JP7337232B2 - モータ駆動装置及び空気調和機 - Google Patents

Description

本発明は、モータを駆動するモータ駆動装置、及び当該モータ駆動装置を備えた空気調和機に関する。

下記特許文献１には、空気調和機における高効率化の技術として、モータの固定子巻線（以下、単に「巻線」と呼ぶ）の結線をスター結線とデルタ結線との間で相互に切り替えるモータ駆動装置の構成が開示されている。この特許文献１では、低速回転域ではスター結線とし、高速回転域ではデルタ結線とすることで、高速回転域の拡大と、低速回転域での高効率化とを図る技術が提案されている。

特許第４６１９８２６号公報

しかしながら、スター結線及びデルタ結線を同一母線電圧で使用する場合、高速回転域における回転数の要求に合わせ、巻線の巻数は、デルタ結線でのモータ印加電圧に基づいて決定される。このため、スター結線を使用する低速回転域での効率に改善の余地がある。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、低速回転域での効率の更なる改善を図ることができるモータ駆動装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係るモータ駆動装置は、少なくとも１つのスイッチング素子を有し、スイッチング素子の開閉動作によって交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換及び昇圧する昇圧回路を備える。また、モータ駆動装置は、昇圧回路から出力される直流電圧を平滑するコンデンサ、及びコンデンサに蓄積された電力を交流電力に変換してモータに供給するインバータ回路を備える。モータは複数の巻線を有し、巻線は両端が開放され、両端の接続先を変更することで、巻線の結線状態を第１の結線状態と第２の結線状態との間で相互に切り替え可能である。第１の結線状態におけるモータ印加電圧は、モータ回転数が同一の条件において、第２の結線状態におけるモータ印加電圧よりも高い。巻線の結線状態を第１の結線状態と第２の結線状態とで切り替える切替点の回転数である第１回転数において、第１の結線状態におけるモータ印加電圧は、昇圧回路を昇圧動作させないときの昇圧回路の出力電圧である整流電圧よりも高く、昇圧回路の出力電圧は、整流電圧よりも高い第１電圧に昇圧可能である。

本発明に係るモータ駆動装置によれば、低速回転域での効率の更なる改善を図ることができるという効果を奏する。

実施の形態１に係るモータ駆動装置の構成を示す回路図 図１に示すインバータ回路の詳細な構成を示す回路図 図１に示すインバータ回路の図２とは異なる構成を示す回路図 実施の形態１における第１及び第２の結線状態の他の例の説明に供する図 実施の形態１におけるモータ駆動装置の動作モードの説明に供する図 実施の形態１の昇圧回路におけるパッシブ同期整流モード時の電流経路の１つを示す図 一般的なスイッチング素子における電流－損失特性を模式的に示す図 実施の形態１の昇圧回路における簡易スイッチングモード時の電流経路の１つを示す図 実施の形態１の結線切替モータにおける結線状態と効率との関係の説明に供する図 実施の形態１の結線切替モータを構成する際の着意事項の説明に供する図 実施の形態１の昇圧回路における出力電圧制御の説明に供する図 実施の形態１における制御部の機能を具現するハードウェア構成の一例を示すブロック図 実施の形態１における制御部の機能を具現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図 実施の形態２に係る空気調和機の構成例を示す図 実施の形態２に係る空気調和機の運転方法の一例を示すタイムチャート

以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置及び空気調和機について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。また、以下では、電気的な接続を単に「接続」と称して説明する。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係るモータ駆動装置１００の構成を示す回路図である。図２は、図１に示すインバータ回路の詳細な構成を示す回路図である。

実施の形態１に係るモータ駆動装置１００は、図１に示すように、単相の交流電源１から供給される交流電力を直流電力に変換する。また、モータ駆動装置１００は、変換した直流電力を再度交流電力に変換し、変換した交流電力を負荷であるモータ５００に供給してモータ５００を駆動する。モータ５００の例は、送風機、圧縮機又は空気調和機に内蔵されるモータである。

図１において、モータ駆動装置１００は、昇圧回路３と、コンデンサ４と、制御部１０と、電流検出器１８Ｓを備えるインバータ回路１８と、結線切替部６０と、第１の電圧検出器である電圧検出器５と、第２の電圧検出器である電圧検出器７と、を備える。

