KR100681081B1 - 식기 세척기의 모터 구동 장치 - Google Patents

Abstract

펌프 모터를 센서리스 정현파 구동하여 부하 상태를 검출한다. 교류 전력(1)을 정류 회로(2)에 의해 직류 전력으로 변환하여, 인버터 회로(3)에 의해 펌프 모터(4)를 구동하고, 인버터 회로(4)의 출력 전류를 전류 검출 수단(5)에 의해 검출하여 센서리스 정현파 구동하여, 전류 검출 수단(5)에 의해 부하 변동을 검출한다.

Description

식기 세척기의 모터 구동 장치{APPARATUS FOR DRIVING MOTOR OF DISHWASHER}

도 1은 본 발명의 실시예에서의 식기 세척기의 모터 구동 장치의 블록도,

도 2는 동일한 식기 세척기의 모터 구동 장치의 인버터 회로를 나타내는 도면,

도 3은 동일한 식기 세척기의 모터 구동 장치의 전류 검출 타이밍 챠트,

도 4는 동일한 식기 세척기의 모터 구동 장치의 비반전 증폭기에 의한 전류 검지 회로를 나타내는 도면,

도 5는 동일한 식기 세척기의 모터 구동 장치의 반전 증폭기에 의한 전류 검지 회로를 나타내는 도면,

도 6은 동일한 식기 세척기의 모터 구동 장치의 제어 수단의 블록도,

도 7은 동일한 식기 세척기의 모터 구동 장치의 제어 벡터도,

도 8은 동일한 식기 세척기의 모터 구동 장치의 유기 전압과 전류 동일한 상의 제어 벡터도,

도 9는 동일한 식기 세척기의 모터 구동 장치의 각 부 파형과 타이밍 챠트,

도 10은 동일한 식기 세척기의 모터 구동 장치의 모터 제어 프로그램의 흐름도,

도 11은 동일한 식기 세척기의 모터 구동 장치의 모터 제어 프로그램의 캐리 어 신호 인터럽트 서브루틴의 흐름도,

도 12는 동일한 식기 세척기의 모터 구동 장치의 모터 제어 프로그램의 회전수 제어 서브루틴의 흐름도,

도 13은 동일한 식기 세척기의 모터 구동 장치의 기동 제어의 타이밍 챠트,

도 14는 동일한 식기 세척기의 모터 구동 장치의 단면도,

도 15는 동일한 식기 세척기의 모터 구동 장치의 수위 저하시의 모터 전류 변화를 나타내는 도면,

도 16은 동일한 식기 세척기의 모터 구동 장치의 캐비테이션(cavitation)시의 제어 타이밍 챠트,

도 17은 본 발명의 실시예 2에서의 식기 세척기의 모터 구동 장치의 제어 수단의 블록도,

도 18은 동일한 식기 세척기의 모터 구동 장치의 유기 전압과 전류 지상(遲相, lag)의 제어 벡터도,

도 19는 동일한 식기 세척기의 모터 구동 장치의 제어 수단의 펌프 모터 회전수와 무효 전류, 인가 전압 정수와의 관계를 나타내는 제어 특성도이다.

도면의 주요 부분에 대한 부호 설명

1 : 교류 전원 2 : 정류 회로

3 : 인버터 회로 4 : 모터

5 : 전류 검출 수단 6 : 제어 수단

본 발명은 가정용 식기를 세정하는 식기 세척기에 관한 것이다.

종래, 이러한 종류의 식기 세척기의 모터 구동 장치는 단상 유도 모터에 의해 펌프를 구동하여 회전수 변동으로부터 부하 변동을 검출하도록 하고 있었다(예를 들면, 특허 문헌 1 참조).

[특허 문헌 1] 일본 특허 공개 평성 제8-19506호 공보

그러나, 단상 유도 모터는 동기 속도로부터의 미끄러짐에 의해 회전 토크를 발생하는 것이지만, 부하 변동에 의한 회전수 변화는 기본적으로 적어, 회전수 변화로부터 펌프의 캐비테이션(cavitation; 공동 현상) 등의 부하 변동을 검출하는 것은 실제로는 곤란하였다. 또한, 인버터와 영구 자석 동기 모터에 의해 펌프를 구동하는 최근의 제어 방식에서는, 회전수 변동은 거의 없어, 회전수로부터 부하 변동을 검출하는 것은 거의 불가능하였다. 또한, 영구 자석 동기 모터를 펌프 모터에 사용하여 V/f 제어하는 경우에는, 부하 변동에 대하여 탈조(脫調)하기 쉬운 결점이 있었다.

본 발명은 상기 종래의 과제를 해결하는 것으로, 모터 전류를 검출하여 펌프 모터를 인버터 회로에 의해 센서리스 정현파 구동하는 것에 의해 모터 소음을 저하 시키고, 위치 센서를 없애는 것으로부터 모터를 소형화, 박형화, 저가격화하여 신뢰성을 향상시키며, 모터 전류로부터 토크에 대응한 전류를 검출하여 부하 변동을 검출하는 것을 목적으로 하고 있다.

또한, 영구 자석 동기 모터의 모터 유기 전압에 대한 모터 전류 위상을 최적 설정하는 것에 의해 모터 효율을 높게 하고, 토크 변동에 대하여 탈조하지 않는 안정한 회전 구동을 목적으로 하는 것이다.

상기 종래의 과제를 해결하기 위해서, 본 발명의 식기 세척기의 모터 구동 장치는 교류 전력을 정류 회로에 의해 직류 전력으로 변환하여, 세정 펌프, 또는 배수 펌프를 구동하는 모터를 인버터 회로에 의해 구동하고, 인버터 회로의 출력 전류를 전류 검출 수단에 의해 검출하여 설정 회전수로 되도록 인버터 회로를 PWM 제어하여 센서리스 정현파 구동하고, 전류 검출 수단에 의해 모터의 부하 상태를 검출하도록 한 것이다.

또한, 모터 유기 전압과 인버터 회로 출력 전류 위상을 거의 동일한 상, 또는 모터 유기 전압보다도 인버터 회로 출력 전류 위상을 늦추도록 한 것이다.

제 1 발명은, 교류 전원과, 상기 교류 전원의 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 정류 회로와, 상기 정류 회로의 직류 전력을 교류 전력으로 변환하는 인버터 회로와, 상기 인버터 회로에 의해 구동되어 세정 펌프, 또는 배수 펌프를 구동하는 모터와, 상기 인버터 회로의 출력 전류를 검출하는 전류 검출 수단과, 상기 전류 검출 수단의 출력 신호에 의해 상기 인버터 회로를 PWM 제어하여 설정 회전수로 되도록 상기 모터를 센서리스 구동하는 제어 수단으로 이루어지고, 상기 전류 검출 수단에 의해 상기 모터의 부하 상태를 검출하도록 한 것이며, 상기 전류 검출 수단의 출력 신호에 의해 상기 인버터 회로를 센서리스 정현파 구동하고, 또한, 펌프 모터의 부하 상태를 검출할 수 있기 때문에, 모터 소음을 삭감하고, 위치 센서를 없애어 모터를 소형화할 수 있으며, 캐비테이션시의 토크 감소, 또는 누수에 의한 세정조내의 수위 저하를 검출할 수 있다.

제 2 발명은, 제 1 발명에서의 인버터 회로는, 인버터 회로는 6개의 트랜지스터와 다이오드로 이루어지는 3상 풀브리지 인버터 회로로 구성하고, 전류 검출 수단은 상기 3상 풀브리지 인버터 회로의 하측 아암 트랜지스터의 부(負)전위측 단자에 각각 접속된 분로 저항으로 구성하고, 상기 분로 저항에 흐르는 전류를 검출하는 것에 의해 상기 인버터 회로의 출력 전류를 검출하도록 한 것으로, 낮은 가격의 분로 저항에 의해 전류 검출 수단을 구성할 수 있기 때문에, 전류 검출 수단을 소형화 할 수 있고, 또한 모터의 부하 상태를 검출할 수 있어, 저렴하고 신뢰성이 높은 부하 상태 검지 수단을 구성할 수 있다.

제 3 발명은, 제 1 발명에서의 전류 검출 수단에 의해 검지한 인버터 회로 전류로부터 모터 부하 상태를 검출하고, 세정 펌프, 또는 배수 펌프의 캐비테이션만을 검출하도록 한 것이며, 캐비테이션을 검출하는 것에 의해 배수 상태를 검출할 수 있어, 배수 시간이나 배수시의 모터 회전수를 제어할 수 있다.

