WO2020066029A1 - モータ駆動装置及び空気調和機 - Google Patents

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WO2020066029A1
WO2020066029A1 PCT/JP2018/036606 JP2018036606W WO2020066029A1 WO 2020066029 A1 WO2020066029 A1 WO 2020066029A1 JP 2018036606 W JP2018036606 W JP 2018036606W WO 2020066029 A1 WO2020066029 A1 WO 2020066029A1
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WO
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voltage
motor
switching
connection
drive device
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PCT/JP2018/036606
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English (en)
French (fr)
Inventor
卓也 下麥
有澤　浩一
智 一木
啓介 植村
憲嗣 岩崎
Original Assignee
三菱電機株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/16—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the circuit arrangement or by the kind of wiring
    • H02P25/18—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the circuit arrangement or by the kind of wiring with arrangements for switching the windings, e.g. with mechanical switches or relays
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation

Definitions

  • the present invention relates to a motor driving device for driving a motor, and an air conditioner including the motor driving device.
  • Patent Literature 1 listed below discloses a technique for increasing the efficiency of an air conditioner, in which the connection of a stator winding (hereinafter simply referred to as “winding”) of a motor is switched between a star connection and a delta connection.
  • winding a stator winding
  • a configuration of a motor driving device is disclosed.
  • a technique is proposed in which a star connection is used in a low-speed rotation region and a delta connection is used in a high-speed rotation region to expand a high-speed rotation region and increase efficiency in a low-speed rotation region.
  • this type of motor is referred to as a “connection switching motor” as appropriate.
  • the leakage current is a high-frequency component of the current flowing through the stray capacitance between the compressor and the ground by switching control of the switching element of the inverter circuit.
  • the leakage current changes according to the impedance in the compressor. In particular, when the air conditioner is started, oil remains in the compressor. For this reason, the impedance of the compressor is smaller than that in a state where no oil remains in the compressor. For this reason, especially during startup, the leakage current increases.
  • an air conditioner equipped with a connection switching motor When an air conditioner equipped with a connection switching motor is operated, it is basically started up with a delta connection.
  • the delta connection has a lower impedance than the star connection. Therefore, starting with the delta connection means that the system is placed under a more severe environment against the leakage current, and it is necessary to suppress an increase in the leakage current during the startup.
  • the present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to provide a motor driving device capable of suppressing an increase in leakage current during startup when driving a connection switching motor.
  • a motor driving device includes at least one first switching element, and converts and boosts an AC voltage output from an AC power supply into a DC voltage.
  • a booster circuit ; and a capacitor for smoothing a DC voltage output from the booster circuit.
  • the motor driving device includes an inverter circuit having a plurality of second switching elements and converting the power stored in the capacitor into AC power and supplying the AC power to the motor. The motor drive device reduces the number of times of switching of the second switching element to a specified number of times of switching from the start of self-limiting operation to the motor until the number of rotations of the motor becomes constant.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a motor drive device according to an embodiment
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a detailed configuration of the inverter circuit shown in FIG.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of the inverter circuit shown in FIG. 2 which is different from FIG.
  • FIG. 11 is a diagram for describing another example of the first and second connection states according to the first embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram for describing a relationship between a connection state and efficiency in the connection switching motor according to the embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram for describing an operation mode of the motor driving device according to the embodiment.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a motor drive device according to an embodiment
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a detailed configuration of the inverter circuit shown in FIG.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of the inverter circuit shown in FIG. 2 which is different from FIG.
  • FIG. 11 is a diagram for describing
  • FIG. 4 is a diagram showing one current path in a passive synchronous rectification mode in the booster circuit according to the embodiment.
  • the figure which shows the current-loss characteristic in the general switching element typically FIG. 4 is a diagram illustrating one of current paths in a simple switching mode in the booster circuit according to the embodiment;
  • FIG. 7 is a diagram for describing output voltage control in a booster circuit according to an embodiment.
  • Time chart illustrating an example of an operation method of the air conditioner according to the embodiment.
  • Second diagram for describing overmodulation in the embodiment 1 is a block diagram illustrating an example of a hardware configuration that embodies functions of a control unit according to an embodiment.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating another example of a hardware configuration that embodies the function of the control unit according to the embodiment.
  • connection simply referred to as “connection”.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of an air conditioner 200 according to an embodiment.
  • FIG. 1 shows a configuration of a separate type air conditioner as an example.
  • the air conditioner 200 according to the embodiment includes a compressor 251 having a built-in motor 500, a four-way valve 259, an outdoor heat exchanger 252, an expansion valve 261, and an indoor heat exchanger 257. These components are connected via a refrigerant pipe 262 to form a refrigeration cycle.
  • the motor 500 is driven by a motor driving device 100 according to an embodiment described later.
  • a compression mechanism 250 for compressing the refrigerant and a motor 500 for operating the compression mechanism 250 are provided inside the compressor 251.
  • a refrigeration cycle for cooling and heating is configured by circulating a refrigerant between the compressor 251 and the outdoor heat exchanger 252 and between the compressor 251 and the indoor heat exchanger 257.
  • the configuration shown in FIG. 15 is applicable not only to an air conditioner but also to a refrigeration cycle device including a refrigeration cycle such as a refrigerator and a freezer.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of the motor drive device 100 according to the embodiment.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a detailed configuration of the inverter circuit 18 shown in FIG.
  • the motor drive device 100 converts AC power supplied from the single-phase AC power supply 1 into DC power, as shown in FIG. Further, the motor driving device 100 converts the converted DC power into AC power again, and supplies the converted AC power to the motor 500 to drive the motor 500.
  • the motor 500 is a motor built in the compressor 251 of the air conditioner 200 shown in FIG.
  • the motor 500 is a motor having a structure capable of switching connections as shown in FIG. In this specification, this is appropriately referred to as a “connection switching motor”. The detailed configuration of the motor 500 will be described later.
  • the motor driving device 100 includes a booster circuit 3, a capacitor 4, a control unit 10, an inverter circuit 18 including a current detector 18S, a connection switching unit 60, and a voltage serving as a first voltage detector. It includes a detector 5 and a voltage detector 7 as a second voltage detector.
  • the booster circuit 3 is a boost converter that converts an AC voltage output from the AC power supply 1 into a DC voltage and boosts the DC voltage by opening and closing a switching element described later. When converting the AC voltage into the DC voltage, the booster circuit 3 controls the voltage value of the converted DC voltage, that is, boosts the voltage value. Note that the AC voltage output from the AC power supply 1 is referred to as “power supply voltage” and is represented by “Vs”.
  • the booster circuit 3 includes the reactor 2, a first leg 31, and a second leg 32.
  • the first leg 31 and the second leg 32 are connected in parallel.
  • a first upper arm element 311 and a first lower arm element 312 are connected in series.
  • a second upper arm element 321 and a second lower arm element 322 are connected in series.
  • One end of reactor 2 is connected to AC power supply 1.
  • the other end of the reactor 2 is connected to a connection point 3 a between the first upper arm element 311 and the first lower arm element 312 in the first leg 31.
  • a connection point 3 b between the second upper arm element 321 and the second lower arm element 322 is connected to the other end of the AC power supply 1.
  • the connection points 3a and 3b constitute an AC terminal.
  • the first upper arm element 311 includes a switching element Q1 and a diode D1 connected in anti-parallel to the switching element Q1.
  • First lower arm element 312 includes a switching element Q2 and a diode D2 connected in anti-parallel to switching element Q2.
  • Second upper arm element 321 includes switching element Q3 and diode D3 connected in antiparallel to switching element Q3.
  • Second lower arm element 322 includes a switching element Q4 and a diode D4 connected in anti-parallel to switching element Q4.
  • Each of the switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4 may be referred to as a “first switching element”.
  • FIG. 2 illustrates a metal oxide semiconductor field effect transistor (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor: MOSFET) for each of the switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4, but is not limited to MOSFETs.
  • MOSFET Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor
  • a MOSFET is a switching element capable of flowing current bidirectionally between a drain and a source. Any switching element can be used as long as current can flow bidirectionally between the first terminal corresponding to the drain and the second terminal corresponding to the source.
  • antiparallel means that the first terminal corresponding to the drain of the MOSFET is connected to the cathode of the diode, and the second terminal corresponding to the source of the MOSFET is connected to the anode of the diode.
  • a parasitic diode included in the MOSFET itself may be used as the diode. Parasitic diodes are also called body diodes.
  • At least one of the switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4 is not limited to a MOSFET formed of a silicon-based material, and is formed of a wide band gap semiconductor such as silicon carbide, gallium nitride, gallium oxide, or diamond. MOSFET may be used.
  • wide band gap semiconductors have higher withstand voltage and heat resistance than silicon semiconductors. Therefore, by using a wide band gap semiconductor for at least one of the switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4, the withstand voltage and the allowable current density of the switching element are increased, and the semiconductor module incorporating the switching element is reduced in size.
  • switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4 may be diodes instead of switching elements. That is, at least one of the switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4 may be a switching element. Even with such an alternative configuration, a boosting operation described later can be performed.
  • connection points 3c and 3d constitute DC terminals.
  • the side where the connection points 3c and 3d are located is referred to as "DC side".
  • Capacitor 4 is connected to DC buses 12a and 12b, and smoothes the output voltage of booster circuit 3.
  • the voltage generated at the DC buses 12a and 12b is called “bus voltage” and is represented by "Vdc”.
  • An AC current flowing between the AC power supply 1 and the booster circuit 3 may be referred to as a “first current”.
  • the voltage detector 5 detects the power supply voltage Vs and outputs a detected value of the power supply voltage Vs to the control unit 10.
  • the voltage detector 7 detects the bus voltage Vdc and outputs a detected value of the bus voltage Vdc to the control unit 10.
  • the inverter circuit 18 includes a leg 18A in which an upper arm element 18UP and a lower arm element 18UN are connected in series, and a leg 18B in which an upper arm element 18VP and a lower arm element 18VN are connected in series. And a leg 18C in which the upper arm element 18WP and the lower arm element 18WN are connected in series.
  • the legs 18A, 18B and 18C are connected in parallel with each other.
  • a shunt resistor 18DS is inserted into the DC bus 12b.
  • the shunt resistor 18DS is a component of the current detector 18S shown in FIG. Note that the upper arm elements 18UP, 18VP, 18WP and the lower arm elements 18UN, 18VN, 18WN may be referred to as “second switching elements”.
  • FIG. 3 illustrates an example in which the upper arm elements 18UP, 18VP, 18WP and the lower arm elements 18UN, 18VN, 18WN are insulated gate bipolar transistors (Insulated Gate Bipolar Transistor: IGBT), but the present invention is not limited to this.
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • a MOSFET may be used instead of the IGBT.
  • the upper arm element 18UP includes a transistor 18a and a diode 18b connected in anti-parallel to the transistor 18a.
  • the other upper arm elements 18VP, 18WP and the lower arm elements 18UN, 18VN, 18WN have the same configuration.
