのボトムタイミングから３相電動機の力率角を検知するものであり、電圧タイミングとボトムタイミングの位相差をボトム検知手段６０で検知した後、３相電動機３０が有するパラメータを用いて演算を行い、前記位相差に対応する力率角を１つ選定して、力率角として出力するものである。

アナログ回路４７は、本実施の形態１においては、ピークホールド回路６４で構成したものを用いており抵抗６５、６６、スルーレートが比較的大きい高速タイプのＯＰアンプ６７、ダイオード６８、コンデンサ６９によって構成され、シャント抵抗４５からの入力電圧Ｖｉｎに対して、ほぼそのピーク値に相当する電圧を保持し、それに所定の増幅率を乗じた電圧を出力電圧Ｖｏｕｔとして得ることができるものとなっている。

上記増幅率としては、抵抗６５と抵抗６６の和を、抵抗６５で除した値で６倍程度としている。

シャント抵抗４５の抵抗値としては、電力の損失を抑えるため、１オーム以下の小さい値を用いることが有利となるが、マイコンなどへのアナログ電圧があまり低いと、分解能が十分に得られない、ノイズの影響が大きくなる不具合があるが、本実施の形態１においては、上記増幅率が作用し、シャント抵抗４５に発生する電圧のピーク値そのままではなく、所定の増幅率を乗じた電圧値が保持され、良好に働くものとなる。

また、コンデンサ６９の充電経路としては、ＯＰアンプ６７からダイオード６８を通しるものとなり、放電経路としては抵抗６５、６６の直列抵抗分となり、百数十マイクロ秒程度の放電時定数となり、キャリア波１周期内ではほぼピーク値に対応した電圧値を保つが、比較的放電時定数が短くしているため、３相電動機３０が回転し、流れ込む電流が電
気角の変化によって変化していくと、それに伴って、ほぼ包絡線を検波した波形をＶｏｕｔとして得ることができるものとなっている。

本実施の形態１においては、さらに過電流検知回路７５が設けられており、直流電源７６、コンパレータ７７、抵抗８０、８１、８２によって構成され、シャント抵抗４５からの入力電圧Ｖｉｎが、直流電源７６を抵抗８０、８１で分圧して発生させた、第２の所定値に相当する直流電圧Ｖｔｈ２を越えた場合には、コンパレータ７７の出力が、過電流状態を意味するローとする構成をとっている。

過電流のロー信号は、駆動回路４６の６石分配手段５１に入力されることにより、６個のスイッチング素子３１、３２、３３、３４、３５、３６へのオンオフ信号すべてをオフとするものとなっている。

したがって、駆動回路４６は、アナログ回路４７の出力が第２の所定値よりも高い場合、３相電動機３０への電流の供給を遮断するものとなり、永久磁石を用いた３相電動機３０が不可逆的に減磁してしまうこと、およびスイッチング素子３１、３２、３３、３４、３５、３６の過電流による破壊、また３相電動機３０によって駆動される機械的負荷に過大なるトルクがかかって破壊、また使用者に危険を及ぼすというような問題が発生しないようにする、あるいは騒音や振動が発生するというような課題の１つあるいは複数に関しての保護をかけるものとして作用するものとなる。

図２は、インバータ回路３７の出力電圧波形であり、直流電源３８のマイナス側の端子から見たＵＶＷ各相の電圧波形を示している。

本実施の形態１においては、ＰＷＭ手段５２の出力としては、３相の内の最も低電位となる１相について、直流電源のマイナス端子の電位とほぼ等しい電位に固定した、２相変調を出力しているため、このような電圧波形となり、例えばＵ相の電圧がピークとなる電気角θ＝９０度のタイミングで、Ｗ相とＶ相の電圧が一旦ともに零に落ち、θ＝１５０度のタイミングでは、Ｕ相とＶ相の電圧がクロスするという波形となる。

図３は、θ＝１５０度付近で、正確には１５０度よりもわずか後の位相でのＰＷＭ手段５２の動作波形を示したものであり、（ア）に示したように、１５．６２５ｋＨｚの三角波のキャリア波を出力するキャリア波発生手段４８から出力されるキャリア波Ｃ、これと電圧指令ＵｃとＶｃ値との比較を行うことにより、（イ）と（ウ）に示したＵ相分とＶ相分のＰＷＭの変調出力が比較手段４９から出力される。

