CN100338867C - 餐具清洗机的电机驱动装置 - Google Patents

Abstract

本发明对水泵电机实行无传感器正弦波驱动，并能对其负载状态进行检测。其中，交流电力(1)由整流电路(2)变换成直流电力，变频器电路(3)对泵电机(4)进行驱动，电流检测装置(5)对变频器电路(4)的输出电流进行检测，实现无传感器正弦波驱动。负载变动由电流检测装置(5)加以检测。

Description

餐具清洗机的电机驱动装置

技术领域

本发明涉及一种家用餐具清洗机的电机驱动装置。

背景技术

在现有的餐具清洗机的电机驱动装置中，一般通过单相感应电机对泵进行驱动，再通过转速变化检测出负载变化(其中的一例可参考日本专利公报特开平8-19506)。

但是，在单相感应电机中，虽然是根据与同步速度的转速差来产生旋转转矩，但是因负载变化产生的转速变化基本上很少，实际上很难从转速变化检测泵吸入空气等时的负载变化。另外，在最近采用的通过变频器和永久磁铁同步电机对泵进行驱动的控制方式中，转速基本上不发生变化，因此要从转速检测出负载变化几乎是不可能的。另外，使用永久磁铁同步电机水泵电机、采用V/f控制的场合下，还存在着在负载发生变化时容易发生失步的缺点。

发明内容

本发明旨在解决现有技术中存在的上述问题，其目的在于通过检测电机电流后由变频器电路进行无传感器正弦波驱动，来降低电机噪声，且无需位置传感器，使水泵电机实现小型、薄型、低成本，提高电机的可靠性：另外，从电机电流检测出与转矩相对应的电流，然后检测出负载变化。

此外，其目的在于通过相对于永久磁铁同步电机的电机感应电压将电机电流相位设定为最佳，来提高电机效率，转矩变化时也不会发生失步，实现稳定的旋转驱动。

为了解决上述的现有技术中的问题，本发明的餐具清洗机电机驱动装置通过整流电路把交流电力变换成直流电力，驱动清洗泵或者排水泵的电机由变频器电路进行驱动，变频器电路的输出电流由电流检测装置进行检测，通过对变频器电路进行脉宽调制控制实现无传感器正弦波驱动，以达到设定转速。其中的电机负载状态由电流检测装置加以检测。

此外，将电机感应电压和变频器电路输出电流相位设置成基本同相，或者使变频器电路输出电流相位滞后于电机感应电压。

本发明产生的技术效果如下。本发明餐具清洗机的电机驱动装置通过电流检测装置检测出变频器电路的输出电流，对变频器电路进行脉宽调制控制以达到设定转速，实行无传感器正弦波驱动，通过电流检测装置检测出与电机转矩相对应的电流来检测出负载状态。因此，采用低价格的电流检测装置就能实现无传感器正弦波驱动和负载状态的检测，可以减少正弦波驱动时产生的电机噪声，无需设置位置传感器，使电机实现小型化，且能够检测出吸入空气时转矩减少或者清洗槽内的水位因漏水而下降的情况。

另外，通过将电机感应电压和变频器电路输出电流相位设置成基本同相，或者使变频器电路输出电流相位滞后于电机感应电压，不易出现失步现象，可以实现稳定的旋转控制。

下面将本发明的技术方案概述如下。第1方案的餐具清洗机的电机驱动装置包括：交流电源；将所述交流电源的交流电力变换成直流电力的整流电路；将所述整流电路的直流电力变换成交流电力的变频器电路；在所述变频器电路的驱动下对清洗泵或者排水泵进行驱动的电机；用于检测所述变频器电路的输出电流的电流检测装置；以及通过所述电流检测装置的输出信号对所述变频器电路进行脉宽调制控制、并对所述电机进行无传感器驱动使之达到设定转速的控制装置，所述控制装置控制所述变频器的输出电压，使变频器电路的输出电流的无功电流成分成为规定值。其中，所述电机的负载状态由所述电流检测装置进行检测。这样，通过所述电流检测装置的输出信号可以对所述变频器电路进行无传感器正弦波驱动，而且能够检测出水泵电机的负载状态，从而可以降低电机噪声，省去位置传感器，使电机实现小型化，吸入空气时的转矩减少现象或者因漏水引起的清洗槽内的水位下降现象也能检测出来。

第2方案为，第1方案中的变频器电路由包括6个晶体管和6个二极管的3相全波桥式变频器电路构成，所述电流检测装置包括与所述3相全波桥式变频器电路的下臂晶体管的负电位侧端子分别连接的分流电阻，通过检测出所述分流电阻中流过的电流来检测出所述变频器电路的输出电流。这样，通过低价格的分流电阻就能构成电流检测装置，电流检测装置可以小型化，而且电机的负载状态也能检测出来，可以实现一种低成本、高可靠性的负载状态检测装置。

第3方案为，从第1方案中的电流检测装置检测到的变频器电路电流检测出电机负载状态，进而检测出清洗泵或者排水泵中吸入空气的状态。这样，通过检测吸入空气的状况就能对排水状态进行检测，排水时间及排水时的电机转速也就能进行控制。

第4方案为，从第1方案中的电流检测装置检测到的变频器电路电流检测出电机负载状态，进而检测出清洗槽水位下降的状态。这样，通过对清洗槽的水位下降情况进行检测，就可以检测出漏水或者进水不佳等故障。

第5方案为，第1方案中的所述控制装置将变频器电路的输出电流和电机的感应电压的相位控制成基本同相，并通过电机电流检测出负载状态。这样，通过检测电机电流就能够检测出电机转矩，经而检测出泵吸入空气或者清洗槽的水位下降时引起的转矩下降现象。

第6方案为，第1方案中的所述控制装置将变频器电路的输出电压和输出电流的相位或者无功电流控制成规定值，并通过所述变频器电路的有功电流检测出电机的负载状态。这样，通过检测有功电流就能够检测出电机的输出成分，通过电机输出成分的下降就可以检测出泵吸入空气或者清洗槽的水位发生下降等现象。

