JP6933469B2 - モータ制御回路、モータ制御方法、及びプログラム - Google Patents

Description

本発明は、モータ制御回路、モータ制御方法、及びプログラムに関する。

従来の空気調和機のインバータユニットは、直流電源装置の出力する直流電圧を昇圧し、昇圧電圧を用いて、冷凍サイクルを駆動するモータをインバータ制御している。従来は、昇圧電圧の電圧値を固定値とし、低能力型の装置では、ＣＯＰ（Coefficient Of Performance）を重視して相対的に低電圧の設定とし、高能力型の装置では、最大出力を重視して、相対的に高電圧の設定としている。このため、低能力型の装置では、大きい冷暖房能力が得られず、高能力機種ではＣＯＰが低くなってしまうという問題が発生する。

この問題に対処するため、昇圧電圧の電圧値を、可変とした電源装置が提案されている。昇圧電圧の電圧値を可変とした空気調和機は、例えば、特許文献１に開示されている。

特許文献１に開示されている空気調和機は、室外気温が低い暖房運転時に、力率改善回路（昇圧回路）を駆動して、昇圧電圧の電圧値を相対的に高くして、暖房能力を向上する。

特開平１１−３１６０４１号公報

特許文献１に開示されている昇圧電圧の制御手法では、室温が基準温度に達するまでは、モータの回転数（回転速度）にかかわらず昇圧電圧を高電圧とする。
しかし、低速状態で昇圧電圧の電圧値を高くした場合、力率改善回路でエネルギーが消費されるため、消費電力が大きくなってしまい、ＣＯＰが低下する。一方、昇圧電圧を高電圧としなければ、最大出力の向上は望めない。このように、従来の空気調和機は、省電力と高能力を共に充足することは、困難である。

本発明は、上記実状に鑑みてなされたものであり、低消費電力で大出力を得ることができるモータ制御回路、モータ制御方法、及びプログラムを提供することを目的とする。

上記本発明の目的を達成するため、本発明に係る第１のモータ制御回路は、
直流電圧を出力する直流電源回路と、
前記直流電源回路の出力する直流電圧を昇圧する昇圧回路と、
前記直流電源回路から出力された直流電圧を用いて、モータを駆動するインバータ回路と、
前記モータの最小負荷状態における弱め界磁制御と最大トルク制御との切り替え回転数よりも高い回転数の領域において、前記直流電源回路の出力する直流電圧を前記モータの回転数の上昇に伴って上昇させるように、回転数と目標直流電圧との関係を規定するプロファイルを記憶するプロファイル記憶手段と、
前記モータの回転数を前記プロファイルに適用することによって目標直流電圧を求め、前記直流電源回路が前記目標直流電圧を出力するように、前記昇圧回路を制御して、前記直流電源回路の出力する直流電圧を昇圧する制御回路と、
を備え、
前記モータの巻線はＹ結線であり、
前記プロファイル記憶手段は、前記昇圧回路による前記モータの回転数の変化に対する目標直流電圧の変化の割合を、前記モータの回転数の変化に対する前記モータの端子電圧の変化の割合の２倍とする前記プロファイルを記憶する。
上記本発明の目的を達成するため、本発明に係る第２のモータ制御回路は、
直流電圧を出力する直流電源回路と、
前記直流電源回路の出力する直流電圧を昇圧する昇圧回路と、
前記直流電源回路から出力された直流電圧を用いて、モータを駆動するインバータ回路と、
前記モータの最小負荷状態における弱め界磁制御と最大トルク制御との切り替え回転数よりも高い回転数の領域において、前記直流電源回路の出力する直流電圧を前記モータの回転数の上昇に伴って上昇させるように、回転数と目標直流電圧との関係を規定するプロファイルを記憶するプロファイル記憶手段と、
前記モータの回転数を前記プロファイルに適用することによって目標直流電圧を求め、前記直流電源回路が前記目標直流電圧を出力するように、前記昇圧回路を制御して、前記直流電源回路の出力する直流電圧を昇圧する制御回路と、
を備え、
前記モータの巻線はΔ結線であり、
前記プロファイル記憶手段は、前記昇圧回路による前記モータの回転数の変化に対する目標直流電圧の変化の割合を、前記モータの回転数の変化に対する前記モータの端子間電圧の変化の割合と等しくする前記プロファイルを記憶する。
上記本発明の目的を達成するため、本発明に係る第３のモータ制御回路は、
直流電圧を出力する直流電源回路と、
前記直流電源回路の出力する直流電圧を昇圧する昇圧回路と、
前記直流電源回路から出力された直流電圧を用いて、モータを駆動するインバータ回路と、
前記モータの最小負荷状態における弱め界磁制御と最大トルク制御との切り替え回転数よりも高い回転数の領域において、前記直流電源回路の出力する直流電圧を前記モータの回転数の上昇に伴って上昇させるように、回転数と目標直流電圧との関係を規定するプロファイルを記憶するプロファイル記憶手段と、
前記モータの回転数を前記プロファイルに適用することによって目標直流電圧を求め、前記直流電源回路が前記目標直流電圧を出力するように、前記昇圧回路を制御して、前記直流電源回路の出力する直流電圧を昇圧する制御回路と、
を備え、
前記モータの回転数は、目標回転数である。

上記本発明の目的を達成するため、本発明に係る第１のモータ制御方法は、
直流電圧を用いて、Ｙ結線の巻線を有するモータの回転数に応じて、最大トルク制御と弱め界磁制御とのいずれかにより、前記モータをインバータ駆動する駆動ステップと、
前記直流電圧を生成する電圧生成ステップと、
を備え、
前記駆動ステップで、前記モータの最小負荷状態における弱め界磁制御と最大トルク制御との切り替え回転数よりも高い回転数の領域において、前記モータの回転数の上昇に伴って前記直流電圧を上昇させるように、回転数と目標直流電圧との関係を規定するプロファイルに、前記モータの回転数を適用することによって目標直流電圧を求め、前記電圧生成ステップで、この目標直流電圧を出力するように制御し、
前記プロファイルは、前記モータの回転数の変化に対する目標直流電圧の変化の割合を、前記モータの回転数の変化に対する前記モータの端子電圧の変化の割合の２倍とするプロファイルである。
上記本発明の目的を達成するため、本発明に係る第２のモータ制御方法は、
直流電圧を用いて、Δ結線の巻線を有するモータの回転数に応じて、最大トルク制御と弱め界磁制御とのいずれかにより、前記モータをインバータ駆動する駆動ステップと、
前記直流電圧を生成する電圧生成ステップと、
を備え、
前記駆動ステップで、前記モータの最小負荷状態における弱め界磁制御と最大トルク制御との切り替え回転数よりも高い回転数の領域において、前記モータの回転数の上昇に伴って前記直流電圧を上昇させるように、回転数と目標直流電圧との関係を規定するプロファイルに、前記モータの回転数を適用することによって目標直流電圧を求め、前記電圧生成ステップで、この目標直流電圧を出力するように制御し、
前記プロファイルは、前記モータの回転数の変化に対する目標直流電圧の変化の割合を、前記モータの回転数の変化に対する前記モータの端子間電圧の変化の割合と等しくするプロファイルである。
上記本発明の目的を達成するため、本発明に係る第３のモータ制御方法は、
直流電圧を用いて、モータの目標回転数に応じて、最大トルク制御と弱め界磁制御とのいずれかにより、前記モータをインバータ駆動する駆動ステップと、
前記直流電圧を生成する電圧生成ステップと、
を備え、
前記駆動ステップで、前記モータの最小負荷状態における弱め界磁制御と最大トルク制御との切り替え回転数よりも高い回転数の領域において、前記モータの目標回転数の上昇に伴って前記直流電圧を上昇させるように、目標回転数と目標直流電圧との関係を規定するプロファイルに、前記モータの目標回転数を適用することによって目標直流電圧を求め、前記電圧生成ステップで、この目標直流電圧を出力するように制御する。

