JP2005296095A

JP2005296095A - 食器洗い機のモータ駆動装置

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Publication number: JP2005296095A
Application number: JP2004112970A
Authority: JP
Inventors: Mitsusachi Kiuchi; 光幸木内; Masahiro Suzuki; 将大鈴木; Hideki Nakada; 秀樹中田; Kaneharu Yoshioka; 包晴吉岡
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2004-04-07
Filing date: 2004-04-07
Publication date: 2005-10-27
Anticipated expiration: 2024-04-07
Also published as: KR100681081B1; CN1681195A; TWI293870B; KR20060045510A; CN2838526Y; JP4218572B2; CN100338867C; TW200605837A

Abstract

【課題】ポンプモータをセンサレス正弦波駆動して負荷状態を検出する。
【解決手段】交流電力１を整流回路２により直流電力に変換し、インバータ回路３によりポンプモータ４を駆動し、インバータ回路４の出力電流を電流検出手段５により検出してセンサレス正弦波駆動し、電流検出手段５により負荷変動を検出する。
【選択図】図１

Description

本発明は家庭用の食器を洗浄する食器洗い機に関するものである。

従来、この種の食器洗い機のモータ駆動装置は、単相誘導モータによりポンプを駆動し回転数変動より負荷変動を検出するようにしていた（例えば、特許文献１参照）。
特開平８−１９５０６号公報

しかしながら、単相誘導モータは同期速度からのすべりで回転トルクを発生するものであるが、負荷変動による回転数変化は基本的に少なく、回転数変化よりポンプのエア噛み等の負荷変動を検出することは実際には困難であった。また、インバータと永久磁石同期モータによりポンプを駆動する最近の制御方式においては、回転数変動はほとんどなく、回転数から負荷変動を検出することはほとんど不可能であった。また、永久磁石同期モータをポンプモータに使用してＶ／ｆ制御する場合には、負荷変動に対して脱調し易い欠点があった。

本発明は、上記従来の課題を解決するもので、モータ電流を検出してポンプモータをインバータ回路によりセンサレス正弦波駆動することによりモータ騒音を低下させ、位置センサをなくすことよりモータを小型化、薄型化、低価格化して信頼性を向上させ、モータ電流よりトルクに対応した電流を検出して負荷変動を検出することを目的としている。

さらに、永久磁石同期モータのモータ誘起電圧に対するモータ電流位相を最適設定することにより、モータ効率を高くし、トルク変動に対して脱調せず安定な回転駆動を目的とするものである。

上記従来の課題を解決するために、本発明の食器洗い機のモータ駆動装置は、交流電力を整流回路により直流電力に変換し、洗浄ポンプ、あるいは排水ポンプを駆動するモータをインバータ回路により駆動し、インバータ回路の出力電流を電流検出手段により検出して設定回転数となるようにインバータ回路をＰＷＭ制御してセンサレス正弦波駆動し、電流検出手段により、モータの負荷状態を検出するようにしたものである。

さらに、モータ誘起電圧とインバータ回路出力電流位相をほぼ同相、あるいはモータ誘起電圧よりもインバータ回路出力電流位相を遅らすようにしたものである。

本発明の食器洗い機のモータ駆動装置は、インバータ回路の出力電流を電流検出手段により検出して設定回転数となるようにインバータ回路をＰＷＭ制御してセンサレス正弦波駆動し、電流検出手段によりモータトルクに対応した電流を検出して負荷状態を検出するものであり、低価格の電流検出手段によりセンサレス正弦波駆動と負荷状態の検出が可能となり、正弦波駆動によりモータ騒音を減らし、位置センサを無くしてモータを小型化でき、エア噛み時のトルク減少、あるいは、漏水による洗浄槽内の水位低下を検出できる。

また、モータ誘起電圧とインバータ回路出力電流位相をほぼ同相、あるいはモータ誘起電圧からインバータ回路出力電流位相を遅らすようにしたので、脱調しにくくなり安定な回転制御が可能となる。

第１の発明は、交流電源と、前記交流電源の交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動され洗浄ポンプ、あるいは排水ポンプを駆動するモータと、前記インバータ回路の出力電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号により前記インバータ回路をＰＷＭ制御して設定回転数となるように前記モータをセンサレス駆動する制御手段よりなり、前記電流検出手段により前記モータの負荷状態を検出するようにしたものであり、前記電流検出手段の出力信号により前記インバータ回路をセンサレス正弦波駆動し、かつ、ポンプモータの負荷状態を検出できるので、モータ騒音を減らし、位置センサを無くしてモータを小型化でき、エア噛み時のトルク減少、あるいは、漏水による洗浄槽内の水位低下を検出できる。

第２の発明は、第１の発明におけるインバータ回路は、インバータ回路は、６ヶのトランジスタとダイオードよりなる３相フルブリッジインバータ回路より構成し、電流検出手段は前記３相フルブリッジインバータ回路の下アームトランジスタの負電位側端子にそれぞれ接続したシャント抵抗より構成し、前記シャント抵抗に流れる電流を検出することにより前記インバータ回路の出力電流を検出するようにしたもので、低価格のシャント抵抗により電流検出手段を構成できるので、電流検出手段を小型でき、さらにモータの負荷状態を検出することができ、安価で信頼性の高い負荷状態検知手段を構成できる。

第３の発明は、第１の発明における電流検出手段により検知したインバータ回路電流よりモータ負荷状態を検出し、洗浄ポンプ、あるいは排水ポンプのエア噛みを検出するようにしたものであり、エア噛みを検出することにより排水状態を検出でき、排水時間や排水時のモータ回転数を制御することができる。

第４の発明は、第１の発明において電流検出手段により検知したインバータ回路電流よりモータ負荷状態を検出し、洗浄槽の水位低下を検出するようにしたものであり、洗浄槽の水位低下を検出することにより漏水、あるいは給水等の不具合を検出できる。

第５の発明は、第１の発明において制御手段は、インバータ回路の出力電流とモータの誘起電圧との位相がほぼ同位相となるように制御してモータ電流より負荷状態を検出するようにしたものであり、モータ電流を検出することによりモータトルクの検出ができ、ポンプのエア噛み、あるいは洗浄槽の水位低下によるトルク低下を検出できる。

第６の発明は、第１の発明において制御手段は、インバータ回路の出力電圧と出力電流との位相、あるいは無効電流が所定値となるように制御し、前記インバータ回路の有効電流によりモータの負荷状態を検出するようにしたものであり、有効電流を検出することによりモータ出力成分の検出ができ、モータ出力成分の低下を検出してポンプのエア噛み、あるいは洗浄槽の水位低下を検出できる。