第7的餐具清洗机的电机驱动装置，其特征在于包括：交流电源；将所述交流电源的交流电力变换成直流电力的整流电路；将所述整流电路的直流电力变换成交流电力的变频器电路；在所述变频器电路驱动下对清洗泵或者排水泵进行驱动的电机；用于检测所述变频器电路的输出电流的电流检测装置；和通过所述电流检测装置的输出信号对所述变频器电路进行脉宽调制控制、并对所述电机实行无传感器驱动使之达到设定转速的控制装置。其中，所述电机的电流相位被设定为相对于所述电机的感应电压有相位延迟。这样，即使转矩增加时引起转子相位发生延迟时，转矩电流也会自然地增加，失步就不易发生，从而可以实现稳定的驱动。

附图解释

图1为本发明第1实施例中的餐具清洗机的电机驱动装置的方框图，

图2为该餐具清洗机的电机驱动装置的变频器电路的示意图，

图3为该餐具清洗机的电机驱动装置的电流检测时序图，

图4为该餐具清洗机的电机驱动装置中的由非倒相放大器构成的电流检测电路的示意图，

图5为该餐具清洗机的电机驱动装置中的由倒相放大器构成的电流检测电路的示意图，

图6为该餐具清洗机的电机驱动装置中的控制装置的方框图，

图7为该餐具清洗机的电机驱动装置的控制矢量图，

图8为该餐具清洗机的电机驱动装置中的感应电压与电流同相时的控制矢量图，

图9为该餐具清洗机的电机驱动装置的各种波形和时序图，

图10为该餐具清洗机的电机驱动装置中的电机控制程序的流程图，

图11为该餐具清洗机的电机驱动装置的电机控制程序的载波信号中断子程序的流程图，

图12为该餐具清洗机的电机驱动装置的电机控制程序中的转速控制子程序的流程图，

图13为该餐具清洗机的电机驱动装置的起动控制时序图，

图14为该餐具清洗机的电机驱动装置的截面图，

图15为该餐具清洗机的电机驱动装置在水位下降时的电机电流变化示意图，

图16为该餐具清洗机的电机驱动装置在吸入空气时的控制时序图，

图17为本发明第2实施例中的餐具清洗机的电机驱动装置的控制装置方框图，

图18为该餐具清洗机的电机驱动装置的感应电压和电流的滞后角控制矢量图，

图19为表示该餐具清洗机的电机驱动装置的控制装置中的泵电机转速与无功电流、施加电压常数之间的关系的控制特性图。

上述附图中，1为交流电源，2为整流电路，3为变频器电路，4为电机，5为电流检测装置，6为控制装置。

具体实施方式

(实施例1)

图1为本发明第1实施例中的餐具清洗机的电机驱动装置的方框图。

在图1中，交流电源1将交流电力加到整流电路2上，由整流电路2变换成直流电力，再由变频器电路3将直流电力变换成3相交流电力，驱动电机4。在整流电路2中，电容器21a、21b串联连接在全波整流电路20的直流输出端子之间，电容器21a、21b的连接点与交流电源输入端子中的一个相连接，构成直流倍压电路，以提高加到变频器电路3上的施加电压。电流检测装置5与变频器电路3的负电压侧相连接，通过检测出在变频器电路3的3个相中的各个下臂中流过的电流，检测出变频器电路3的输出电流亦即电机4的各相电流。

电流检测装置5由连接在变频器电路3的下臂晶体管的发射极端子上的分流电阻50a、50b、50c和电流检测电路51构成。电流检测电路51用于检测各个分流电阻50a、50b、50c上的电压下降情况。

控制装置6从电流检测装置5的输出信号计算出变频器电路3的输出电流，进而输出与设定转速相对应的规定频率和规定电压，驱动电机4旋转。通过根据电机负载相对于变频器电路的输出电压控制输出电流的相位或者无功电流，以设定的同步速度驱动电机4旋转。

图2为变频器电路3的详细电路图，由6个晶体管和6个二极管构成3相全波桥式变频器电路。这里，为避免重复，只对3个相臂中的1个即U相臂30A进行解释。由绝缘栅双极晶体管(下面简称为IGBT)构成的上臂晶体管31a1和反向并联二极管32a1形成一个并联连接体，IGBT下臂晶体管31a2和反向并联二极管32a2也形成一个并联连接体，这两个并联连接体互相串联连接。上臂晶体管31a1的集电极端子则与直流电源的正电位端子Lp相连接，上臂晶体管31a1的发射极端子与输出端子U相连接；下臂晶体管31a2的发射极端子通过构成电流检测装置5的分流电阻50a与直流电源的负电位侧端子Ln相连接。

上臂晶体管31a1由上臂栅极驱动电路33a1根据上臂驱动信号Up加以驱动，下臂晶体管31a2由下臂栅极驱动电路33a2根据下臂驱动信号Un进行导通/截止开关控制。上臂栅极驱动电路33a1的内部设有由微分信号置位/复位的RS触发器电路，在上臂驱动信号Up的上升沿使上臂晶体管31a1导通，在上臂驱动信号Up的下降沿使上臂晶体管31a1截止。下臂栅极驱动电路33a2中用不着RS触发器电路，故内部没有设置RS触发器电路。

IGBT的栅极施加电压需要达到10～15V。下臂晶体管31a2导通时，由于从15V的直流电源的+端子B1经过自举电阻34a、自举二极管35a对自举电容器36a已经进行充电，因此通过自举电容器36a中蓄积的能量可以使上臂晶体管31a1实现导通/截止切换。另外，在下臂的反向并联二极管32a2导通时，也同样对自举电容器36a进行充电。