  • Anti-parallel means that the anode side of the diode is connected to the first terminal corresponding to the emitter of the IGBT and the cathode side of the diode is connected to the second terminal corresponding to the collector of the IGBT, as in the case of the booster circuit 3. means.
  • the shunt resistor 18DS detects a current flowing between the capacitor 4 and the inverter circuit 18. The detected value of the current flowing through the shunt resistor 18DS is sent to the control unit 10.
  • FIG. 3 shows a configuration including three legs in which the upper arm element and the lower arm element are connected in series, but is not limited to this configuration.
  • the number of legs may be four or more.
  • the transistors 18a of the upper arm elements 18UP, 18VP, 18WP and the lower arm elements 18UN, 18VN, 18WN are MOSFETs
  • at least one of the upper arm elements 18UP, 18VP, 18WP and the lower arm elements 18UN, 18VN, 18WN A wide band gap semiconductor such as silicon carbide, gallium nitride, gallium oxide or diamond. If a MOSFET formed of a wide band gap semiconductor is used, the effects of withstand voltage and heat resistance can be enjoyed.
  • connection point 26a between the upper arm element 18UP and the lower arm element 18UN is connected to a first phase (for example, U phase) of the motor 500 not shown in FIG. 3, and a connection point between the upper arm element 18VP and the lower arm element 18VN.
  • 26b is connected to a second phase (for example, V phase) of the motor 500
  • a connection point 26c between the upper arm element 18WP and the lower arm element 18WN is connected to a third phase (for example, W phase) of the motor 500.
  • the connection points 26a, 26b, 26c form an AC terminal.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration of the inverter circuit shown in FIG. 2 which is different from FIG.
  • a lower arm shunt resistor 18US connected in series with the lower arm element 18UN is provided between the lower arm element 18UN and the DC bus 12b.
  • the leg 18A includes the upper arm element 18UP, the lower arm element 18UN, and the lower arm shunt resistor 18US that are connected to each other in series.
  • a lower arm shunt resistor 18VS connected in series to the lower arm element 18VN is provided between the lower arm element 18VN and the DC bus 12b.
  • the leg 18B includes the upper arm element 18VP, the lower arm element 18VN, and the lower arm shunt resistor 18VS that are connected to each other in series.
  • a lower arm shunt resistor 18WS connected in series with the lower arm element 18WN is provided between the lower arm element 18WN and the DC bus 12b.
  • the leg 18CB is configured by the upper arm element 18WP, the lower arm element 18WN, and the lower arm shunt resistor 18WS that are connected to each other in series.
  • the lower arm shunt resistor 18US detects a current flowing in the lower arm of the U phase.
  • the lower arm shunt resistor 18VS detects a current flowing through the V-phase lower arm.
  • the lower arm shunt resistor 18WS detects a current flowing through the W-phase lower arm. The detected value of the current flowing through the lower arm shunt resistors 18US, 18VS, 18WS is sent to the control unit 10.
  • FIG. 3 shows a circuit configuration of a so-called one-shunt current detection system.
  • the circuit of FIG. 3 is preferably used mainly for a motor for driving a compressor.
  • FIG. 4 shows a circuit configuration of a so-called three-shunt current detection system.
  • the circuit of FIG. 4 is preferably used mainly for a fan driving motor.
  • motor rotation speed the rotation speed of the motor 500 is appropriately referred to as “motor rotation speed”.
  • voltage applied to the motor 500 by the inverter circuit 18 is referred to as “motor applied voltage” or simply “applied voltage”.
  • the motor 500 includes a U-phase winding 502U, a V-phase winding 502V, and a W-phase winding 502W.
  • the U-phase winding 502U, the V-phase winding 502V, and the W-phase winding 502W are three windings provided in the motor 500.
  • the connection switching unit 60 switches the connection state of the three windings included in the motor 500 between a first connection state and a second connection state.
  • the second connection state is a state in which the motor applied voltage is lower than in the first connection state under the same motor rotation speed condition. Therefore, the motor applied voltage in the first connection state is higher than the motor applied voltage in the second connection state under the same motor rotation speed condition.
  • the first connection state is a state of being connected in a star connection
  • the second connection state is a state of being connected in a delta connection.
  • the connection switching unit 60 has a function of switching the connection state of the windings of the motor between the star connection and the delta connection by changing the connection destinations at both ends of each open winding.
  • the connection switching unit 60 includes a U-phase switch 62U, a V-phase switch 62V, and a W-phase switch 62W.
  • the U-phase switch 62U is a switching unit that switches the connection destination of the U-phase winding 502U.
  • the V-phase switch 62V is a switching unit that switches the connection destination of the V-phase winding 502V.
  • the W-phase switch 62W is a switching unit that switches the connection destination of the W-phase winding 502W.
  • the contacts of the U-phase switch 62U, the V-phase switch 62V, and the W-phase switch 62W are individually switched by switching signals CS1 to CS3 from the control unit 10.
  • each phase switch is in a state of connecting each phase winding of the motor 500 to a star connection. That is, the default contact is a state where each phase winding of the motor 500 is connected to the star connection.
  • each phase switch is described as a c-contact switch, but is not limited to these examples.
  • Each phase switch may be any switch that can be opened and closed in both directions.
  • each phase switch may be configured by combining an a contact switch or a b contact switch.
  • each phase switch may be a semiconductor switch.
  • Each phase switch preferably has a small conduction loss at the time of ON, and a mechanical switch such as a relay or a contactor can be used. Further, a switching element formed of a wide band gap semiconductor may be used instead of the mechanical switch. By using a switching element formed of a wide band gap semiconductor, it is possible to obtain the effects of low on-resistance, low loss, and low element heat generation.
  • FIG. 2 illustrates a case where the first connection state is a star connection and the second connection state is a delta connection, but the present invention is not limited to this.
  • the two connection states shown in FIG. 5 may be switched.
  • FIG. 5 is a diagram provided for describing another example of the first and second connection states in the first embodiment.
  • FIG. 5 schematically shows a connection state of the motor 500 shown in FIG. 2 which is different from that in FIG.
  • the upper part of FIG. 5 shows an example of series connection in which windings of each phase in a star connection are connected in series.
  • the lower part of FIG. 5 shows an example of a parallel connection in which the respective phase windings in the star connection are connected in parallel.
  • the impedance of the U-phase winding 33U1 in the series connection is larger than the impedance of the U-phase winding 33U2 in the parallel connection.
  • the impedance of the V-phase winding 33V1 in the serial connection is larger than the impedance of the V-phase winding 33V2 in the parallel connection
  • the impedance of the W-phase winding 33W1 in the serial connection is larger than that of the W-phase winding 33W2 in the parallel connection. Larger than impedance. Therefore, if the phase current is the same, the induced voltage induced in each phase winding is greater in the series connection than in the parallel connection. Therefore, the series connection shown in the upper part of FIG.
  • connection state in which the motor applied voltage is higher than the parallel connection and corresponds to the first connection state described above.
  • the parallel connection shown in the lower part of FIG. 5 is a connection state in which the motor applied voltage is lower than the serial connection, and corresponds to the above-described second connection state.
  • connection switching unit 60 shown in FIG. 2 the components corresponding to the connection switching unit 60 shown in FIG. 2 are not shown, but the first connection state is obtained by appropriately combining a contact switch, b contact switch, or c contact switch. And the second connection state.
  • control unit 10 generates control signals S311 to S322 for controlling each switching element in the booster circuit 3 based on the detection values of the voltage detector 5 and the voltage detector 7.
  • the control signal S311 is a control signal for controlling the switching element Q1
  • the control signal S322 is a control signal for controlling the switching element Q4.
  • Switching elements Q2 and Q3 are also controlled by a control signal from control unit 10.
  • the control signals S311 to S322 generated by the control unit 10 are input to a gate drive circuit (not shown) in the booster circuit 3.
  • control unit 10 generates control signals S1 to S6 for controlling each switching element in the inverter circuit 18 based on each detection value of the voltage detector 5, the voltage detector 7, and the current detector 18S. .
  • the control signal S1 is a control signal for controlling the upper arm element 18UP
  • the control signal S6 is a control signal for controlling the lower arm element 18WN.
  • the other upper arm elements 18VP, WP and the other lower arm elements 18UN, VN are also controlled by control signals from the control unit 10.
  • the control signals S1 to S6 generated by the control unit 10 are input to a gate drive circuit (not shown) in the inverter circuit 18.
  • the operating efficiency of the motor 500 is simply referred to as “efficiency”.
  • the “efficiency” is the ratio of the mechanical output of the motor 500 to the input power to the motor 500.
  • the star connection is referred to as “Y connection” and the delta connection is referred to as “ ⁇ connection”.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining the relationship between the connection state and the efficiency in the connection switching motor according to the embodiment.
  • the horizontal axis shows the rotation speed of the motor 500, and the vertical axis shows the efficiency of the motor 500.
  • the efficiency of the motor 500 when the connection state is the star connection is better in the low speed region where the rotation speed is small, that is, in the light load region, than in the delta connection, but is higher in the high speed region where the rotation speed is large That is, it decreases in the high load region or the overload region.
  • the efficiency of the motor 500 when the connection state is the delta connection is inferior to the star connection in the low speed region where the rotation speed is low, but is improved in the high speed region where the rotation speed is high.
  • the star connection is more efficient than the delta connection in the low speed region, and the delta connection is more efficient than the star connection in the high speed region. Therefore, there is a switching point shown in FIG. 6, and if the connection state is switched at this switching point, efficient operation becomes possible. Note that the switching speed at the switching point may be referred to as a “first speed”.
  • one of the indexes related to energy saving in the air conditioner is an annual performance factor (APF).
  • APF annual performance factor
  • the efficiency at an intermediate load of the air conditioner greatly contributes to the APF.
  • the above-described low-speed region or light-load region may be considered to be substantially synonymous with the intermediate load referred to in APF.
  • FIG. 7 is a diagram provided for describing an operation mode of the motor driving device 100 according to the embodiment.
  • FIG. 7 shows three operation modes: a passive synchronous rectification mode, a simple switching mode, and a pulse width modulation (Pulse Width Modulation: PWM) control mode.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating one current path in the passive synchronous rectification mode in the booster circuit 3 of the embodiment.
  • FIG. 9 is a diagram schematically showing current-loss characteristics of a general switching element.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating one of the current paths in the simple switching mode in the booster circuit 3 of the embodiment.
  • FIG. 7 shows the power supply voltage and the power supply current in the passive synchronous rectification mode.
  • This operation mode is a mode in which synchronous rectification is performed without boosting.
  • Non-boosting means that the power supply short-circuit operation is not performed.
  • the power supply short-circuit operation will be described later.
  • Synchronous rectification is a control method in which a switching element connected in anti-parallel to a diode is turned on in accordance with the timing at which a current flows through the diode.