第７の発明は、交流電源と、前記交流電源の交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動され洗浄ポンプ、あるいは排水ポンプを駆動するモータと、前記インバータ回路の出力電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号により前記インバータ回路をＰＷＭ制御して設定回転数となるように前記モータをセンサレス駆動する制御手段よりなり、前記モータの誘起電圧に対してモータ電流位相が遅れ位相となるようにしたものであり、トルク増加によるロータ位相遅れが生じてもトルク電流が自然増加するので脱調しにくくなり安定な駆動が可能となる。

（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態における食器洗い機のモータ駆動装置のブロック図を示すものである。

図１において、交流電源１より整流回路２に交流電力を加えて直流電力に変換し、インバータ回路３により直流電力を３相交流電力に変換してモータ４を駆動する。整流回路２は、全波整流回路２０の直流出力端子にコンデンサ２１ａ、２１ｂを直列接続し、コンデンサ２１ａ、２１ｂの接続点を交流電源入力の一方の端子に接続して直流倍電圧回路を構成し、インバータ回路３への印加電圧を高くする。インバータ回路３の負電圧側に電流検出手段５を接続し、インバータ回路３の３相各下アームに流れる電流を検出することによりインバータ回路３の出力電流、すなわち、モータ４の各相電流を検出する。

電流検出手段５は、インバータ回路３の下アームトランジスタのエミッタ端子に接続されたシャント抵抗５０ａ、５０ｂ、５０ｃと、シャント抵抗５０ａ、５０ｂ、５０ｃのそれぞれの電圧降下を検知する電流検知回路５１より構成される。

制御手段６は、電流検出手段５の出力信号よりインバータ回路３の出力電流を演算し、設定回転数に応じた所定周波数、所定電圧を印加してモータ４を回転駆動するものであり、モータ負荷に応じてインバータ回路出力電圧に対する出力電流位相、あるいは無効電流となるように制御することにより設定同期速度でモータ４を回転駆動できる。

図２はインバータ回路３の詳細な回路図であり、６個のトランジスタとダイオードよりなる３相フルブリッジインバータ回路により構成している。ここで、３相アームの１つのＵ相アーム３０Ａについて説明すると、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（以下、ＩＧＢＴと略す）よりなる上アームトランジスタ３１ａ１と逆並列ダイオード３２ａ１の並列接続体と、ＩＧＢＴよりなる下アームトランジスタ３１ａ２と逆並列ダイオード３２ａ２の並列接続体を直列に接続し、上アームトランジスタ３１ａ１のコレクタ端子は直流電源の正電位端子Ｌｐに接続し、上アームトランジスタ３１ａ１のエミッタ端子は出力端子Ｕに接続し、下アームトランジスタ３１ａ２のエミッタ端子は電流検出手段５を構成するシャント抵抗５０ａを介して直流電源の負電位側端子Ｌｎに接続する。

上アームトランジスタ３１ａ１は上アーム駆動信号Ｕｐに応じて上アームゲート駆動回路３３ａ１により駆動され、下アームトランジスタ３１ａ２は下アーム駆動信号Ｕｎに応じて下アームゲート駆動回路３３ａ２によりオンオフスイッチング制御される。上アームゲート駆動回路３３ａ１は、微分信号によりセットリセットされるＲＳフリップフロップ回路を内蔵し、上アーム駆動信号Ｕｐの立ち上がりで上アームトランジスタ３１ａ１をオン動作させ、上アーム駆動信号Ｕｐの立ち下がりで上アームトランジスタ３１ａ１をオフ動作させる。下アームゲート駆動回路３３ａ２にはＲＳフリップフロップ回路は不必要であり、内蔵していない。

ＩＧＢＴのゲート印加電圧は１０〜１５Ｖ必要であり、下アームトランジスタ３１ａ２をオンさせると、１５Ｖの直流電源の＋端子Ｂ１よりブートストラップ抵抗３４ａ、ブートストラップダイオード３５ａを介してブートストラップコンデンサ３６ａが充電されるので、ブートストラップコンデンサ３６ａの蓄積エネルギーにより上アームトランジスタ３１ａ１をオンオフスイッチングできる。また、下アームの逆並列ダイオード３２ａ２が導通した場合にも同様にブートストラップコンデンサ３６ａが充電される。

Ｖ相アーム３０Ｂ、Ｗ相アーム３０Ｃも同様の接続であり、各アームの下アームトランジスタのエミッタ端子は電流検出手段５を構成するシャント抵抗５０ｂ、５０ｃに接続し、シャント抵抗５０ｂ、５０ｃの他方の端子は直流電源負電位端子Ｌｎに接続している。ＩＧＢＴ、あるいはパワーＭＯＳＦＥＴにより下アームトランジスタを構成すると、ゲート電圧を制御することによりスイッチング制御できるので、ＩＧＢＴの場合はエミッタ端子、パワーＭＯＳＦＥＴの場合にはソース端子に接続するシャント抵抗の電圧が１Ｖ以下となるように抵抗値を選定すればスイッチング動作にはほとんど影響することなく電圧制御によりオンオフスイッチング制御でき、シャント抵抗５０ａ、５０ｂ、５０ｃの電圧ｖｅｕ、ｖｅｖ、ｖｅｗを検出することによりインバータ回路出力電流、すなわちモータ電流を検出できる特徴がある。

図３は、インバータ回路出力電流の検出タイミングを示し、三角波変調によりＰＷＭ制御して、スイッチングノイズの影響を減らすために上下アームＩＧＢＴのスイッチングタイミングをはずして高速Ａ／Ｄ変換してマイクロコンピュータ等のモータ制御プロセッサにより電流検出する。

図３において、ｃｋは三角波変調信号Ｖｔのピーク値すなわち時間ｔ３にて発生させる同期信号であり、ｖｕはＵ相電圧制御信号で、三角波変調信号ＶｔとＵ相電圧制御信号ｖｕを比較してＵ相上アームトランジスタ３１ａ１の駆動信号ＵｐとＵ相下アームトランジスタ３１ａ２の駆動信号Ｕｎを発生させる。ｔ１〜ｔ２区間、ｔ５〜ｔ６区間は上下アームトランジスタの非導通期間でデッドタイムΔｔと呼び、Ａ／Ｄ変換タイミングは、上アームトランジスタがオフで下アームトランジスタがオンとなる時間ｔ３、あるいは、時間ｔ３からデッドタイムΔｔ時間ずらした時間ｔ４の範囲内で行うとよい。

図４は、本発明による電流検知回路の詳細な実施例であり、シャント抵抗５０ａ、５０ｂ、５０ｃにより検出した電流信号を非反転増幅器により増幅し、マイクロコンピュータ等に内蔵するＡ／Ｄ変換回路が検出できるＤＣ電圧レベルにレベル変換するものである。