V相臂30B、W相臂30C的连接情况相类似，各臂的下臂晶体管的发射极端子与构成电流检测装置5的分流电阻50b、50c相连接，分流电阻50b、50c的另一个端子与直流电源的负电位端子Ln相连接。下臂晶体管由IGBT或者大功率MOSFET构成，由于通过控制栅极电压就能实现开关控制，因此具有以下的特征。即，将与IGBT的发射极端子或者与大功率MOSFET的源极端子相连接的分流电阻的电阻值选定为使其两端的电压为1V或更低的话，对开关操作几乎不会产生影响，通过电压控制就能实现导通截止切换控制。通过检测分流电阻50a、50b、50c上的电压veu、vev、vew就可以检测出变频器电路的输出电流亦即电机电流。

图3中示出了变频器电路输出电流的检测时机。其中，通过三角波调制进行脉宽调制控制，且为了减少开关噪声的影响，将上、下臂IGBT的开关时机错开后进行高速A/D变换，由微电脑等电机控制处理器进行电流检测。

在图3中，ck为在三角波调制信号Vt的峰值亦即时间t3产生的同步信号，vu为U相电压控制信号。通过将三角波变调信号Vt和U相电压控制信号vu加以比较，产生出U相上臂晶体管31a1的驱动信号Up和U相下臂晶体管31a2的驱动信号Un。t1～t2区间及t5～t6区间为上、下臂晶体管均不导通的期间，被称为死区时间Δt。A/D变换时机可以选在上臂晶体管截止而下臂晶体管导通的时间t3进行，或者在从时间t3至t4之间的范围内进行，上述的t4为把t3延迟死区时间Δt后的时刻。

图4为本发明中的电流检测电路的具体实施例。其中，由分流电阻50a、50b、50c检测出的电流信号通过非倒相放大器进行放大，进行电平变换，变换到能够由设置在微电脑等内部的A/D变换电路检测出来的直流电压电平。

电流检测电路51a、51b、51c的电路相同，故这里只对电流检测电路51a进行解释。分流电阻50a上发生的电压veu的峰值对应于变频器电路3的U相输出电流，分流电阻电压对于电流检测电路的接地电位而言会发生正向或负向的变化。由于微电脑等内部设置的A/D变换电路工作在规定的直流电压下，故需要进行放大，使电平发生移位，从而能够以直流电压的中心值发生变化。换句话说，需要将电机电流信号调整为在A/D变换电路的输入动态范围内发生变化。

分流电阻50a与电容器500a呈并联连接，与电阻501a、502a呈串联连接，电阻502a上拉连接至电流检测电路51a的直流电源(Vcc)上。电阻501a(电阻值为R2)和电阻502a(电阻值为R1)的连接点与运算放大器503a的+输入端子相连接，运算放大器503a的输出端子和-输入端子之间连接有反馈电阻504a(电阻值为R4)，-输入端子和接地电位之间连接电阻505a(电阻值为R3)，构成非倒相放大器。当分流电阻电阻值为Ro、电流为I时，veu＝Ro×I，电阻501a和电阻502a的分压比k为k＝R2/(R1+R2)，反馈放大率K为K＝R4/R3。电流检测电路51a的输出电压vau可由下面的公式1来表示。

公式1：

vau＝K·veu(1-k)+K·k·Vcc

   ＝Ro·I·(K-0.5)+0.5·Vcc

这里，如果将分压比k和反馈放大率K的积即k×K设定为k×K＝0.5的话，就能变换出以直流电源电压Vcc的1/2为中心、且与电流I相对应的电压信号。

举例来说，当分压比k＝0.1、反馈放大率K＝5、分流电阻值Ro＝0.2Ω、Vcc＝5V时，电流检测电路51a的输出电压可由vau＝0.9×I+2.5来表示。亦即，在A/D变换电路的直流电压为5V的场合下，其中心值2.5V相当于0A，其动态范围为±2.5V，可以检测出±2.5A以内的电流。电阻506a和二极管507a、508a对A/D变换电路起到过电压保护作用。

图5为本发明中的电流检测电路的另一个实施例，该实施例中通过倒相放大器来放大电流信号，进行电压电平变换。这里，为简明起见，只示出了U相电流检测电路51a1。

图5中的电路的连接方式与图4中所示的实施例有所不同，电阻502a下拉连接至负电源Ve上，运算放大器503a作为倒相放大器来使用。图4中所示的接地电阻505a可以省略。此刻，由于反馈放大率K是反馈电阻504a(R4)除于输入电阻501a(R2)出的商，分流电阻电压下降值veu和输出电压vau之间的关系可由下面的公式2来表示。

公式2

$\mathrm{vau}=-\frac{R4}{R1}\·\mathrm{Ve}-\frac{R4}{R2}\·\mathrm{veu}$

$=-0.5\·\mathrm{Ve}-\frac{0.5R1}{R2}\·\mathrm{veu}$

这里，如果将反馈电阻504a和电阻502a之比R4/R1设定为R4/R1＝0.5、使负电源Ve的直流电压绝对值与A/D变换器的电源电压(动态范围)相等的话，分流电阻上的电压经放大、电平变换后就能相对于A/D变换器的电源电压的中心值发生上下变化。举例来说，当Ve＝-5V，R4＝10kΩ，R1＝20kΩ，R2＝2kΩ时，vau可由vau＝2.5-5×veu来表示。当分流电阻值为0.2Ω、电流标为I时，vau＝2.5-I。

在图4中所示的非倒相放大器中，如果使上拉连接的直流电源电压和A/D变换电路的直流电压相等、并使输入电阻和上拉电阻的分压比k与反馈放大率K之间的积即k×K基本等于0.5的话，就可以以A/D变换电路的直流电压中心值为目标进行电平变换。

另外，在图5中的使用倒相放大器的电路中，如果使A/D变换电路的直流电压与负电源电压绝对值相等、并将反馈电阻与下拉到负电源的电阻之间的比值基本上设定为0.5的话，也可以以A/D变换电路的直流电压中心值为目标进行电平变换。