제 4 발명은, 제 1 발명에서 전류 검출 수단에 의해 검지한 인버터 회로 전 류로부터 모터 부하 상태를 검출하여, 세정조의 수위 저하를 검출하도록 한 것이며, 세정조의 수위 저하를 검출하는 것에 의해 누수, 또는 급수 등의 불량을 검출할 수 있다.

제 5 발명은, 제 1 발명에서 제어 수단은, 인버터 회로의 출력 전류와 모터의 유기 전압과의 위상이 거의 동일한 위상으로 되도록 제어하여 모터 전류로부터 부하 상태를 검출하도록 한 것이며, 모터 전류를 검출하는 것에 의해 모터 토크의 검출을 할 수 있고, 펌프의 캐비테이션, 또는 세정조의 수위 저하에 의한 토크 저하를 검출할 수 있다.

제 6 발명은, 제 1 발명에서 제어 수단은, 인버터 회로의 출력 전압과 출력 전류와의 위상, 또는 무효 전류가 소정값으로 되도록 제어하여, 상기 인버터 회로의 유효 전류에 의해 모터의 부하 상태를 검출하도록 한 것이며, 유효 전류를 검출하는 것에 의해 모터 출력 성분의 검출을 할 수 있고, 모터 출력 성분의 저하를 검출하여 펌프의 캐비테이션, 또는 세정조의 수위 저하를 검출할 수 있다.

제 7 발명은, 교류 전원과, 상기 교류 전원의 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 정류 회로와, 상기 정류 회로의 직류 전력을 교류 전력으로 변환하는 인버터 회로와, 상기 인버터 회로에 의해 구동되어 세정 펌프, 또는 배수 펌프를 구동하는 모터와, 상기 인버터 회로의 출력 전류를 검출하는 전류 검출 수단과, 상기 전류 검출 수단의 출력 신호에 의해 상기 인버터 회로를 PWM 제어하여 설정 회전수로 되도록 상기 모터를 센서리스 구동하는 제어 수단으로 이루어지고, 상기 모터의 유기 전압에 대하여 모터 전류 위상이 지연 위상으로 되도록 한 것이며, 토크 증가 에 의한 로터 위상 지연이 발생하더라도 토크 전류가 자연 증가하므로 탈조하기 어렵게 되어 안정한 구동이 가능해진다.

(실시예 1)

도 1은 본 발명의 실시예 1에서의 식기 세척기의 모터 구동 장치의 블록도를 나타내는 것이다.

도 1에서, 교류 전원(1)으로부터 정류 회로(2)에 교류 전력을 부가하여 직류 전력으로 변환하고, 인버터 회로(3)에 의해 직류 전력을 3상 교류 전력으로 변환하여 모터(4)를 구동한다. 정류 회로(2)는 전파 정류 회로(20)의 직류 출력 단자에 콘덴서(21a, 21b)를 직렬 접속하고, 콘덴서(21a, 21b)의 접속점을 교류 전원 입력의 한쪽의 단자에 접속하여 직류 배전압 회로를 구성하여, 인버터 회로(3)로의 인가 전압을 높게 한다. 인버터 회로(3)의 부전압측에 전류 검출 수단(5)을 접속하고, 인버터 회로(3)의 3상 각 하측 아암에 흐르는 전류를 검출하는 것에 의해 인버터 회로(3)의 출력 전류, 즉, 모터(4)의 각 상전류를 검출한다.

전류 검출 수단(5)은 인버터 회로(3)의 하측 아암 트랜지스터의 에미터 단자에 접속된 분로 저항(50a, 50b, 50c)과, 분로 저항(50a, 50b, 50c)의 각각의 전압 강하를 검지하는 전류 검지 회로(51)로 구성된다.

제어 수단(6)은 전류 검출 수단(5)의 출력 신호로부터 인버터 회로(3)의 출력 전류를 연산하여, 설정 회전수에 따른 소정 주파수, 소정 전압을 인가하여 모터(4)를 회전 구동하는 것으로서, 모터 부하에 따라서 인버터 회로 출력 전압에 대한 출력 전류 위상, 또는 무효 전류로 되도록 제어하는 것에 의해 설정 동기 속도로 모터(4)를 회전 구동할 수 있다.

도 2는 인버터 회로(3)의 상세한 회로도로서, 6개의 트랜지스터와 다이오드로 이루어지는 3상 풀브리지 인버터 회로에 의해 구성되어 있다. 여기서, 3상 아암의 하나의 U상 아암(30A)에 대해서 설명하면, 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(이하, IGBT라고 함)로 이루어지는 상측 아암 트랜지스터(31a1)와 역병렬 다이오드(32a1)의 병렬 접속체와, IGBT로 이루어지는 하측 아암 트랜지스터(31a2)와 역병렬 다이오드(32a2)의 병렬 접속체를 직렬로 접속하고, 상측 아암 트랜지스터(31a1)의 콜렉터 단자는 직류 전원의 정전위 단자 Lp에 접속하고, 상측 아암 트랜지스터(31a1)의 에미터 단자는 출력 단자 U에 접속하고, 하측 아암 트랜지스터(31a2)의 에미터 단자는 전류 검출 수단(5)을 구성하는 분로 저항(50a)을 거쳐서 직류 전원의 부전위측 단자 Ln에 접속한다.

상측 아암 트랜지스터(31a1)는 상측 아암 구동 신호 Up에 따라서 상측 아암 게이트 구동 회로(33a1)에 의해 구동되고, 하측 아암 트랜지스터(31a2)는 아측 아암 구동 신호 Un에 따라서 하측 아암 게이트 구동 회로(33a2)에 의해 온/오프 스위칭 제어된다. 상측 아암 게이트 구동 회로(33a1)는 미분 신호에 의해 세트/리세트되는 RS 플립플롭 회로를 내장하여, 상측 아암 구동 신호 Up의 상승으로 상측 아암 트랜지스터(31a1)를 온 동작시키고, 상측 아암 구동 신호 Up의 하강으로 상측 아암 트랜지스터(31a1)를 오프 동작시킨다. 하측 아암 게이트 구동 회로(33a2)에는 RS 플립플롭 회로는 불필요하여 내장하지 않는다.

IGBT의 게이트 인가 전압은 10~15V 필요하고, 하측 아암 트랜지스터(31a2)를 온시키면, 15V의 직류 전원의 +단자 B1으로부터 붓스트랩(bootstrap) 저항(34a), 붓스트랩 다이오드(35a)를 거쳐서 붓스트랩 콘덴서(36a)가 충전되기 때문에, 붓스트랩 콘덴서(36a)의 축적 에너지에 의해 상측 아암 트랜지스터(31a1)를 온/오프 스위칭할 수 있다. 또한, 하측 아암의 역병렬 다이오드(32a2)가 도통한 경우에도 마찬가지로 붓스트랩 콘덴서(36a)가 충전된다.

V상 아암(30B), W상 아암(30C)도 마찬가지의 접속이며, 각 아암의 하측 아암 트랜지스터의 에미터 단자는 전류 검출 수단(5)을 구성하는 분로 저항(50b, 50c)에 접속하고, 분로 저항(50b, 50c)의 다른 쪽의 단자는 직류 전원 부전위 단자 Ln에 접속해 있다. IGBT, 또는 파워 MOSFET에 의해 하측 아암 트랜지스터를 구성하면, 게이트 전압을 제어하는 것에 의해 스위칭 제어할 수 있기 때문에, IGBT의 경우는 에미터 단자, 파워 MOSFET의 경우에는 소스 단자에 접속하는 분로 저항의 전압이 1V 이하로 되도록 저항값을 선정하면 스위칭 동작에는 거의 영향을 주는 일 없이 전압 제어에 의해 온/오프 스위칭 제어할 수 있고, 분로 저항(50a, 50b, 50c)의 전압 veu, vev, vew를 검출하는 것에 의해 인버터 회로 출력 전류, 즉 모터 전류를 검출할 수 있는 특징이 있다.

도 3은 인버터 회로 출력 전류의 검출 타이밍을 나타내고, 삼각파 변조에 의해 PWM 제어하여 스위칭 노이즈의 영향을 줄이기 위해서 상하 아암 IGBT의 스위칭 타이밍을 제외하여 고속 A/D 변환해서 마이크로 컴퓨터 등의 모터 제어 프로세서에 의해 전류 검출한다.