  • FIG. 8 shows a charging path for the capacitor 4 when the power supply voltage is positive and synchronous rectification is performed. As shown in FIG. 8, it is assumed that the polarity of the power supply voltage is positive when the upper terminal of the AC power supply 1 has a positive potential. When the upper terminal of the AC power supply 1 has a negative potential, the polarity of the power supply voltage is assumed to be negative.
  • FIG. 9 shows the loss characteristics of the diode and the loss characteristics of the switching element when it is turned on. As shown in FIG. 9, in the region A where the current is smaller than the current value I0, the loss of the diode is larger than the loss of the switching element.
  • This operation mode is an operation mode in which the booster circuit 3 performs a boost operation by performing one or several short-circuit operations of the power supply during a half cycle of the power supply voltage.
  • one power supply short-circuit operation is performed during a half cycle of the power supply voltage.
  • FIG. 10 shows a short-circuit path of the AC power supply 1 via the reactor 2 when the power supply voltage is positive and synchronous rectification is performed.
  • the switching elements Q1 and Q3 are turned on in the period T4. By doing so, current flows in the order of AC power supply 1, reactor 2, switching element Q1, switching element Q3, AC power supply 1, and electric energy is accumulated in reactor 2.
  • the operation is in the passive synchronous rectification mode shown in the upper part of FIG.
  • the sum of the voltage of the AC power supply 1 and the voltage generated in the reactor 2 is applied to the booster circuit 3. Therefore, the diodes D1 and D4 of the booster circuit 3 conduct. Then, the switching elements Q1 and Q4 are turned on in accordance with the conduction timing of the diodes D1 and D4, and the power supply current flows.
  • the switching elements Q1 and Q3 are turned on, but the switching elements Q2 and Q4 may be turned on instead. In this case, current flows in the order of the AC power supply 1, the reactor 2, the switching element Q2, the switching element Q4, and the AC power supply 1.
  • the passive synchronous rectification operation is performed after one or several power supply short-circuit operations.
  • the switching elements Q1 and Q3 may be turned on, or the switching elements Q2 and Q4 may be turned on.
  • the lower part of FIG. 7 shows the power supply voltage and the power supply current in the PWM control mode.
  • a power supply short-circuit operation for storing electric energy in the reactor 2 and a charging operation for charging the capacitor 4 using the electric energy stored in the reactor 2 are alternately repeated.
  • Switching between the power short-circuit operation and the charging operation is performed at a high frequency of several kHz to several tens kHz.
  • the power supply current is controlled to a sinusoidal current.
  • the boosting operation time is longer than in the simple switching mode shown in the middle part, and a boosted voltage higher than that in the simple switching mode can be obtained.
  • the air conditioner 200 according to the embodiment is driven by the motor driving device 100 configured and operated as described above. Since the motor drive device 100 has the above characteristics, the operation efficiency of the air conditioner 200 can be improved.
  • the motor 500 built in the compressor 251 of the air conditioner 200 is a connection switching motor, and since the connection switching motor is started at the time of startup with a low impedance delta connection, the above-described leakage current is large. Become.
  • FIG. 11 is a diagram provided for explanation of output voltage control in booster circuit 3 of the embodiment.
  • FIG. 11 shows an induced voltage when the connection state of the motor 500 is a star connection and an induced voltage when the connection state of the motor 500 is a delta connection.
  • the horizontal axis indicates the number of rotations of the motor 500, and the vertical axis indicates various voltages.
  • the connection state of the motor 500 in consideration of the efficiency characteristics shown in FIG. 6, is a star connection in a low-speed region and a delta connection in a high-speed region.
  • FIG. 11 it is assumed that the star connection and the delta connection are switched at the first rotation speed shown in FIG.
  • the induced voltage between terminals in the star connection is ⁇ 3 times the induced voltage between terminals in the delta connection. Accordingly, changing the connection state from the delta connection to the star connection is equivalent to increasing the number of windings by ⁇ 3 times. Therefore, the gradient of the induced voltage with respect to the rotation speed is ⁇ 3 times the induced voltage of the delta connection.
  • the levels of the rectified voltage and the two boosted voltages that is, the first voltage and the second voltage are indicated by broken lines.
  • the rectified voltage is an output voltage of the booster circuit 3 when the booster circuit 3 is not operated.
  • the rectified voltage is an output voltage of the booster circuit 3 that does not involve the switching operation of the switching element of the booster circuit 3.
  • two boosting modes are defined.
  • One is a boosting mode in which the boosting circuit 3 performs a boosting operation and outputs a first voltage.
  • This boost mode is defined as “first boost mode”.
  • the other is a boosting mode in which the boosting circuit 3 performs a boosting operation and outputs a second voltage.
  • This boost mode is defined as “second boost mode”.
  • the boost circuit 3 In the first boost mode, the boost circuit 3 operates in the simple switching mode described above, and generates the first voltage as shown in FIG.
  • the first voltage is an output voltage of the booster circuit 3 that is boosted by the switching operation of the switching element of the booster circuit 3.
  • the boost circuit 3 operates in the above-described PWM control mode, and generates the second voltage as shown in FIG.
  • the second voltage is an output voltage of the booster circuit 3 that is boosted by the switching operation of the switching element of the booster circuit 3 and is higher than the first voltage.
  • the generation of the second voltage may be performed in the first boost mode, that is, the simple switching mode.
  • connection switching motor it is necessary to pay attention to both the voltage shortage so that the voltage shortage in the star connection and the voltage shortage in the delta connection do not occur. It is possible to increase the induced voltage by increasing the number of turns of the winding.
  • the conventional booster circuit has a large loss at the time of boosting, and there is a limitation in increasing the number of turns.
  • the motor drive device since the synchronous rectification is performed in the booster circuit 3, it is possible to improve the loss that has occurred in the conventional diode rectification. Further, since synchronous rectification is performed even in the two boost modes, the loss due to the boost operation can be compensated for by the loss improvement due to the synchronous rectification during the boost operation. As a result, efficiency can be improved without impairing the effect of increasing the number of windings by the connection switching motor.
  • FIG. 12 is a time chart illustrating an example of an operation method of air conditioner 200 according to the embodiment.
  • the initial connection state of the windings of the motor 500 that is, the default connection state is a star connection.
  • a thick solid line indicates the number of rotations
  • a thick broken line indicates the bus voltage.
  • a portion surrounded by a broken line ellipse, that is, a period from time t3 to time t6 is a part of the self-control operation period by the feedback control, and is referred to as a “first period” here.
  • the first period can be rephrased as a period in which the rotation speed of the motor 500 is constant from the start of the self-limiting operation.
  • the self-control operation is operation control performed based on the detection value of the current detector 18S.
  • the detection may be performed based on a detection value of a motor current that is a current flowing through the motor 500, or may be performed based on a detection value of a rotation position of the motor 500.
  • V / f control In which a voltage command corresponding to the command rotation speed is generated to control the inverter circuit 18.
  • the motor 500 is accelerated. Further, at time t4 when a voltage shortage is expected in the future, the first boosting is performed, and the bus voltage is changed to the first voltage.
  • the above-described leakage current suppression control is performed before and after the bus voltage is changed to the first voltage.
  • the second boosting is performed, and the bus voltage is changed to the second voltage.
  • the first boosting is performed in the first boosting mode
  • the second boosting is performed in the second boosting mode.
  • the leakage current suppression control is performed before and after the bus voltage is changed to the second voltage.
  • control unit 10 of motor drive device 100 determines whether the absolute value of the temperature difference between the target temperature and room temperature is less than a threshold. If the temperature difference is less than the threshold value, the operation shifts to a deceleration operation for restarting. In the example of FIG. 12, the operation shifts to the deceleration operation at time t7.
  • the motor 500 is restarted at time t10, and the motor 500 accelerates between time t10 and time t12.
  • time t11 when a voltage shortage is expected, the voltage is boosted, and the bus voltage is changed to the first voltage.
  • the load reaches the intermediate load, and during the period from time t12 to time t13, the control at the constant rotation speed is performed. Note that the operation between the time t12 and the time t13 is the operation of the intermediate load, and the boosting to the second voltage is unnecessary.
  • a stop command is input from a remote controller (not shown), and the operation shifts to a deceleration operation.
  • the boosting operation is stopped and the bus voltage becomes a rectified voltage in order to increase efficiency.
  • the operation is stopped, and at time t16, the energization ends.
  • the leakage current suppression control is not performed during the restart, but this does not impede the execution of the leakage current suppression control during the restart.
  • the leakage current suppression control when restarting after switching the winding connection state to delta connection, execute the leakage current suppression control. Further, even if the winding connection state is a star connection, in the case of an unusual state such as a large change in the load state, the leakage current suppression control may be performed.
  • FIG. 13 is a flowchart for explaining the leakage current suppression control according to the embodiment.
  • the process illustrated in FIG. 13 can be performed under the control of the control unit 10 in the first period (period from time t3 to time t6) illustrated in FIG.
  • Step S101 the motor 500 is started, and the other braking operation on the motor 500 is performed (step S101).
  • the control unit 10 determines whether the self-limiting operation can be performed (Step S102). If the self-limiting operation cannot be performed (No at Step S102), the determination process at Step S102 is repeated while continuing the other-controlled operation. On the other hand, if the self-control operation can be performed (step S102, Yes), the control is shifted from the other control operation to the self-control operation.
  • Step S104 determines whether the bus voltage needs to be boosted. If the boosting of the bus voltage is unnecessary (No at Step S104), the determination processing of Step S104 is repeated while the self-limiting operation is continued. On the other hand, when the boosting of the bus voltage is required (Step S104, Yes), the control unit 10 selects the boosting mode (Step S105), performs the boosting operation of the boosting circuit 3 (Step S106), and performs the overmodulation control. Perform (step S107).
  • the control unit 10 determines whether the operation of the motor 500 as a load is stable (Step S108). If the operation of the motor 500 is not stable (Step S108, No), the process returns to Step S104. Then, the processing from step S104 to step S106 is repeated. On the other hand, if the operation of the motor 500 is stable (step S108, Yes), the processing of this flowchart ends.
  • the above is an example of the leakage current suppression control in the air conditioner 200 according to the embodiment.
  • the following supplements some of the operations.
  • step S102 The determination as to whether or not the self-limiting operation can be performed in step S102 can be made based on whether or not voltage detection by the current detector 18S is possible.
  • the determination of the load stability in step S108 can be made based on the rotation speed, the temperature of the blown air from the indoor unit, the modulation factor, and the like.
  • the determination of the necessity of boosting in step S104 is a process of predicting an insufficient bus voltage. Insufficiency of the bus voltage may be achieved by comparing the number of revolutions with a threshold or by comparing the modulation factor with a threshold.
  • the “rotation speed” and the “modulation rate” are examples of the determination index. Whether the value is less than the threshold value or not less than the threshold value is a condition determined by the determination index. Here, this condition is referred to as a “first condition”.
  • the determination of the necessity of boosting in step S104 is an example of a process of determining whether the determination index satisfies the first condition.