電流検知回路５１ａ、５１ｂ、５１ｃは同一の回路なので、電流検知回路５１ａについて説明する。シャント抵抗５０ａに発生する電圧ｖｅｕのピーク値はインバータ回路３のＵ相出力電流に対応しており、シャント抵抗電圧は電流検知回路の接地電位に対して正と負に変化する。マイクロコンピュータ等に内蔵のＡ／Ｄ変換回路は所定のＤＣ電圧で動作するので、ＤＣ電圧のセンター値に対して変化するように増幅してレベルシフトさせる必要がある。言い換えれば、Ａ／Ｄ変換回路の入力ダイナミックレンジ内で、モータ電流信号が変化するように設定する。

シャント抵抗５０ａと並列関係にコンデンサ５００ａを接続し、シャント抵抗５０ａより抵抗５０１ａ、５０２ａを直列関係に接続して電流検知回路５１ａの直流電源（Ｖｃｃ）に抵抗５０２ａをプルアップ接続する。抵抗５０１ａ（抵抗値Ｒ２）と抵抗５０２ａ（抵抗値Ｒ１）の接続点を演算増幅器５０３ａの＋入力端子に接続し、演算増幅器５０３ａの出力端子と−入力端子間に帰還抵抗５０４ａ（抵抗値Ｒ４）を接続し、−入力端子と接地電位間に抵抗５０５ａ（抵抗値Ｒ３）を接続し非反転増幅器として使用する。シャント抵抗抵抗値をＲｏ、電流をＩとするとｖｅｕ＝Ｒｏ×Ｉとなり、抵抗５０１ａと抵抗５０２ａの分圧比ｋをｋ＝Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）、帰還増幅率ＫをＫ＝Ｒ４／Ｒ３とすると、電流検知回路５１ａの出力電圧ｖａｕは式１で表される。

ここで、分圧比ｋと帰還増幅率Ｋの積、すなわち、ｋ×Ｋ＝０．５となるようにすれば、直流電源電圧Ｖｃｃの１／２を中心にして電流Ｉに対応した電圧信号に変換される。

例えば、分圧比ｋ＝０．１、帰還増幅率Ｋ＝５、シャント抵抗値Ｒｏ＝０．２Ω、Ｖｃｃ＝５Ｖとすると、電流検知回路５１ａの出力電圧はｖａｕ＝０．９×Ｉ＋２．５で表される。すなわち、Ａ／Ｄ変換回路のＤＣ電圧が５Ｖの場合、センター値２．５Ｖが０Ａに相当し、ダイナミックレンジは±２．５Ｖに対して±２．５Ａまでの電流を検知することができる。抵抗５０６ａとダイオード５０７ａ、５０８ａはＡ／Ｄ変換回路の過電圧保護のために接続している。

図５は、本発明による電流検知回路の他の実施例であり、反転増幅器により電流信号を増幅して電圧レベル変換するもので、Ｕ相電流検知回路５１ａ１の実施例のみ示している。

回路接続は、図４に示す実施例から一部変更したもので、抵抗５０２ａを負電源Ｖｅにプルダウン接続し、演算増幅器５０３ａを反転増幅器として使用したものである。図４に示す接地抵抗５０５ａは省略できる。この時、帰還増幅率Ｋは帰還抵抗５０４ａ（Ｒ４）を入力抵抗５０１ａ（Ｒ２）で除したもので、シャント抵抗電圧降下ｖｅｕと出力電圧ｖａｕの関係式は式２で表される。

ここで、帰還抵抗５０４ａと抵抗５０２ａの比を、Ｒ４／Ｒ１＝０．５に設定し、負電源ＶｅのＤＣ電圧絶対値をＡ／Ｄ変換器の電源電圧（ダイナミックレンジ）と等しくすると、Ａ／Ｄ変換器の電源電圧のセンター値に対して上下に変化するようにシャント抵抗電圧が増幅されてレベル変換される。例えば、Ｖｅ＝−５Ｖ、Ｒ４＝１０ｋΩ、Ｒ１＝２０ｋΩ、Ｒ２＝２ｋΩとすると、ｖａｕ＝２．５−５×ｖｅｕで表される。シャント抵抗抵抗値を０．２Ω、電流をＩとすれば、ｖａｕ＝２．５−Ｉとなる。

図４に説明した非反転増幅器を使用した回路は、プルアップ接続するＤＣ電源電圧とＡ／Ｄ変換回路のＤＣ電圧と等しくし、入力抵抗とプルアップ抵抗の分圧比ｋと帰還増幅率Ｋの積、すなわち、ｋ×Ｋをほぼ０．５となるようにすれば、Ａ／Ｄ変換回路のＤＣ電圧のセンター値にレベル変換できる。

また、図５に説明した反転増幅器を使用した回路は、負電源電圧絶対値をＡ／Ｄ変換回路のＤＣ電圧と等しくし、帰還抵抗と負電源へプルダウン接続する抵抗の比をほぼ０．５に設定すればＡ／Ｄ変換回路のＤＣ電圧のセンター値にレベル変換できる。

以上述べたように、本発明の電流検知回路は少ない部品点数と演算増幅器により構成でき、電流検出が容易で、かつ安価にできる特長がある。

図４に示した非反転増幅器による実施例は、単一電源で動作するので直流電源が簡略化される特長があり、図５に示した反転増幅器による実施例は、Ａ／Ｄ変換回路のダイナミックレンジと同一の負電圧が必要となり価格アップとなるが、電流信号の正負の方向はモータ電流と等しいので演算が簡略化される特長がある。

図６は、本発明による制御手段のブロック図で、マイクロコンピュータ、あるいはディジタルシグナルプロセッサ等の高速プロセッサによりセンサレス正弦波駆動を実現するもので、モータ誘起電圧とインバータ回路出力電流位相をほぼ同相に制御するセンサレスベクトル制御の実施例である。

基本的な制御方法について図７のベクトル図を用いて説明する。図７は、ロータ表面に永久磁石を設けた表面永久磁石モータ（略してＳＰＭモータ）のｄ−ｑ座標系のベクトル図であり、モータ誘起電圧Ｖｒはｑ軸と同軸となり、誘起電圧Ｖｒは誘起電圧定数ｋｅと回転数Ｎの積に等しい。すなわち、誘起電圧Ｖｒはモータ駆動周波数ｆに比例し、モータ印加電圧Ｖａ（＝Ｖｉ）はモータ誘起電圧Ｖｒにほぼ比例した電圧が印加される。言い換えれば、モータ印加電圧と周波数ｆの比（Ｖ／ｆ）はほぼ一定に制御するのでＶ／ｆ制御とも呼ばれる。