本実施の形態１においては、ＵＶＷの３相の内の最も高電位を出力する１相に関しては、ＰＷＭ出力を時間的に前に変化させるＰＷＭシフト手段５０を設けており、図３ではＶｃがＵｃよりも僅かに高いことから、（エ）に示したように、Ｖ相の波形が前方にシフトされてＶｓとして出力され、一方Ｕ相に関しては、（イ）に示されるＵの信号がそのまま出力されるものとなる。

なお、Ｗ相については、この期間は零に固定されているため（オ）に示されているようにローの状態を続けるものとなる。

図４は、θ＝１５０度付近、正確には１５０度よりもわずか後の位相でのＰＷＭシフト手段５０の出力（ア）にＵ相、（イ）にＶ相（シフトされた結果Ｖｓとなっている）を示し、（ウ）にアナログ回路４７の動作波形を示している。

なお、本実施の形態１でのインバータ装置は、通常力率角の絶対値が３０度以内で動作
するように制御されているものとなっているが、なんらかの原因で、力率角の絶対値が３０度以上となってしまった場合には、力率角の検知がなされてインバータ回路３７の出力電圧が変化し、最終的には力率角の絶対値が３０度以下の状態にまで復帰する動作がおこなわれるものとなる。

図４で動作波形を示した状態においては、力率角が遅れ６０度にまで達した状態であって、Ｕ相の電流がθ＝１５０度の点においても、ピークとなるため、Ｕ＋に示すＵ相に流れ込んで行く電流値が、３相の内の最大値となっている。

ピークホールド回路４７は、できる限り３相電動機３０に流れる電流の内の最大の相のものを常に検知して、キャリア波成分を取り除いた包絡線検波した波形をＶｏｕｔとして出力するものであり、特に本実施の形態１の場合には、ＰＷＭシフト手段５０の作用により、Ｖ相の電圧波形がキャリア波に対して進んで出力されることにより、図４の（ウ）のＴｕｐに示したピークホールド回路６４が行えるようになるため、良好に動作するものとなる。なお、Ｔｄｏｗｎは放電期間となる。

もし、ＰＷＭシフト手段５０無き場合には、力率角の絶対値が大きい場合、θ＝１５０度を過ぎた位相では、Ｕ相電流がシャント抵抗４５流れる期間はなく、この期間の電圧波形は低いものに変化する。

図５は、力率角検知手段６２の動作波形図を示している。

（ア）に示した電圧波形に対して、ボトム検知手段６０は、（イ）に示されるように、アナログ回路４７の出力Ｖｏｕｔに、ほぼ電気角６０度毎に発生するボトムのタイミングＫ１、Ｋ２、Ｋ３…を検知し、電圧波形で例えばθ＝１５０度に発生するＵ相とＶ相の電圧クロス点からの時間を、位相（角度）でとらえてψ１として出力する。

なお、（イ）に示した条件としては、電流が電圧に対して約２０度遅れた状態としている。

ここで、ψ１の値としては、０〜６０度の範囲内となり、その値は３相電動機３０の入力力率によって変化するものとなる。

本実施の形態１においては、特にＰＷＭシフト手段５０を用いていることから、力率角の絶対値が６０度程度とかなり大きい値にまで変化した場合でも、アナログ回路４７の出力Ｖｏｕｔの波形は、ほぼ図５（イ）に示しているような、６０度毎にボトムを有するちょうど３相交流電圧を全波整流した出力電圧波形に類似する波形が保たれるものとなる。

ちなみに、電流が電圧に対して４０度程度まで遅れた場合、本実施の形態１においては、（ウ）の実線に示すようなボトムＮ１、Ｎ２、Ｎ３、Ｎ４を有するＶｏｕｔ波形が保たれるためψ２が容易に検知できるものとなるが、ＰＷＭシフト手段５０が無しの場合には、破線で示したように、電圧のクロスのタイミングの直前で、シャント抵抗４５への電圧印加の期間が零となり、Ｐ２、Ｐ３のようなボトム点を有するＶｏｕｔ波形となる。