  • step S105 the control unit 10 determines whether to select the first boost mode or the second boost mode.
  • the boost circuit 3 When the first boost mode is selected, in step S106, the boost circuit 3 generates the first voltage.
  • step S106 the boost circuit 3 generates the second voltage.
  • the modulation factor when operating the inverter circuit 18 is set to a value exceeding 1.
  • the overmodulation control is performed during the step-up operation, but the overmodulation control may be performed during the non-step-up operation.
  • FIG. 14 is a first diagram for explaining overmodulation in the embodiment
  • FIG. 15 is a second diagram for explaining overmodulation in the embodiment.
  • FIG. 14 shows an example of non-overmodulation
  • FIG. 15 shows an example of overmodulation.
  • FIG. 14 shows an example of the voltage command Vm and the carrier used for generating the PWM signal.
  • Voltage command Vm is a voltage command generated based on voltage amplitude command V *, bus voltage Vdc, and modulation factor.
  • 14 and 15 show the case where the voltage command is a sine wave, but there are also cases where the voltage command is a rectangular wave.
  • the modulation rate is obtained by dividing the voltage amplitude command V * by the bus voltage Vdc, as shown in FIGS.
  • 14 and 15 show waveforms of an inverter output voltage applied from the inverter circuit 18 to the motor 500.
  • the inverter output voltage is a voltage pulse train.
  • the modulation rate exceeds 1, the peak value of the voltage command V m is greater than the carrier amplitude. Accordingly, as shown in the lower portion of FIG. 15, the voltage command V m in larger area A than the peak of the carrier, wide and a single voltage pulse is generated. In the regions B1 and B2 located on both sides of the region A, a voltage pulse train whose pulse width gradually increases as approaching the region A is generated. Therefore, when overmodulation with a modulation factor exceeding 1 is performed, the number of times of switching of the switching elements in the inverter circuit 18 can be reduced.
  • the value of the modulation rate is generated inside the control unit 10 or given to the control unit 10 from outside the control unit 10.
  • the high-frequency component of the current by the switching control of the switching element of the inverter circuit flows through the stray capacitance between the compressor and the ground.
  • the high frequency component of the current by switching control also increases. For this reason, it is possible to reduce the leakage current by reducing the number of times of switching.
  • the value of the modulation factor has a preferable range determined by the motor characteristics such as the capacity and impedance of the motor 500. For this reason, it is important to determine the value of the modulation factor based on the effect of reducing the number of switching times and the characteristics of the motor. In any case, the leakage current can be reduced by performing overmodulation during the boosting operation.
  • a method of reducing the number of times of switching by overmodulation control in order to reduce leakage current has been described, but the present invention is not limited to this.
  • Methods for reducing the number of times of switching include, for example, two-phase modulation and variable carrier, and these methods may be used.
  • the control for reducing the leakage current it is conceivable to perform control for reducing the number of times of switching of the switching elements in the inverter circuit to a specified number of times of switching. Even with such a method, the leakage current can be reduced.
  • the prescribed number of times of switching is a number determined by the amplitude and frequency of the voltage command and the amplitude and frequency of the carrier.
  • the prescribed number of times of switching can be stored in a memory described later.
  • FIG. 16 is a block diagram illustrating an example of a hardware configuration that implements the function of the control unit 10 according to the embodiment.
  • FIG. 17 is a block diagram illustrating another example of a hardware configuration that implements the function of the control unit 10 according to the embodiment.
  • a processor 300 that performs an operation
  • a memory 302 in which a program read by the processor 300 is stored
  • a structure including an interface 304 for inputting and outputting signals can be employed.
  • the processor 300 may be an arithmetic unit such as an arithmetic unit, a microprocessor, a microcomputer, a CPU (Central Processing Unit), or a DSP (Digital Signal Processor).
  • the memory 302 includes a non-volatile or volatile semiconductor memory such as a RAM (Random Access Memory), a ROM (Read Only Memory), a flash memory, an EPROM (Erasable Programmable ROM), an EEPROM (registered trademark) (Electrically EPROM). Examples include a magnetic disk, a flexible disk, an optical disk, a compact disk, a mini disk, and a DVD (Digital @ Versatile @ Disc).
  • the memory 302 stores a program for executing all or a part of the functions of the control unit 10.
  • the processor 300 transmits and receives necessary information via the interface 304, and controls the booster circuit 3 and the inverter circuit 18 by executing the program stored in the memory 302 by the processor 300.
  • the processor 300 and the memory 302 shown in FIG. 16 may be replaced with a processing circuit 305 as shown in FIG.
  • the processing circuit 305 corresponds to a single circuit, a composite circuit, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), an FPGA (Field-Programmable Gate Array), or a combination thereof.