モータ電流Ｉをｑ軸電流とｄ軸電流に分解してそれぞれ制御すると一般的なベクトル制御になるが、センサレス制御の場合、ｑ軸、ｄ軸は直接検出できないので、モータ電流位相が角度γ進角していると仮定する。モータの電圧方程式は式３で表現されるので、駆動周波数ｆが固定された場合、ｄ−ｑ座標系においては、電流ベクトルＩを固定するとモータ印加電圧ベクトルＶｉが固定される。逆に、モータ印加電圧ベクトルＶｉを固定すると電流ベクトルＩは固定される。また、モータ印加電圧Ｖｉ（母線軸）を主軸とするａ−ｒ軸に座標変換した場合においても同様であり、電流ベクトルＩを固定するとモータ誘起電圧ベクトルＶｒが固定される。言い換えれば、モータ定数があらかじめわかっておれば、電流ベクトルＩを固定することにより誘起電圧Ｖｒと電流Ｉの位相は一定に制御できるので、ｑ軸電流Ｉｑ（すなわちトルク電流）をほぼ一定に制御できベクトル制御とほとんど同じ制御が可能となる。

無効電流Ｉｓｉｎφ（＝Ｉｒ）を適当な値に選び、進角γを小さくすることにより、モータ電流Ｉはトルク電流（ｑ軸電流）Ｉｑとほとんど同じとなり、高効率運転が可能となり、モータ損失が減らせるのでモータの温度上昇を減らし、モータを小型化できる。

また、通常運転において、図８に示したようにモータ電流位相を誘起電圧位相とほぼ同位相に設定することにより、急激な負荷変動により位相φが変化してもｑ軸との位相γが遅れてトルクが急減して脱調することがなくなる。

図８は、誘起電圧位相とモータ電流（インバータ回路出力電流）位相が同一の時のベクトル図であり、モータ電流Ｉはｑ軸電流Ｉｑと同一となる。

誘起電圧位相とモータ電流位相をほぼ同相に制御するために、インバータ回路３の無効電力とモータのリアクタンス電力が同じとなるように制御するとよい。そのための詳細な説明を図６のブロック図に従い説明する。

図６において、駆動条件設定手段６０は、モータ駆動条件に応じて駆動回転数、トルク電流、進み角γを求めて、駆動周波数ｆ、無効電流Ｉｓｉｎφ等を設定するもので、回転数設定手段６１、無効電流設定手段６２に設定信号を送る。キャリヤ信号発生手段６３は、ＰＷＭ変調のための三角波信号Ｖｔと同期信号ｃｋを発生させるもので、キャリヤ周波数（スイッチング周波数）はモータ騒音を減らすために、通常、１５ｋＨｚ以上の超音波周波数に設定する。同期信号ｃｋは各演算ブロックに送られ、同期信号ｃｋに同期して各演算ブロックが動作する。

回転数設定手段６１は、モータ駆動周波数ｆを設定するためにキャリヤ信号周期Ｔｃの位相角Δθを求めて電気角演算手段６４に加え、Ｖ／ｆ設定手段６５に駆動周波数信号ｆを送る。電気角演算手段６４は、同期信号ｃｋに同期して位相θを求め、規格化された正弦波テーブルを記憶する記憶手段６６や座標変換手段等に位相信号θを加える。

Ｖ／ｆ設定手段６５は、駆動周波数ｆと負荷トルクに応じた印加電圧定数ｋｖｎを設定するもので回転数あるいは負荷トルクに比例した値が設定される。ポンプモータの場合には、負荷トルクは回転数の２乗で増加するので、印加電圧定数ｋｖｎは駆動周波数の２乗に比例して増加させる必要がある。しかし、ポンプモータの場合には、それほど高い回転数は必要としないので、１．０〜１．３まで直線的に変化させても問題ない。後ほど述べるように、１モータ２ポンプ、あるいは、１モータ１ポンプ方式により正回転で洗浄運転、逆回転で排水運転させる場合にはモータに必要なトルク電流がそれぞれ変化するので、印加電圧定数ｋｖｎと無効電流を正転と逆転で設定値を変更させる必要がある。

記憶手段６６は、位相角に対応した三角関数の演算を行うために必要な規格化された正弦波テーブルを記憶領域に記憶しており、例えば、位相０から２πまで−１から＋１までの正弦波データを持っている。

高速Ａ／Ｄ変換手段６７は、図３のタイミングチャートに示したように三角波変調信号Ｖｔのピーク値にて電流検出手段５の出力信号ｖｅｕ、ｖｅｖ、ｖｅｗをインバータ出力電流に対応したディジタル信号Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに数マイクロ秒以下でＡ／Ｄ変換して３相／２相・母線軸変換手段６８に各相電流の瞬時値を加える。

３相／２相・母線軸変換手段６８は、インバータ回路出力電流の瞬時値を３相／２相変換してインバータ回路出力電圧軸、すなわちモータ母線軸（ａ−ｒ軸）へ座標変換するもので、式４を用いて絶対変換し、ａ軸成分Ｉａとｒ軸成分Ｉｒを求める。ＩｒはＩｓｉｎφに相当しインバータ出力（母線電圧）からみると無効電流成分となる。座標変換することにより、出力電流瞬時値より瞬時に無効電流成分Ｉｒが求まるだけではなく、式５に示す二乗平均により出力電流ベクトル絶対値Ｉを瞬時に求めることができる。

無効電流比較手段６９は、３相／２相・母線軸変換手段６８の出力信号Ｉｒと無効電流設定手段６２の設定信号Ｉｒｓを比較し誤差信号ΔＩｒを出力し、誤差信号増幅演算手段７０により増幅あるいは積分して印加電圧定数変更信号ｋｖを制御電圧比較設定手段７１に出力する。

制御電圧比較設定手段７１は、Ｖ／ｆ設定手段６５の出力信号ｋｖｎと誤差信号増幅演算手段７０の出力信号ｋｖを比較してインバータ出力電圧制御信号Ｖａを設定するもので、無効電流成分Ｉｒが所定値となるようにインバータ出力電圧を制御するもので、インバータ出力電圧制御信号Ｖａを、２相／３相・母線軸逆変換手段７２に加える。

実際の演算は、Ｖ／ｆ設定手段６５により与えられた駆動周波数に比例した電圧、すなわち、回転数Ｎに比例したモータ誘起電圧Ｖｒ（＝ｋｅ×Ｎ）に印加電圧定数を掛けた電圧（ｋｖｎ×Ｖｒ）に、誤差信号ΔＩｒの積分要素、比例要素、微分要素を加え、ＰＩＤ制御により電圧補正する。トルク変動等による無効電流変化が無ければ印加電圧Ｖａは、モータ誘起電圧Ｖｒに印加電圧定数を掛けた電圧（ｋｖｎ×Ｖｒ）になる。