도 3에서, ck는 삼각파 변조 신호 Vt의 피크값, 즉 시간 t3에서 발생시키는 동기 신호이며, vu는 U상 전압 제어 신호에서, 삼각파 변조 신호 Vt와 U상 전압 제어 신호 vu를 비교하여 U상 상측 아암 트랜지스터(31a1)의 구동 신호 Up와 U상 하측 아암 트랜지스터(31a2)의 구동 신호 Un을 발생시킨다. t1~t2 구간, t5~t6 구간은 상하 아암 트랜지스터의 비도통 기간에서 데드타임 Δt라고 부르고, A/D 변환 타이밍은 상측 아암 트랜지스터가 오프로 하측 아암 트랜지스터가 온으로 되는 시간 t3, 또는, 시간 t3으로부터 데드타임 Δt 시간 이동한 시간 t4의 범위내에서 실행하면 된다.

도 4는 본 발명에 의한 전류 검지 회로의 상세한 실시예로서, 분로 저항(50a, 50b, 50c)에 의해 검출한 전류 신호를 비반전 증폭기에 의해 증폭하여, 마이크로 컴퓨터 등에 내장하는 A/D 변환 회로가 검출할 수 있는 DC 전압 레벨로 레벨 변환하는 것이다.

전류 검지 회로(51a, 51b, 51c)는 동일한 회로이므로 전류 검지 회로(51a)에 대해서 설명한다. 분로 저항(50a)에 발생하는 전압 veu의 피크값은 인버터 회로(3)의 U상 출력 전류에 대응하고 있어, 분로 저항 전압은 전류 검지 회로의 접지 전위에 대하여 정(正)과 부(負)로 변화된다. 마이크로 컴퓨터 등에 내장한 A/D 변환 회로는 소정의 DC 전압으로 동작하기 때문에, DC 전압의 센터값에 대해서 변화되도록 증폭하여 레벨 시프트시킬 필요가 있다. 환언하면, A/D 변환 회로의 입력 다이나믹 레인지내에서 모터 전류 신호가 변화되도록 설정한다.

분로 저항(50a)과 병렬 관계로 콘덴서(500a)를 접속하고, 분로 저항(50a)으 로부터 저항(501a, 502a)을 직렬 관계로 접속하여 전류 검지 회로(51a)의 직류 전원(Vcc)에 저항(502a)을 풀업 접속한다. 저항(501a)(저항값 R2)과 저항(502a)(저항값 R1)의 접속점을 연산 증폭기(503a)의 +입력 단자에 접속하고, 연산 증폭기(503a)의 출력 단자와 -입력 단자간에 귀환 저항(504a)(저항값 R4)을 접속하고, -입력 단자와 접지 전위간에 저항(505a)(저항값 R3)을 접속하여 비반전 증폭기로서 사용한다. 분로 저항 저항값을 Ro, 전류를 I라고 하면 veu=Ro×I로 되고, 저항(501a)과 저항(502a)의 분압비 k를 k=R2/(R1+R2), 귀환 증폭률 K를 K=R4/R3라고 하면, 전류 검지 회로(51a)의 출력 전압 vau는 수학식 1로 표현된다.

여기서, 분압비 k와 귀환 증폭률 K의 곱, 즉 k×K=0.5로 되도록 하면, 직류 전원 전압 Vcc의 1/2를 중심으로 하여 전류 I에 대응한 전압 신호로 변환된다.

예를 들면, 분압비 k=0.1, 귀환 증폭률 K=5, 분로 저항값 Ro=0.2Ω, Vcc=5V로 하면, 전류 검지 회로(51a)의 출력 전압은 vau=0.9×I+2.5로 표현된다. 즉, A/D 변환 회로의 DC 전압이 5V인 경우, 센터값 2.5V가 0A에 상당하고, 다이나믹 레인지는 ±2.5V에 대하여 ±2.5A까지의 전류를 검지할 수 있다. 저항(506a)과 다이오드(507a, 508a)는 A/D 변환 회로의 과전압 보호를 위해서 접속해 있다.

도 5는 본 발명에 의한 전류 검지 회로의 다른 실시예이며, 반전 증폭기에 의해 전류 신호를 증폭하여 전압 레벨 변환하는 것으로, U상 전류 검지 회로(51a1) 의 실시예만 나타내고 있다.

회로 접속은 도 4에 나타내는 실시예로부터 일부 변경한 것으로, 저항(502a)을 부전원 Ve에 풀다운 접속하여, 연산 증폭기(503a)를 반전 증폭기로서 사용한 것이다. 도 4에 나타내는 접지 저항(505a)은 생략할 수 있다. 이 때, 귀환 증폭률 K는 귀환 저항(504a)(R4)을 입력 저항(501a)(R2)으로 나눈 것으로, 분로 저항 전압 강하 veu와 출력 전압 vau의 관계식은 수학식 2로 표현된다.

여기서, 귀환 저항(504a)과 저항(502a)의 비를 R4/R1=0.5로 설정하고, 부전원 Ve의 DC 전압 절대값을 A/D 변환기의 전원 전압(다이나믹 레인지)과 동등하게 하면, A/D 변환기의 전원 전압의 센터값에 대하여 상하로 변화되도록 분로 저항 전압이 증폭되어 레벨 변환된다. 예를 들면, Ve=-5V, R4=10㏀, R1=20㏀, R2=2㏀라고 하면, vau=2.5-5×veu로 표현된다. 분로 저항 저항값을 0.2Ω, 전류를 I라고 하면, vau=2.5-I로 된다.

도 4에 설명한 비반전 증폭기를 사용한 회로는 풀업 접속하는 DC 전원 전압과 A/D 변환 회로의 DC 전압과 동등하게 하고, 입력 저항과 풀업 저항의 분압비 k와 귀환 증폭률 K의 곱, 즉, k×K를 거의 0.5로 되도록 하면, A/D 변환 회로의 DC 전압의 센터값으로 레벨 변환할 수 있다.

또한, 도 5에 설명한 반전 증폭기를 사용한 회로는 부전원 전압 절대값을 A/D 변환 회로의 DC 전압과 동등하게 하고, 귀환 저항과 부전원으로 풀다운 접속하는 저항의 비를 거의 0.5로 설정하면, A/D 변환 회로의 DC 전압의 센터값으로 레벨 변환할 수 있다.

이상 설명한 바와 같이, 본 발명의 전류 검지 회로는 적은 부품 점수와 연산 증폭기에 의해 구성할 수 있어, 전류 검출이 용이하고, 또한 저렴하게 할 수 있는 특징이 있다.

도 4에 나타낸 비반전 증폭기에 의한 실시예는 단일 전원에서 동작하기 때문에 직류 전원이 간략화되는 특징이 있으며, 도 5에 나타낸 반전 증폭기에 의한 실시예는 A/D 변환 회로의 다이나믹 레인지와 동일한 부전압이 필요로 되어 가격은 상승하게 되지만, 전류 신호의 정부의 방향은 모터 전류와 동등하기 때문에 연산이 간략화되는 특징이 있다.

도 6은 본 발명에 의한 제어 수단의 블록도이고, 마이크로 컴퓨터, 또는 디지털 신호 프로세서 등의 고속 프로세서에 의해 센서리스 정현파 구동을 실현하는 것으로, 모터 유기 전압과 인버터 회로 출력 전류 위상을 거의 동일한 상으로 제어하는 센서리스 벡터 제어의 실시예이다.

기본적인 제어 방법에 대해서 도 7의 벡터도를 이용하여 설명한다. 도 7은 로터 표면에 영구 자석을 마련한 표면 영구 자석 모터(간단하게, SPM 모터)의 d-q 좌표계의 벡터도로서, 모터 유기 전압 Vr은 q축과 동일한 축으로 되고, 유기 전압 Vr은 유기 전압 정수 ke와 회전수 N의 곱과 동등하다. 즉, 유기 전압 Vr은 모터 구동 주파수 f에 비례하여, 모터 인가 전압 Va(=Vi)는 모터 유기 전압 Vr에 거의 비례한 전압이 인가된다. 환언하면, 모터 인가 전압과 주파수 f의 비(V/f)는 거의 일정하게 제어되기 때문에 V/f 제어라고도 불린다.