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Abstract

モータ駆動装置（１００）は、少なくとも１つの第１のスイッチング素子を有し、交流電源（１）から出力される交流電圧を直流電圧に変換及び昇圧する昇圧回路（３）、昇圧回路（３）から出力される直流電圧を平滑するコンデンサ（４）、及び複数の第２のスイッチング素子を有し、コンデンサ（４）に蓄積された電力を交流電力に変換してモータ（５００）に供給するインバータ回路（１８）を備える。モータ駆動装置（１００）は、モータ（５００）に対する自制運転の開始から、モータ（５００）の回転数が一定となるまでの期間において、第２のスイッチング素子に対するスイッチング回数を規定のスイッチング回数に対して低減させる。

Description

モータ駆動装置及び空気調和機
　本発明は、本発明は、モータを駆動するモータ駆動装置、及び当該モータ駆動装置を備えた空気調和機に関する。
　下記特許文献１には、空気調和機における高効率化の技術として、モータの固定子巻線（以下、単に「巻線」と呼ぶ）の結線をスター結線とデルタ結線との間で相互に切り替えるモータ駆動装置の構成が開示されている。この特許文献１では、低速回転域ではスター結線とし、高速回転域ではデルタ結線とすることで、高速回転域の拡大と、低速回転域での高効率化とを図る技術が提案されている。以下、この種のモータを、適宜「結線切替モータ」と呼ぶ。
特許第４６１９８２６号公報
　漏洩電流は、インバータ回路のスイッチング素子に対するスイッチング制御により、電流の高周波成分が、圧縮機とアースとの間の浮遊容量を介して流れるものである。漏洩電流は、圧縮機内のインピーダンスに応じて変化する。特に、空気調和機の起動時は、圧縮機内に油が残っている状態である。このため、圧縮機のインピーダンスは、圧縮機内に油が残っていない状態に比べて小さくなる。このため起動中は、特に、漏洩電流が大きくなる。
　結線切替モータを備えた空気調和機を運転する場合、基本的には、デルタ結線で起動される。デルタ結線は、スター結線よりもインピーダンスが低い。従って、デルタ結線で起動することは、漏洩電流に対して、より厳しい環境下に置かれることを意味し、起動中における漏洩電流の増加を抑制する必要がある。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、結線切替モータを駆動する際の起動中における漏洩電流の増加を抑制することができるモータ駆動装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係るモータ駆動装置は、少なくとも１つの第１のスイッチング素子を有し、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換及び昇圧する昇圧回路、及び昇圧回路から出力される直流電圧を平滑するコンデンサを備える。また、モータ駆動装置は、複数の第２のスイッチング素子を有し、コンデンサに蓄積された電力を交流電力に変換してモータに供給するインバータ回路を備える。モータ駆動装置は、モータに対する自制運転の開始から、モータの回転数が一定となるまでの期間において、第２のスイッチング素子に対するスイッチング回数を規定のスイッチング回数に対して低減させる。
　本発明によれば、結線切替モータを駆動する際の起動中における漏洩電流の増加を抑制することができるという効果を奏する。
実施の形態に係る空気調和機の構成例を示す図 実施の形態に係るモータ駆動装置の構成を示す回路図 図２に示すインバータ回路の詳細な構成を示す回路図 図２に示すインバータ回路の図３とは異なる構成を示す回路図 実施の形態１における第１及び第２の結線状態の他の例の説明に供する図 実施の形態の結線切替モータにおける結線状態と効率との関係の説明に供する図 実施の形態におけるモータ駆動装置の動作モードの説明に供する図 実施の形態の昇圧回路におけるパッシブ同期整流モード時の電流経路の１つを示す図 一般的なスイッチング素子における電流－損失特性を模式的に示す図 実施の形態の昇圧回路における簡易スイッチングモード時の電流経路の１つを示す図 実施の形態の昇圧回路における出力電圧制御の説明に供する図 実施の形態に係る空気調和機の運転方法の一例を示すタイムチャート 実施の形態における漏洩電流抑制制御の説明に供するフローチャート 実施の形態における過変調の説明に供する第１の図 実施の形態における過変調の説明に供する第２の図 実施の形態における制御部の機能を具現するハードウェア構成の一例を示すブロック図 実施の形態における制御部の機能を具現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図
　以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置及び空気調和機について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。また、以下では、電気的な接続を単に「接続」と称して説明する。
実施の形態．
　図１は、実施の形態に係る空気調和機２００の構成例を示す図である。図１では、一例として、セパレート形空気調和機の構成を示している。実施の形態に係る空気調和機２００は、モータ５００を内蔵した圧縮機２５１と、四方弁２５９と、室外熱交換器２５２と、膨張弁２６１と、室内熱交換器２５７とを備える。これらの構成部は、冷媒配管２６２を介して接続されて冷凍サイクルを構成している。モータ５００は、後述する実施の形態に係るモータ駆動装置１００によって駆動される。
　圧縮機２５１の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構２５０と、圧縮機構２５０を動作させるモータ５００とが設けられている。圧縮機２５１から室外熱交換器２５２との間と、圧縮機２５１から室内熱交換器２５７との間を冷媒が循環することで冷暖房などを行う冷凍サイクルが構成されている。なお、図１５に示した構成は、空気調和機だけでなく、冷蔵庫、冷凍庫といった冷凍サイクルを備える冷凍サイクル装置に適用可能である。
　図２は、実施の形態に係るモータ駆動装置１００の構成を示す回路図である。図３は、図２に示すインバータ回路１８の詳細な構成を示す回路図である。
　実施の形態に係るモータ駆動装置１００は、図２に示すように、単相の交流電源１から供給される交流電力を直流電力に変換する。また、モータ駆動装置１００は、変換した直流電力を再度交流電力に変換し、変換した交流電力をモータ５００に供給してモータ５００を駆動する。モータ５００は、図１に示した空気調和機２００の圧縮機２５１に内蔵されるモータである。モータ５００は、図２に示されるような、結線切替が可能な構造のモータである。本明細書では、適宜「結線切替モータ」と呼ぶ。モータ５００の詳細構成については、後述する。
　図２において、モータ駆動装置１００は、昇圧回路３と、コンデンサ４と、制御部１０と、電流検出器１８Ｓを備えるインバータ回路１８と、結線切替部６０と、第１の電圧検出器である電圧検出器５と、第２の電圧検出器である電圧検出器７と、を備える。
　昇圧回路３は、後述するスイッチング素子の開閉動作によって交流電源１から出力される交流電圧を直流電圧に変換及び昇圧する昇圧コンバータである。昇圧回路３は、交流電圧を直流電圧に変換する際に、変換した直流電圧の電圧値を制御、即ち昇圧する。なお、交流電源１から出力される交流電圧を「電源電圧」と呼び、「Ｖｓ」で表す。
　昇圧回路３は、リアクトル２と、第１のレグ３１と、第２のレグ３２とを備える。第１のレグ３１と第２のレグ３２とは、並列に接続されている。第１のレグ３１では、第１の上アーム素子３１１と第１の下アーム素子３１２とが直列に接続されている。第２のレグ３２では、第２の上アーム素子３２１と第２の下アーム素子３２２とが直列に接続されている。リアクトル２の一端は、交流電源１に接続される。リアクトル２の他端は、第１のレグ３１における第１の上アーム素子３１１と第１の下アーム素子３１２との接続点３ａに接続されている。第２の上アーム素子３２１と第２の下アーム素子３２２との接続点３ｂは、交流電源１の他端に接続されている。昇圧回路３において、接続点３ａ，３ｂは、交流端子を構成する。
　第１の上アーム素子３１１は、スイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１に逆並列に接続されるダイオードＤ１とを含む。第１の下アーム素子３１２は、スイッチング素子Ｑ２と、スイッチング素子Ｑ２に逆並列に接続されるダイオードＤ２とを含む。第２の上アーム素子３２１は、スイッチング素子Ｑ３と、スイッチング素子Ｑ３に逆並列に接続されるダイオードＤ３とを含む。第２の下アーム素子３２２は、スイッチング素子Ｑ４と、スイッチング素子Ｑ４に逆並列に接続されるダイオードＤ４とを含む。なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のそれぞれを「第１のスイッチング素子」と呼ぶ場合がある。
　図２では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のそれぞれに金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＭＯＳＦＥＴ）を例示しているが、ＭＯＳＦＥＴに限定されない。ＭＯＳＦＥＴは、ドレインとソースとの間で双方向に電流を流すことができるスイッチング素子である。ドレインに相当する第１端子とソースに相当する第２端子との間で双方向に電流を流すことができるスイッチング素子であれば、どのようなスイッチング素子でもよい。
　また、逆並列とは、ＭＯＳＦＥＴのドレインに相当する第１端子とダイオードのカソードとが接続され、ＭＯＳＦＥＴのソースに相当する第２端子とダイオードのアノードとが接続されることを意味する。なお、ダイオードは、ＭＯＳＦＥＴ自身が内部に有する寄生ダイオードを用いてもよい。寄生ダイオードは、ボディダイオードとも呼ばれる。
　また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のうちの少なくとも１つは、シリコン系材料により形成されたＭＯＳＦＥＴに限定されず、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドといったワイドバンドギャップ半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴでもよい。
　一般的にワイドバンドギャップ半導体は、シリコン半導体に比べて耐電圧及び耐熱性が高い。そのため、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のうちの少なくとも１つにワイドバンドギャップ半導体を用いることにより、スイッチング素子の耐電圧性及び許容電流密度が高くなり、スイッチング素子を組み込んだ半導体モジュールを小型化できる。
　なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のうちの３つは、スイッチング素子とせずにダイオードを用いてもよい。即ち、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のうちの少なくとも１つがスイッチング素子であればよい。このような代替構成でも後述する昇圧動作が可能となる。
　コンデンサ４の一端は、高電位側の直流母線１２ａに接続されている。直流母線１２ａは、第１のレグ３１における第１の上アーム素子３１１と、第２のレグ３２における第２の上アーム素子３２１との接続点３ｃから引き出されている。コンデンサ４の他端は、低電位側の直流母線１２ｂに接続されている。直流母線１２ｂは、第１のレグ３１における第１の下アーム素子３１２と、第２のレグ３２における第２の下アーム素子３２２との接続点３ｄから引き出されている。昇圧回路３において、接続点３ｃ，３ｄは、直流端子を構成する。また、昇圧回路３において、接続点３ｃ，３ｄがある側を「直流側」と呼ぶ。
　昇圧回路３の出力電圧は、コンデンサ４の両端に印加される。コンデンサ４は、直流母線１２ａ，１２ｂに接続されており、昇圧回路３の出力電圧を平滑する。なお、直流母線１２ａ，１２ｂに生じる電圧を「母線電圧」と呼び、「Ｖｄｃ」で表す。また、交流電源１と昇圧回路３との間に流れる交流電流を「第１電流」と呼ぶ場合がある。
　電圧検出器５は、電源電圧Ｖｓを検出し、電源電圧Ｖｓの検出値を制御部１０に出力する。
　電圧検出器７は、母線電圧Ｖｄｃを検出し、母線電圧Ｖｄｃの検出値を制御部１０に出力する。