２相／３相・母線軸逆変換手段７２は、式６に示す逆変換式を用いて３相正弦波電圧信号を発生させる。インバータ出力電圧はａ軸と同相なので、Ｖａのみ演算すればよく、３相電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗをＰＷＭ制御手段７３に出力する。

起動制御手段７４は、モータ起動時に駆動周波数を零から設定値まで直線的に増加させ、回転数に対応して無効電流Ｉｒを変化させるものである。負荷トルクが一定で、回転数を急速に立ち上げたい場合には、無効電流Ｉｒを大きくして立ち上げる。また、後ほど述べるようにモータ電流位相をモータ誘起電圧位相に合わせる無効電力制御を行う場合には、起動時には無効電力制御が動作しないように設定する。

電流演算手段７５は、３相／２相・母線軸変換手段６８より出力されるａ軸成分Ｉａとｒ軸成分Ｉｒより式４に示す二乗平均により出力電流ベクトル絶対値Ｉを求め、モータリアクタンス電力演算に使用する。

図８に示すベクトル図よりわかるように、モータ電流位相を誘起電圧位相と同相にするためには、インバータ出力無効電圧とモータのリアクタンス電圧を等しくする式７の関係が成立すればよい。式７の両辺に電流Ｉを掛けると式８が成立し、左辺はインバータ出力の無効電力を示し、右辺はモータリアクタンス電力を示すので、式７、又は、式８の関係式が成立すればインバータ出力電流、すなわち、モータ電流位相を誘起電圧位相と同相にすることができる。

式８を変形すると式９が成立し、印加電圧Ｖａと無効電流Ｉｒの積より求めた無効電力と、モータインピーダンスωＬと電流Ｉより求めたリアクタンス電力が等しくなるように制御すれば良いことがわかる。

無効電力演算手段７６は、印加電圧Ｖａと無効電流Ｉｒの積よりインバータ回路３の無効出力電力を演算するもので、リアクタンス電力演算手段７７は、モータインダクタンスＬと駆動周波数ｆより求めたインピーダンスωＬに電流Ｉの二乗を掛けてモータリアクタンス電力を求める。電力比較手段７８は、無効電力演算手段７６とリアクタンス電力演算手段７７の出力信号を比較し差分信号を力率変更手段７９に加え、力率変更手段７９は無効電力差分信号により無効電力設定値を変更するために、駆動条件設定手段６０に変更信号を加え、無効電流設定手段６２の設定値を変更し、インバータ出力無効電力とモータリアクタンス電力が等しくなるように制御する。

図９は、ＰＷＭ制御による各部波形のタイミングチャートを示す。Ｅｕは中性点からみたモータ誘起電圧波形で、ＩｕはＵ相電流波形であり、モータ誘起電圧Ｅｕとほぼ同相である。ｖｕ、ｖｖ、ｖｗはＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各ＰＷＭ制御入力信号、すなわち、２相／３相・母線軸逆変換手段７２の出力信号で三角波変調信号Ｖｔと比較することによりＰＷＭ制御出力信号Ｕｐを生成する。信号ｖｕとＵ相出力電圧位相は同じであり、Ｕ相電流Ｉｕの位相は信号ｖｕから位相φ遅れる。

図１０は、本発明によるモータ駆動装置の動作を示すフローチャートである。ステップ１００よりモータ駆動プログラムが開始し、ステップ１０１に進んで起動運転かどうかの判定を行い、起動運転ならばステップ１０２に進んで起動制御サブルーチンを実行する。

起動制御サブルーチン１０２は、図１３の起動制御のタイムチャートに示すように回転数零から設定回転数（駆動周波数ｆｓ）となるまで、駆動周波数ｆを直線的に上昇させるもので、駆動周波数ｆに応じて無効電流設定値Ｉｒｓを設定する。ポンプやファン等の流体負荷の場合、トルクは回転数の２乗により変化するので、厳密には回転数に対応したトルク電流Ｉｑを実験等により求め、ロータ位相が回転磁界よりも遅れると仮定してＩｓｉｎφを計算し起動制御することにより安定な起動が可能となる。起動時には加速のためにトルク電流を大きくする必要があり、脱調を防ぐために無効電流設定値Ｉｒｓはトルクに対応した値よりも大きめに設定する必要がある。

本発明による駆動方式は起動安定性がよく、Ｖ／ｆ設定値、無効電流設定値Ｉｒｓを大きく変更させなくても起動可能となる場合が多い。

次に、ステップ１０３に進んでキャリヤ信号割込の有無を判定し、キャリヤ信号割込が有ればステップ１０４のキャリヤ信号割込サブルーチンとステップ１０５の回転数制御サブルーチンを実行する。

図１１は、キャリヤ信号割込サブルーチンのフローチャートである。ステップ２００よりプログラムが開始し、ステップ２０１にてキャリヤ同期信号ｃｋのカウント数ｋがモータ駆動周波数ｆの１周期内のキャリヤ数ｋｃかどうか判定し、等しければステップ２０２に進んでキャリヤカウント数ｋをクリヤする。モータ駆動周波数ｆの１周期内のキャリヤ数ｋｃは、駆動周波数設定時に予め求める。

例えば、８極モータの回転数４０４０ｒｐｍにおける駆動周波数ｆは２６９．３Ｈｚ、周期Ｔは３．７１２ｍｓｅｃとなり、キャリヤ周期Ｔｃが６４μｓｅｃ（キャリヤ周波数１５．６ｋＨｚ）の場合、パルス数ｋｃは５８となる。１キャリヤ周期Ｔｃの位相Δθは、駆動周波数ｆの１周期を２πとすると、Δθ＝２π／ｋｃとなる。

ステップ２０３にてキャリヤ同期信号のカウント数をインクリメントとし、次にステップ２０４に進んで、キャリヤ数ｋと１キャリヤ周期Ｔｃの位相Δθより電気角θの演算を行う。次にステップ２０５に進んで電流検出手段５からの信号を検出してインバータ出力電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出する。次にステップ２０６に進んで式４に従い３相／２相・母線軸座標変換を行い無効電流Ｉｒと有効電流Ｉａを求め、ステップ２０７に進んでＩｒ、Ｉａをメモリする。

次に、ステップ２０８に進んでインバータ出力電流（モータ）のベクトル絶対値Ｉを式５により求め、次にステップ２０９に進んで演算値ＩとＩｒよりｓｉｎφを求める。図８に示したように無効電力によりモータ誘起電圧と電流を同相に制御するベクトル制御の場合、ｓｉｎφの演算は不要であるが、式６を用いた制御の場合には必要となる。

次にステップ２１０に進んで印加電圧Ｖａを呼び出し、次にステップ２１１に進んで式６に従い、２相／３相・母線軸座標変換を行いインバータ各相制御信号ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを求め、ステップ２１２に進んでＰＷＭ制御を行い、ステップ２１３に進んでリターンする。