上記本発明の目的を達成するため、本発明に係る第１のプログラムは、
コンピュータに、
直流電源装置から直流電圧が印加され、Ｙ結線された巻線を有する駆動対象のモータに接続されたインバータ回路を制御して、前記直流電圧を複数相の電圧に変換して前記モータを駆動する動作を制御する処理において、
前記モータの最小負荷状態における弱め界磁制御と最大トルク制御との切り替え回転数よりも高い回転数の領域において、前記モータの回転数の上昇に伴って前記直流電圧を上昇させるように、回転数と目標直流電圧との関係を規定するプロファイルに、前記モータの回転数を適用することによって目標直流電圧を求める処理、
求めた目標直流電圧を出力するように前記直流電源装置を制御する処理、
を実行させ、
前記プロファイルは、前記モータの回転数の変化に対する目標直流電圧の変化の割合を、前記モータの回転数の変化に対する前記モータの端子電圧の変化の割合の２倍とするプロファイルである。
上記本発明の目的を達成するため、本発明に係る第２のプログラムは、
コンピュータに、
直流電源装置から直流電圧が印加され、Δ結線された巻線を有するモータに接続されたインバータ回路を制御して、前記直流電圧を複数相の電圧に変換して前記モータを駆動する動作を制御する処理において、
前記モータの最小負荷状態における弱め界磁制御と最大トルク制御との切り替え回転数よりも高い回転数の領域において、前記モータの回転数の上昇に伴って前記直流電圧を上昇させるように、回転数と目標直流電圧との関係を規定するプロファイルに、前記モータの回転数を適用することによって目標直流電圧を求める処理、
求めた目標直流電圧を出力するように前記直流電源装置を制御する処理、
を実行させ、
前記プロファイルは、前記モータの回転数の変化に対する目標直流電圧の変化の割合を、前記モータの回転数の変化に対する前記モータの端子間電圧の変化の割合と等しくするプロファイルである。
上記本発明の目的を達成するため、本発明に係る第３のプログラムは、
コンピュータに、
直流電源装置から直流電圧が印加され、駆動対象のモータに接続されたインバータ回路を制御して、前記直流電圧を複数相の電圧に変換して前記モータを駆動する動作を制御する処理において、
前記モータの最小負荷状態における弱め界磁制御と最大トルク制御との切り替え回転数よりも高い回転数の領域において、前記モータの目標回転数の上昇に伴って前記直流電圧を上昇させるように、目標回転数と目標直流電圧との関係を規定するプロファイルに、前記モータの目標回転数を適用することによって目標直流電圧を求める処理、
求めた目標直流電圧を出力するように前記直流電源装置を制御する処理、
を実行させる。

本発明によれば、弱め界磁制御になってから、インバータ駆動の電圧源である直流電圧を昇圧し、昇圧電力をモータの回転数にする。従って、昇圧のためのエネルギーロスが発生しない。一方、弱め界磁制御中は、直流電圧を昇圧するので、大きな出力を得ることができる。これにより、低消費電力で、大出力をうることができる。

本発明の実施の形態１に係るモータ制御回路とモータの構成図である。 図１に示すモータの実回転数と直流電源装置の目標直流電圧との関係を定義するプロファイルである。 図１に示すモータの実回転数とモータの端子電圧との関係を示す図である。 図１に示す制御ユニットが実行するモータ回転制御処理のフローチャートである。 図１に示す制御ユニットが実行する直流電圧制御処理のフローチャートである。 （ａ）と（ｂ）は、モータの実回転数と直流電源装置の目標直流電圧と実直流電圧との関係を示す図である。 （ａ）〜（ｄ）は、直流電源装置の出力する直流電圧を昇圧する回転数の基点をどこに設定するのがよいかを説明するための図であり、（ａ）は基点を最小負荷での弱め界磁制御の開始回転数に合わせた図、（ｂ）は軽負荷時の最大トルク制御と弱め界磁制御とを実行する回転数領域を示す図、（ｃ）は重負荷時の最大トルク制御と弱め界磁制御とを実行する回転数領域を示す図、（ｄ）は基点を大負荷での弱め界磁制御の開始回転数に合わせた図、である。 モータ回転数に対する直流電圧の変化の程度が、モータ回転数に対する端子電圧の変化の程度より大きい場合の、モータの制御例を示す図である。 モータ回転数に対する直流電圧の変化の程度が、モータ回転数に対する端子電圧の変化の程度より小さい場合の、モータの制御例を示す図である。 本発明の実施の形態２に係るモータ制御回路とモータの構成図である。 図１０に示す制御ユニットが実行する直流電圧制御処理のフローチャートである。 （ａ）と（ｂ）は、モータの目標回転数と目標直流電圧とモータの実回転数と実直流電圧との関係を示す図である。 巻線がΔ結線されたモータの一例を示す。 （ａ）は、Δ結線されたモータを制御する場合の、モータ回転数と直流電圧との関係を示す図、（ｂ）は、モータ回転数と端子間電圧との関係を示す図である。 負荷の大きさに応じて基点回転数を設定する変形例における、テーブルの例である。

以下、本発明の実施の形態に係る直流電源装置を備えるモータ制御回路を、図面を参照しつつ説明する。

（実施の形態１）
本発明の実施の形態１に係る直流電源装置を備えるモータ制御回路を、図１乃至図９を参照しつつ説明する。
本実施の形態に係るモータ制御回路１００は、ＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）モータ（以下、単にモータ）３０を駆動するものであり、直流電源回路１１と、力率改善回路１２と、平滑化回路１３と、直流電圧センサ１４と、直流電流センサ１５と、インバータ回路１６と、制御ユニット２０とを備える。

直流電源回路１１は、リアクタ１１１と、全波整流回路（フルブリッジ）１１２とを備える。リアクタ１１１の一端は、商用電源等の交流電源１１３の一方の出力端に接続されている。全波整流回路１１２は、リアクタ１１１の他端に一方の電圧入力端が接続され、交流電源１１３の他方の端子に他方の電圧入力端が接続されている。全波整流回路１１２は、リアクタ１１１を介して、交流電源１１３から電圧入力端間に印加される交流電圧を全波整流して、直流電圧を出力する。