如上所述，本发明的电流检测电路只需很少种类的部件加上运算放大器就能够构成，并具有电流检测容易、制造成本低的特点。

图4中所示的非倒相放大器的实施例在一种电源下就能工作，具有直流电源结构简单的特长，而图5中所示的倒相放大器的实施例中需要设置与A/D变换电路的动态范围相同的负电压，造价会增加，但是，由于电流信号的正负方向与电机电流相同，故具有运算简单的特长。

图6为本发明中的控制装置的方框图，通过微电脑或者数字信号处理器等高速处理器来实现无传感器正弦波驱动。这是一个将电机感应电压控制成和变频器电路输出电流的相位基本同相的无传感器矢量控制的实施例。

先通过图7中的矢量图来解释基本的控制方法。图7为在转子表面设有永久磁铁的表面永久磁铁电机(简称SPM电机)中的d-q座标系矢量图，电机感应电压Vr与q轴同轴，感应电压Vr等于感应电压常数ke和转速N的乘积。亦即，感应电压Vr与电机驱动频率f成正比，加到电机上的电机施加电压Va(＝Vi)为与电机感应电压Vr基本成正比的电压。换句话说，由于电机施加电压和频率f的比值(V/f)基本上被控制成一定，因此也称为V/f控制。

将电机电流I分解成q轴电流和d轴电流、分别进行控制的话，即成为一般的矢量控制。但是，在进行无传感器控制的场合下，由于q轴、d轴无法直接检测，因此假定电机电流相位超前一个角度γ。电机的电压方程式可由下面的公式3来表示，在驱动频率f被固定的场合下，如果d-q座标系中的电流矢量I被固定，电机施加电压矢量Vi也就被固定。反过来，将电机施加电压矢量Vi固定时，电流矢量I也就被固定。另外，在向以电机施加电压Vi(母线轴)为主轴的a-r轴进行座标变换的场合下也一样，电流矢量I固定时，电机感应电压矢量Vr也将固定。换句话说，如果事先知道电机常数，通过将电流矢量I加以固定，感应电压Vr和电流I的相位也就能控制成一定。因此，q轴电流Iq(亦即转矩电流)也就能控制成基本一定，从而可以实现与矢量控制基本相同的控制。

公式3

Vi＝(R+jωL)I+Vr

通过将无功电流Isinφ(＝Ir)选为适当的值、并且减小超前角γ，电机电流I就与转矩电流(q轴电流)Iq基本相同，实现高效率的操作，电机损耗就能减少。这样，电机的温度上升可以减轻，体积也可以减小。

另外，在正常的运转过程中，通过如图8中所示的那样将电机电流相位设定为与感应电压相位基本同相，即使因急剧的负载变动引起相位φ发生变化的话，也不会发生与q轴之间的相位γ发生延迟、转矩急剧下降、出现失步等现象。

图8为感应电压相位和电机电流(变频器电路输出电流)的相位相同时的矢量图，如图中所示，电机电流I与q轴电流Iq是相同的。

为了将感应电压相位和电机电流相位控制成基本同相，可以将变频器电路3的无功功率和电机的电抗(无功)功率控制相同。下面通过图6中的方框图对其进行详细解释。

图6中，驱动条件设定装置60用于根据电机驱动条件求出驱动转速、转矩电流、超前角γ，设定驱动频率f、无功电流Isinφ等，并向转速设定装置61、无功电流设定装置62送出设定信号。载波信号发生装置63用于产生进行脉宽调制的三角波信号Vt和同步信号ck，为了减轻电机噪声，载波频率(开关频率)一般设定在15kHz以上的超声波频率。同步信号ck被送到各个运算块中，使各个运算块与同步信号ck同步地进行操作。

为了设定电机驱动频率f，转速设定装置61求出载波信号周期Tc的相位角Δθ并加到电角运算装置64中，将驱动频率信号f送入V/f设定装置65中。电角运算装置64与同步信号ck同步地求出相位θ，并将相位信号θ加到存贮着标准正弦表的存贮装置66及座标变换装置等中。

V/f设定装置65用于根据驱动频率f和负载转矩对施加电压常数kvn进行设定，这里被设定的是与转速或者负载转矩成正比的值。在水泵电机的场合下，由于负载转矩以转速的平方关系增加，因此，施加电压常数kvn也需要与驱动频率的平方成正比地增加，但由于泵电机也不需要很高的转速，即使呈1.0～1.3的直线变化的话，也不会有什么问题。如后面将要提到的那样，在采用单电机双水泵或单电机单水泵方式、正转时进行清洗操作、反转时执行排水操作的场合下，电机正转、反转时所需的转矩电流各不相同，施加电压常数kvn和无功电流在正转和反转时的设定值也需要发生改变。

存贮装置66中存贮有用于对相位角进行三角函数计算所需的标准正弦值表，比方说存贮有从相位0由2的、从-1至+1的正弦值数据。

高速A/D变换装置67在图3的时序图中所示的三角波变调信号Vt的峰值处将电流检测装置5的输出信号veu、vev、vew在数微秒内进行A/D变换，变换成与变频器输出电流相对应的数字信号Iu、Iv、Iw，并将各相电流的瞬时值加到3相/2相母线轴变换装置68中。

3相/2相母线轴变换装置68对变频器电路输出电流的瞬时值进行3相/2相变换，向变频器电路输出电压轴亦即电机母线轴(a-r轴)进行座标变换。具体操作过程为，使用下面的公式4进行绝对变换，求出a轴成分Ia和r轴成分Ir。Ir相当于Isinφ，从变频器输出(母线电压)看时为无功电流成分。通过进行座标变换，不但可以在瞬间从输出电流瞬时值求出无功电流成分Ir，而且通过公式5中的平方平均计算可以在瞬间求出输出电流矢量绝对值I。