一旦このような力率角の絶対値が大きい状態となると、ボトム点から力率角の検知が正常に行われなくなる可能性があり、例えば力率角の絶対値を３０度以内に設定した場合でも、一旦力率角の絶対値が大きい状態となってしまった時点で、正常な制御に戻ることができず、力率角が異常な状態に陥ってしまう可能性が高いものとなる。

よって、ＰＷＭシフト手段５０が動作する本実施の形態１において、幅広い力率角での
ボトム点からの力率角検知ができるという構成は、安定性を確保する上で大変有利に作用するものとなる。

本実施の形態１において、力率角とψ１の関係については、力率角が０（すなわち力率１）の場合には、ψ１＝３０度となり、電流の位相が遅れるに従って、ψ１がその分増していって、力率角３０度（遅れ）の時、ψ１＝６０度（または０度）となり、力率角＝ψ１−３０度という関係になる。

アナログ回路４７の出力Ｖｏｕｔのボトムのタイミングを検知する代わりに、ピークのタイミングを検知しても、同様に力率角の検知が可能であり、その場合には、ピークとボトムの位相が３０度ずれるので、それに応じて演算を行うことにより力率角の検知が可能である。

ピーク点においては、正弦波の頂上付近の波形に類似した状態となるため、時間に対するＶｏｕｔの傾斜がほぼ零であり、ピークのタイミングを検出した場合の誤差が大きくなる傾向があるが、実用上差し支えなければ問題はない。

このように、ボトムタイミングから位相ψ１をつかむことにより、力率角が検知できるものとなるが、ボトムは６０度毎に存在するため、力率角が６０度異なる場合にはψ１として同じ値となる。

例えば、電圧に対して電流が、３０度の進みの時と、３０度の遅れの時には、同じψ１値＝０度（６０度とも言える）になるので、本実施の形態１においては、位相角判定手段６１によって、検知したψ１から力率角を１つだけに絞って出力させる動作を行わせている。

図６は、電流Ｉａを基準とした平面上でのベクトル図を示している。

横軸であるＸ軸は、３相電動機３０に流れ込む電流Ｉａのベクトルの向きにとっており、Ｘ軸と直交する軸としてＹ軸をとっている。

ＯＡは３相電動機３０が有する巻線抵抗ＲａにＩａが流れることによって生ずる電圧降下ＲａＩａであり、ＡＢは巻線のインダクタンス分Ｌによって発生する電圧降下ωＬ×Ｉａであり、電流に対して９０度進んだ位相であるためＹ軸に平行となり、抵抗ＲａとインダクタンスＬによって発生する合計の電圧降下がＯＢとなる。

３相電動機３０が回転することによって発生する誘導起電力は、永久磁石２３、２４からの鎖交磁束Ψａとして、ω×Ψａという大きさになるが、永久磁石２３、２４の位相、すなわちｄ軸が不明であるとすると実線円上のどこかの点になっている。

ここで、位相角判定手段６１は、現実にインバータ回路３７から３相電動機３０に出力されている電圧値Ｖａが破線円で示されることを利用し、Ｃ点とＱ点を実線円と破線円の交点として求めることができる。

Ｑ点に関しては、３相電動機３０への入力電力がマイナスとなることから、可能性として排除することができ、残ったＣ点、すなわち力率角ψｃのポイントが電圧・電流と３相電動機３０のパラメータ（Ψａ、Ｒａ、Ｌ）を用いた候補となり、ちなみにＢＣがｑ軸となり、ｄｑ面上での数値も計算は可能である。

よってボトム検知手段６０を用いず、上記のＣ点のみで制御を行うことも可能ではある
が、本実施の形態１においては、ボトム検知手段６０が検知した力率角の候補の中から、１つの力率角を選び出す方法を用いており、電気角６０度毎に存在するボトム検知手段６０からの力率角の候補をＯ点からとると、それぞれ６０度の間隔で、Ｅ点、Ｆ点、Ｇ点の３点が取れるが、このうちＦ点が最もＣ点に近いＶａ値であることから、位相角判定手段６１は、Ｖａ値が低すぎるＥ点と、Ｖａ値が高すぎるＧ点を候補から切り捨て、Ｆ点（力率角ψｆ）と判定するものとなる。

このようにボトム検知手段６０を用いることにより、３相電動機３０の動作中に、そのパラメータ値（Ψａ、Ｌ、Ｒａ）が変動した場合であっても、正しい力率角が検知できるものとなる。