昇圧回路３は、後述するスイッチング素子の開閉動作によって交流電源１から出力される交流電圧を直流電圧に変換及び昇圧する昇圧コンバータである。昇圧回路３は、交流電圧を直流電圧に変換する際に、変換した直流電圧の電圧値を制御、即ち昇圧する。なお、交流電源１から出力される交流電圧を「電源電圧」と呼び、「Ｖｓ」で表す。

昇圧回路３は、リアクトル２と、第１のレグ３１と、第２のレグ３２とを備える。第１のレグ３１と第２のレグ３２とは、並列に接続されている。第１のレグ３１では、第１の上アーム素子３１１と第１の下アーム素子３１２とが直列に接続されている。第２のレグ３２では、第２の上アーム素子３２１と第２の下アーム素子３２２とが直列に接続されている。リアクトル２の一端は、交流電源１に接続される。リアクトル２の他端は、第１のレグ３１における第１の上アーム素子３１１と第１の下アーム素子３１２との接続点３ａに接続されている。第２の上アーム素子３２１と第２の下アーム素子３２２との接続点３ｂは、交流電源１の他端に接続されている。昇圧回路３において、接続点３ａ，３ｂは、交流端子を構成する。

第１の上アーム素子３１１は、スイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１に逆並列に接続されるダイオードＤ１とを含む。第１の下アーム素子３１２は、スイッチング素子Ｑ２と、スイッチング素子Ｑ２に逆並列に接続されるダイオードＤ２とを含む。第２の上アーム素子３２１は、スイッチング素子Ｑ３と、スイッチング素子Ｑ３に逆並列に接続されるダイオードＤ３とを含む。第２の下アーム素子３２２は、スイッチング素子Ｑ４と、スイッチング素子Ｑ４に逆並列に接続されるダイオードＤ４とを含む。

図１では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のそれぞれに金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＭＯＳＦＥＴ）を例示しているが、ＭＯＳＦＥＴに限定されない。ＭＯＳＦＥＴは、ドレインとソースとの間で双方向に電流を流すことができるスイッチング素子である。ドレインに相当する第１端子とソースに相当する第２端子との間で双方向に電流を流すことができるスイッチング素子であれば、どのようなスイッチング素子でもよい。

また、逆並列とは、ＭＯＳＦＥＴのドレインに相当する第１端子とダイオードのカソードとが接続され、ＭＯＳＦＥＴのソースに相当する第２端子とダイオードのアノードとが接続されることを意味する。なお、ダイオードは、ＭＯＳＦＥＴ自身が内部に有する寄生ダイオードを用いてもよい。寄生ダイオードは、ボディダイオードとも呼ばれる。

また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のうちの少なくとも１つは、シリコン系材料により形成されたＭＯＳＦＥＴに限定されず、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドといったワイドバンドギャップ半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴでもよい。

一般的にワイドバンドギャップ半導体は、シリコン半導体に比べて耐電圧及び耐熱性が高い。そのため、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のうちの少なくとも１つにワイドバンドギャップ半導体を用いることにより、スイッチング素子の耐電圧性及び許容電流密度が高くなり、スイッチング素子を組み込んだ半導体モジュールを小型化できる。

なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のうちの３つは、スイッチング素子に代えてダイオードを用いてもよい。即ち、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のうちの少なくとも１つがスイッチング素子であればよい。このような代替構成でも後述する昇圧動作が可能となる。

コンデンサ４の一端は、高電位側の直流母線１２ａに接続されている。直流母線１２ａは、第１のレグ３１における第１の上アーム素子３１１と、第２のレグ３２における第２の上アーム素子３２１との接続点３ｃから引き出されている。コンデンサ４の他端は、低電位側の直流母線１２ｂに接続されている。直流母線１２ｂは、第１のレグ３１における第１の下アーム素子３１２と、第２のレグ３２における第２の下アーム素子３２２との接続点３ｄから引き出されている。昇圧回路３において、接続点３ｃ，３ｄは、直流端子を構成する。また、昇圧回路３において、接続点３ｃ，３ｄがある側を「直流側」と呼ぶ。