図１２は回転数制御サブルーチンのフローチャートである。回転数制御サブルーチンはキャリヤ信号毎に必ずしも行う必要がないので、例えば、２キャリヤ信号毎に実行してもよい。キャリヤ周波数が超音波周波数になるとキャリヤ周期内のプログラム処理時間が問題となるので、位相計算や電流検出演算、あるいはＰＷＭ制御等のキャリヤ毎に必ず実行する処理と、座標変換や図１０に示したキャリヤ毎に必ずしも実行する必要のない処理を分け、キャリヤ毎に必ずしも実行する必要のない処理を複数に分割して処理することによりモータ制御以外のシーケンスプログラムを実行させることができる。

ステップ３００より回転数制御サブルーチンが開始し、ステップ３０１にて駆動周波数設定値ｆｓを呼出し、次にステップ３０２に進んで周波数設定値ｆｓに対応した無効電流設定値Ｉｒｓを呼び出し、ステップ３０３に進んで式３の３相／２相・母線軸座標変換より求めた無効電流Ｉｒを呼出し、ステップ３０４に進んで印加電圧定数設定値Ｖ／ｆを呼び出す。次にステップ３０５に進んでＩｒｓとＩｒを比較し誤差信号ΔＩｒより印加電圧定数ｋｖを演算し、次に、ステップ３０６に進んで印加電圧定数設定値Ｖ／ｆと印加電圧定数ｋｖの差Δｋｖを演算する。次にステップ３０７に進んでΔｋｖより母線軸印加電圧信号Ｖａを演算してＶａをメモリし、ステップ３０８に進んで起動フラグの有無を判定する。

起動フラグがあれば、ステップ３０９に進みインバータ出力無効電力を演算し、ステップ３１０に進んでモータリアクタンス電力を演算し、ステップ３１１に進んで無効電力の差分を演算し、ステップ３１２の力率変更サブルーチンに進んで無効電流設定値を変更して無効電力の差分が零となるように制御し、ステップ３１３に進んでサブルーチンをリターンする。

無効電力の差分が零となるように制御することによりモータ誘起電圧とインバータ回路出力電流位相をほぼ同相とすることができるので、相電流がトルク電流と等しくなり、モータトルクが低下すると相電流が減少するので、負荷状態の変化を相電流により検出できる。よって、ポンプモータのエア噛みによるトルク減少や洗浄槽の水位低下によるトルク減少を検出することにより、洗浄槽の水位やエア噛みを検出することが可能となる。

再び、図１０に示すモータ駆動プログラムに戻り、ステップ１０６に進んで洗浄運転フラグの有無の判定をし、洗浄運転ならばステップ１０７に進んで負荷状態検知判定を行う。

負荷状態検知は、インバータ回路出力相電流Ｉを検知してモータ負荷を検出するもので、電流が所定値よりも減少するとエア噛み、あるいは、低水位と判断しステップ１０８に進んでモータ駆動を停止する。次にステップ１０９に進んでフロートスイッチ等により洗浄槽の水位を検知し、ステップ１１０に進んで水位判定を行う。水位が所定値よりも低下した場合には、ステップ１１１に進んで異常報知等の異常処理を行いサブルーチンをリターンする。水位の低下がなければステップ１１２に進んでモータの再起動処理を行いサブルーチンをリターンする。

ステップ１０６にて洗浄運転フラグが無ければ、ステップ１１３に進み排水運転フラグの有無を判定する。排水運転ならばステップ１１４に進んで負荷状態検知を行う。

排水運転時の負荷状態検知は、インバータ回路出力相電流の変化によりエア噛み検知を行うもので、排水運転にてポンプモータを駆動する場合、ポンプに水が供給されておればポンプランナー（インペラー１１）にトルクが加わり相電流は所定値となるが、洗浄水が排水されるとポンプランナーに空気が回り込んでエア噛みによりトルクが減少しモータ電流が減少するので、相電流の変化を検出することによりエア噛みを検出できる。

ステップ１１４にて排水エア噛み検知をすると、ステップ１１５に進んで騒音を低下させるためにモータ駆動設定回転数を低下させ、ステップ１１６に進んで回転数低下による排水能力低下を補正するために排水時間を延長する。排水運転開始からエア噛み検知するまでの時間ｔａを計測し、時間ｔａに応じて残りの排水時間ｔｂを延長する。

図１３は、前述したようにモータ起動時の制御タイムチャートであり、回転数零から設定回転数（駆動周波数ｆｓ）となるまで、駆動周波数ｆを直線的に上昇させるもので、駆動周波数ｆに応じて無効電流設定値Ｉｒｓを設定する。本発明によるセンサレス駆動はＶ／ｆ制御の１つの方法であり、駆動周波数を変えることによりモータ回転数制御を行うもので、ロータが電流に対して遅れないようにするため、ｑ軸に対して電流が遅角（ロータは進角）となるように、印加電圧は誘起電圧よりも高く設定して起動させる。印加電圧を低くすると電流進角（ロータは遅角）となり脱調し易くなる。言い換えれば、駆動周波数に対する印加電圧Ｖ／ｆ値と無効電流Ｉｓｉｎφは高めに設定し、特に起動時には高めに設定して起動させる。

図１４は、食器洗い機を簡略化して表したもので、１モータ１ポンプ方式の構造を示す断面図である。洗浄槽７に給水弁８より水道水を給水し、洗浄水９を洗浄槽７に貯水する。洗浄槽７の下部に軸方向が垂直となるように扁平状のＤＣブラシレスモータ４を配設し、モータ４の下部にポンプケーシング１０を配置し、インペラー１１を回転させることにより軸方向から遠心方向に圧力を加える。正転方向に回転させると噴射ノズル１２ａを有する噴射翼１２ｂから食器（図示せず）に洗浄水を噴射して洗浄する。正回転させるとポンプケーシング１０の内部圧力が高くなって、ポンプケーシング１０側面に設けた排水弁１３が閉じるので、水流方向は噴射翼１２ｂ側となる。インペラー１１を逆転させるとインペラー１１の側面から垂直方向に圧力が加わり排水弁１３が開いて垂直方向の水流が排水管１４方向に流れるので１つのモータとポンプで洗浄と排水が可能となる。洗浄用と排水用にそれぞれインペラーとポンプケーシングを設ける１モータ２ポンプ方式でも、正回転で洗浄、逆回転で排水とすることが可能であるが、ポンプの高さが高くなり、洗浄槽７の下部容積を小さくできない課題がある。

本発明によれば、ＤＣブラシレスモータの位置センサを無くすことができるので、扁平構造のモータを更に薄くでき、１モータ１ポンプ方式と組み合わせることにより洗浄槽下部容積を減らして食器を配設する洗浄槽容積を大きくすることができる。さらに、ＤＣブラシレスモータ４はモータ出力一定ならば回転数を高くするほどモータを小型化できるので、インペラー回転数を高くすることによりポンプ形状とモータ形状を小型化できる特長がある。