力率改善回路１２は、全波整流回路１２１と、スイッチング素子を構成するＮＰＮバイポーラトランジスタ１２２（以下、単に、トランジスタ１２２）とを備える。

全波整流回路１２１は、リアクタ１１１の他端に一方の電圧入力端が接続され、交流電源１１３の他方の端子に他方の電圧入力端が接続されている。

トランジスタ１２２は、スイッチング素子として機能し、全波整流回路１２１の正電圧出力端にコレクタが接続され、エミッタが全波整流回路１２１の負電圧出力端に接続され、ベースが制御ユニット２０の後述するスイッチパルス出力制御部２６に接続されている。トランジスタ１２２のコレクタ・エミッタ間には、環流ダイオード１２３が接続されている。トランジスタ１２２は、制御ユニット２０により高速にスイッチングされる。トランジスタ１２２がオンすることにより、リアクタ１１１と力率改善回路１２とを含む回路が閉じ、リアクタ１１１に、全波整流回路１１２を流れる電流に加えて、全波整流回路１２１及びトランジスタ１２２を流れる電流が加わる。続いて、トランジスタ１２２がオフすると、リアクタ１１１に蓄積された磁気エネルギーにより、リアクタ１１１に高電圧が発生し、この電圧が全波整流回路１１２で整流され、高電圧が出力される。

トランジスタ１２２がオンしている割合が大きくなる（デューティＤが大きくなる）に従って、リアクタ１１１に蓄積される磁気エネルギーが大きくなる。このため、全波整流回路１１２から出力される電圧も徐々に高くなる。

平滑化回路１３は、電解コンデンサ、図示せぬチョークコイルなどから構成され、全波整流回路１１２から出力される脈動する直流電圧を平滑化する。
直流電源回路１１、力率改善回路１２、平滑化回路１３は、モータ３０のインバータ駆動に使用される直流電圧及びその昇圧電圧を生成及び出力する直流電源装置１０を構成する。直流電源装置１０は、後述するように、最大トルク制御によるインバータ駆動中に、省電力となるような直流電圧を、インバータ駆動用にインバータ回路１６に供給し、弱め界磁制御によるインバータ駆動中には、直流電圧を昇圧して、高能力となるような直流電圧を、インバータ駆動用にインバータ回路１６に供給する。

直流電圧センサ１４は、平滑化された直流電圧Ｅの電圧値（実直流電圧Ｅｒ）を測定する。

直流電流センサ１５は、直流回路を流れる電流の値を測定する。直流電流センサ１５は、例えば、シャント抵抗とシャント抵抗の両端間の電圧降下を測定する電圧計などから構成される。

インバータ回路１６は、３対のスイッチング素子を備えた周知の構成であって、制御ユニット２０からのＰＷＭ制御信号に従って、直流入力電圧をｕ，ｖ，ｗの３相の出力電圧に変換して、駆動対象であるモータ３０の３つのモータ端子Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗに印加する。インバータ回路１６は、例えば、Intelligent Power Module（ＩＰＭ）から構成される。

制御ユニット２０は、マイクロプロセッサ等から構成され、メモリに記憶しているプログラムを実行することにより、後述する各部の機能及び各処理を実行する。例えば、制御ユニット２０は、外部より回転数指令を受信し、回転数指令により指示された目標回転数（正確には、単位時間あたりの回転数、以下同じ）ωｔでモータ３０を回転させるように、インバータ回路１６を制御する。また、制御ユニット２０は、モータ３０を高効率で且つ高能力で駆動するため、直流電源回路１１、力率改善回路１２及び平滑化回路１３から構成される直流電源装置１０の出力する直流電圧Ｅの大きさを制御する。

より具体的に説明すると、制御ユニット２０は、機能的に、モータ制御部２１と、ＰＷＭ出力制御部２２と、回転数算出部２３と、目標直流電圧決定部２４と、ＰＩ制御部２５と、スイッチパルス出力制御部２６とを備える。

モータ制御部２１は、外部より供給される回転数指令が指示する目標回転数ωｔと、回転数算出部２３から出力される実回転数ωｒとの偏差ωｅを求める。モータ制御部２１は、求めた偏差ωｅに基づいて、ベクトル制御演算を行って、モータ３０の各モータ端子Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗに印加すべき電圧を求め、求めた印加電圧が得られるようにインバータ回路１６を切り替えるためのＰＷＭ制御信号（切り替え制御信号）を生成する。

モータ３０は、永久磁石を用いており、永久磁石の磁束が一定である。このため、回転数が上がるにつれて、逆起電力が増加し、ある回転数に達すると、逆起電力が印加電圧と等しくなってしまう。これを防ぐため、モータ制御部２１は、高回転域で印加電圧を弱める弱め界磁制御（弱め磁束制御）を実行し、低回転域では通常の電圧を印加する最大トルク制御を実行する。ここでは、モータ３０の負荷であるコンプレッサが最小（最軽）負荷状態であるときの弱め界磁制御の基点回転数（最大トルク制御と弱め界磁制御との切り替え回転数、その回転数より高い回転数域で弱め界磁制御を行う）をω１とする。

ＰＷＭ出力制御部２２は、モータ制御部２１から出力されたＰＷＭ制御信号をインバータ回路１６に出力する。

回転数算出部２３は、直流電流センサ１５が検出した直流電流の単位時間当たりの脈数等からモータ３０の実際の回転数、即ち、実回転数ωｒを求める。

目標直流電圧決定部２４は、図２に例示するモータの回転数（本実施の形態では、実回転数ωｒ）と直流電圧Ｅの目標値（目標直流電圧）Ｅｔとの関係を定義するプロファイルを記憶しており、このプロファイルに実回転数ωｒを適用して、対応する目標直流電圧Ｅｔを求める。

このプロファイルでは、目標直流電圧Ｅｔは、実回転数ωｒが基点回転数ω１未満の領域では、最小値ＥＬに固定され、実回転数ωｒが基点回転数ω１以上の領域では、実回転数ωｒの増加に伴って最小値ＥＬから最大値ＥＨまで上昇し、最大値ＥＨに達すると、以後、最大値ＥＨを維持する。

最小値ＥＬは、実験等により予め設定される目標直流電圧Ｅｔの最小電圧である。最小値ＥＬは、例えば、モータ３０が基点回転数ω１よりわずかに低い実回転数ωｒで回転し、力率改善回路１２が高電力効率で稼働している状態において、直流電源装置１０が出力する直流電圧Ｅに設定される。
一方、目標直流電圧Ｅｔの最大値ＥＨは、モータ３０の最大出力を可能とするために必要とされる電圧に設定される。

基点回転数ω１以上の領域において、実回転数ωｒの変化に対する目標直流電圧Ｅｔの変化の割合ｄＥ／ｄωは、図３に示す、モータ３０の実回転数ωｒの変化に対するモータ端子Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗの電圧（端子電圧）Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの変化の割合ｄＶ／ｄωの２倍にほぼ等しく設定されている。即ち、ｄＥ／ｄω≒２・ｄＶ／ｄωが成立する。これは、図１に示すように、モータ３０がＹ結線であるため、インバータ回路１６によって、直流電圧Ｅが、２つの巻線に直列に印加されるからである。

図２に示す実回転数ωｒ対目標直流電圧Ｅｔのプロファイルは、テーブル、グラフ、関数などの任意の形態で制御ユニット２０に予め記憶されている。

なお、モータ３０の端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、図３に示すように、モータ３０の実回転数ωｒとほぼ線形の関係を有する。