図７は、電流位相βとトルクのグラフを示しており、横軸にはｑ軸からの電流ベクトルの位相βをとり、縦軸にトルクをとっている。

実線カーブａは、本実施の形態１で、力率角を３０度（電流遅れ）、力率値で０．８６として制御した場合の特性を示すものであり、ほぼβが＋２０度程度において、トルクがピークとなる特性となる。

制御の安定性を保つには、ピーク点の左側（βが小さい方）とすることが必要であるが、発明者らの設計の場合、β＝−１０度程度のＡ点においては十分な安定性が得られるものとなっていることが確認された。

ちなみに破線カーブｂは、Ｉａを一定に保つように制御する場合を参考として示しているものであるが、この場合にはトルクのピークは、β＝０度となり、安定性が十分に確保できる点としては、β＝−４０度程度のＢ点となる。

本実施の形態１においては、βの絶対値を−１０度程度で絶対値が小さい値で済むため、電流Ｉａが、トルクに有効に使用されるものとなり、高効率で安定した３相電動機３０の駆動が可能となる。

（実施の形態２）
図８は、本発明の第２の実施の形態におけるインバータ装置の回路図を示している。なお、実施の形態１と同一の構成については、同一符号を付し、説明を省略する。

本実施の形態２においては、駆動回路９０の構成が実施の形態１とは異なり、力率角検知手段６２の出力を受ける無効電流検知手段９１を設けており、ｓｉｎψ（ψは力率角）とＶｏｕｔの大きさから検知される３相電動機３０への電流値Ｉａとの積算、Ｉａ×ｓｉｎψの計算を行うことにより、無効電流値を出力する。

無効電流設定手段９２は、無効電流Ｉγ（＝Ｉａ×ｓｉｎψ）の設定値（所定値）を出力し、誤差増幅回路９３が、両者の誤差を計算した上で、比例積分（ＰＩ）を乗じて増幅し、結果を３相電動機３０への電圧設定値として、３相電圧演算手段５８に出力するものとなっている。

以上の構成により、本実施の形態２のインバータ装置は、３相電動機３０の無効電流がほぼ所定値となるようにインバータ回路３７を運転するものとなっている。

図９は、本実施の形態２の電流位相βとトルクのグラフを示しており、横軸にはｑ軸からの電流ベクトルの位相βをとり、縦軸にトルクをとっている。

実線カーブｃは、本実施の形態２で、無効電流の設定値（所定値）を１．４Ａ（電圧ベクトルに対して電流ベクトルが遅れとなる位相）として、制御した場合の特性を示すものであり、ほぼβが＋４０度程度において、トルクがピークとなる特性となる。

制御の安定性を保つには、ピーク点の左側（βが小さい方）とすることが必要であるが、表面磁石電動機構造（ＳＰＭ）として、最も効率の良い電流位相となるβ＝０度のＣ点においても、十分な安定性が得られるものとなっている。

ちなみに破線カーブｂは、Ｉａを一定に保つように制御する場合を参考として示しているものであるが、この場合にはトルクのピークは、β＝０度となり、安定性が十分に確保できる点としては、β＝−４０度程度のＢ点となる。

なお、本実施の形態２においては、力率角、あるいは力率そのものを所定値に制御する運転は行っていないが、上記の無効電流値を所定値となるように運転されることにより、力率角としても、絶対値が３０度以下という範囲で安定して運転することができるものとなる。

力率角の絶対値が３０度以下である場合には、力率として０．８６という十分高い値となっており、ボトム検知手段６０について、ＰＷＭシフト手段５０の有無に関わらず、安定して動作すると同時に、インバータ回路３７を構成する各スイッチング素子に必要な定格電流値も最小限に近いもので、３相電動機３０への電力供給が可能となり、低コストで小型のインバータ装置を実現することができるものとなる。

本実施の形態２においては、βの絶対値がほぼ零と極めて小さい値とすることができるため、電流Ｉａが、トルク電流Ｉｑにほぼ等しく、実施の形態１と比較してもさらに有効に使用されるものとなり、高効率で安定した３相電動機３０の駆動が可能となる。