모터 전류 I를 q축 전류와 d축 전류로 분해하여 각각 제어하면 일반적인 벡터 제어로 되지만, 센서리스 제어의 경우, q축, d축은 직접 검출할 수 없기 때문에, 모터 전류 위상이 각도 γ진각(進角, advance)하고 있다고 가정한다. 모터의 전압 방정식은 수학식 3으로 표현되기 때문에, 구동 주파수 f가 고정된 경우, d-q 좌표계에서는 전류 벡터 I를 고정하면 모터 인가 전압 벡터 Vi가 고정된다. 반대로, 모터 인가 전압 벡터 Vi를 고정하면 전류 벡터 I는 고정된다. 또한, 모터 인가 전압 Vi(모선축)을 주축으로 하는 a-r축으로 좌표 변환한 경우에서도 마찬가지로서, 전류 벡터 I를 고정하면 모터 유기 전압 벡터 Vr이 고정된다. 환언하면, 모터 정수를 미리 알고 있으면, 전류 벡터 I를 고정하는 것에 의해 유기 전압 Vr과 전류 I의 위상은 일정하게 제어할 수 있기 때문에, q축 전류 Iq(즉, 토크 전류)를 거의 일정하게 제어할 수 있어, 벡터 제어와 거의 동일한 제어가 가능해진다.

무효 전류 IsinΦ(=Ir)을 적당한 값으로 선택하고, 진각 γ를 작게 하는 것에 의해, 모터 전류 I는 토크 전류(q축 전류) Iq와 거의 동일하게 되고, 고효율 운전이 가능하게 되어 모터 손실을 감소시키기 때문에, 모터의 온도 상승을 줄이고 모터를 소형화할 수 있다.

또한, 통상 운전에서, 도 8에 나타낸 바와 같이 모터 전류 위상을 유기 전압 위상과 거의 동일한 위상으로 설정하는 것에 의해, 급격한 부하 변동에 의해 위상 Φ가 변화되더라도 q축과의 위상 γ가 지연해 토크가 급감하여 탈조하는 일이 없어진다.

도 8은 유기 전압 위상과 모터 전류(인버터 회로 출력 전류) 위상이 동일한 때의 벡터도로서, 모터 전류 I는 q축 전류 Iq와 동일하게 된다.

유기 전압 위상과 모터 전류 위상을 거의 동일한 상으로 제어하기 위해서, 인버터 회로(3)의 무효 전력과 모터의 리액턴스 전력이 동일하게 되도록 제어하면 된다. 그를 위한 상세한 설명을 도 6의 블록도에 따라서 설명한다.

도 6에서, 구동 조건 설정 수단(60)은 모터 구동 조건에 따라서 구동 회전수, 토크 전류, 진행각 γ를 구하여, 구동 주파수 f, 무효 전류 IsinΦ 등을 설정하는 것으로, 회전수 설정 수단(61), 무효 전류 설정 수단(62)에 설정 신호를 보낸다. 캐리어 신호 발생 수단(63)은 PWM 변조를 위한 삼각파 신호 Vt와 동기 신호 ck를 발생시키는 것으로, 캐리어 주파수(스위칭 주파수)는 모터 소음을 줄이기 위해서, 통상 15㎑ 이상의 초음파 주파수로 설정한다. 동기 신호 ck는 각 연산 블록에 보내어지고, 동기 신호 ck에 동기하여 각 연산 블록이 동작한다.

회전수 설정 수단(61)은 모터 구동 주파수 f를 설정하기 위해서 캐리어 신호 주기 Tc의 위상각 Δθ를 구하여 전기각 연산 수단(64)에 가하고, V/f 설정 수단(65)에 구동 주파수 신호 f를 보낸다. 전기각 연산 수단(64)은 동기 신호 ck에 동기하여 위상 θ를 구하고, 규격화된 정현파 테이블을 기억하는 기억 수단(66)이나 좌표 변환 수단 등에 위상 신호 θ를 가한다.

V/f 설정 수단(65)은 구동 주파수 f와 부하 토크에 따른 인가 전압 정수 kvn을 설정하는 것으로, 회전수 또는 부하 토크에 비례한 값이 설정된다. 펌프 모터의 경우에는, 부하 토크는 회전수의 2승으로 증가하기 때문에, 인가 전압 정수 kvn은 구동 주파수의 2승에 비례해서 증가시킬 필요가 있다. 그러나, 펌프 모터의 경우에는, 그 정도 높은 회전수는 필요로 하지 않기 때문에, 1.0~1.3까지 직선적으로 변화시키더라도 문제없다. 나중에 설명하는 바와 같이, 1모터 2펌프, 또는 1모터 1펌프 방식에 의해 정회전으로 세정 운전, 역회전으로 배수 운전시킬 경우에는 모터에 필요한 토크 전류가 각각 변화되기 때문에, 인가 전압 정수 kvn과 무효 전류를 정회전과 역회전으로 설정값을 변경시킬 필요가 있다.

기억 수단(66)은 위상각에 대응한 삼각 함수의 연산을 실행하기 위해서 필요한 규격화된 정현파 테이블을 기억 영역에 기억하고 있으며, 예를 들면, 위상 0으로부터 2π까지 -1로부터 +1까지의 정현파 데이터를 가지고 있다.

고속 A/D 변환 수단(67)은 도 3의 타이밍 챠트에 나타낸 바와 같이 삼각파 변조 신호 Vt의 피크값으로써 전류 검출 수단(5)의 출력 신호 veu, vev, vew를, 인버터 출력 전류에 대응한 디지털 신호 Iu, Iv, Iw로 수 마이크로초 이하로 A/D 변환하여, 3상/2상ㆍ모선축 변환 수단(68)에 각 상 전류의 순간값을 가한다.

3상/2상ㆍ모선축 변환 수단(68)은 인버터 회로 출력 전류의 순간값을 3상/2상 변환하여 인버터 회로 출력 전압축, 즉 모터 모선축(a-r축)으로 좌표 변환하는 것으로, 수학식 4를 이용해서 절대 변환하여 a축 성분 Ia와 r축 성분 Ir을 구한다. Ir은 IsinΦ에 상당하고, 인버터 출력(모선 전압)에서 보면 무효 전류 성분으로 된 다. 좌표 변환하는 것에 의해, 출력 전류 순간값으로부터 순간적으로 무효 전류 성분 Ir을 구할 뿐만 아니라, 수학식 5에 나타내는 자승 평균에 의해 출력 전류 벡터 절대값 I를 순간적으로 구할 수 있다.

무효 전류 비교 수단(69)은 3상/2상ㆍ모선축 변환 수단(68)의 출력 신호 Ir과 무효 전류 설정 수단(62)의 설정 신호 Irs를 비교하여 오차 신호 ΔIr을 출력하고, 오차 신호 증폭 연산 수단(70)에 의해 증폭 또는 적분하여 인가 전압 정수 변경 신호 kv를 제어 전압 비교 설정 수단(71)에 출력한다.

제어 전압 비교 설정 수단(71)은 V/f 설정 수단(65)의 출력 신호 kvn과 오차 신호 증폭 연산 수단(70)의 출력 신호 kv를 비교하여 인버터 출력 전압 제어 신호 Va를 설정하는 것이고, 무효 전류 성분 Ir이 소정값으로 되도록 인버터 출력 전압을 제어하는 것이며, 인버터 출력 전압 제어 신호 Va를 2상/3상ㆍ모선축 역변환 수단(72)에 가한다.

실제의 연산은 V/f 설정 수단(65)에 의해 인가된 구동 주파수에 비례한 전 압, 즉, 회전수 N에 비례한 모터 유기 전압 Vr(=ke×N)에 인가 전압 정수를 가한 전압(kvn×Vr)에, 오차 신호 ΔIr의 적분 요소, 비례 요소, 미분 요소를 가하여 PID 제어에 의해 전압 보정한다. 토크 변동 등에 의한 무효 전류 변화가 없으면 인가 전압 Va는 모터 유기 전압 Vr에 인가 전압 정수를 가한 전압(kvn×Vr)으로 된다.

2상/3상ㆍ모선축 역변환 수단(72)은 수학식 6에 나타내는 역변환식을 이용하여 3상 정현파 전압 신호를 발생시킨다. 인버터 출력 전압은 a축과 동일한 상이기 때문에 Va만 연산하면 되고, 3상 전압 vu, vv, vw를 PWM 제어 수단(73)에 출력한다.