図１に示すＰＩ制御部２５は、直流電圧Ｅが、目標直流電圧決定部２４により決定された目標直流電圧Ｅｔに一致するように、力率改善回路１２のトランジスタ１２２がオンするデューティＤを求める。具体的には、ＰＩ制御部２５は、目標直流電圧決定部２４から出力された目標直流電圧Ｅｔと、直流電圧センサ１４で検出された実直流電圧Ｅｒとの偏差Ｅｅ（＝Ｅｔ−Ｅｒ）を求める。ＰＩ制御部２５は、偏差Ｅｅに基づく比例積分（ＰＩ）制御により、トランジスタ１２２のベース電圧のデューティＤの変化分ΔＤ＝ｋ１・Ｅｅ＋ｋ２∫Ｅｅｄｔを求める。ＰＩ制御部２５は、従前のデューティＤに求めた変化分ΔＤを加算して、新たなデューティＤ（＝Ｄ＋ΔＤ）を求める。

スイッチパルス出力制御部２６は、ＰＩ制御部２５が求めたデューティＤを有する高周波のスイッチパルスをスイッチ素子を構成するトランジスタ１２２のベースに印加する。これにより、実直流電圧Ｅｒが、目標直流電圧Ｅｔよりも小さい場合には、スイッチパルスのデューティＤが徐々に大きくなり、トランジスタ１２２のオンデューティが大きくなって、実直流電圧Ｅｒが徐々に増加する。一方、実直流電圧Ｅｒが、目標直流電圧Ｅｔよりも大きい場合には、スイッチパルスのデューティＤが徐々に小さくなり、トランジスタ１２２のオンデューティが減少して、実直流電圧Ｅｒが徐々に減少する。

制御対象であるモータ３０は、空気調和機のコンプレッサを駆動する。モータ３０は、ＩＰＭモータであり、ロータ内部に磁石が埋め込まれた構造をもつ回転界磁形式の同期モータである。モータ３０は、Ｙ結線された界磁巻線を有する。ｕ相、ｖ相、ｗ相の各界磁巻線は一端が中性点で相互に接続され、他端がモータ端子Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗを介して、インバータ回路１６の出力端に接続されている。各モータ端子Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗの電圧が端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗである。

次に、上記構成を有するモータ制御回路１００が、モータ３０を駆動する動作を説明する。

モータ３０の起動が指示され、回転数指令が制御ユニット２０に供給されると、モータ制御部２１は、図４に示すモータ回転制御処理を開始し、回転数指令により指示される目標回転数ωｔと回転数算出部２３が算出した実回転数ωｒとの偏差ωｅ（＝ωｔ−ωｒ）を求める（ステップＳ１０１）。

続いて、モータ制御部２１は、弱め界磁制御を実行するか否かを、端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ，Ｖｗ、実回転数ωｒ、端子電流等により判別する（ステップＳ１０２）。

弱め界磁制御を実行すると判別すると（ステップＳ１０２：Ｙｅｓ）、モータ制御部２１は、弱め界磁制御と、目標回転数ωｔと実回転数ωｒとの偏差ωｅに基づくベクトル制御とにより、インバータ回路１６に供給するＰＷＭ制御信号を生成する（ステップＳ１０３）。

ＰＷＭ出力制御部２２は、モータ制御部２１が生成したＰＷＭ制御信号をインバータ回路１６に出力する（ステップＳ１０４）。インバータ回路１６は、直流電源回路１１と力率改善回路１２と平滑化回路１３とを含む直流電源装置１０から出力された直流電圧Ｅを用いて、ＰＷＭ出力制御部２２から供給されたＰＷＭ制御信号に従って、印加電圧を切り替えて、モータ３０の回転を制御する。

一方、弱め界磁制御を実行しないと判別すると（ステップＳ１０２：Ｎｏ）、モータ制御部２１は、最大トルク制御と、偏差ωｅに基づくベクトル制御とにより、インバータ回路１６に供給するＰＷＭ制御信号を生成する（ステップＳ１０５）。

ＰＷＭ出力制御部２２は、モータ制御部２１が生成したＰＷＭ制御信号をインバータ回路１６に出力する（ステップＳ１０４）。インバータ回路１６は、直流電源装置１０から出力された直流電圧Ｅを用いて、ＰＷＭ制御信号に従って、モータ３０の回転を制御する。

以後、同様の動作が繰り返され、モータ３０の実回転数ωｒが目標回転数ωｔに一致するように制御され、負荷であるコンプレッサが駆動される。

制御ユニット２０は、図４に示すモータ回転制御処理と並行して、直流電源装置１０の出力する直流電圧Ｅを制御する直流電圧制御処理を実行する。
この直流電圧制御処理を図５のフローチャートを参照して説明する。

モータ３０の制御を開始すると、制御ユニット２０は、図５の直流電圧制御処理を開始する。まず、回転数算出部２３は、直流電流センサ１５が検出した直流電流の単位時間当たりの脈数等からモータ３０の実回転数ωｒを求める（ステップＳ２０１）。

目標直流電圧決定部２４は、実回転数ωｒと、図２のプロファイルに示す最小負荷での弱め界磁制御の基点回転数（最大トルク制御と弱め界磁制御の切り替え回転数）ω１とを比較し、ωｒ≧ω１であるか否かを判別する（ステップＳ２０２）。

ωｒ≧ω１であると判別すると（ステップＳ２０２：Ｙｅｓ）、目標直流電圧決定部２４は、記憶しているプロファイルに従って、目標直流電圧Ｅｔを求める。
次に、ＰＩ制御部２５は、目標直流電圧決定部２４が求めた目標直流電圧Ｅｔと直流電圧センサ１４が検出した実直流電圧Ｅｒとの偏差Ｅｅ（＝Ｅｔ−Ｅｒ）を求める（ステップＳ２０３）。ＰＩ制御部２５は、ＰＩ制御により、トランジスタ１２２のベースに印加するスイッチパルスのデューティＤの変化分ΔＤ＝ｋ１・Ｅｅ＋ｋ２∫Ｅｅｄｔを求める（ステップＳ２０４）。ＰＩ制御部２５は、従前のデューティＤに求めた変化分ΔＤを加算して、新たなデューティＤ（＝Ｄ＋ΔＤ）を求める（ステップＳ２０５）。

スイッチパルス出力制御部２６は、デューティＤを有する高周波のスイッチパルスをトランジスタ１２２のベースに印加する（ステップＳ２０６）。その後処理はステップＳ２０１に戻る。

このような制御を実行することにより、目標直流電圧Ｅｔよりも実直流電圧Ｅｒが小さい場合には、トランジスタ１２２がオンする割合が増加して、実直流電圧Ｅｒが徐々に増加し、目標直流電圧Ｅｔよりも実直流電圧Ｅｒが大きい場合には、トランジスタ１２２がオンする割合が減少して、実直流電圧Ｅｒが徐々に減少し、目標直流電源電圧に近づく。

一方、ステップＳ２０２で、ωｒ≧ω１が成立していないと判別された場合（ステップＳ２０２：Ｎｏ）、ＰＩ制御部２５は、実直流電圧Ｅｒ＞最小値ＥＬが成立しているか否かを判別する（ステップＳ２０７）。

Ｅｒ＞ＥＬが成立していない、即ち、Ｅｒ≦ＥＬであると判別された場合（ステップＳ２０７：Ｎｏ）、処理は前述のステップＳ２０３に進む。ωｒ＜ω１のとき、目標直流電圧Ｅｔは、最小値ＥＬに設定されている。このため、ＰＩ制御部２５は、実直流電圧Ｅｒが最小値ＥＬに一致するようにデューティＤを設定し、トランジスタ１２２のオン・オフを制御する。