公式4：

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{Ir}\\ \mathrm{Ia}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& \sin \mathrm{\θ}\\ -\sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\×\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& +\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{Iu}\\ \mathrm{Iv}\\ \mathrm{Iw}\end{array}\right]$

$=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\θ}& \cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& \cos (\mathrm{\θ}-\frac{4\mathrm{\π}}{3})\\ -\sin \mathrm{\θ}& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{4\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{Iu}\\ \mathrm{Iv}\\ \mathrm{Iw}\end{array}\right]$

公式5：

$I=\sqrt{{\mathrm{Ia}}^2+{\mathrm{Ir}}^2}$

无功电流比较装置69将3相/2相母线轴变换装置68的输出信号Ir和无功电流设定装置62的设定信号Irs进行比较，输出误差信号ΔIr。接着，该误差信号ΔIr由误差信号放大运算装置70进行放大或者积分后，将电压常数改变信号kv输出到控制电压比较设定装置71中。

控制电压比较设定装置71用于将V/f设定装置65的输出信号kvn和误差信号放大运算装置70的输出信号kv进行比较，设定变频器输出电压控制信号Va，通过控制变频器输出电压使无功电流成分Ir成为规定值。变频器输出电压控制信号Va被送入2相/3相母线轴逆变换装置72中。

实际进行的运算为，将与V/f设定装置65送来的驱动频率成正比的电压(亦即与转速N成正比的电机感应电压Vr(＝ke×N))乘于施加电压常数，得到电压(kvn×Vr)；再在电压(kvn×Vr)上加上误差信号ΔIr的积分成分、正比成分、微分成分，通过PID控制进行电压补正。在没有因转矩变动等引起无功电流变化的情况下，施加电压Va即为电机感应电压Vr乘于施加电压常数后得到的电压(kvn×Vr)。

2相/3相母线轴逆变换装置72使用下面的公式6中所示的逆变换式来产生3相正弦波电压信号。由于变频器输出电压与a轴同相，因此只计算Va就可以，3相电压vu、vv、vw被送入脉宽调制控制装置73中。

公式6

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{Vu}\\ \mathrm{Vv}\\ \mathrm{Vw}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ -\frac{1}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\\ -\frac{1}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}\\ \sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{Vr}\\ \mathrm{Va}\end{array}\right]$

$=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}\\ \cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ \cos (\mathrm{\θ}-\frac{4\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{4\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{Vr}\\ \mathrm{Va}\end{array}\right]$

起动控制装置74用于在电机起动时使驱动频率从零直线增加到设定值，并且使从无功电流Ir与转速相对应地发生变化。在负载转矩一定、希望快速地提高转速的场合下，则将无功电流Ir增大后再进行启动。另外，在后面提到的进行无功功率控制、使电机电流相位与电机感应电压相位一致的场合下，在起动时设定为无功功率控制不发生操作。

电流运算装置75从3相/2相母线轴变换装置68输出的a轴成分Ia和r轴成分Ir使用公式4中所示的平方平均运算求出输出电流矢量绝对值I，用于电机电抗功率运算。

从图8中的矢量图可以看出，要想使电机电流相位与感应电压相位同相，只要使变频器输出的无效电压和电机的电抗功率相等、亦即等式7成立就可以。等式7的两边乘上电流I后，可得到等式8。等式8的左边为变频器输出的无功功率，右边为电机电抗功率，因此，等式7或者等式8中的关系式成立的话，就能使变频器输出电流亦即电机电流的相位与感应电压的相位实现同相。

公式7

Va sinφ＝ωLI

公式8

Va·Isinφ＝ωL·I²

将等式8加以变形后，可得到下面的等式9。从等式9中可以看出，把从施加电压Va和无功电流Ir的积求出的无功功率、和从由电机阻抗ωL和电流I求出的电抗功率控制成相等也是可以的。

公式9

Va·Ir＝ωL(Ia²+Ir²)

无功功率运算装置76用于从施加电压Va和无功电流Ir的积计算出变频器电路3的无效输出功率，电抗功率运算装置77在从电机电感L和驱动频率f求出的阻抗ωL上乘上电流I的平方，求出电机电抗功率。功率比较装置78将无功功率运算装置76和电抗功率运算装置77的输出信号加以比较，将差分信号送入功率因数改变装置79中。为了根据无功功率差分信号改变无功功率设定值，功率因数改变装置79向驱动条件设定装置60中送出改变信号，将无功电流设定装置62的设定值加以改变，把变频器输出的无功功率和电机的电抗功率控制成相等。

图9为进行脉宽调制控制时的各种波形的时序图。其中，Eu为从中性点看到的电机感应电压波形，Iu为U相电流波形，与电机感应电压Eu基本同相。vu、vv、vw为U相、V相、W相的各个脉宽调制控制输入信号亦即2相/3相母线轴逆变换装置72的输出信号，通过与三角波变调信号Vt进行比较，生成脉宽调制控制输出信号Up。信号vu和U相输出电压相位相同，U相电流Iu的相位比信号vu延迟一个相位φ。

图10为本发明中的电机驱动装置的操作流程图。电机驱动程序从步骤100开始，在步骤101判定是否进行起动操作；如果是要实行起动操作，则进至步骤102，实行起动控制子程序。

如图13中的起动控制的时序图中所示的那样，起动控制子程序102在使转速从零达到设定转速(驱动频率fs)为止的过程中使驱动频率f呈直线上升，据此根据驱动频率f设定无功电流设定值Irs。在负载为水泵、风扇等流体负载的场合下，由于转矩随转速的平方发生变化，因此，通过由实验等方法严格地求出与转速相对应的转矩电流Iq、且假定转子相位滞后于旋转磁场后计算出Isinφ后再进行起动控制，就可以实现稳定的起动。在起动时，为了加速需要增大转矩电流；而为了防止失步，需要将无功电流设定值Irs设定成大于与转矩相对应的值。