（実施の形態３）
図１０は、本発明の第３の実施の形態における一般にドラム式の洗濯乾燥機と呼ばれる洗濯から乾燥までを自動で行うことができるインバータ装置の断面図である。なお、実施の形態１、２と同一の構成については、同一符号を付し、説明を省略する。

図１０において、筐体１００内に、ドラムなどと呼ばれる回転自在の洗濯槽１０１を設け、ドラム電動機１０２がドラム制御回路１０３によって回転制御されることにより、ドラム軸１０４を介して駆動するものとなっている。

２つの軸受け１０５、１０６が洗濯槽１０１とドラム電動機１０２間のドラム軸１０４に設けられている。

洗濯槽１０１は、受け筒１１０の中に設けられており、水１１１および衣類１１２を内部に収納するものとなっており、前から衣類１１２を出し入れするための蓋１１３、水が漏れないようにしつつ、運転中の振動を吸収するゴム製のパッキング１１４が備わっている。

洗濯する際に、インバータ装置内に水を引き込むための給水手段１２０は、Ａ端を水道管に接続した給水ホース１２１、給水弁１２２、給水弁の開閉を制御する給水弁制御回路１２３によって構成したものを設けており、排水手段１２６が、排水弁１２７、排水ホース１２８、排水弁の開閉を制御する排水弁制御回路１２９によって構成されている。

乾燥時に、衣類１１２に空気を送る送風手段１３１を有し、送風手段１３１は、送風フ
ァン１３２、通風路１３３、１３４により構成され、３相電動機１３５は、送風手段１３１の送風ファン１３２を回転駆動し、通風路１３３、１３４を通じて衣類１１２に空気を循環させることにより、乾燥がなさせるものとなっている。

なお、空気の循環経路に電熱式のヒータ、あるいはヒートポンプを用いた除湿器などを設けることもでき、その場合には乾燥性能として高いものが得られる。

また、洗濯槽１０１には、Ｂ端を風呂に浸けた風呂水ホース１４０、風呂水ポンプ１４１が設けられており、洗濯槽１０１内に洗濯のために風呂水が給水される構成となっていて、風呂水ポンプ１４１を駆動する３相電動機１４２が設けられている。

さらに、洗濯槽１０１内の水１１１を循環させる循環ポンプ１４５が設けられており、洗濯時に循環ポンプ１４５を駆動する３相電動機１４６が回転することにより、洗剤を含んだ洗浄水が、洗濯槽１０１内を循環することにより、効果的な洗浄が行われるものとなっている。

本実施の形態３においては、３つの３相電動機１３５、１４２、１４６に関して、２個以上を同時に運転することがないシーケンスで制御がなされるものとなっていることから、リレーを用いた電動機切換回路１５０を設け、インバータ回路１５１の出力の切換を行い、必要な３相電動機へと接続がなされる合理的な構成を用いている。

なお、電動機切換回路１５０は、３相３線の内の２線に関しての切換を行えばよく、他の１線は、始終接続されたままという構成で、なんら不具合は発生しないことから、リレー素子数は、削減されたものとすることができる。

インバータ回路１５１は、直流電源１５２から２８０Ｖ程度の直流電圧の供給を受け、直流電源１５２のマイナス端子とインバータ回路１５１の間に設けたシャント抵抗１５３、およびアナログ回路１５４、駆動回路１５５、過電流検知回路１５６を設けている部分に関しては、実施の形態２で説明したインバータ装置と全く同等のもので構成されている。

一方、ドラム電動機１０２を駆動するドラム制御回路１０３についても、別途３相６石のインバータ回路の構成を用いており、直流電源１５２からの直流電圧の供給を受けるものとなっており、直流電源１５２が共通に使用される構成となっている。

なお、直流電源１５２は、その他の負荷と併せて、１００Ｖ５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの交流電源１５９から交流電圧の供給を受けるものとなっている。

以上の構成により、本実施の形態３のインバータ装置は、順次切り替えて駆動される３個の３相電動機１３５、１４２、１４６に対して、１個のインバータ回路１５１で済ませるとともに、シャント抵抗１５３、アナログ回路１５４、駆動回路１５５にあっても、送風手段１３１を駆動する比較的電力容量が大なるものが必要となる３相電動機１３５を含む、３個の３相電動機すべての駆動に共用することができる、極めて合理的な構成とすることが可能となり、その上で、正弦波駆動に必要な電流検知が十分に行えるという優れたインバータ装置が実現できるものとなる。