一方、Ｅｒ＞ＥＬが成立していると判別された場合（ステップＳ２０７：Ｙｅｓ）、ＰＩ制御部２５は、デューティＤを０に設定する（ステップＳ２０８）。従って、スイッチパルス出力制御部２６は、ローレベルの信号をトランジスタ１２２に出力し続ける。このため、トランジスタ１２２はオフし続け、力率改善回路１２は停止状態となり、直流電源装置１０からは、交流電源１１３の出力電圧を全波整流回路１１２で整理して得られる分だけの実直流電圧Ｅｒが出力される。

図５に示す直流電圧制御処理により、直流電源装置１０から出力される直流電圧Ｅを、図６（ａ）、（ｂ）を参照して具体的に説明する。

図６（ａ）は、図２に示した実回転数ωｒと目標直流電圧Ｅｔの関係を定義するプロファイル、図６（ｂ）は直流電源装置１０から出力される実直流電圧Ｅｒを示す。

モータ３０の実回転数ωｒが回転数ω１以上のときには、図５のステップＳ２０２で、Ｙｅｓと判別され、ステップＳ２０３〜Ｓ２０６の処理が実行される。このため、図６（ａ）に示すプロファイル上で、実回転数ωｒに応じて目標直流電圧Ｅｔが増減する区間IIIでは、ＰＩ制御部２５は、実回転数ωｒに対応する目標直流電圧Ｅｔに実直流電圧Ｅｒが一致するように、スイッチングパルスのデューティＤを調整する。このため、図６（ｂ）に示すように、実直流電圧Ｅｒは、実回転数ωｒの変化に応じて変化する。

また、図６（ａ）に示すプロファイル上において、ωｒ≧ω１で且つ実直流電圧Ｅrが目標直流電圧Ｅｔの最大値ＥＨに達している区間ＩＶでは、ＰＩ制御部２５は、実直流電圧Ｅｒが最大値ＥＨに一致するように、スイッチングパルスのデューティＤを調整する。このため、図６（ｂ）に示すように、実直流電圧Ｅｒ＝ＥＨとなる。

一方、図６（ａ）のプロファイル上で、実回転数ωｒが十分に低い区間Ｉでは、ωｒ＜ω１と判別される（ステップ２０２：Ｎｏ）。この区間では、図６（ｂ）に示すように、モータ３０の負荷が小さいため、力率改善回路１２が動作しなくても、直流電源回路１１による整流動作のみで実直流電圧Ｅｒが最小値ＥＬを越えてしまう。このため、ステップＳ２０７でＹｅｓと判別され、デューティＤは０に設定される（ステップＳ２０８）。このため、トランジスタ１２２はオフした状態を維持する。この区間Ｉでは、実回転数ωｒの増加に伴って、モータ３０の負荷が増加するため、実回転数ωｒの増加に伴って実直流電圧Ｅｒは低下する。

また、図６（ａ）のプロファイル上で、ωｒ＜ω１の状態で（ステップ２０２：Ｎｏ）、実直流電圧Ｅｒが目標直流電圧Ｅｔの最小値ＥＬに一致する区間IIでは、ステップＳ２０７でＮｏと判別され、ＰＩ制御部２５は、実直流電圧Ｅｒが、プロファイルに定められた目標直流電圧Ｅｔの最小値ＥＬに一致するようにデューティＤを決定する。このため、図６（ｂ）に示すように、実直流電圧Ｅｒは最小値ＥＬを維持する。

このように、区間Ｉでは、スイッチパルスをオフすることにより消費電力が削減され、区間IIでは、直流電圧Ｅの適性化により消費電力が削減され、区間IIIでは、直流電圧Ｅが最小値ＥＬと最大値ＥＨとの間でスムーズに切り替えられ、区間ＩＶでは、直流電圧Ｅを最大値ＥＨとすることによりモータ３０の能力の向上を実現することができる。

上記構成では、直流電源装置１０の昇圧動作の基点回転数を最小負荷状態における、弱め界磁制御の基点回転数ω１としている。このため、モータ３０の負荷の大きさにかかわらず、昇圧動作が実行されるのは、弱め界磁制御中となる。従って、電力効率を高めることができる。

この点を図７を参照してより詳細に説明する。モータ制御部２１が最大トルク制御と弱め界磁制御とを切り替える回転数は、モータ３０の負荷の大きさにより変化する。例えば、モータ３０の負荷が大きくなると、モータ３０の巻線抵抗に流れる電流が大きくなり、巻き線での電圧降下（巻線電圧）が相対的に大きくなる。このため、図７（ｂ）、（ｃ）に示すように、軽い負荷のときに最大トルク制御と弱め界磁制御とを切り替える基点回転数ω１よりも、重い負荷で最大トルク制御と弱め界磁制御とを切り替える回転数ω３の方が低くなる。

ここで、直流電源装置１０の出力直流電圧Ｅの昇圧を開始する基点回転数をω１とした場合のプロファイルを図７（ａ）に、ω３とした場合のプロファイルを図７（ｄ）に示す。

図７（ｄ）に示すプロファイルの場合、図７（ｂ）に示すように、軽負荷の場合には、最大トルク制御を実行中に、直流電源装置１０の昇圧動作を実行してしまう。このため、電力効率が低下してしまう。これに対し、本実施形態では、図７（ａ）に示すように、モータ３０の負荷が最も軽い時の最大トルク制御と弱め磁束制御の切り替える回転数ω１を、昇圧動作の基点回転数に設定している。従って、図７（ａ）〜（ｃ）に示すように、負荷がどのような大きさであっても、最大トルク制御によるインバータ駆動中に、直流電圧Ｅを、インバータ駆動用にインバータ回路１６に供給し、弱め界磁制御によるインバータ駆動中には、直流電圧を昇圧して、インバータ駆動用にインバータ駆動用にインバータ回路１６に供給することができる。従って、最大トルク制御実行中に、昇圧処理を行って、電力効率を低下させるという事態を防止できる。

また、本実施の形態においては、実回転数ωｒの変化に対する目標直流電圧Ｅｔの変化の割合（図２の傾きｄＥ／ｄω）を、モータ３０の実回転数ωｒの変化に対する端子電圧Ｖの変化の割合（図３のｄＶ／ｄω）の２倍とした。これにより、実回転数ωｒの変化に対する直流電圧Ｅの変化を、実回転数ωｒに対する端子間電圧の変化に一致させることができる。

これに対し、図８は、昇圧時の回転数の変化に対する直流電圧の変化の割合ｄＥ／ｄωが、実回転数ωｒの変化に対する端子電圧Ｖの変化の割合ｄＶ／ｄωの２倍よりも十分大きい場合の例を示す。この例の場合、実回転数ωｒが基点回転数ω１に達して、昇圧動作を開始すると、目標直流電圧Ｅｔが急激に上昇し、一点鎖線で示す端子電圧の２倍を超えてしまう。これに伴い、実直流電圧Ｅｒも端子電圧の２倍を越えてしまう。すると、モータ制御部２１は、弱め界磁制御を中断し、最大トルク制御を再開してしまう。このため、最大トルク制御期間中に昇圧駆動を行うことになり、電力効率が低下する。また、コンプレッサを安定して駆動することができなくなるおそれがある。