昇圧回路３の出力電圧は、コンデンサ４の両端に印加される。コンデンサ４は、直流母線１２ａ，１２ｂに接続されており、昇圧回路３の出力電圧を平滑する。なお、直流母線１２ａ，１２ｂに生じる電圧を「母線電圧」と呼び、「Ｖｄｃ」で表す。また、交流電源１と昇圧回路３との間に流れる交流電流を「第１電流」と呼ぶ場合がある。

電圧検出器５は、電源電圧Ｖｓを検出し、電源電圧Ｖｓの検出値を制御部１０に出力する。

電圧検出器７は、母線電圧Ｖｄｃを検出し、母線電圧Ｖｄｃの検出値を制御部１０に出力する。

次に、図２を用いて、インバータ回路１８の回路構成を説明する。インバータ回路１８は、図２に示すように、上アーム素子１８ＵＰと下アーム素子１８ＵＮとが直列に接続されたレグ１８Ａと、上アーム素子１８ＶＰと下アーム素子１８ＶＮとが直列に接続されたレグ１８Ｂと、上アーム素子１８ＷＰと下アーム素子１８ＷＮとが直列に接続されたレグ１８Ｃと、を備える。レグ１８Ａ、レグ１８Ｂ及びレグ１８Ｃは、互いに並列に接続されている。直流母線１２ｂには、シャント抵抗１８ＤＳが挿入されている。シャント抵抗１８ＤＳは、図１に示した電流検出器１８Ｓの構成要素である。なお、上アーム素子１８ＵＰ，１８ＶＰ，１８ＷＰ及び下アーム素子１８ＵＮ，１８ＶＮ，１８ＷＮのそれぞれを「第２のスイッチング素子」と呼ぶ場合がある。

図２では、上アーム素子１８ＵＰ，１８ＶＰ，１８ＷＰ及び下アーム素子１８ＵＮ，１８ＶＮ，１８ＷＮが絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＩＧＢＴ）である場合を例示しているが、これに限定されない。ＩＧＢＴに代えて、ＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。

上アーム素子１８ＵＰは、トランジスタ１８ａと、トランジスタ１８ａに逆並列に接続されるダイオード１８ｂとを含む。他の上アーム素子１８ＶＰ，１８ＷＰ、及び下アーム素子１８ＵＮ，１８ＶＮ，１８ＷＮについても同様の構成である。逆並列とは、昇圧回路３の場合と同様に、ＩＧＢＴのエミッタに相当する第１端子にダイオードのアノード側が接続され、ＩＧＢＴのコレクタに相当する第２端子にダイオードのカソード側が接続されることを意味する。

シャント抵抗１８ＤＳは、コンデンサ４とインバータ回路１８との間に流れる電流を検出する。シャント抵抗１８ＤＳに流れる電流の検出値は、制御部１０に送られる。

なお、図２は、上アーム素子と下アーム素子とが直列に接続されるレグを３つ備える構成であるが、この構成に限定されない。レグの数は４つ以上でもよい。

上アーム素子１８ＵＰ，１８ＶＰ，１８ＷＰ及び下アーム素子１８ＵＮ，１８ＶＮ，１８ＷＮのトランジスタ１８ａがＭＯＳＦＥＴである場合、上アーム素子１８ＵＰ，１８ＶＰ，１８ＷＰ及び下アーム素子１８ＵＮ，１８ＶＮ，１８ＷＮのうちの少なくとも１つは、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドといったワイドバンドギャップ半導体により形成されていてもよい。ワイドバンドギャップ半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴを用いれば、耐電圧性及び耐熱性の効果を享受することができる。

上アーム素子１８ＵＰと下アーム素子１８ＵＮとの接続点２６ａは、図２では図示しないモータ５００の第１の相（例えばＵ相）に接続され、上アーム素子１８ＶＰと下アーム素子１８ＶＮとの接続点２６ｂはモータ５００の第２の相（例えばＶ相）に接続され、上アーム素子１８ＷＰと下アーム素子１８ＷＮとの接続点２６ｃはモータ５００の第３の相（例えばＷ相）に接続される。インバータ回路１８において、接続点２６ａ，２６ｂ，２６ｃは、交流端子を構成する。

また、図２に示すインバータ回路１８に代えて、図３に示すインバータ回路１８Ｘを用いてもよい。図３は、図１に示すインバータ回路の図２とは異なる構成を示す回路図である。