図１５は、洗浄運転時におけるモータ電流変化を示し、洗浄槽や洗浄ポンプから水漏れして水位が低下した場合のモータ電流変化を示す。

時間ｔ０にてポンプモータ駆動開始し、定常回転数に於いてはモータ電流は所定のピーク値Ｉｏとなるが、ポンプモータのオンオフを繰り返すうちにモータ電流は除々に減少し、モータ駆動中に電流が設定値Ｉｄ以下になると負荷状態検知手段が漏水と判定し、ポンプモータの駆動を停止させ水位低下を判定し、所定水位以下ならば図１０のフローチャートで説明したように異常判定する。

１モータ１ポンプ方式の場合、インペラー１１を逆回転させることにより排水弁１３が開き、正回転においては排水弁１３は閉じるが、排水弁１３にゴミが詰まる等の異常時には洗浄運転、すなわち、正回転の場合にも排水され水漏れが発生するので、上述したようにモータ負荷状態を検出して水漏れを検出する必要がある。

図１６は、排水運転時におけるモータ電流変化と制御シーケンスを示し、エア噛み検知して排水ポンプ回転数と排水時間を制御する。排水運転開始すると、時間ｔ０からｔ１まで回転数Ｎを零からＮ１まで直線的に立ち上げ、モータ電流Ｉは零からＩ１まで増加し、回転数Ｎ１で排水運転を続けると電流値はほぼ一定の期間（ｔ１〜ｔ２）があり、洗浄水が無くなってくるとエア噛みしてモータ電流Ｉが低下し始める。時間ｔ３においてモータ電流値が設定値Ｉｓ以下になるとエア噛みと判定し、モータ回転数ＮをＮ２まで低下させる。ポンプモータ回転数をＮ２まで低下させると排水能力が低下するので、排水時間を延長する必要があり、残りの排水時間（ｔ３〜ｔ４）は排水条件により変化するエア噛み検知時間（ｔ０〜ｔ３）に応じて変える。すなわち、排水ホースが長い場合や、排水ホースが途中で高くなっている場合にはエア噛み検知時間は長くなるので残りの排水時間を長くしないと完全に排水しない。

以上述べた如く、本発明はモータ誘起電圧とインバータ回路出力電流位相を同相となるように制御してモータ電流を検知することによりモータトルクを直接検知することができるので、エア噛みや洗浄槽の水位低下を判別でき、排水時間を短縮したり水漏れによる洗浄水加熱ヒータの空焼きを防止することができる。

モータ誘起電圧とインバータ回路出力電流位相が同相となるように、無効電力とリアクタンス電力が等しくなるように制御する実施例を示したが、式７に示したように無効電圧とリアクタンス電圧の差分によりモータ電流位相を制御しても同様であることは明らかである。

（実施の形態２）
以下、本発明の第２の実施の形態について図１７を用いて説明する。図１７のブロック図は、図６に示したブロック図において無効電力の差分による力率変更制御を省略したものである。トルク電流Ｉｑを検出することにより負荷状態を検出できるので、トルク電流に対応した有効電流Ｉａを検出することにより負荷状態を検出することができる。

図１８は、図１７に示したブロック図の遅角制御のベクトル図を示す。ｑ軸に対して電流位相を遅角設定するもので、ｑ軸電流Ｉｑに応じて有効電流Ｉａが増減するようにしたものである。

ｑ軸に対して電流位相を遅らすためには、モータ誘起電圧Ｖｒに対して印加電圧Ｖａを大きくする。モータ誘起電圧Ｖｒに対する印加電圧Ｖａの比率を印加電圧定数ｋｖｎとするとｋｖｎ＝Ｖａ／Ｖｒで表される。図１８に示すように、ｑ軸からの電流位相をγとすると、Ｉｑ＝Ｉｃｏｓγ、Ｉａ＝Ｉｃｏｓφとなるので、遅角位相γを大きくすると有効電流ＩａはＩｑに近い値となる。よって、印加電圧定数ｋｖｎを大きくして無効電流設定値Ｉｒｓを適当な値に設定することにより、遅角位相γを大きくして有効電流Ｉａよりトルク電流Ｉｑの増減が判別できる。

エア噛み等によりトルク電流Ｉｑが減少しても無効電流Ｉｒは一定となるように制御されるので、モータ電流Ｉの減少はわずかであるが、電流位相γが増大してトルク電流Ｉｑは減少し、モータ電流Ｉが減少した分、位相φが大きくなり有効電流Ｉａは減少するのでトルク電流Ｉｑと同様に負荷により有効電流Ｉａは増減する。

図１７のブロック図は、３相／２相・母線軸変換手段６８の出力信号Ｉａを負荷状態判別手段８０Ａに加えて有効電流Ｉａの大小によりトルク変動を判別し、エア噛み検知判定、あるいは水位低下判定し、判定信号を駆動条件変更手段８１Ａに加えてモータ駆動条件を変更し、実施の形態１で説明したようにモータ停止、あるいは、モータ回転数変更を行う。

モータ電流位相を遅角設定すると、負荷増大によりモータトルクが増加してロータが遅れると電流位相はｑ軸に近づいてトルク電流Ｉｑが増加するので自動的にトルクが増加し、脱調しにくく安定な動作を行う特長がある。電流進角の場合、ロータが遅れると逆にトルク電流が減少するので脱調し易くなる。よって、安定動作させるためにも電流遅角設定は非常に有利となる。

図１９は、ポンプモータの回転数に対応した無効電流設定値Ｉｒｓと、印加電圧定数ｋｖｎの最適設定値を示す特性図である。モータ回転数の二乗によりトルク電流が増加するので、無効電流設定値Ｉｒｓもほぼ二乗で増加させ、印加電圧定数ｋｖｎも１から二乗で増加させることにより所定の遅角設定値γｓにすることができる。

モータ電流位相を遅角設定するためには、モータ印加電圧Ｖａはモータ誘起電圧Ｖｒよりも必ず高く設定する必要がある。モータ印加電圧ＶａはＰＩ制御の場合、式１０に示されるように印加電圧定数ｋｖｎ、誘起電圧定数ｋｅ、回転数Ｎの積に、誤差比例要素、誤差積分要素が加わるので、過度的に変動が大きくなり脱調する可能性がある。よって、式１１に示すように印加電圧定数の上限値ｋｖｎｍａｘ、下限値ｋｖｎｍｉｎにより印加電圧Ｖａの上限と下限を設定することにより脱調や異常電流を防止できる。印加電圧定数の下限値は通常１に設定される。