　次に、図３を用いて、インバータ回路１８の回路構成を説明する。インバータ回路１８は、図３に示すように、上アーム素子１８ＵＰと下アーム素子１８ＵＮとが直列に接続されたレグ１８Ａと、上アーム素子１８ＶＰと下アーム素子１８ＶＮとが直列に接続されたレグ１８Ｂと、上アーム素子１８ＷＰと下アーム素子１８ＷＮとが直列に接続されたレグ１８Ｃと、を備える。レグ１８Ａ、レグ１８Ｂ及びレグ１８Ｃは、互いに並列に接続されている。直流母線１２ｂには、シャント抵抗１８ＤＳが挿入されている。シャント抵抗１８ＤＳは、図１に示した電流検出器１８Ｓの構成要素である。なお、上アーム素子１８ＵＰ，１８ＶＰ，１８ＷＰ及び下アーム素子１８ＵＮ，１８ＶＮ，１８ＷＮのそれぞれを「第２のスイッチング素子」と呼ぶ場合がある。
　図３では、上アーム素子１８ＵＰ，１８ＶＰ，１８ＷＰ及び下アーム素子１８ＵＮ，１８ＶＮ，１８ＷＮが絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＩＧＢＴ）である場合を例示しているが、これに限定されない。ＩＧＢＴに代えて、ＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。
　上アーム素子１８ＵＰは、トランジスタ１８ａと、トランジスタ１８ａに逆並列に接続されるダイオード１８ｂとを含む。他の上アーム素子１８ＶＰ，１８ＷＰ、及び下アーム素子１８ＵＮ，１８ＶＮ，１８ＷＮについても同様の構成である。逆並列とは、昇圧回路３の場合と同様に、ＩＧＢＴのエミッタに相当する第１端子にダイオードのアノード側が接続され、ＩＧＢＴのコレクタに相当する第２端子にダイオードのカソード側が接続されることを意味する。
　シャント抵抗１８ＤＳは、コンデンサ４とインバータ回路１８との間に流れる電流を検出する。シャント抵抗１８ＤＳに流れる電流の検出値は、制御部１０に送られる。
　なお、図３は、上アーム素子と下アーム素子とが直列に接続されるレグを３つ備える構成であるが、この構成に限定されない。レグの数は４つ以上でもよい。
　上アーム素子１８ＵＰ，１８ＶＰ，１８ＷＰ及び下アーム素子１８ＵＮ，１８ＶＮ，１８ＷＮのトランジスタ１８ａがＭＯＳＦＥＴである場合、上アーム素子１８ＵＰ，１８ＶＰ，１８ＷＰ及び下アーム素子１８ＵＮ，１８ＶＮ，１８ＷＮのうちの少なくとも１つは、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドといったワイドバンドギャップ半導体により形成されていてもよい。ワイドバンドギャップ半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴを用いれば、耐電圧性及び耐熱性の効果を享受することができる。
　上アーム素子１８ＵＰと下アーム素子１８ＵＮとの接続点２６ａは、図３では図示しないモータ５００の第１の相（例えばＵ相）に接続され、上アーム素子１８ＶＰと下アーム素子１８ＶＮとの接続点２６ｂはモータ５００の第２の相（例えばＶ相）に接続され、上アーム素子１８ＷＰと下アーム素子１８ＷＮとの接続点２６ｃはモータ５００の第３の相（例えばＷ相）に接続される。インバータ回路１８において、接続点２６ａ，２６ｂ，２６ｃは、交流端子を構成する。
　また、図３に示すインバータ回路１８に代えて、図４に示すインバータ回路１８Ｘを用いてもよい。図４は、図２に示すインバータ回路の図３とは異なる構成を示す回路図である。
　図４に示すインバータ回路１８Ｘでは、下アーム素子１８ＵＮと直流母線１２ｂとの間において、下アーム素子１８ＵＮに直列に接続される下アームシャント抵抗１８ＵＳが設けられている。これにより、レグ１８Ａは、互いに直列に接続された上アーム素子１８ＵＰ、下アーム素子１８ＵＮ及び下アームシャント抵抗１８ＵＳによって構成される。
　他のレグも同様である。具体的に、下アーム素子１８ＶＮと直流母線１２ｂとの間において、下アーム素子１８ＶＮに直列に接続される下アームシャント抵抗１８ＶＳが設けられている。これにより、レグ１８Ｂは、互いに直列に接続された上アーム素子１８ＶＰ、下アーム素子１８ＶＮ及び下アームシャント抵抗１８ＶＳによって構成される。また、下アーム素子１８ＷＮと直流母線１２ｂとの間において、下アーム素子１８ＷＮに直列に接続される下アームシャント抵抗１８ＷＳが設けられている。これにより、レグ１８ＣＢは、互いに直列に接続された上アーム素子１８ＷＰ、下アーム素子１８ＷＮ及び下アームシャント抵抗１８ＷＳによって構成される。
　下アームシャント抵抗１８ＵＳは、Ｕ相の下アームに流れる電流を検出する。下アームシャント抵抗１８ＶＳは、Ｖ相の下アームに流れる電流を検出する。下アームシャント抵抗１８ＷＳは、Ｗ相の下アームに流れる電流を検出する。下アームシャント抵抗１８ＵＳ，１８ＶＳ，１８ＷＳに流れる電流の検出値は、制御部１０に送られる。
　図３は、いわゆる１シャント電流検出方式の回路構成である。図３の回路は、主に圧縮機駆動用のモータに好適に用いられる。また、図４は、いわゆる３シャント電流検出方式の回路構成である。図４の回路は、主にファン駆動用のモータに好適に用いられる。
　次に、実施の形態１におけるモータ５００について説明する。なお、モータ５００の回転数を、適宜「モータ回転数」と呼ぶ。また、インバータ回路１８がモータ５００へ印加する電圧を、適宜「モータ印加電圧」もしくは、単に「印加電圧」と呼ぶ。
　図２において、モータ５００は、Ｕ相巻線５０２Ｕと、Ｖ相巻線５０２Ｖと、Ｗ相巻線５０２Ｗとを備える。Ｕ相巻線５０２Ｕ、Ｖ相巻線５０２Ｖ及びＷ相巻線５０２Ｗは、モータ５００が備える３つの巻線である。
　Ｕ相巻線５０２Ｕの両端は、開放されている。Ｖ相巻線５０２Ｖ及びＷ相巻線５０２Ｗも同様である。結線切替部６０は、モータ５００が備える３つの巻線の結線状態を、第１の結線状態と第２の結線状態との間で相互に切り替える。第２の結線状態は、モータ回転数が同一の条件において、第１の結線状態よりもモータ印加電圧が低くなる状態である。従って、モータ回転数が同一の条件において、第１の結線状態におけるモータ印加電圧は、第２の結線状態におけるモータ印加電圧よりも高くなる。図２のモータ５００の場合、第１の結線状態はスター結線に結線された状態であり、第２の結線状態はデルタ結線に結線された状態である。
　結線切替部６０は、開放されている各巻線の両端の接続先を変更することで、モータの巻線の結線状態を、スター結線とデルタ結線との間で切り替える機能を有する。この機能の実現のため、結線切替部６０は、Ｕ相スイッチ６２Ｕと、Ｖ相スイッチ６２Ｖと、Ｗ相スイッチ６２Ｗとを備える。Ｕ相スイッチ６２Ｕは、Ｕ相巻線５０２Ｕの接続先を切り替える切替部である。Ｖ相スイッチ６２Ｖは、Ｖ相巻線５０２Ｖの接続先を切り替える切替部である。Ｗ相スイッチ６２Ｗは、Ｗ相巻線５０２Ｗの接続先を切り替える切替部である。
　Ｕ相スイッチ６２Ｕ、Ｖ相スイッチ６２Ｖ及びＷ相スイッチ６２Ｗは、制御部１０からの切替信号ＣＳ１～ＣＳ３によって接点が個別に切り替えられる。
　各相スイッチの現在の接点は、モータ５００の各相巻線をスター結線に接続する状態になっている。即ち、デフォルトの接点は、モータ５００の各相巻線をスター結線に接続する状態である。
　なお、図２では、各相スイッチは、ｃ接点スイッチとして記載しているが、これら例に限定されない。各相スイッチは、それぞれが双方向に開閉することのできるスイッチであればよい。例えば、各相スイッチは、ａ接点スイッチ又はｂ接点スイッチが組み合わされて構成されていてもよい。また、各相スイッチは、半導体スイッチであってもよい。
　各相スイッチは、オン時の導通損失が小さいものが好適であり、リレー又はコンタクタといった機械スイッチを用いることができる。また、機械スイッチに代えて、ワイドバンドギャップ半導体により形成されたスイッチング素子を使用してもよい。ワイドバンドギャップ半導体により形成されたスイッチング素子とすることで、オン抵抗が小さく、低損失で素子発熱が小さいという効果を享受することができる。
　なお、図２では、第１の結線状態がスター結線であり、第２の結線状態がデルタ結線である場合を例示したが、これに限定されない。例えば、図５に示す２つの結線状態を切り替えてもよい。図５は、実施の形態１における第１及び第２の結線状態の他の例の説明に供する図である。
　図５には、図２に示すモータ５００の図２とは異なる結線状態が模式的に示されている。図５の上段部には、スター結線における各相の巻線を直列に接続した直列結線の例が示されている。また、図５の下段部には、スター結線における各相巻線を並列に接続した並列結線の例が示されている。
　直列結線におけるＵ相巻線３３Ｕ１のインピーダンスは、並列結線におけるＵ相巻線３３Ｕ２のインピーダンスよりも大きい。同様に、直列結線におけるＶ相巻線３３Ｖ１のインピーダンスは、並列結線におけるＶ相巻線３３Ｖ２のインピーダンスよりも大きく、直列結線におけるＷ相巻線３３Ｗ１のインピーダンスは、並列結線におけるＷ相巻線３３Ｗ２のインピーダンスよりも大きい。このため、同じ相電流であれば、各相巻線に誘起される誘起電圧は、並列結線よりも直列結線の方が大きい。従って、図５の上段部に示される直列結線は、モータ印加電圧が並列結線に比べて高くなる結線状態であり、上述した第１の結線状態に対応する。逆に、図５の下段部に示される並列結線は、モータ印加電圧が直列結線に比べて低くなる結線状態であり、上述した第２の結線状態に対応する。
　なお、図５では、図２に示す結線切替部６０に相当する構成部の図示は省略しているが、ａ接点スイッチ、ｂ接点スイッチ又はｃ接点スイッチを適宜組み合わせることにより、第１の結線状態と第２の結線状態とを切り替えることができる。
　図２に戻り、制御部１０は、電圧検出器５及び電圧検出器７の検出値に基づいて、昇圧回路３内の各スイッチング素子を制御するための制御信号Ｓ３１１～Ｓ３２２を生成する。制御信号Ｓ３１１は、スイッチング素子Ｑ１を制御するための制御信号であり、制御信号Ｓ３２２は、スイッチング素子Ｑ４を制御するための制御信号である。スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３も制御部１０からの制御信号によって制御される。制御部１０によって生成された制御信号Ｓ３１１～Ｓ３２２は、昇圧回路３内の図示しないゲート駆動回路に入力される。
　また、制御部１０は、電圧検出器５、電圧検出器７及び電流検出器１８Ｓの各検出値に基づいて、インバータ回路１８内の各スイッチング素子を制御するための制御信号Ｓ１～Ｓ６を生成する。制御信号Ｓ１は、上アーム素子１８ＵＰを制御するための制御信号であり、制御信号Ｓ６は、下アーム素子１８ＷＮを制御するための制御信号である。他の上アーム素子１８ＶＰ，ＷＰ及び他の下アーム素子１８ＵＮ，ＶＮも制御部１０からの制御信号によって制御される。制御部１０によって生成された制御信号Ｓ１～Ｓ６は、インバータ回路１８内の図示しないゲート駆動回路に入力される。
　次に、実施の形態で用いる結線切替モータの特徴について説明する。なお、以下の説明では、モータ５００の運転効率を単に「効率」と呼ぶ。なお、ここで言う「効率」は、モータ５００への入力電力に対するモータ５００の機械出力の比である。また、幾つかの図面では、スター結線を「Ｙ結線」、デルタ結線を「Δ結線」と表記する。
　図６は、実施の形態の結線切替モータにおける結線状態と効率との関係の説明に供する図である。横軸にはモータ５００の回転数が示され、縦軸にはモータ５００の効率が示されている。
　図６に示すように、結線状態がスター結線の場合のモータ５００の効率は、回転数が小さい低速領域、即ち軽負荷領域では、デルタ結線に比べて良好であるが、回転数が大きい高速領域、即ち高負荷領域又は過負荷領域では低下する。
　一方、結線状態がデルタ結線の場合のモータ５００の効率は、回転数が小さい低速領域ではスター結線に比べて劣るが、回転数が大きい高速領域では、向上する。
　従って、低速領域では、デルタ結線よりもスター結線の方が効率が良く、高速領域では、スター結線よりもデルタ結線の方が効率が良い。よって、図６に示す切替点が存在し、この切替点で結線状態を切り替えれば、効率の良い運転が可能となる。なお、切替点における切替回転数を「第１回転数」と呼ぶ場合がある。
　ここで、空気調和機における省エネルギーに関する指標の１つに、通年エネルギー消費効率（Ａｎｎｕａｌ　Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ　Ｆａｃｔｏｒ：ＡＰＦ）がある。ＡＰＦには、空気調和機の中間負荷での効率が大きく寄与する。なお、上述した低速領域又は軽負荷領域は、ＡＰＦで言う中間負荷とほぼ同義と考えてよい。
　次に、昇圧回路３の要部の動作について、図７から図１０の図面を適宜参照して説明する。
　図７は、実施の形態におけるモータ駆動装置１００の動作モードの説明に供する図である。図７には、パッシブ同期整流モード、簡易スイッチングモード及びパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）制御モードという３つの動作モードが示されている。図８は、実施の形態の昇圧回路３におけるパッシブ同期整流モード時の電流経路の１つを示す図である。図９は、一般的なスイッチング素子における電流－損失特性を模式的に示す図である。図１０は、実施の形態の昇圧回路３における簡易スイッチングモード時の電流経路の１つを示す図である。