図３に示すインバータ回路１８Ｘでは、下アーム素子１８ＵＮと直流母線１２ｂとの間において、下アーム素子１８ＵＮに直列に接続される下アームシャント抵抗１８ＵＳが設けられている。これにより、レグ１８Ａは、互いに直列に接続された上アーム素子１８ＵＰ、下アーム素子１８ＵＮ及び下アームシャント抵抗１８ＵＳによって構成される。

他のレグも同様である。具体的に、下アーム素子１８ＶＮと直流母線１２ｂとの間において、下アーム素子１８ＶＮに直列に接続される下アームシャント抵抗１８ＶＳが設けられている。これにより、レグ１８Ｂは、互いに直列に接続された上アーム素子１８ＶＰ、下アーム素子１８ＶＮ及び下アームシャント抵抗１８ＶＳによって構成される。また、下アーム素子１８ＷＮと直流母線１２ｂとの間において、下アーム素子１８ＷＮに直列に接続される下アームシャント抵抗１８ＷＳが設けられている。これにより、レグ１８ＣＢは、互いに直列に接続された上アーム素子１８ＷＰ、下アーム素子１８ＷＮ及び下アームシャント抵抗１８ＷＳによって構成される。

下アームシャント抵抗１８ＵＳは、Ｕ相の下アームに流れる電流を検出する。下アームシャント抵抗１８ＶＳは、Ｖ相の下アームに流れる電流を検出する。下アームシャント抵抗１８ＷＳは、Ｗ相の下アームに流れる電流を検出する。下アームシャント抵抗１８ＵＳ，１８ＶＳ，１８ＷＳに流れる電流の検出値は、制御部１０に送られる。

図２は、いわゆる１シャント電流検出方式の回路構成である。図２の回路は、主に圧縮機駆動用のモータに好適に用いられる。また、図３は、いわゆる３シャント電流検出方式の回路構成である。図３の回路は、主にファン駆動用のモータに好適に用いられる。

次に、実施の形態１におけるモータ５００について説明する。なお、モータ５００の回転数を、適宜「モータ回転数」と呼ぶ。また、インバータ回路１８がモータ５００へ印加する電圧を、適宜「モータ印加電圧」もしくは、単に「印加電圧」と呼ぶ。

図１において、モータ５００は、Ｕ相巻線５０２Ｕと、Ｖ相巻線５０２Ｖと、Ｗ相巻線５０２Ｗとを備える。Ｕ相巻線５０２Ｕ、Ｖ相巻線５０２Ｖ及びＷ相巻線５０２Ｗは、モータ５００が備える３つの巻線である。

Ｕ相巻線５０２Ｕの両端は、開放されている。Ｖ相巻線５０２Ｖ及びＷ相巻線５０２Ｗも同様である。結線切替部６０は、モータ５００が備える３つの巻線の結線状態を、第１の結線状態と第２の結線状態との間で相互に切り替える。第２の結線状態は、モータ回転数が同一の条件において、第１の結線状態よりもモータ印加電圧が低くなる状態である。従って、モータ回転数が同一の条件において、第１の結線状態におけるモータ印加電圧は、第２の結線状態におけるモータ印加電圧よりも高くなる。図１のモータ５００の場合、第１の結線状態はスター結線に結線された状態であり、第２の結線状態はデルタ結線に結線された状態である。

結線切替部６０は、開放されている各巻線の両端の接続先を変更することで、モータの巻線の結線状態を、スター結線とデルタ結線との間で切り替える機能を有する。この機能の実現のため、結線切替部６０は、Ｕ相スイッチ６２Ｕと、Ｖ相スイッチ６２Ｖと、Ｗ相スイッチ６２Ｗとを備える。Ｕ相スイッチ６２Ｕは、Ｕ相巻線５０２Ｕの接続先を切り替える切替部である。Ｖ相スイッチ６２Ｖは、Ｖ相巻線５０２Ｖの接続先を切り替える切替部である。Ｗ相スイッチ６２Ｗは、Ｗ相巻線５０２Ｗの接続先を切り替える切替部である。

Ｕ相スイッチ６２Ｕ、Ｖ相スイッチ６２Ｖ及びＷ相スイッチ６２Ｗは、制御部１０からの切替信号ＣＳ１～ＣＳ３によって接点が個別に切り替えられる。

各相スイッチの現在の接点は、モータ５００の各相巻線をスター結線に接続する状態になっている。即ち、デフォルトの接点は、モータ５００の各相巻線をスター結線に接続する状態である。