기동 제어 수단(74)은 모터 기동시에 구동 주파수를 영으로부터 설정값까지 직선적으로 증가시키고, 회전수에 대응하여 무효 전류 Ir을 변화시키는 것이다. 부하 토크가 일정하고, 회전수를 급속하게 상승시키고자 하는 경우에는, 무효 전류 Ir을 크게 하여 상승시킨다. 또한, 나중에 설명하는 바와 같이, 모터 전류 위상을 모터 유기 전압 위상에 맞추는 무효 전력 제어를 실행하는 경우에는, 기동시에는 무효 전력 제어가 동작하지 않도록 설정한다.

전류 연산 수단(75)은 3상/2상ㆍ모선축 변환 수단(68)으로부터 출력되는 a축 성분 Ia와 r축 성분 Ir로부터 수학식 4에 나타내는 자승 평균에 의해 출력 전류 벡터 절대값 I를 구하여, 모터 리액턴스 전력 연산에 사용한다.

도 8에 나타내는 벡터도로부터 알 수 있는 바와 같이, 모터 전류 위상을 유기 전압 위상과 동일한 상으로 하기 위해서는, 인버터 출력 무효 전압과 모터의 리액턴스 전압을 동등하게 하는 수학식 7의 관계가 성립하면 된다. 수학식 7의 양변에 전류 I를 가하면 수학식 8이 성립하여, 좌변은 인버터 출력의 무효 전력을 나타내고, 우변은 모터 리액턴스 전력을 나타내기 때문에, 수학식 7 또는 수학식 8의 관계식이 성립하면, 인버터 출력 전류, 즉 모터 전류 위상을 유기 전압 위상과 동일한 상으로 할 수 있다.

수학식 8을 변형하면 수학식 9가 성립하고, 인가 전압 Va와 무효 전류 Ir의 곱으로부터 구한 무효 전력과, 모터 임피던스 ωL과 전류 I로부터 구한 리액턴스 전력이 동등하게 되도록 제어하면 되는 것을 알 수 있다.

무효 전력 연산 수단(76)은 인가 전압 Va와 무효 전류 Ir의 곱으로부터 인버터 회로(3)의 무효 출력 전력을 연산하는 것으로, 리액턴스 전력 연산 수단(77)은 모터 인덕턴스 L과 구동 주파수 f로부터 구한 임피던스 ωL에 전류 I의 자승을 하여 모터 리액턴스 전력을 구한다. 전력 비교 수단(78)은 무효 전력 연산 수단(76)과 리액턴스 전력 연산 수단(77)의 출력 신호를 비교하여 차분 신호를 역률 변경 수단(79)에 가하고, 역률 변경 수단(79)은 무효 전력 차분 신호에 의해 무효 전력 설정값을 변경하기 위해서, 구동 조건 설정 수단(60)에 변경 신호를 가하여 무효 전류 설정 수단(62)의 설정값을 변경하고, 인버터 출력 무효 전력과 모터 리액턴스 전력이 동등하게 되도록 제어한다.

도 9는 PWM 제어에 의한 각 부 파형의 타이밍 챠트를 나타낸다. Eu는 중성점에서 본 모터 유기 전압 파형이고, Iu는 U상 전류 파형이며, 모터 유기 전압 Eu와 거의 동일한 상이다. vu, vv, vw는 U상, V상, W상의 각 PWM 제어 입력 신호, 즉, 2상/3상ㆍ모선축 역변환 수단(72)의 출력 신호에서 삼각파 변조 신호 Vt와 비교하는 것에 의해 PWM 제어 출력 신호 Up를 생성한다. 신호 vu와 U상 출력 전압 위상은 동일하며, U상 전류 Iu의 위상은 신호 vu로부터 위상 Φ 늦다.

도 10은 본 발명에 의한 모터 구동 장치의 동작을 나타내는 흐름도이다. 단계 100으로부터 모터 구동 프로그램이 개시하여, 단계 101로 진행하여 기동 운전인지 여부의 판정을 실행하고, 기동 운전이면 단계 102로 진행하여 기동 제어 서브루 틴을 실행한다.

기동 제어 서브루틴(102)은, 도 13의 기동 제어의 타이밍 챠트에 나타내는 바와 같이, 회전수 영으로부터 설정 회전수(구동 주파수 fs)로 될 때까지, 구동 주파수 f를 직선적으로 상승시키는 것으로, 구동 주파수 f에 따라서 무효 전류 설정값 Irs를 설정한다. 펌프나 팬 등의 유체 부하의 경우, 토크는 회전수의 2승에 의해 변화되기 때문에, 엄밀하게는 회전수에 대응한 토크 전류 Iq를 실험 등에 의해 구하고, 로터 위상이 회전 자계보다도 늦다고 가정해서 IsinΦ를 계산하여, 기동 제어하는 것에 의해 안정한 기동이 가능해진다. 기동시에는 가속을 위해서 토크 전류를 크게 할 필요가 있으며, 탈조를 방지하기 위해서 무효 전류 설정값 Irs는 토크에 대응한 값보다도 조금 크게 설정할 필요가 있다.

본 발명에 의한 구동 방식은 기동 안정성이 양호하여, V/f 설정값, 무효 전류 설정값 Irs를 크게 변경시키지 않더라도 기동 가능해지는 경우가 많다.

다음에, 단계 103으로 진행하여 캐리어 신호 인터럽트의 유무를 판정하고, 캐리어 신호 인터럽트가 있으면 단계 104의 캐리어 신호 인터럽트 서브루틴과 단계 105의 회전수 제어 서브루틴을 실행한다.

도 11은 캐리어 신호 인터럽트 서브루틴의 흐름도이다. 단계 200으로부터 프로그램이 개시하고, 단계 201에서 캐리어 동기 신호 ck의 카운트수 k가 모터 구동 주파수 f의 1주기내의 캐리어수 kc인지 여부를 판정하고, 동등하면 단계 202로 진행하여 캐리어 카운트수 k를 클리어한다. 모터 구동 주파수 f의 1주기내의 캐리어 수 kc는 구동 주파수 설정시에 미리 구한다.

예를 들면, 8극 모터의 회전수 4040rpm에서의 구동 주파수 f는 269.3㎐, 주기 T는 3.712msec로 되고, 캐리어 주기 Tc가 64㎲ec(캐리어 주파수 15.6㎑)인 경우, 펄스수 kc는 58로 된다. 1캐리어 주기 Tc의 위상 Δθ는 구동 주파수 f의 1주기를 2π라고 하면, Δθ=2π/kc로 된다.

단계 203에서 캐리어 동기 신호의 카운트수를 인크리먼트로 하고, 다음에 단계 204로 진행하여, 캐리어수 k와 1캐리어 주기 Tc의 위상 Δθ로부터 전기각 θ의 연산을 실행한다. 다음에 단계 205로 진행하여, 전류 검출 수단(5)으로부터의 신호를 검출하여 인버터 출력 전류 Iu, Iv, Iw를 검출한다. 다음에 단계 206으로 진행하여, 수학식 4에 따라서 3상/2상ㆍ모선축 좌표 변환을 실행하여 무효 전류 Ir과 유효 전류 Ia를 구하고, 단계 207로 진행하여 Ir, Ia를 메모리한다.

다음에, 단계 208로 진행하여 인버터 출력 전류(모터)의 벡터 절대값 I를 수학식 5에 의해 구하고, 다음에 단계 209로 진행하여 연산값 I와 Ir로부터 sinθ를 구한다. 도 8에 나타낸 바와 같이, 무효 전력에 의해 모터 유기 전압과 전류를 동일한 상으로 제어하는 벡터 제어의 경우, sinθ의 연산은 불필요하지만, 수학식 6을 이용한 제어의 경우에는 필요하게 된다.

다음에 단계 210으로 진행하여 인가 전압 Va를 호출하고, 다음에 단계 211로 진행하여 수학식 6에 따라서 2상/3상ㆍ모선축 좌표 변환을 실행하여 인버터 각 상 제어 신호 vu, vv, vw를 구하고, 단계 212로 진행하여 PWM 제어를 실행하고, 단계 213으로 진행하여 리턴한다.