また、図９に示すように、昇圧時の回転数対電源電圧ｄＥ／ｄωが、実回転数ωｒに対する端子電圧Ｖの変化の割合ｄＶ／ｄωの２倍よりも小さい場合には、実直流電圧Ｅｒが上昇せず、大きな出力を得られなくなってしまう。

このように、実回転数ωｒの変化に対する実直流電圧Ｅｒの変化の割合ｄＥ／ｄωを、実回転数ωｒに対する端子電圧Ｖの変化の割合ｄＶ／ｄωのほぼ２倍とすることにより、電力効率の向上と大きい最大出力の確保の両方を達成可能となる。

以上説明したように、本実施の形態によれば、高い電力効率を確保しつつ、モータの最大出力を大きくすることができる。

（実施の形態２）
実施の形態１においては、モータ３０の実回転数ωｒと目標直流電圧Ｅｔとの関係を定義するプロファイルに従って、直流電源装置１０を制御した。この発明はこれに限定されず、モータ３０の目標回転数ωｔと目標直流電圧Ｅｔとの関係を定義するプロファイルに従って、直流電源装置１０の昇圧動作を制御することも可能である。

以下、目標回転数ωｔに従って目標直流電圧Ｅｔを制御する実施の形態２を、図１０〜図１２を参照して説明する。

本実施の形態のモータ制御回路１１０の基本構成は、図１に示す実施の形態１のモータ制御回路１００と同一である。ただし、図１０に示す制御ユニット２０Ａの目標直流電圧決定部２４Ａは、図１２（ａ）に示す目標回転数ωｔと目標直流電圧Ｅｔとの関係を定義するプロファイルを記憶している。このプロファイルにおいて、ＥＬは、目標直流電圧Ｅｔの最小電圧を示し、例えば、モータ３０が基点回転数ω１よりわずかに低い実回転数ωｒで回転し、力率改善回路１２が高電力効率で稼働している状態において、直流電源装置１０が出力する直流電圧Ｅに設定される。また、ＥＨは、目標直流電圧Ｅｔの最大電圧を示し、モータ３０の最大出力を可能とするために必要とされる電圧に設定される。目標直流電圧Ｅｔの昇圧の基点回転数は、実施の形態１と同様に、最軽負荷における最大トルク制御と弱め界磁制御の切り替え回転数ω１である。また、基点回転数ω１以上の回転数領域における目標回転数ωｔの変化に対する目標直流電圧Ｅｔ変化の割合（ｄＥｔ／ｄωｔ）は、目標回転数ωｔの変化に対する端子電圧Ｖの変化の割合（ｄＶ／ｄωｔ）の２倍に設定されている。

また、目標直流電圧決定部２４Ａには、実回転数ωｒは供給されず、代わりに、回転数指令が供給される。目標直流電圧決定部２４Ａは、回転数指令が指示する目標回転数ωｔを図１２（ａ）に示すプロファイルに適用して、目標直流電圧Ｅｔを求め、ＰＩ制御部２５に提供する。

次に、制御ユニット２０Ａによる直流電圧制御処理を図１１に示すフローチャートを参照して説明する。なお、モータ回転制御処理は、図４に示す処理と同一である。

モータ３０の制御を開始すると、制御ユニット２０Ａは、図１１の直流電圧制御処理を開始する。まず、目標直流電圧決定部２４は、外部から供給される回転数指令を取り込み、指示されている目標回転数ωｔを取得する（ステップＳ３０１）。

目標直流電圧決定部２４は、取得した目標回転数ωｔと、図１２（ａ）のプロファイルに示す基点回転数ω１とを比較し、ωｔ≧ω１であるか否かを判別する（ステップＳ３０２）。

ωｔ≧ω１であると判別すると（ステップＳ３０２：Ｙｅｓ）、処理はステップＳ２０３に進み、実施形態１と同様に、目標直流電圧Ｅｔと実直流電圧Ｅｒとの偏差Ｅｅを求め（ステップＳ２０３）、スイッチパルスのデューティＤの変化分ΔＤを求め（ステップＳ２０４）、新たなデューティＤを求め（ステップＳ２０５）、デューティＤを有するスイッチパルスをトランジスタ１２２に印加する（ステップＳ２０６）。その後処理はステップＳ３０１に戻る。

一方、ステップＳ３０２で、ωｔ≧ω１が成立していないと判別された場合（ステップＳ３０２：Ｎｏ）、実直流電圧Ｅｒ＞最小値ＥＬが成立しているか否かを判別し（ステップＳ２０７）、Ｅｒ＞ＥＬが成立していないと判別された場合（ステップＳ２０７：Ｎｏ）、処理は前述のステップＳ２０３に進む。

一方、ステップＳ２０７で、Ｅｒ＞ＥＬが成立していると判別された場合（ステップＳ２０７：Ｙｅｓ）、デューティＤを０に設定し（ステップＳ２０８）、ステップＳ２０６に進む。

このような直流電圧制御によれば、図１２（ａ）、（ｂ）に示すように、モータ３０の実回転数ωｒが基点回転数ω１以上の区間IIIでは、実直流電圧Ｅｒは、目標回転数ωｔの変化に応じて変化する。

また、ωｔ＞ω１で且つ実直流電圧Ｅｒが目標直流電圧Ｅｔの最大値ＥＨに達している区間ＩＶでは、実直流電圧Ｅｒが最大値ＥＨに一致するように、スイッチングパルスのデューティＤが調整され、実直流電圧Ｅｒ≒ＥＨが維持される。

一方、目標回転数ωｔが十分に低い区間Ｉでは、ωｔ＜ω１と判別される。この区間では、モータ３０の負荷が小さいため、直流電源回路１１による整流動作のみで実直流電圧Ｅｒがプロファイルに設定された最低値ＥＬを越えてしまう。このため、デューティＤは０に設定される。

一方、ωｔ＜ω１の状態で、実直流電圧Ｅｒが目標直流電圧Ｅｔの最小値ＥＬに一致する区間IIでは、実直流電圧Ｅｒが、目標直流電圧Ｅｔの最小値ＥＬに一致するようにデューティＤを決定し、実直流電圧Ｅｒは最小値ＥＬを維持する。

このような構成により、区間Ｉでは、スイッチパルスをオフすることによる、消費電力の削減、区間IIでは、直流電圧Ｅの適性化による消費電力の削減、区間IIIでは、直流電圧Ｅの最小値ＥＬと最大値ＥＨとの間のスムーズな切り替え、区間ＩＶでは、直流電圧Ｅを最大値ＥＨとすることによるモータ３０の能力の向上を実現することができる。

目標回転数ωｔは実回転数ωｒよりも、変動が少ない。従って、モータ３０の回転数として目標回転数ωｔを採用して、直流電源装置１０の動作を制御することにより、制御を安定して行うことができる。

また、目標回転数ωｔの変化に対する目標直流電圧Ｅｔの変化の割合を、目標回転数ωｔの変化に対する端子電圧Ｖの変化の割合の２倍としている。これにより、図８及び図９を参照して説明したように、電力効率の向上と大きい最大出力の確保の両方を達成可能となる。

なお、この発明は上記実施の形態に限定されず、種々の応用及び変形が可能である。例えば、上記実施の形態においては、モータ３０の巻線がＹ結線の場合を説明した。この発明は、図１３に示すΔ結線のモータ３１にも適用可能である。ただし、この場合、直流電圧Ｅと各巻線に印加される電圧（端子間電圧）はほぼ等しい。従って、図１４（ａ）、（ｂ）に示すように、回転数ωの変化に対する直流電圧Ｅの変化の割合ｄＥ／ｄωを、回転数ωの変化に対するモータ端子間電圧Ｖの変化の割合ｄＶ／ｄωと等しい値とすることが望ましい。