　図７の上段部には、パッシブ同期整流モード時の電源電圧及び電源電流が示されている。この動作モードは、非昇圧で同期整流を行うモードである。非昇圧とは、電源短絡動作を行わないことを意味する。なお、電源短絡動作については、後述する。また、同期整流とは、電流がダイオードに流れるタイミングに合わせ、ダイオードに逆並列に接続されるスイッチング素子をＯＮ動作させる制御手法である。
　図８には、電源電圧が正極性であり、且つ、同期整流を行うときのコンデンサ４に対する充電経路が示されている。図８に示すように、交流電源１における上側の端子がプラス電位のときを電源電圧の極性が正であるとする。また、交流電源１における上側の端子がマイナス電位のときを電源電圧の極性が負であるとする。
　図８において、交流電源１から供給される電流によってコンデンサ４が充電される場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をＯＮ動作させない場合、交流電源１、リアクトル２、ダイオードＤ１、コンデンサ４、ダイオードＤ４、交流電源１の順で電流が流れる。ダイオードは、電流が流れる方向、即ち順方向に電圧降下分の電圧が印加されないと導通しない。このため、図７の上段部に示すように、電源電圧が正の半周期Ｔ１の期間において、半周期Ｔ１よりも短い期間Ｔ２で電流が流れる。パッシブ同期整流モードでは、期間Ｔ２において、ダイオードＤ１，Ｄ４の導通タイミングに合わせてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がＯＮに制御される。従って、期間Ｔ２では、交流電源１、リアクトル２、スイッチング素子Ｑ１、コンデンサ４、スイッチング素子Ｑ４、交流電源１の順で電流が流れる。
　電源電圧が負の半周期も同様な動作が行われる。但し、電源電圧が負の半周期における期間Ｔ３では、ダイオードＤ２，Ｄ３の導通タイミングに合わせてスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がＯＮに制御される。
　図９には、ダイオードの損失特性と、スイッチング素子のオン時の損失特性とが示されている。図９に示すように、電流値Ｉ０よりも電流が小さい領域Ａでは、スイッチング素子の損失よりも、ダイオードの損失の方が大きい。この特性を利用し、電流がダイオードに流れるタイミングに合わせ、ダイオードに逆並列に接続されるスイッチング素子をＯＮ動作させる同期整流を利用すれば、モータ駆動装置１００を高効率に動作させることができる。
　また、図７の中段部には、簡易スイッチングモード時の電源電圧及び電源電流が示されている。この動作モードは、電源電圧の半周期の期間において、１又は数回の電源短絡動作を行って昇圧回路３を昇圧動作させる動作モードである。なお、図７の中段部の例では、電源電圧の半周期の期間に１回の電源短絡動作が行われている。
　図１０には、電源電圧が正極性であり、且つ、同期整流を行うときのリアクトル２を介した交流電源１の短絡経路が示されている。図１０に示すように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３を期間Ｔ４でＯＮ動作させる。このようにすれば、交流電源１、リアクトル２、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ３、交流電源１の順で電流が流れ、リアクトル２に電気エネルギーが蓄積される。
　期間Ｔ４の後、図７の上段部で示したパッシブ同期整流モード時の動作となる。期間Ｔ４の直後では、交流電源１の電圧とリアクトル２に生じる電圧との和が、昇圧回路３に印加される。このため、昇圧回路３のダイオードＤ１，Ｄ４は導通する。そして、ダイオードＤ１，Ｄ４の導通タイミングに合わせてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がＯＮ動作し、電源電流が流れる。
　なお、図１０では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３をＯＮ動作させているが、これに代えて、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４をＯＮ動作させてもよい。この場合、交流電源１、リアクトル２、スイッチング素子Ｑ２、スイッチング素子Ｑ４、交流電源１の順で電流が流れる。
　負の半周期においても同様であり、１又は数回の電源短絡動作の後に、パッシブ同期整流動作となる。電源短絡動作では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３をＯＮ動作させてもよいし、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４をＯＮ動作させてもよい。
　また、図７の下段部には、ＰＷＭ制御モード時の電源電圧及び電源電流が示されている。この動作モードでは、リアクトル２に電気エネルギーを蓄積する電源短絡動作と、リアクトル２に蓄積した電気エネルギーを使用してコンデンサ４を充電する充電動作とが交互に繰り返される。電源短絡動作と充電動作との切り替えは、数ｋＨｚから数十ｋＨｚの高周波で行われる。これにより、図７の下段部に示されるように、電源電流は、正弦波状の電流に制御される。また、中段部に示す簡易スイッチングモードよりも、昇圧動作の時間が長く、簡易スイッチングモードよりも高い昇圧電圧が得られる。
　上述した３つのモードは、運転条件及び負荷条件に応じて切り替えられる。これにより、モータ駆動装置１００を、高効率に動作させることが可能となる。また、これにより、空気調和機２００を高効率に運転することが可能となる。
　実施の形態に係る空気調和機２００は、上記のように構成されて動作するモータ駆動装置１００によって駆動される。モータ駆動装置１００は、上記の特徴を有しているため、空気調和機２００の運転効率を高めることができる。
　ところが、空気調和機２００の圧縮機２５１に内蔵されるモータ５００は、結線切替モータであり、また、結線切替モータは、起動時にはインピーダンスの低いデルタ結線で起動されるため、上述した漏洩電流が大きくなる。
　そこで、以下では、空気調和機２００の起動時における漏洩電流の低減手法について説明する。なお、本手法は、起動時における漏洩電流を単に低減するのではなく、空気調和機２００を高効率に運転しつつ行うことが大前提である。
　図１１は、実施の形態の昇圧回路３における出力電圧制御の説明に供する図である。
　図１１には、モータ５００の結線状態がスター結線のときの誘起電圧と、モータ５００の結線状態がデルタ結線のときの誘起電圧とが示されている。横軸にはモータ５００の回転数が示され、縦軸には各種の電圧が示されている。図１１では、図６に示される効率特性に鑑みて、モータ５００の結線状態は、低速領域ではスター結線とし、高速領域ではデルタ結線としている。また、図１１では、図６に示される第１回転数において、スター結線とデルタ結線とが切り替えられることが想定されている。
　スター結線における端子間の誘起電圧は、デルタ結線における端子間の誘起電圧の√３倍である。従って、結線状態をデルタ結線からスター結線にすることは、巻線の巻数を√３倍にしたのと同等となる。従って、回転数に対する誘起電圧の傾きは、デルタ結線の誘起電圧の√３倍となる。
　図１１には、整流電圧、並びに２つの昇圧電圧である第１電圧及び第２電圧の各レベルが破線で示されている。整流電圧は、昇圧回路３を昇圧動作させないときの昇圧回路３の出力電圧である。換言すると、整流電圧は、昇圧回路３のスイッチング素子の開閉動作を伴わない昇圧回路３の出力電圧である。
　ここで、実施の形態では、２つの昇圧モードを定義する。１つは、昇圧回路３を昇圧動作させて第１電圧を出力する昇圧モードである。この昇圧モードを「第１の昇圧モード」と定義する。もう１つは、昇圧回路３を昇圧動作させて第２電圧を出力する昇圧モードである。この昇圧モードを「第２の昇圧モード」と定義する。
　第１の昇圧モードにおいて、昇圧回路３は、前述した簡易スイッチングモードで動作し、図１１に示すような第１電圧を発生する。第１電圧は、昇圧回路３のスイッチング素子の開閉動作によって昇圧される昇圧回路３の出力電圧である。
　また、第２の昇圧モードにおいて、昇圧回路３は、前述したＰＷＭ制御モードで動作し、図１１に示すような第２電圧を発生する。第２電圧は、昇圧回路３のスイッチング素子の開閉動作によって昇圧される昇圧回路３の出力電圧であり、且つ、第１電圧よりも高い電圧である。なお、第２電圧と第１電圧との間のレベル差が小さい場合、第２電圧の発生を第１の昇圧モード、即ち簡易スイッチングモードで実施してもよい。
　結線切替モータでは、スター結線での電圧不足と、デルタ結線での電圧不足とが起こらないよう、双方の電圧不足に注意する必要がある。巻線の高巻数化により誘起電圧を高めることは可能である。しかしながら、従来の昇圧回路は、昇圧時の損失が大きく、高巻数化には制約があった。
　これに対し、本実施の形態のモータ駆動装置では、昇圧回路３において同期整流を行うので、従来のダイオード整流で発生していた損失を改善することができる。また、２つの昇圧モードでも同期整流を行うので、昇圧動作による損失分を、昇圧動作時の同期整流による損失改善分で埋め合わせることができる。これにより、結線切替モータによる高巻数化の効果を損なうことなく、効率の向上が可能となる。
　図１２は、実施の形態に係る空気調和機２００の運転方法の一例を示すタイムチャートである。図１２において、モータ５００の巻線の当初の結線状態、即ちデフォルトの結線状態はスター結線である。また、図１２において、太実線は回転数を表し、太破線は母線電圧を表している。また、図１２において、破線の楕円で囲んだ部分、即ち時刻ｔ３から時刻ｔ６までの期間は、フィードバック制御による自制運転期間の一部であり、ここでは「第１の期間」と呼ぶ。第１の期間は、自制運転の開始から、モータ５００の回転数が一定となる期間と言い替えることができる。なお、自制運転は、実施の形態であれば、電流検出器１８Ｓの検出値に基づいて行われる運転制御である。なお、電流検出器１８Ｓの検出値に代えて、モータ５００に流れる電流であるモータ電流の検出値に基づいて行われる場合、又はモータ５００の回転位置の検出値に基づいて行われる場合がある。
　まず、時刻ｔ１において、空気調和機２００への通電が開始され、時刻ｔ２においてモータ５００が起動される。なお、時刻ｔ１と時刻ｔ２との間において、巻線の結線状態は、スター結線からデルタ結線に切り替えられる。
　時刻ｔ２から時刻ｔ３までの間は、オープンループ制御である他制運転が行われる。他制運転の一例は、指令回転数に対応する電圧指令を生成してインバータ回路１８を制御するＶ／ｆ制御である。
　時刻ｔ３と時刻ｔ６との間、即ち第１の期間では、後述するフローチャートに従って、漏洩電流の増加を抑制する制御を行う。以下、この制御を「漏洩電流抑制制御」と呼ぶ。
　第１の期間では、モータ５００が加速される。また、今後の電圧不足が見込まれる時刻ｔ４において、１度目の昇圧が行われ、母線電圧が第１電圧に変更される。母線電圧が第１電圧に変更される前後においても、上述した漏洩電流抑制制御が実施される。
　また、時刻ｔ５では２度目の昇圧が行われ、母線電圧が第２電圧に変更される。１度目の昇圧は第１の昇圧モードで実施され、２度目の昇圧は第２の昇圧モードで実施される。母線電圧が第２電圧に変更される前後においても、漏洩電流抑制制御が実施される。
　時刻ｔ６では定格負荷に到達し、時刻ｔ６から時刻ｔ７の間において、回転数一定の制御が実施される。また、時刻ｔ６から時刻ｔ７の間において、モータ駆動装置１００の制御部１０は、目標温度と室温との温度差の絶対値が閾値未満であるか否かを判断する。当該温度差が閾値未満であれば、再起動を行うため減速動作に移行する。なお、図１２の例では、時刻ｔ７で減速動作に移行している。
　時刻ｔ７と時刻ｔ９との間の時刻ｔ８では、効率を高めるため、昇圧動作は停止し、母線電圧は整流電圧となる。時刻ｔ９では運転が停止され、巻線の結線状態は、デルタ結線からスター結線に切り替えられる。
　時刻ｔ１０において再起動され、時刻ｔ１０と時刻ｔ１２との間ではモータ５００が加速さる。電圧不足が見込まれる時刻ｔ１１では昇圧が行われ、母線電圧が第１電圧に変更される。時刻ｔ１２では中間負荷に到達し、時刻ｔ１２から時刻ｔ１３の間において、回転数一定の制御が実施される。なお、時刻ｔ１２と時刻ｔ１３との間は中間負荷の運転であり、第２電圧までの昇圧は不要である。
　時刻ｔ１３では、例えば図示しないリモコンから停止指令が入力され、減速動作に移行する。時刻ｔ１３と時刻ｔ１５との間の時刻ｔ１４では、効率を高めるため、昇圧動作は停止し、母線電圧は整流電圧となる。時刻ｔ１５では運転が停止され、時刻ｔ１６では通電が終了する。
　なお、図１２の例では、再起動中には漏洩電流抑制制御を実施しないこととしているが、再起動中での漏洩電流抑制制御の実施を妨げる趣旨ではない。