도 12는 회전수 제어 서브루틴의 흐름도이다. 회전수 제어 서브루틴은 캐리 어 신호마다 반드시 실행할 필요가 없기 때문에, 예를 들면, 2캐리어 신호마다 실행하더라도 무방하다. 캐리어 주파수가 초음파 주파수로 되면 캐리어 주기내의 프로그램 처리 시간이 문제로 되기 때문에, 위상 계산이나 전류 검출 연산, 또는 PWM 제어 등의 캐리어마다 반드시 실행하는 처리와, 좌표 변환이나 도 10에 나타낸 캐리어마다 반드시 실행할 필요가 없는 처리를 나누어, 캐리어마다 반드시 실행할 필요가 없는 처리를 복수개로 분할하여 처리하는 것에 의해, 모터 제어 이외의 순차 프로그램을 실행시킬 수 있다.

단계 300으로부터 회전수 제어 서브루틴이 개시하고, 단계 301에서 구동 주파수 설정값 fs를 호출하고, 다음에 단계 302로 진행하여 주파수 설정값 fs에 대응한 무효 전류 설정값 Irs를 호출하고, 단계 303으로 진행하여 수학식 3의 3상/2상ㆍ모선축 좌표 변환으로부터 구한 무효 전류 Ir을 호출하고, 단계 304로 진행하여 인가 전압 정수 설정값 V/f를 호출한다. 다음에 단계 305로 진행하여 Irs와 Ir을 비교하여 오차 신호 ΔIr로부터 인가 전압 정수 kv를 연산하고, 다음에 단계 306으로 진행하여 인가 전압 정수 설정값 V/f와 인가 전압 정수 kv의 차 Δkv를 연산한다. 다음에 단계 307로 진행하여 Δkv로부터 모선축 인가 전압 신호 Va를 연산하여 Va를 메모리하고, 단계 308로 진행하여 기동 플래그의 유무를 판정한다.

기동 플래그가 있으면, 단계 309로 진행하여 인버터 출력 무효 전력을 연산하고, 단계 310로 진행하여 모터 리액턴스 전력을 연산하고, 단계 311로 진행하여 무효 전력의 차분을 연산하고, 단계 312의 역률 변경 서브루틴으로 진행해서 무효 전류 설정값을 변경하여 무효 전력의 차분이 영으로 되도록 제어하고, 단계 313으 로 진행하여 서브루틴을 리턴한다.

무효 전력의 차분이 영으로 되도록 제어하는 것에 의해, 모터 유기 전압과 인버터 회로 출력 전류 위상을 거의 동일한 상으로 할 수 있기 때문에, 상전류가 토크 전류와 동등하게 되어, 모터 토크가 저하하면 상전류가 감소하기 때문에, 부하 상태의 변화를 상전류에 의해 검출할 수 있다. 따라서, 펌프 모터의 캐비테이션에 의한 토크 감소나 세정조의 수위 저하에 의한 토크 감소를 검출하는 것에 의해, 세정조의 수위나 캐비테이션을 검출하는 것이 가능해진다.

다시, 도 10에 나타내는 모터 구동 프로그램을 참조하면, 단계 106으로 진행하여 세정 운전 플래그의 유무의 판정을 하고, 세정 운전이면 단계 107로 진행하여 부하 상태 검지 판정을 실행한다.

부하 상태 검지는 인버터 회로 출력 상전류 I를 검지하여 모터 부하를 검출하는 것으로, 전류가 소정값보다도 감소하면 캐비테이션, 또는 저수위라고 판단하여 단계 108로 진행하여 모터 구동을 정지한다. 다음에 단계 109로 진행하여 플로트 스위치(float switch) 등에 의해 세정조의 수위를 검지하고, 단계 110으로 진행하여 수위 판정을 실행한다. 수위가 소정값보다도 저하한 경우에는, 단계 111로 진행해서 이상 보지 등의 이상 처리를 실행하여 서브루틴을 리턴한다. 수위의 저하가 없으면 단계 112로 진행해서 모터의 재기동 처리를 실행하여 서브루틴을 리턴한다.

단계 106에서 세정 운전 플래그가 없으면, 단계 113으로 진행하여 배수 운전 플래그의 유무를 판정한다. 배수 운전이면 단계 114로 진행하여 부하 상태 검지를 실행한다.

배수 운전시의 부하 상태 검지는, 인버터 회로 출력 상전류의 변화에 의해 캐비테이션 검지를 실행하는 것으로, 배수 운전에서 펌프 모터를 구동하는 경우, 펌프에 물이 공급되어 있으면 펌프 러너(임펠러(impeller)(11))에 토크가 가해져 상전류는 소정값으로 되지만, 세정수가 배수되면 펌프 러너에게 공기가 돌아 들어가서 캐비테이션에 의해 토크가 감소하여 모터 전류가 감소하기 때문에, 상전류의 변화를 검출하는 것에 의해 캐비테이션을 검출할 수 있다.

단계 114에서 배수 캐비테이션 검지를 하면, 단계 115로 진행하여 소음을 저하시키기 위해서 모터 구동 설정 회전수를 저하시키고, 단계 116으로 진행하여 회전수 저하에 의한 배수 능력 저하를 보정하기 위해서 배수 시간을 연장한다. 배수 운전 개시로부터 캐비테이션 검지할 때까지의 시간 ta를 계측하여, 시간 ta에 따라서 나머지의 배수 시간 tb를 연장한다.

도 13은 전술한 바와 같이 모터 기동시의 제어 타이밍 챠트이며, 회전수 영으로부터 설정 회전수(구동 주파수 fs)로 될 때까지 구동 주파수 f를 직선적으로 상승시키는 것으로, 구동 주파수 f에 따라서 무효 전류 설정값 Irs를 설정한다. 본 발명에 의한 센서리스 구동은 V/f 제어의 하나의 방법이며, 구동 주파수를 바꾸는 것에 의해 모터 회전수 제어를 실행하는 것으로, 로터가 전류에 대하여 늦지 않도록 하기 위해서, q축으로 대하여 전류가 지각(遲角, retard)(로터는 진각)으로 되도록, 인가 전압은 유기 전압보다도 높게 설정하여 기동시킨다. 인가 전압을 낮게 하면 전류 진각(로터는 지각)으로 되어 탈조하기 쉬워진다. 환언하면, 구동 주 파수에 대한 인가 전압 V/f값과 무효 전류 IsinΦ는 높게 설정하고, 특히 기동시에는 높게 설정하여 기동시킨다.

도 14는 식기 세척기를 간략화하여 나타낸 것으로, 1모터 1펌프 방식의 구조를 나타내는 단면도이다. 세정조(7)에 급수 밸브(8)로부터 수도물을 급수하여 세정수(9)를 세정조(7)에 저수한다. 세정조(7)의 하부에 축방향이 수직으로 되도록 편평 형상의 DC 브러쉬리스 모터(4)를 배치하고, 모터(4)의 하부에 펌프 케이싱(10)을 배치하여, 임펠러(11)를 회전시키는 것에 의해 축방향으로부터 원심 방향으로 압력을 가한다. 정회전 방향으로 회전시키면 분사 노즐(12a)을 갖는 분사 날개(12b)로부터 식기(도시하지 않음)에 세정수를 분사하여 세정한다. 정회전시키면 펌프 케이싱(10)의 내부 압력이 높아져, 펌프 케이싱(10)측면에 마련한 배수 밸브(13)가 닫히기 때문에, 수류 방향은 분사 날개(12b)측으로 된다. 임펠러(11)를 역전시키면 임펠러(11)의 측면으로부터 수직 방향으로 압력이 가해져 배수 밸브(13)가 열려 수직 방향의 수류가 배수관(14) 방향으로 흐르기 때문에, 하나의 모터와 펌프로 세정과 배수가 가능해진다. 세정용과 배수용에 각각 임펠러와 펌프 케이싱을 마련하는 1모터 2펌프 방식이더라도, 정회전으로 세정, 역회전으로 배수로 하는 것이 가능하지만, 펌프의 높이가 높아져, 세정조(7)의 하부 용적을 작게 할 수 없는 문제가 있다.