上記実施の形態においては、空気調和機のコンプレッサを駆動するＩＰＭモータ３０を例にこの発明を説明した。ただし、この発明は、特定の構造のモータ及び特定の負荷を対象とするモータに限定されず、永久磁石を備え、弱め界磁制御を行う種々のモータに適用可能である。例えば、自動車、各種産業機械、電子機器などの負荷を駆動する種々のモータに適用可能である。

上記実施の形態においては、モータの回転数を直流電流の脈数から求めたが、回転数その他の物理パラメータを求める手法は任意である。

直流電源回路１１、力率改善回路１２、平滑化回路１３等の構成自体は、既知の任意の回路構成を使用可能である。

また、直流電源回路１１で最大電圧ＥＨを出力し、それをチョッパ回路などで降圧して最小電圧ＥＬまでの電圧を発生させるような構成が考えられる。このような構成であっても、直流電源装置１０の出力する直流電圧Ｅは、最小値ＥＬとそれより高い電圧を出力することができるので、本願発明の昇圧の範囲に含まれるものである。

例えば、力率改善回路１２のスイッチング素子として、ＮＰＮバイポーラトランジスタ１２２に代えてＰＮＰバイポーラトランジスタの利用が可能である、さらに、バイポーラトランジスタに代えてＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等、任意のスイッチ素子の利用が可能である。また、直流電圧を昇圧する昇圧回路として、力率改善回路を用いる回路以外の公知の回路を利用可能である。

直流電源装置１０として、ＡＣ／ＤＣ回路を説明したが、直流電圧を出力できるならば、ＤＣ／ＤＣ回路でもよい。

また、上記実施の形態では、区間IIIで直流電圧Ｅの大きさを連続的に変化させる例を示したが、モータの回転数に応じて電圧を変化させることができるならば、電圧の変化は段階的、非連続的な変化であってもよい。

上記実施の形態においては、モータ３０の回転数（即ち、実回転数ωｒ又は目標回転数ωｔ）を求めて、回転数に応じて目標直流電圧Ｅｔを設定した。この発明は、これに限定されず、モータ３０のモータ端子Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗの端子電圧Ｖを電圧計で計測し、計測した電圧に基づいて、目標直流電圧Ｅｔを設定してもよい。このような構成の場合も、端子電圧Ｖ∝回転数の関係が近似的に成立しているので、本願発明の、モータの回転数に応じて目標直流電圧を設定する構成には含まれる。

また、上記実施の形態においては、直流電圧の昇圧を開始する基点回転数を、最小負荷状態での弱め界磁制御の開始回転数ω１に固定したが、モータの負荷を測定し、負荷の大きさに応じて、基点回転数ω１を変更してもよい。この場合、図１５に例示するように、負荷の大きさ別に弱め界磁制御の基点回転数（目標回転数又は実回転数）を求めて、予めテーブルなどに格納しておき、モータの駆動中に、例えば、周期的に負荷の大きさを、例えば、電流値等から求め、求められた負荷の大きさに対応する回転数を基点として、昇圧を開始するようにしてもよい。

上記実施の形態においては、目標直流電圧Ｅｔを最小値から最大値に変化させる基点回転数を、最軽負荷における最大トルク制御と弱め界磁制御の切り替え回転数とした。この発明はこれに限定されず、基点回転数を、比較的軽負荷における最大トルク制御と弱め界磁制御の切り替え回転数、あるいは、その回転数を基準として定められた任意の回転数等としてもよい。また、異なる観点から基点回転数を設定してもよい。ただし、モータの電力効率の観点からは、ω１とすることが望ましい。

モータの回転数（実回転数ωｒ、目標回転数ωｔ）の変化に対する目標直流電圧Ｅｔの変化の割合を、実施の形態１のＹ結線の場合には、実回転数ωｒの変化に対する端子電圧Ｖの変化の割合の２倍、実施の形態２のＹ結線の場合には、目標回転数ωｔの変化に対する端子電圧Ｖの変化の割合の２倍、Δ結線の場合には、実回転数ωｒの変化に対する端子間電圧Ｖの変化の割合と等しくする例を示した。ここでの「２倍」、「等しい」は厳格な意味ではない。図８及び図９を参照して説明したように、電力効率の向上と大きい最大出力の確保の両方を達成可能ならば、±２０％程度の差異は「２倍」あるいは「１倍」含まれる範囲である。

力率改善回路１２により直流電源回路１１が出力する電圧自体を昇圧する例を示したが、直流電源回路１１が出力した直流電圧を、力率改善回路、その他の昇圧回路で昇圧する構成でも本願発明の直流電圧を昇圧する構成に含まれる。

また、力率改善回路１２の制御のため、電圧値の偏差にＥｅに基づくＰＩ制御を使用したが、Ｐ制御だけでも、Ｉ制御だけでも、ＰＩＤ制御でも、かまわない。また、その他の制御手法を使用してもよい。

上記実施の形態においては、図２、図１２（ａ）に例示する回転数−直流電圧値のプロファイルを予め用意し、プロファイルに従って、直流電源装置の出力電圧を制御した。ただし、これに限定されず、同様の機能を実現できるならば、他の手法を採用可能である。

１０ 直流電源装置
１１ 直流電源回路
１２ 力率改善回路（昇圧回路）
１３ 平滑化回路
１４ 直流電圧センサ
１５ 直流電流センサ
１６ インバータ回路
２０ 制御ユニット
２０Ａ 制御ユニット
２１ モータ制御部
２２ ＰＷＭ出力制御部
２３ 回転数算出部
２４ 目標直流電圧決定部
２４Ａ 目標直流電圧決定部
２５ ＰＩ制御部
２６ スイッチパルス出力制御部
３０ ＩＰＭモータ
１００ モータ制御回路
１１１ リアクタ
１１２ 全波整流回路（フルブリッジ回路）
１１３ 交流電源
１２１ 全波整流回路
１２２ ＮＰＮバイポーラトランジスタ（トランジスタ）
１２３ 環流ダイオード
Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗ モータ端子

Claims (9)