　例えば、巻線の結線状態をデルタ結線に切り替えてから再起動する場合には、漏洩電流抑制制御を実施する。また、巻線の結線状態がスター結線であっても、負荷の状態が大きく変動するといった通常とは異なる状態の場合には、漏洩電流抑制制御を実施してもよい。
　実施の形態における漏洩電流抑制制御は、例えば図１３に示すフローチャートで実施することができる。図１３は、実施の形態における漏洩電流抑制制御の説明に供するフローチャートである。図１３に示す処理は、図１２に示す第１の期間（時刻ｔ３から時刻ｔ６までの期間）において、制御部１０の制御下で実施することができる。
　まず、モータ５００が起動され、モータ５００に対する他制運転が実施される（ステップＳ１０１）。制御部１０は、自制運転の実施が可能か否かを判定する（ステップＳ１０２）。自制運転の実施が不可であれば（ステップＳ１０２，Ｎｏ）、他制運転を継続しつつ、ステップＳ１０２の判定処理を繰り返す。一方、自制運転の実施が可能であれば（ステップＳ１０２，Ｙｅｓ）、他制運転から自制運転に移行する。
　また、制御部１０は、母線電圧の昇圧が必要か否かを判定する（ステップＳ１０４）。母線電圧の昇圧が不要であれば（ステップＳ１０４，Ｎｏ）、自制運転を継続しつつ、ステップＳ１０４の判定処理を繰り返す。一方、母線電圧の昇圧が必要である場合（ステップＳ１０４，Ｙｅｓ）、制御部１０は、昇圧モードを選択し（ステップＳ１０５）、昇圧回路３を昇圧動作させつつ（ステップＳ１０６）、過変調制御を行う（ステップＳ１０７）。
　制御部１０は、負荷であるモータ５００の動作が安定しているか否かを判定し（ステップＳ１０８）、モータ５００の動作が安定していない場合には（ステップＳ１０８，Ｎｏ）、ステップＳ１０４に戻って、ステップＳ１０４からステップＳ１０６の処理を繰り返す。一方、モータ５００の動作が安定している場合には（ステップＳ１０８，Ｙｅｓ）、本フローチャートの処理を終了する。
　以上が、実施の形態に係る空気調和機２００における洩電流抑制制御の一例である。以下、一部の動作について補足する。
　ステップＳ１０２における自制運転の可否の判断は、電流検出器１８Ｓによる電圧検出の可否又は有無で行うことができる。ステップＳ１０８における負荷安定の判断は、回転数、室内機の吹出風の温度、変調率などに基づいて行うことができる。
　また、ステップＳ１０４における昇圧要否の判断は、母線電圧の不足を予測する処理である。母線電圧の不足は、回転数を閾値と比較してもよいし、変調率を閾値と比較してもよい。ここで言う、「回転数」及び「変調率」は、判定指標の一例である。また、閾値未満であるか否か、又は閾値以上であるか否かは、判定指標によって決まる条件である。ここでは、この条件を「第１の条件」と呼ぶ。つまり、ステップＳ１０４における昇圧要否の判定は、判定指標が第１の条件を満たしているか否かの判定処理の一例である。
　母線電圧が不足することが予測された場合、ステップＳ１０５において、制御部１０は、第１の昇圧モードを選択するか、第２の昇圧モードを選択するか判断する。第１の昇圧モードが選択された場合、ステップＳ１０６において、昇圧回路３は、第１電圧を発生する。また、第２の昇圧モードが選択された場合、ステップＳ１０６において、昇圧回路３は、第２電圧を発生する。
　ステップＳ１０７の過変調制御では、インバータ回路１８を動作させる際の変調率が１を超える値に設定される。
　なお、図１３のフローチャートでは、昇圧動作時に過変調制御を行っているが、非昇圧動作時に過変調制御を行ってもよい。
　図１４は、実施の形態における過変調の説明に供する第１の図であり、図１５は、実施の形態における過変調の説明に供する第２の図である。図１４は非過変調の例を示し、図１５は過変調の例を示している。
　図１４の上段部には、電圧指令Ｖｍと、ＰＷＭ信号を生成する際に用いるキャリアの一例が示されている。電圧指令Ｖｍは、電圧振幅指令Ｖ*、母線電圧Ｖｄｃ、及び変調率に基づいて生成される電圧指令である。図１４及び図１５は、電圧指令が正弦波の場合を示しているが、矩形波の場合もある。変調率は、図１４及び図１５の示されるように、電圧振幅指令Ｖ*を母線電圧Ｖｄｃで除算することで求められる。なお、電圧振幅指令Ｖ*は、ベクトル制御の手法、インバータ回路の構成の差異などにより、制御部１０の内部で種々の係数が乗算されて演算される。このため、定義の仕方によっては、変調率＝１の意味が異なる場合がある。
　図１４は変調率＝１の例であり、図１５は変調率＝１．２の例である。また、図１４及び図１５の下段部には、インバータ回路１８からモータ５００に印加されるインバータ出力電圧の波形が示されている。インバータ出力電圧は、電圧パルス列である。
　図１５の上段部に示されるように、変調率が１を超えると、電圧指令Ｖｍのピーク値がキャリア振幅よりも大きくなる。従って、図１５の下段部に示されるように、電圧指令Ｖｍがキャリアのピークよりも大きい領域Ａでは、幅広且つ単一の電圧パルスが生成される。また、領域Ａの両側に位置する領域Ｂ１，Ｂ２では、領域Ａに近づくにつれて、パルス幅が徐々に広くなる電圧パルス列が生成される。このため、変調率が１を超える過変調を行うと、インバータ回路１８内のスイッチング素子のスイッチング回数を低減することができる。
　なお、変調率の値は、制御部１０の内部で生成されるか、もしくは、制御部１０の外部から制御部１０に付与される。
　前述したように、漏洩電流は、インバータ回路のスイッチング素子に対するスイッチング制御による電流の高周波成分が、圧縮機とアースとの間の浮遊容量を介して流れるものである。スイッチング回数が増加すれば、スイッチング制御による電流の高周波成分も増加する。このため、スイッチング回数を低減することにより、漏洩電流の低減が可能になる。
　ここで、変調率の値は、モータ５００の容量及びインピーダンスといったモータの特性によって決まる好ましい範囲がある。このため、変調率の値は、スイッチング回数の低減効果及びモータの特性によって決めることが肝要である。何れにしても、昇圧動作時に過変調を行うことにより、漏洩電流の低減は可能である。
　なお、本実施の形態では、漏洩電流の低減のために、過変調制御によってスイッチング回数を低減する手法を説明したが、これに限定されない。スイッチング回数の低減手法には、例えば二相変調及びキャリア可変があり、これらの手法を用いてもよい。具体的には、漏洩電流の低減のための制御時において、インバータ回路内のスイッチング素子に対するスイッチング回数を規定のスイッチング回数に対して低減させる制御を行うことが考えられる。このような手法でも、漏洩電流の低減は可能である。なお、規定のスイッチング回数は、電圧指令の振幅及び周波数、キャリアの振幅及び周波数によって決まる数である。規定のスイッチング回数は、後述するメモリに記憶させることができる。
　次に、実施の形態における制御部１０の機能を実現するためのハードウェア構成について、図１６及び図１７の図面を参照して説明する。図１６は、実施の形態における制御部１０の機能を具現するハードウェア構成の一例を示すブロック図である。図１７は、実施の形態における制御部１０の機能を具現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図である。
　実施の形態における制御部１０の機能の全部又は一部を実現する場合には、図１６に示されるように、演算を行うプロセッサ３００、プロセッサ３００によって読みとられるプログラムが保存されるメモリ３０２、及び信号の入出力を行うインタフェース３０４を含む構成とすることができる。
　プロセッサ３００は、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）といった演算手段であってもよい。また、メモリ３０２には、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ　ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ　Ｄｉｓｃ）を例示することができる。
　メモリ３０２には、制御部１０における機能の全部又は一部を実行するプログラムが格納されている。プロセッサ３００は、インタフェース３０４を介して必要な情報を授受し、メモリ３０２に格納されたプログラムをプロセッサ３００が実行することにより、昇圧回路３及びインバータ回路１８を制御する。
　また、図１６に示すプロセッサ３００及びメモリ３０２は、図１７のように処理回路３０５に置き換えてもよい。処理回路３０５は、単一回路、複合回路、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｐｅｃｉｆｉｃ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ－Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）、又は、これらを組み合わせたものが該当する。
　なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　交流電源、２　リアクトル、３　昇圧回路、３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ，２６ａ，２６ｂ，２６ｃ　接続点、４　コンデンサ、５，７　電圧検出器、１０　制御部、１２ａ，１２ｂ　直流母線、１８，１８Ｘ　インバータ回路、１８Ａ，１８Ｂ，１８Ｃ　レグ、１８ａ　トランジスタ、１８ｂ，Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４　ダイオード、１８ＤＳ　シャント抵抗、１８Ｓ　電流検出器、１８ＵＮ，１８ＶＮ，１８ＷＮ　下アーム素子、１８ＵＰ，１８ＶＰ，１８ＷＰ　上アーム素子、１８ＵＳ，１８ＶＳ，１８ＷＳ　下アームシャント抵抗、３１　第１のレグ、３２　第２のレグ、３３Ｕ１，３３Ｕ２，５０２Ｕ　Ｕ相巻線、３３Ｖ１，３３Ｖ２，５０２Ｖ　Ｖ相巻線、３３Ｗ１，３３Ｗ２，５０２Ｗ　Ｗ相巻線、６０　結線切替部、６２Ｕ　Ｕ相スイッチ、６２Ｖ　Ｖ相スイッチ、６２Ｗ　Ｗ相スイッチ、１００　モータ駆動装置、２００　空気調和機、２５０　圧縮機構、２５１　圧縮機、２５２　室外熱交換器、２５７　室内熱交換器、２５９　四方弁、２６１　膨張弁、２６２　冷媒配管、３００　プロセッサ、３０２　メモリ、３０４　インタフェース、３０５　処理回路、３１１　第１の上アーム素子、３１２　第１の下アーム素子、３２１　第２の上アーム素子、３２２　第２の下アーム素子、５００　モータ、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４　スイッチング素子。

Claims (7)

  1. 　少なくとも１つの第１のスイッチング素子を有し、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換及び昇圧する昇圧回路と、
    　前記昇圧回路から出力される直流電圧を平滑するコンデンサと、
    　複数の第２のスイッチング素子を有し、前記コンデンサに蓄積された電力を交流電力に変換してモータに供給するインバータ回路と、
    　を備え、
    　前記モータに対する自制運転の開始から、前記モータの回転数が一定となるまでの期間において、前記第２のスイッチング素子に対するスイッチング回数を規定のスイッチング回数に対して低減させる
    　モータ駆動装置。
  2. 　前記モータは、複数の巻線を有し、
    　前記巻線は両端が開放され、前記両端の接続先を変更することで、前記巻線の結線状態を第１の結線状態と第２の結線状態との間で相互に切り替え可能であり、
    　前記第１の結線状態におけるインピーダンスは、前記第２の結線状態におけるインピーダンスよりも高く、
    　前記巻線の結線状態が前記第２の結線状態であるときに、前記スイッチング回数を低減させる
    　請求項１に記載のモータ駆動装置。
  3. 　前記スイッチング回数を低減させるとき、
    　前記インバータ回路を過変調動作させる
    　請求項１又は２に記載のモータ駆動装置。
  4. 　前記インバータ回路が過変調動作を行うとき、前記モータへの印加電圧は、前記昇圧回路の出力電圧よりも大きくなる
    　請求項３に記載のモータ駆動装置。
  5. 　前記モータの回転数が閾値以上であるときに、前記スイッチング回数を低減させる
    　請求項１から４の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
  6. 　前記インバータ回路の変調率が閾値以上であるときに、前記スイッチング回数を低減させる
    　請求項１から４の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
  7. 　請求項１から６の何れか１項に記載のモータ駆動装置を備える
    　空気調和機。
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