본 발명에 의하면, DC 브러쉬리스 모터의 위치 센서를 없앨 수 있기 때문에, 편평 구조의 모터를 더욱 얇게 할 수 있고, 1모터 1펌프 방식과 조합하는 것에 의해 세정조 하부 용적을 줄여서 식기를 배치하는 세정조 용적을 크게 할 수 있다. 또한, DC 브러쉬리스 모터(4)는 모터 출력이 일정하면 회전수를 높게 할수록 모터를 소형화할 수 있기 때문에, 임펠러 회전수를 높게 하는 것에 의해 펌프 형상과 모터 형상을 소형화할 수 있는 특징이 있다.

도 15는 세정 운전시에서의 모터 전류 변화를 나타내고, 세정조나 세정 펌프로부터 누수하여 수위가 저하한 경우의 모터 전류 변화를 나타낸다.

시간 t0에서 펌프 모터 구동 개시하여, 정상 회전수에서는 모터 전류는 소정의 피크값 Io로 되지만, 펌프 모터의 온/오프를 반복하는 중에 모터 전류는 서서히 감소하고, 모터 구동중에 전류가 설정값 Id 이하로 되면 부하 상태 검지 수단이 누수라고 판정하여, 펌프 모터의 구동을 정지시켜 수위 저하를 판정하고, 소정 수위 이하이면 도 10의 흐름도에서 설명한 바와 같이 이상 판정한다.

1모터 1펌프 방식의 경우, 임펠러(11)를 역회전시키는 것에 의해 배수 밸브(13)가 열리고, 정회전에서는 배수 밸브(13)는 닫히지만, 배수 밸브(13)에 쓰레기가 가득 차는 등의 이상시에는 세정 운전, 즉 정회전의 경우에도 배수되어 누수가 발생하기 때문에, 상술한 바와 같이 모터 부하 상태를 검출하여 누수를 검출할 필요가 있다.

도 16은 배수 운전시에서의 모터 전류 변화와 제어 순차를 나타내고, 캐비테이션 검지하여 배수 펌프 회전수와 배수 시간을 제어한다. 배수 운전 개시하면, 시간 t0으로부터 t1까지 회전수 N을 영으로부터 N1까지 직선적으로 상승하고, 모터 전류 I는 영으로부터 I1까지 증가하며, 회전수 N1에서 배수 운전을 계속하면 전류값은 거의 일정한 기간(t1~t2)이 있어, 세정수가 없어져 오면 캐비테이션하여 모터 전류 I가 저하하기 시작한다. 시간 t3에서 모터 전류값이 설정값 Is 이하로 되면 캐비테이션 판정하여, 모터 회전수 N을 N2까지 저하시킨다. 펌프 모터 회전수를 N2까지 저하시키면 배수 능력이 저하하기 때문에, 배수 시간을 연장할 필요가 있어, 나머지의 배수 시간(t3~t4)은 배수 조건에 의해 변화되는 캐비테이션 검지 시간(t0~t3)에 따라서 변한다. 즉, 배수 호스가 긴 경우나, 배수 호스가 도중에서 높게 되어 있는 경우에는 캐비테이션 검지 시간은 길어지기 때문에, 나머지의 배수 시간을 길게 하지 않으면 완전히 배수하지 못한다.

이상 설명한 바와 같이, 본 발명은 모터 유기 전압과 인버터 회로 출력 류 위상을 동일한 상으로 되도록 제어하여 모터 전류를 검지하는 것에 의해 모터 토크를 직접 검지할 수 있기 때문에, 캐비테이션이나 세정조의 수위 저하를 판별할 수 있고, 배수 시간을 단축하거나 누수에 의한 세정수 가열 히터의 공연소를 방지할 수 있다.

모터 유기 전압과 인버터 회로 출력 전류 위상이 동일한 상으로 되도록, 무효 전력과 리액턴스 전력이 동등하게 되도록 제어하는 실시예를 나타냈지만, 수학식 7에 나타낸 바와 같이 무효 전압과 리액턴스 전압의 차분에 의해 모터 전류 위상을 제어하더라도 마찬가지인 것은 분명하다.

(실시예 2)

이하, 본 발명의 실시예 2에 대하여 도 17을 이용하여 설명한다. 도 17의 블록도는, 도 6에 나타낸 블록도에서 무효 전력의 차분에 의한 역률 변경 제어를 생략한 것이다. 토크 전류 Iq를 검출하는 것에 의해 부하 상태를 검출할 수 있기 때문에, 토크 전류에 대응한 유효 전류 Ia를 검출하는 것에 의해 부하 상태를 검출할 수 있다.

도 18은 도 17에 나타낸 블록도의 지각 제어의 벡터도를 나타낸다. q축에 대하여 전류 위상을 지각 설정하는 것으로, q축 전류 Iq에 따라서 유효 전류 Ia가 증감하도록 한 것이다.

q축에 대하여 전류 위상을 늦추기 위해서는, 모터 유기 전압 Vr에 대하여 인가 전압 Va를 크게 한다. 모터 유기 전압 Vr에 대한 인가 전압 Va의 비율을 인가 전압 정수 kvn이라고 하면, kvn=Va/Vr로 표현된다. 도 18에 나타내는 바와 같이, q축부터의 전류 위상을 γ라고 하면, Iq=Icosγ, Ia=IcosΦ로 되기 때문에, 지각 위상 γ를 크게 하면 유효 전류 Ia는 Iq에 가까운 값으로 된다. 따라서, 인가 전압 정수 kvn을 크게 하여 무효 전류 설정값 Irs를 적당한 값으로 설정하는 것에 의해, 지각 위상 γ를 크게 하여 유효 전류 Ia로부터 토크 전류 Iq의 증감을 판별할 수 있다.

캐비테이션 등에 의해 토크 전류 Iq가 감소하더라도 무효 전류 Ir는 일정해지도록 제어되기 때문에, 모터 전류 I의 감소는 얼마 안되지만, 전류 위상 γ가 증대하여 토크 전류 Iq는 감소하고, 모터 전류 I가 감소한 만큼, 위상 Φ가 커져 유효 전류 Ia는 감소하기 때문에, 토크 전류 Iq와 마찬가지로 부하에 의해 유효 전류 Ia는 증감한다.

도 17의 블록도는 3상/2상ㆍ모선축 변환 수단(68)의 출력 신호 Ia를 부하 상 태 판별 수단(80A)에 가하여 유효 전류 Ia의 대소에 따라 토크 변동을 판별하여, 캐비테이션 검지 판정, 또는 수위 저하 판정하고, 판정 신호를 구동 조건 변경 수단(81A)에 가하여 모터 구동 조건을 변경하여, 실시예 1에서 설명한 바와 같이 모터 정지, 또는 모터 회전수 변경을 실행한다.

모터 전류 위상을 지각 설정하면, 부하 증대에 의해 모터 토크가 증가하여 로터가 늦으면 전류 위상은 q축에 가까워져서 토크 전류 Iq가 증가하기 때문에 자동적으로 토크가 증가하고, 탈조하기 어려워 안정한 동작을 실행하는 특징이 있다. 전류 진각의 경우, 로터가 늦으면 반대로 토크 전류가 감소하기 때문에 탈조하기 쉬워진다. 따라서, 안정 동작시키기 위해서도 전류 지각 설정은 매우 유리해진다.

도 19는 펌프 모터의 회전수에 대응한 무효 전류 설정값 Irs와, 인가 전압 정수 kvn의 최적 설정값을 나타내는 특성도이다. 모터 회전수의 자승에 의해 토크 전류가 증가하기 때문에, 무효 전류 설정값 Irs도 거의 자승으로 증가시키고, 인가 전압 정수 kvn도 1로부터 자승으로 증가시키는 것에 의해 소정의 지각 설정값 γs로 할 수 있다.

모터 전류 위상을 지각 설정하기 위해서는, 모터 인가 전압 Va는 모터 유기 전압 Vr보다도 반드시 높게 설정할 필요가 있다. 모터 인가 전압 Va는 PI 제어의 경우, 수학식 1O에 나타내어지는 바와 같이 인가 전압 정수 kvn, 유기 전압 정수 ke, 회전수 N의 곱에 오차 비례 요소, 오차 적분 요소가 더해지기 때문에, 과도적으로 변동이 커져 탈조할 가능성이 있다. 따라서, 수학식 11에 나타내는 바와 같이, 인가 전압 정수의 상한값 kvnmax, 하한값 kvnmin에 의해 인가 전압 Va의 상한 과 하한을 설정하는 것에 의해, 탈조나 이상 전류를 방지할 수 있다. 인가 전압 정수의 하한값은 통상 1로 설정된다.