1. 直流電圧を出力する直流電源回路と、
   前記直流電源回路の出力する直流電圧を昇圧する昇圧回路と、
   前記直流電源回路から出力された直流電圧を用いて、モータを駆動するインバータ回路と、
   前記モータの最小負荷状態における弱め界磁制御と最大トルク制御との切り替え回転数よりも高い回転数の領域において、前記直流電源回路の出力する直流電圧を前記モータの回転数の上昇に伴って上昇させるように、回転数と目標直流電圧との関係を規定するプロファイルを記憶するプロファイル記憶手段と、
   前記モータの回転数を前記プロファイルに適用することによって目標直流電圧を求め、前記直流電源回路が前記目標直流電圧を出力するように、前記昇圧回路を制御して、前記直流電源回路の出力する直流電圧を昇圧する制御回路と、
   を備え、
   前記モータの巻線はＹ結線であり、
   前記プロファイル記憶手段は、前記昇圧回路による前記モータの回転数の変化に対する目標直流電圧の変化の割合を、前記モータの回転数の変化に対する前記モータの端子電圧の変化の割合の２倍とする前記プロファイルを記憶する、
   モータ制御回路。
2. 直流電圧を出力する直流電源回路と、
   前記直流電源回路の出力する直流電圧を昇圧する昇圧回路と、
   前記直流電源回路から出力された直流電圧を用いて、モータを駆動するインバータ回路と、
   前記モータの最小負荷状態における弱め界磁制御と最大トルク制御との切り替え回転数よりも高い回転数の領域において、前記直流電源回路の出力する直流電圧を前記モータの回転数の上昇に伴って上昇させるように、回転数と目標直流電圧との関係を規定するプロファイルを記憶するプロファイル記憶手段と、
   前記モータの回転数を前記プロファイルに適用することによって目標直流電圧を求め、前記直流電源回路が前記目標直流電圧を出力するように、前記昇圧回路を制御して、前記直流電源回路の出力する直流電圧を昇圧する制御回路と、
   を備え、
   前記モータの巻線はΔ結線であり、
   前記プロファイル記憶手段は、前記昇圧回路による前記モータの回転数の変化に対する目標直流電圧の変化の割合を、前記モータの回転数の変化に対する前記モータの端子間電圧の変化の割合と等しくする前記プロファイルを記憶する、
   モータ制御回路。
3. 直流電圧を出力する直流電源回路と、
   前記直流電源回路の出力する直流電圧を昇圧する昇圧回路と、
   前記直流電源回路から出力された直流電圧を用いて、モータを駆動するインバータ回路と、
   前記モータの最小負荷状態における弱め界磁制御と最大トルク制御との切り替え回転数よりも高い回転数の領域において、前記直流電源回路の出力する直流電圧を前記モータの回転数の上昇に伴って上昇させるように、回転数と目標直流電圧との関係を規定するプロファイルを記憶するプロファイル記憶手段と、
   前記モータの回転数を前記プロファイルに適用することによって目標直流電圧を求め、前記直流電源回路が前記目標直流電圧を出力するように、前記昇圧回路を制御して、前記直流電源回路の出力する直流電圧を昇圧する制御回路と、
   を備え、
   前記モータの回転数は、目標回転数である、
   モータ制御回路。
4. 直流電圧を用いて、Ｙ結線の巻線を有するモータの回転数に応じて、最大トルク制御と弱め界磁制御とのいずれかにより、前記モータをインバータ駆動する駆動ステップと、
   前記直流電圧を生成する電圧生成ステップと、
   を備え、
   前記駆動ステップで、前記モータの最小負荷状態における弱め界磁制御と最大トルク制御との切り替え回転数よりも高い回転数の領域において、前記モータの回転数の上昇に伴って前記直流電圧を上昇させるように、回転数と目標直流電圧との関係を規定するプロファイルに、前記モータの回転数を適用することによって目標直流電圧を求め、前記電圧生成ステップで、この目標直流電圧を出力するように制御し、
   前記プロファイルは、前記モータの回転数の変化に対する目標直流電圧の変化の割合を、前記モータの回転数の変化に対する前記モータの端子電圧の変化の割合の２倍とするプロファイルである、
   モータ制御方法。
5. 直流電圧を用いて、Δ結線の巻線を有するモータの回転数に応じて、最大トルク制御と弱め界磁制御とのいずれかにより、前記モータをインバータ駆動する駆動ステップと、
   前記直流電圧を生成する電圧生成ステップと、
   を備え、
   前記駆動ステップで、前記モータの最小負荷状態における弱め界磁制御と最大トルク制御との切り替え回転数よりも高い回転数の領域において、前記モータの回転数の上昇に伴って前記直流電圧を上昇させるように、回転数と目標直流電圧との関係を規定するプロファイルに、前記モータの回転数を適用することによって目標直流電圧を求め、前記電圧生成ステップで、この目標直流電圧を出力するように制御し、
   前記プロファイルは、前記モータの回転数の変化に対する目標直流電圧の変化の割合を、前記モータの回転数の変化に対する前記モータの端子間電圧の変化の割合と等しくするプロファイルである、
   モータ制御方法。
6. 直流電圧を用いて、モータの目標回転数に応じて、最大トルク制御と弱め界磁制御とのいずれかにより、前記モータをインバータ駆動する駆動ステップと、
   前記直流電圧を生成する電圧生成ステップと、
   を備え、
   前記駆動ステップで、前記モータの最小負荷状態における弱め界磁制御と最大トルク制御との切り替え回転数よりも高い回転数の領域において、前記モータの目標回転数の上昇に伴って前記直流電圧を上昇させるように、目標回転数と目標直流電圧との関係を規定するプロファイルに、前記モータの目標回転数を適用することによって目標直流電圧を求め、前記電圧生成ステップで、この目標直流電圧を出力するように制御する、
   モータ制御方法。
7. コンピュータに、
   直流電源装置から直流電圧が印加され、Ｙ結線された巻線を有する駆動対象のモータに接続されたインバータ回路を制御して、前記直流電圧を複数相の電圧に変換して前記モータを駆動する動作を制御する処理において、
   前記モータの最小負荷状態における弱め界磁制御と最大トルク制御との切り替え回転数よりも高い回転数の領域において、前記モータの回転数の上昇に伴って前記直流電圧を上昇させるように、回転数と目標直流電圧との関係を規定するプロファイルに、前記モータの回転数を適用することによって目標直流電圧を求める処理、
   求めた目標直流電圧を出力するように前記直流電源装置を制御する処理、
   を実行させ、
   前記プロファイルは、前記モータの回転数の変化に対する目標直流電圧の変化の割合を、前記モータの回転数の変化に対する前記モータの端子電圧の変化の割合の２倍とするプロファイルである、
   プログラム。
8. コンピュータに、
   直流電源装置から直流電圧が印加され、Δ結線された巻線を有するモータに接続されたインバータ回路を制御して、前記直流電圧を複数相の電圧に変換して前記モータを駆動する動作を制御する処理において、
   前記モータの最小負荷状態における弱め界磁制御と最大トルク制御との切り替え回転数よりも高い回転数の領域において、前記モータの回転数の上昇に伴って前記直流電圧を上昇させるように、回転数と目標直流電圧との関係を規定するプロファイルに、前記モータの回転数を適用することによって目標直流電圧を求める処理、
   求めた目標直流電圧を出力するように前記直流電源装置を制御する処理、
   を実行させ、
   前記プロファイルは、前記モータの回転数の変化に対する目標直流電圧の変化の割合を、前記モータの回転数の変化に対する前記モータの端子間電圧の変化の割合と等しくするプロファイルである、
   プログラム。
9. コンピュータに、
   直流電源装置から直流電圧が印加され、駆動対象のモータに接続されたインバータ回路を制御して、前記直流電圧を複数相の電圧に変換して前記モータを駆動する動作を制御する処理において、
   前記モータの最小負荷状態における弱め界磁制御と最大トルク制御との切り替え回転数よりも高い回転数の領域において、前記モータの目標回転数の上昇に伴って前記直流電圧を上昇させるように、目標回転数と目標直流電圧との関係を規定するプロファイルに、前記モータの目標回転数を適用することによって目標直流電圧を求める処理、
   求めた目標直流電圧を出力するように前記直流電源装置を制御する処理、
   を実行させるプログラム。

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