特に、洗濯槽１０１や送風ファン１３２を有する構成のものに３相電動機を取り付けた構成の場合、洗濯槽１０１などに共鳴して発生する騒音が問題となる場合が多く、キャリア周波数としては、可聴周波数の上限に近い、例えば１５．６２５ｋＨｚ（６４μｓ周期）という程度のかなり高周波のものを使用することが騒音防止の観点から有効となる。

洗濯乾燥機のような複数の３相電動機をインバータで駆動する場合、キャリア周波数を同一周波数とするなど、干渉による騒音を防ぐこと、また構成を簡単にすることが有利になり、例えば、全て１５．６２５ｋＨｚの単一周波数とするなどすれば、合理的である。

このようにキャリア周波数を高に周波数とする場合は、シャント抵抗４５に最大電流相の電流が流れる時間がどうしても短いものとなるが、特に本実施の形態３に示しているようにＰＷＭシフト手段５０を用いた上で、アナログ回路４７を組み合わせることにより、高いキャリア周波数を用いた低騒音を実現しつつ、アナログ回路４７の出力として、３相の内の最大電流に良く対応したピークホールド出力Ｖｏｕｔを得ることができ、それを受ける駆動回路１５５として一般に良く用いられるＡＤ変換器を持ったマイクロコンピュータなどについても、アナログ回路４７の出力電圧が馴らされた波形となることから、検知のタイミング、変換速度などにも制限が少ないので、低コストのものを使用することができるものとなる効果も大きい。

以上のように、本発明にかかるインバータ装置は、３相電動機の電流検出に用いるシャント抵抗の数を減らしながら、モータの正弦波駆動に必要な電流検知が十分に行うことができ、部品点数が少なく、低コストのインバータ装置を提供できるものとなる。

２３、２４ 永久磁石
３０ ３相電動機
３１、３２、３３、３４、３５、３６ スイッチング素子
３７ インバータ回路
３８ 直流電源
４５ シャント抵抗
４６ 駆動回路
４７ アナログ回路
４８ キャリア波発生手段
５２ ＰＷＭ手段
６４ ピークホールド回路
５０ ＰＷＭシフト手段

Claims (8)

1. 永久磁石を有する３相電動機と、前記３相電動機に電流を供給する６個のスイッチング素子を有するインバータ回路と、前記インバータ回路に直流電流を供給する直流電源と、前記直流電源のマイナス端子と前記インバータ回路の間に設けたシャント抵抗と、前記６個のスイッチング素子のオンオフを制御する駆動回路と、前記シャント抵抗と前記駆動回路の間に接続したアナログ回路とを備え、前記駆動回路は、前記インバータ回路の出力周波数よりも高い周波数のキャリア波を出力するキャリア波発生手段を有するＰＷＭ手段を有し、前記アナログ回路は、ほぼ電気角６０度毎にボトムを有するアナログ電圧を出力し、前記３相電動機を力率角の絶対値３０度以下で運転するインバータ装置。
2. アナログ回路は、シャント抵抗に発生する電圧のピーク値を保持するピークホールド回路とした請求項１記載のインバータ装置。
3. ＰＷＭ手段は、３相の内の１相について直流電源のマイナス端子の電位とほぼ等しい２相変調とした請求項１または２に記載のインバータ装置。
4. ＰＷＭ手段は、３相の内の少なくとも１相のＰＷＭ出力を時間的に前後に変化させるＰＷＭシフト手段を有する請求項１〜３のいずれか１項に記載のインバータ装置。
5. 駆動回路は、３相電動機の力率角がほぼ所定値となるように前記インバータ回路を運転する請求項１〜４のいずれ１項に記載のインバータ装置。
6. 駆動回路は、３相電動機の無効電流がほぼ所定値となるように前記インバータ回路を運転する請求項１〜５のいずれ１項に記載のインバータ装置。
7. 駆動回路は、アナログ回路の出力のボトムのタイミングから、３相電動機の力率角を検知する請求項５または６に記載のインバータ装置。
8. 衣類に空気を送る送風手段を有し、３相電動機は、前記送風手段の送風ファンを駆動し、前記衣類を乾燥させる請求項１〜７のいずれか１項に記載のインバータ装置。