本发明的驱动方式的起动稳定性非常好，在很多情况下即使不将V/f设定值、无功电流设定值Irs进行很大的改变，也能够实现起动。

接下来，进至步骤103判定有无载波信号中断。如果有载波信号中断，则实行步骤104的载波信号中断子程序和步骤105的转速控制子程序。

图11为载波信号中断子程序的流程图。程序从步骤200开始，在步骤201中判断载波同步信号ck的计数值k是否等于电机驱动频率f的1个周期内的载波数kc；如果相等，则进至步骤202，将载波计数值k清零。电机驱动频率f的1个周期内的载波数kc在设定驱动频率时预先求出。

举例来说，在电机为8极电机、转速为4040rpm状态下，驱动频率f为269.3Hz、周期T为3.712m、载波周期Tc为64s(载波频率为15.6kHz)，脉冲数kc则为58。当驱动频率f的1个周期为2的情况下，1个载波周期Tc的相位Δθ则为：Δθ＝2π/kc。

在步骤203中，使载波同步信号的计数值递增，进至步骤204，由载波数k和1个载波周期Tc的相位Δθ计算出电角。接下来，进至步骤205，对电流检测装置5的信号进行检测，从而检测出变频器输出电流Iu、Iv、Iw。接着，再进至步骤206，根据公式4上进行3相/2相母线轴座标变换，求出无功电流Ir和有功电流Ia；然后，进至步骤207，将Ir、Ia存贮起来。

接下来，进至步骤208由公式5求出变频器输出电流(电机)的矢量绝对值I，接着，进至步骤209，从运算值I和Ir求出sinφ。在进行图8所示的通过无功功率将电流控制成与电机感应电压同相的矢量控制的场合下，无需进行sinφ的运算。而在使用公式6进行控制的场合下，则需要进行sinφ的运算。

下面进至步骤210，调用施加电压Va；然后进至步骤211，根据公式6进行2相/3相母线轴座标变换，求出变频器各相控制信号vv、vu、vw，接着，进至步骤212，进行脉宽调制控制，最后，进至步骤213，返回主程序。

图12为转速控制子程序的流程图。转速控制子程序无需对每个载波信号都执行，因此可以比方说每次对2个载波信号实行一次。当载波频率达到超声波频率时，载波周期内的程序处理时间将成为问题，因此可以把相位计算、电流检测运算及脉宽调制控制等对于每个载波都必须实行的处理/与座标变换及图10中所示的其他不必对每个载波都实行的处理分开，把那些不必对每个载波都实行的处理分成多个批次来集中进行。这样，就可以执行电机控制以外的过程程序。

转速控制子程序从步骤300开始。在步骤301上，调出驱动频率设定值fs，接着，进至步骤302，调用与频率设定值fs相对应的无功电流设定值Irs；进至步骤303，调用通过公式3的3相/2相母线轴座标变换求出的无功电流Ir；然后，进至步骤304，调用施加电压常数设定值V/f。接下来，进至步骤305，将Irs和Ir进行比较，由误差信号ΔIr计算出施加电压常数kv；接下来，进至步骤306，计算出施加电压常数设定值V/f和施加电压常数kv之间的差Δkv。然后，进至步骤307，从Δkv计算出母线轴施加电压信号Va，并将Va存贮起来；进至步骤308，判定有无起动标志。

如果有起动标志，则进至步骤309，计算出变频器输出的无功功率，进至步骤310，计算出电机电抗功率，进至步骤311，计算出无功功率的差分。然后，进到步骤312中，执行功率因数改变子程序，改变无功电流设定值，将无功功率的差分控制为零。最后，进至步骤313，实行返回。

通过把无功功率的差分控制成零，就可以使变频器电路的输出电流相位与电机感应电压基本同相，使相电流将等于转矩电流。由于电机转矩下降时相电流将减少，因此通过相电流可以检测出负载状态的变化。这样，通过检测在泵电机吸入空气时和在清洗槽的水位下降时引起的转矩减少状况，就可以检测出清洗槽的水位及吸入空气等情况。

下面，再次回到图10中所示的电机驱动程序。进至步骤106，判断有无清洗操作标志；如果有清洗操作标志，则进至步骤107，进行负载状态检测判断。

上述的负载状态检测是通过检测变频器电路输出相电流来对电机负载进行检测。当电流减少到低于规定值时，则可以判定吸入了空气或者水位太低，即进至步骤108，停止电机驱动。接着，进至步骤109，利用浮子开关等对清洗槽中的水位进行检测，然后进至步骤110进行水位判定。在水位低于规定值的场合下，则进至步骤111，进行故障报警等异常处理，然后返回。如果水位不低，则进至步骤112，进行电机的再起动处理，再实行返回。

在步骤106中，如果无清洗工作标志，则进至步骤113，判定有无排水操作标志。如果要进行排水操作，则进至步骤114，进行负载状态检测。

排水工作时的负载状态检测是通过变频器电路输出的相电流的变化来检测是否吸入了空气。在使用泵电机进行排水操作的场合下，在有水供到泵里的情况下，泵叶(叶轮11)上将被加上转矩，相电流为规定值。清洗水排空时，泵叶上只有空气在回旋。而当吸入空气时，转矩将减少，电机电流也将减少，因此，通过检测相电流的变化就可以检测出吸入空气的情况。

当步骤114中检测到排水过程中吸入空气时，则进至步骤115，降低电机驱动的设定转速，以降低噪声；然后，进至步骤116，延长排水时间，以弥补转速下降引起的排水能力的下降。同时，对排水操作开始到检测到吸入空气为止的时间ta进行计测，根据时间ta的长短来延长剩余的排水时间tb。