이상 설명한 바와 같이, 본 발명은 모터 유기 전압과 인버터 회로 출력 전류의 위상이 소정의 지각 위상으로 되도록 인가 전압 Va와 무효 전류 Ir을 최적 설정 제어하는 것에 의해 센서리스 정현파 구동의 동작 안정성을 높일 수 있고, 또한 유효 전류 Ia를 검지하여 부하 변동을 검지하는 것이다.

특히, 인가 전압 정수를 거의 일정하게 제어한 경우, 인가 전압은 모터 회전수에 비례하고, 인가 전압과 유효 전력의 곱이 모터 출력에 거의 비례하기 때문에, 인가 전압과 유효 전력의 곱을 검출하는 것에 의해 모터 출력 변동을 검출할 수 있다. 회전수 일정하면 인가 전압 정수를 일정하게 제어한 경우, 유효 전류 변동은 토크 변동에 거의 비례하기 때문에, 토크 검지, 즉 부하 변동을 검지할 수 있는 것은 명백하다.

이상과 같이, 본 발명에 의한 식기 세척기의 모터 구동 장치는 저렴한 전류 검출 수단에 의해 인버터 회로 전류를 검출하여 DC 브러쉬리스 모터를 센서리스 정현파 구동하고, 또한 상기 전류 검출 수단에 의해 부하 변동을 검출하는 것이며, 위치 센서를 없애고, 또한, 고효율 운전이 가능해지기 때문에, 모터를 소형화, 박 형화, 저진동, 저가격화하여 신뢰성을 향상시킬 수 있다.

또한, 순간 전류 검출을 용이하게 할 수 있기 때문에, 모터 부하 변동에 의한 모터 전류 변화로부터 캐비테이션 검지나 세정조 수위 저하 검지가 용이해진다.

또한, 인버터 무효 전력과 모터 리액턴스 전력의 차분을 검출하여, 차분이 영으로 되도록 역률 제어하는 것에 의해, 유기 전압 위상과 인버터 회로 출력 전류 위상이 거의 일정하게 하는 것이 가능하기 때문에, 인버터 회로 출력 전류가 토크 전류와 거의 동일해지고, 전류 검출하는 것에 의해 토크 검출할 수 있어, 부하 변동이 용이해지기 때문에, 캐비테이션이나 세정조의 수위 저하를 용이하게 검출할 수 있다.

또한, 인가 전압 정수와 무효 전류를 적당히 설정하여, 유기 전압 위상보다도 모터 전류 위상을 늦추는 것에 의해 제어 안정성을 높일 수 있으며, 프로그램 단계수가 적은 간단한 제어에 의해 토크 변동에 대해서 안정하게 동작하여 탈조하기 어려운 식기 세척기의 모터 구동 장치를 실현할 수 있다.

또한, 캐비테이션이나 수위 저하에 관한 부하 변동의 실시예를 나타냈지만, 펌프 모터가 잠겨 회전 불능하게 된 경우나, 탈조한 경우에는 유기 전압이 발생하지 않아, 유효 전류가 극단적으로 감소하기 때문에, 유효 전류에 의해 회전 정지를 용이하게 검출할 수 있다.

본 발명의 식기 세척기의 모터 구동 장치는, 인버터 회로의 출력 전류를 전 류 검출 수단에 의해 검출하여 설정 회전수가 되도록 인버터 회로를 PWM 제어하여 센서리스 정현파 구동하여, 전류 검출 수단에 의해 모터 토크에 대응한 전류를 검출하여 부하 상태를 검출하는 것이며, 저가격의 전류 검출 수단에 의해 센서리스 정현파 구동과 부하 상태의 검출이 가능해져, 정현파 구동에 의해 모터 소음을 삭감, 위치 센서를 없애어 모터를 소형화할 수 있어, 캐비테이션시의 토크 감소, 또는, 누수에 의한 세정조내의 수위 저하를 검출할 수 있다.

또한, 모터 유기 전압과 인버터 회로 출력 전류 위상을 거의 동상, 또는 모터 유기 전압으로부터 인버터 회로 출력 전류 위상을 늦추도록 했기 때문에, 탈조 하기 어렵게 되어 안정한 회전 제어가 가능해진다.

이상과 같이, 본 발명에 의한 식기 세척기의 모터 구동 장치는 교류 전력을 정류 회로에 의해 직류 전력으로 변환하고, 모터를 인버터 회로에 의해 구동하여, 인버터 회로의 출력 전류를 전류 검출 수단에 의해 검출하여 설정 회전수로 되도록 인버터 회로를 PWM 제어하여 센서리스 정현파 구동하고, 전류 검출 수단에 의해 모터의 부하 상태를 검출하도록 한 것이므로, 저렴한 전류 검출 수단에 의해 용이하게 부하 상태의 검지가 가능해지고, 공기 조화기의 열펌프나 냉각팬 모터, 또는 세탁 건조기의 탈수조겸 세정조 구동용 모터나 건조용팬 모터, 또는 목욕물 펌프 모터 구동 등의 용도에도 적용할 수 있다.

Claims (7)

1. 교류 전원과,

   상기 교류 전원의 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 정류 회로와,

   상기 정류 회로의 직류 전력을 교류 전력으로 변환하는 인버터 회로와,

   상기 인버터 회로에 의해 구동되어 세정 펌프, 또는 배수 펌프를 구동하는 모터와,

   상기 인버터 회로의 출력 전류를 검출하는 전류 검출 수단과,

   상기 전류 검출 수단의 출력 신호에 의해 상기 인버터 회로를 PWM 제어하여 설정 회전수로 되도록 상기 모터를 센서리스 구동하는 제어 수단

   으로 이루어지고,

   상기 전류 검출 수단에 의해 상기 모터의 부하 상태를 검출하도록 한

   식기 세척기의 모터 구동 장치.
2. 제 1 항에 있어서,

   인버터 회로는 6개의 트랜지스터와 다이오드로 이루어지는 3상 풀브리지 인버터 회로로 구성하고, 전류 검출 수단은 상기 3상 풀브리지 인버터 회로의 하측 아암 트랜지스터의 부(負)전위측 단자에 각각 접속된 분로 저항으로 구성하고, 상기 분로 저항에 흐르는 전류를 검출하는 것에 의해 상기 인버터 회로의 출력 전류 를 검출하도록 한

   식기 세척기의 모터 구동 장치.
3. 제 1 항에 있어서,

   전류 검출 수단에 의해 검지한 인버터 회로 전류로부터 모터 부하 상태를 검출하여, 세정 펌프, 또는 배수 펌프의 캐비테이션(cavitation; 공동 현상)을 검출하도록 한 식기 세척기의 모터 구동 장치.
4. 제 1 항에 있어서,

   전류 검출 수단에 의해 검지한 인버터 회로 전류로부터 모터 부하 상태를 검출하여, 세정조의 수위 저하를 검출하도록 한 식기 세척기의 모터 구동 장치.
5. 제 1 항에 있어서,

   제어 수단은 인버터 회로의 출력 전류와 모터의 유기 전압과의 위상이 동일한 위상으로 되도록 제어하여 모터 전류로부터 부하 상태를 검출하도록 한 식기 세척기의 모터 구동 장치.
6. 제 1 항에 있어서,

   제어 수단은 인버터 회로의 출력 전압과 출력 전류와의 위상, 또는 무효 전류가 소정값으로 되도록 제어하여, 상기 인버터 회로의 유효 전류에 의해 모터의 부하 상태를 검출하도록 한 식기 세척기의 모터 구동 장치.
7. 교류 전원과,

   상기 교류 전원의 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 정류 회로와,

   상기 정류 회로의 직류 전력을 교류 전력으로 변환하는 인버터 회로와,

   상기 인버터 회로에 의해 구동되어 세정 펌프, 또는 배수 펌프를 구동하는 모터와,

   상기 인버터 회로의 출력 전류를 검출하는 전류 검출 수단과,

   상기 전류 검출 수단의 출력 신호에 의해 상기 인버터 회로를 PWM 제어하여 설정 회전수로 되도록 상기 모터를 센서리스 구동하는 제어 수단

   으로 이루어지고,

   상기 모터의 유기 전압에 대하여 모터 전류 위상이 지연 위상으로 되도록 한

   식기 세척기의 모터 구동 장치.

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