以上述べたように、本発明はモータ誘起電圧とインバータ回路出力電流の位相が所定の遅角位相となるように印加電圧Ｖａと無効電流Ｉｒを最適設定制御することによりセンサレス正弦波駆動の動作安定性を高めることができ、さらに、有効電流Ｉａを検知して負荷変動を検知するものである。

特に、印加電圧定数をほぼ一定に制御した場合、印加電圧はモータ回転数に比例し、印加電圧と有効電力の積がモータ出力にほぼ比例するので、印加電圧と有効電力の積を検出することによりモータ出力変動を検出できる。回転数一定ならば印加電圧定数を一定に制御した場合、有効電流変動はトルク変動にほぼ比例するのでトルク検知、すなわち負荷変動を検知できることは明らかである。

以上のように、本発明による食器洗い機のモータ駆動装置は、安価な電流検出手段によりインバータ回路電流を検出してＤＣブラシレスモータをセンサレス正弦波駆動し、かつ上記電流検出手段により負荷変動を検出するもので、位置センサをなくし、かつ、高効率運転が可能となるので、モータを小型化、薄型化、低振動、低価格化して信頼性を向上させることができる。

また、瞬時電流検出が容易にできるので、モータ負荷変動によるモータ電流変化よりエア噛み検知や洗浄槽水位低下検知が容易となる。

また、インバータ無効電力とモータリアクタンス電力の差分を検出し、差分が零となるように力率制御することにより誘起電圧位相とインバータ回路出力電流位相がほぼ一定とすることができるので、インバータ回路出力電流がトルク電流とほぼ同じとなり、電流検出することによりトルク検出でき、負荷変動が容易となるので、エア噛みや洗浄槽の水位低下を容易に検出できる。

さらに、印加電圧定数と無効電流を適当に設定し、誘起電圧位相よりもモータ電流位相を遅らすことにより制御安定性を高めることができ、プログラムステップ数が少ない簡単な制御によりトルク変動に対して安定に動作し脱調しにい食器洗い機のモータ駆動装置を実現できる。

また、エア噛みや水位低下に関する負荷変動の実施例を示したが、ポンプモータがロックして回転不能となった場合や、脱調した場合には誘起電圧が発生せず、有効電流が極端に減少するので有効電流により回転停止を容易に検出できる。

以上のように、本発明による食器洗い機のモータ駆動装置は、交流電力を整流回路により直流電力に変換し、モータをインバータ回路により駆動し、インバータ回路の出力電流を電流検出手段により検出して設定回転数となるようにインバータ回路をＰＷＭ制御してセンサレス正弦波駆動し、電流検出手段により、モータの負荷状態を検出するようにしたものであるから、安価な電流検出手段により容易に負荷状態の検知が可能となり、空気調和機のヒートポンプや冷却ファンモータ、あるいは洗濯乾燥機の脱水槽兼洗浄槽駆動用モータや乾燥用ファンモータ、あるいは、風呂水ポンプモータ駆動等の用途にも適用できる。

本発明の実施の形態における食器洗い機のモータ駆動装置のブロック図同食器洗い機のモータ駆動装置のインバータ回路を示す図同食器洗い機のモータ駆動装置の電流検出タイミングチャート同食器洗い機のモータ駆動装置の非反転増幅器による電流検知回路を示す図同食器洗い機のモータ駆動装置の反転増幅器による電流検知回路を示す図同食器洗い機のモータ駆動装置の制御手段のブロック図同食器洗い機のモータ駆動装置の制御ベクトル図同食器洗い機のモータ駆動装置の誘起電圧と電流同相の制御ベクトル図同食器洗い機のモータ駆動装置の各部波形とタイミングチャート同食器洗い機のモータ駆動装置のモータ制御プログラムのフローチャート同食器洗い機のモータ駆動装置のモータ制御プログラムのキャリヤ信号割込サブルーチンのフローチャート同食器洗い機のモータ駆動装置のモータ制御プログラムの回転数制御サブルーチンのフローチャート同食器洗い機のモータ駆動装置の起動制御のタイミングチャート同食器洗い機のモータ駆動装置の断面図同食器洗い機のモータ駆動装置の水位低下時のモータ電流変化を示す図同食器洗い機のモータ駆動装置のエア噛み時の制御タイミングチャート本発明の第２の実施の形態における食器洗い機のモータ駆動装置の制御手段のブロック図同食器洗い機のモータ駆動装置の誘起電圧と電流遅相の制御ベクトル図同食器洗い機のモータ駆動装置の制御手段のポンプモータ回転数と無効電流、印加電圧定数との関係を示す制御特性図

符号の説明

１交流電源
２整流回路
３インバータ回路
４モータ
５電流検出手段
６制御手段

Claims

交流電源と、前記交流電源の交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動され洗浄ポンプ、あるいは排水ポンプを駆動するモータと、前記インバータ回路の出力電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号により前記インバータ回路をＰＷＭ制御して設定回転数となるように前記モータをセンサレス駆動する制御手段よりなり、前記電流検出手段により前記モータの負荷状態を検出するようにした食器洗い機のモータ駆動装置。
インバータ回路は、６ヶのトランジスタとダイオードよりなる３相フルブリッジインバータ回路より構成し、電流検出手段は前記３相フルブリッジインバータ回路の下アームトランジスタの負電位側端子にそれぞれ接続したシャント抵抗より構成し、前記シャント抵抗に流れる電流を検出することにより前記インバータ回路の出力電流を検出するようにした請求項１記載の食器洗い機のモータ駆動装置。
電流検出手段により検知したインバータ回路電流よりモータ負荷状態を検出し、洗浄ポンプ、あるいは排水ポンプのエア噛みを検出するようにした請求項１記載の食器洗い機のモータ駆動装置。
電流検出手段により検知したインバータ回路電流よりモータ負荷状態を検出し、洗浄槽の水位低下を検出するようにした請求項１記載の食器洗い機のモータ駆動装置。
制御手段は、インバータ回路の出力電流とモータの誘起電圧との位相がほぼ同位相となるように制御してモータ電流より負荷状態を検出するようにした請求項１記載の食器洗い機のモータ駆動装置。
制御手段は、インバータ回路の出力電圧と出力電流との位相、あるいは無効電流が所定値となるように制御し、前記インバータ回路の有効電流によりモータの負荷状態を検出するようにした請求項１記載の食器洗い機のモータ駆動装置。
交流電源と、前記交流電源の交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動され洗浄ポンプ、あるいは排水ポンプを駆動するモータと、前記インバータ回路の出力電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号により前記インバータ回路をＰＷＭ制御して設定回転数となるように前記モータをセンサレス駆動する制御手段よりなり、前記モータの誘起電圧に対してモータ電流位相が遅れ位相となるようにした食器洗い機のモータ駆動装置。