图13为上面提到过的电机起动时的控制时序图，在转速从零达到设定转速(驱动频率fs)之前，使驱动频率f直线上升，并根据驱动频率f来设定无功电流设定值Irs。本发明中的无传感器驱动是V/f控制中的一种方法，通过改变驱动频率对电机转速进行控制。为了使转子相对于电流不发生延迟，施加电压被设定成高于感应电压后再进行起动，从而使电流相对于q轴有一个延迟角(转子具有一个超前角)。施加电压设定得较低时，电流将有一个超前角(转子则有一个延迟角)，容易发生失步。换句话说，与驱动频率相对应的施加电压V/f值和无功电流Isinφ被设定得较高，特别是在起动时设定得较高后再进行起动。

图14中示出了餐具清洗机的简化示意图，这是单电机单水泵方式构造的截面图。自来水由进水阀8加到清洗槽7中，清洗水9存储在清洗槽7中。清洗槽7的下部设置有轴向处于垂直方向的扁平状直流无刷电机4a，电机4a的下部设置有泵体10，通过使叶轮11发生旋转，产生从轴心指向离心方向的压力。朝正转方向旋转时，从设有喷射喷嘴12a的喷射翼12b向餐具(图中未示出)喷射出清洗水，进行清洗。正转时，泵体10的内部压力将升高，而设在泵体10侧面的排水阀13又被关闭，故水流方向为流向喷射翼12b一侧。叶轮11反转时，压力将从叶轮11的侧面加到垂直方向上，排水阀13打开后，垂直方向的水流将流向排水管14的方向。因此，只用一个电机和一个水泵就能既实现清洗又实现排水。在分别设置用于清洗和排水的叶轮和泵体的单电机双水泵方式下，也能在正转时进行清洗，在反转时进行排水，但是会产生泵的高度变高、清洗槽7的下部容积变小的问题。

采用本发明的话，可以省掉直流无刷电机中的位置传感器，从而可以使扁平构造的电机做得更薄；另外，通过采用单电机单水泵方式，可以减小清洗槽下部的容积，增大可用来放置餐具的清洗槽容积。此外，直流无刷电机4的电机输出功率为一定的话，则转速越高电机就能做得越小。因此，通过提高叶轮的转速，可以使泵和电机的形状实现小型化。

图15中示出了清洗操作中的电机电流变化情况，其中还示出了从清洗槽及清洗泵发生漏水、水位下降时的电机电流变化情况。

在时间t0泵电机开始驱动后，在额定转速下电机电流将成为规定的峰值Io。但是，如果在泵电机反复启动/停止、电机电流徐徐减少、在电机驱动过程中电流达到设定值Id或更低时，负载状态检测装置则判定发生了漏水，使泵电机停止驱动；如果判明水位太低、且低于规定水位的话，则如图10的流程图所示的那样进行故障判定。

在采用单电机单水泵方式的场合下，在叶轮11反转时将排水阀13打开，在正转时将排水阀13关闭。但是，在排水阀13中卡入了杂物等异常情况时，在清洗操作亦即正转的场合下也会进行排水，即会发生漏水现象，故有必要象上面所述的那样通过检测电机的负载状态来检测是否发生了漏水。

图16中示出了排水操作中的电机电流变化和控制过程，当检测到吸入空气时即对排水泵转速和排水时间进行控制。排水操作开始时，先从时间t0至t1使转速N从零直线提高到N1，电机电流I从零增加到I1；持续在转速N1下进行排水操作时，电流值在一段期间(t1～t2)内基本保持一定。当清洗水排完后吸入空气时，电机电流I将开始下降。在时间t3，如果电机电流值降到了设定值Is或更低时，则判定为吸入了空气，并使电机转速N下降到N2。由于使泵电机转速降低到N2时排水能力也将下降，因此需要延长排水时间，剩余的排水时间(t3～t4)根据(由排水条件不同而不同的)检测到空气吸入为止的时间(t0～t3)发生变化。具体来说，在排水软管较长及排水软管的中段被抬高的场合下，检测到吸入空气为止的时间将变长，此时，如果剩余排水时间不长的话，则有可能发生排水不完全的现象。

如上所述，本发明通过将电机感应电压和变频器电路输出电流的相位控制成同相后再检测电机电流，可以直接检测出电机的转矩。因此，可以判断吸入空气及清洗槽的水位下降的情况，能够缩短排水时间，防止因漏水引起清洗水加热器空载等情况发生。

另外，本实施例中虽然只是示出了将无功功率和电抗功率控制成相等从而使电机感应电压和变频器电路输出电流的相位同相的技术方案，但是，如公式7中所示的那样通过无功电压和无功电压之间的差分来控制电机电流相位的话，很显然，也可以达到同样的效果。

(实施例2)

下面使用图17来解释本发明的第2实施例。图17中的方框图与图6中的方框图相比，省掉了通过无功功率的差分来进行功率因数改变控制的部分。由于通过检测转矩电流Iq就能够检测出负载状态，因此通过检测出与转矩电流相对应的有功电流Ia就能检测出负载状态。

图18中示出了图17的方框图中进行的滞后角控制的矢量图，其中，电流相位被设定成相对于q轴具有一个滞后角，有功电流Ia会根据q轴电流Iq会发生增减。

为了使电流相位相对于q轴产生延迟，相对于电机感应电压Vr而言增大施加电压Va。如果将施加电压Va相对于电机感应电压Vr的比率标记为施加电压常数kvn的话，则kvn＝Va/Vr。如图18中所示，当电流相位与q轴之间的夹角为γ时，Iq＝Icosγ，Ia＝Icosφ，因此，增大滞后角相位γ的话，有功电流Ia将接近Iq的值。这样，通过增大施加电压常数kvn、将无功电流设定值Irs设定在适当的值上，就可以增大滞后角相位γ，通过有功电流Ia就能判断转矩电流Iq的增减。

即使因吸入空气等原因造成转矩电流Iq减少，由于无功电流Ir被控制成保持一定，故电机电流I的减少量极少。但是，电流相位γ增大后转矩电流Iq发生减少的话，相位φ将与电机电流I的减少量相对应地增大，有功电流Ia将会减少，因此，有功电流Ia将与转矩电流Iq一样地随负载发生增减。

在图17的方框图中，3相/2相母线轴变换装置68的输出信号Ia被加到了负载状态判断装置80A中，通过有功电流Ia的大小来判断转矩的变动，判定是否吸入了空气或者水位是否发生了下降；其判定结果信号被加到驱动条件改变装置81A中，来改变电机驱动条件，如实施例1中所述的那样进行电机停止或者转速改变等控制。

电机电流相位被设定成带有滞后角后，当负载增大造成电机转矩增加、转子发生延迟时，电流相位将靠近q轴，转矩电流Iq将会增加，因此转矩会自动地增加，不易发生失步，操作将会很稳定。而在电流带有超前角的场合下，转子延迟时转矩电流反而会减少，故容易发生失步。因此，为了实现稳定的操作，使电流带有滞后角的设定是非常有利的。

图19为表示与泵电机的转速相对应的无功电流设定值Irs与施加电压常数kvn的最佳设定值的特性图。由于转矩电流以电机转速的平方关系增加，因此，通过使无功电流设定值Irs也基本上以平方关系增加、并使施加电压常数kvn也从1开始以平方关系增加，可以实现规定的滞后角设定值γs。

为了将电机电流相位设定为带有一个滞后角，电机施加电压Va必须设定得高于电机感应电压Vr。在进行PI控制的场合下，电机施加电压Va中如下面的公式10中所示的那样在施加电压常数kvn、感应电压常数ke和转速N的乘积上还要加入误差比例成分和误差积分成分，因此变动过大的话容易发生失步。因此，如下面的公式11中所示的那样根据施加电压常数的上限值kvnmax和下限值kvnmin来设定施加电压Va的上限和下限的话，可以防止失步及异常电流的发生。施加电压常数的下限值通常设定为1。

公式10

Va＝kvn·ke·N+p1·ΔIr+p2·∑ΔIr

公式11

kvn min·ke·N＜Va＜kvn max·ke·N

如上所述，本发明通过对施加电压Va和无功电流Ir进行最佳设定控制、使电机感应电压和变频器电路输出电流的相位具有规定的滞后角相位，可以提高无传感器正弦波驱动的操作稳定性，此外通过检测有功电流Ia就能检测出负载变化。

特别是，在施加电压常数控制在基本一定的场合下，施加电压与电机转速成正比，且施加电压和有功电流的积基本上与电机输出功率成正比，因此，通过检测施加电压和有功电流的积就能够检测出电机输出功率的变动情况。在转速一定、施加电压常数也控制成一定的场合下，有功电流的变动基本上与转矩变动成正比，因此也能够进行转矩检测，亦即检测出负载的变动。

如上所述，本发明的餐具清洗机的电机驱动装置通过低造价的电流检测装置来检测变频器电路电流，对直流无刷电机进行无传感器正弦波驱动，而且通过上述电流检测装置能够检测出负载变动。因此，可以省去位置传感器，提高工作效率，使电机实现小型化、薄型化、低振动、低价格化，并且提高可靠性。

另外，由于瞬时电流的检测能够容易地实现，通过电机负载变动引起的电机电流变化就能很容易检测到吸入空气及清洗槽水位下降的情况。

另外，通过检测出变频器无功功率和电机电抗功率的差分，并通过功率因数控制使差分为零，可以使感应电压相位和变频器电路输出电流的相位基本保持一定，变频器电路输出电流与转矩电流基本相同，因此，通过电流检测就能够实现转矩检测，负载变动的检测也很容易进行。这样，吸入空气及清洗槽的水位下降的情况也就能容易检测出来。

此外，通过适当地设定施加电压常数和无功电流，并使电机电流相位滞后于感应电压相位，可以提高控制稳定性，通过程序步骤较少的简单控制就可以实现一种即使转矩发生变动也能稳定操作、不易发生失步的餐具清洗机电机驱动装置。

另外，本发明中虽然只示出了检测空气吸入及水位下降引起的负载变动的例子，但是，在泵电机锁死、不能旋转的场合及发生失步的场合下，感应电压不再产生，有功电流会极端地减少，因此，通过有功电流也就能很容易地检测出旋转停止等情况。

综上所述，本发明中的餐具清洗机的电机驱动装置将交流电力通过整流电路变换成直流电力，由变频器电路对电机进行驱动，由电流检测装置检测出变频器电路的输出电流，对变频器电路实行脉宽调制控制以实现无传感器正弦波驱动，达到设定转速，并通过电流检测装置对电机的负载状态进行检测。因此，通过廉价的电流检测装置就能很容易检测出负载状态，可以适用于空调器的热泵、冷却风扇电机、洗衣干衣机中的脱水桶兼洗涤桶驱动电机及干衣风扇电机、及澡盆水泵电机的驱动等场合下。

Claims (3)

1.一种餐具清洗机的电机驱动装置，其特征在于包括：

交流电源；

将所述交流电源的交流电力变换成直流电力的整流电路；

将所述整流电路的直流电力变换成交流电力的变频器电路；

在所述变频器电路的驱动下对清洗泵或者排水泵进行驱动的电机；

用于检测所述变频器电路的输出电流的电流检测装置；以及通过所述电流检测装置的输出信号对所述变频器电路进行脉宽调制控制、并对所述电机进行无传感器驱动使之达到设定转速的控制装置，

所述控制装置控制所述变频器的输出电压，使变频器电路的输出电流的无功电流成分成为规定值，

其中，所述电机的负载状态由所述电流检测装置进行检测。

2.如权利要求1所述的餐具清洗机的电机驱动装置，其特征在于：从电流检测装置检测到的变频器电路输出电流检测出电机的负载状态，进而检测出清洗泵或者排水泵中吸入空气的状态。

3.如权利要求1所述的餐具清洗机的电机驱动装置，其特征在于：从电流检测装置检测到的变频器电路输出电流检测出电机的负载状态，进而检测出清洗槽水位下降的状态。

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