なお、図１では、各相スイッチは、ｃ接点スイッチとして記載しているが、これら例に限定されない。各相スイッチは、それぞれが双方向に開閉することのできるスイッチであればよい。例えば、各相スイッチは、ａ接点スイッチ又はｂ接点スイッチが組み合わされて構成されていてもよい。また、各相スイッチは、半導体スイッチであってもよい。

各相スイッチは、オン時の導通損失が小さいものが好適であり、リレー又はコンタクタといった機械スイッチを用いることができる。また、機械スイッチに代えて、ワイドバンドギャップ半導体により形成されたスイッチング素子を使用してもよい。ワイドバンドギャップ半導体により形成されたスイッチング素子とすることで、オン抵抗が小さく、低損失で素子発熱が小さいという効果を享受することができる。

なお、図１では、第１の結線状態がスター結線であり、第２の結線状態がデルタ結線である場合を例示したが、これに限定されない。例えば、図４に示す２つの結線状態を切り替えてもよい。図４は、実施の形態１における第１及び第２の結線状態の他の例の説明に供する図である。

図４には、図１に示すモータ５００の図１とは異なる結線状態が模式的に示されている。図４の上段部には、スター結線における各相の巻線を直列に接続した直列結線の例が示されている。また、図４の下段部には、スター結線における各相巻線を並列に接続した並列結線の例が示されている。

直列結線におけるＵ相巻線３３Ｕ１のインピーダンスは、並列結線におけるＵ相巻線３３Ｕ２のインピーダンスよりも大きい。同様に、直列結線におけるＶ相巻線３３Ｖ１のインピーダンスは、並列結線におけるＶ相巻線３３Ｖ２のインピーダンスよりも大きく、直列結線におけるＷ相巻線３３Ｗ１のインピーダンスは、並列結線におけるＷ相巻線３３Ｗ２のインピーダンスよりも大きい。このため、同じ相電流であれば、各相巻線に誘起される誘起電圧は、並列結線よりも直列結線の方が大きい。従って、図４の上段部に示される直列結線は、モータ印加電圧が並列結線に比べて高くなる結線状態であり、上述した第１の結線状態に対応する。逆に、図４の下段部に示される並列結線は、モータ印加電圧が直列結線に比べて低くなる結線状態であり、上述した第２の結線状態に対応する。

なお、図４では、図１に示す結線切替部６０に相当する構成部の図示は省略しているが、ａ接点スイッチ、ｂ接点スイッチ又はｃ接点スイッチを適宜組み合わせることにより、第１の結線状態と第２の結線状態とを切り替えることができる。

図１に戻り、制御部１０は、電圧検出器５及び電圧検出器７の検出値に基づいて、昇圧回路３内の各スイッチング素子を制御するための制御信号Ｓ３１１～Ｓ３２２を生成する。制御信号Ｓ３１１は、スイッチング素子Ｑ１を制御するための制御信号であり、制御信号Ｓ３２２は、スイッチング素子Ｑ４を制御するための制御信号である。スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３も制御部１０からの制御信号によって制御される。制御部１０によって生成された制御信号Ｓ３１１～Ｓ３２２は、昇圧回路３内の図示しないゲート駆動回路に入力される。

また、制御部１０は、電圧検出器５、電圧検出器７及び電流検出器１８Ｓの各検出値に基づいて、インバータ回路１８内の各スイッチング素子を制御するための制御信号Ｓ１～Ｓ６を生成する。制御信号Ｓ１は、上アーム素子１８ＵＰを制御するための制御信号であり、制御信号Ｓ６は、下アーム素子１８ＷＮを制御するための制御信号である。他の上アーム素子１８ＶＰ，ＷＰ及び他の下アーム素子１８ＵＮ，ＶＮも制御部１０からの制御信号によって制御される。制御部１０によって生成された制御信号Ｓ１～Ｓ６は、インバータ回路１８内の図示しないゲート駆動回路に入力される。

次に、実施の形態１に係るモータ駆動装置１００における要部の回路動作について、図１から図８の図面を適宜参照して説明する。

図５は、実施の形態１におけるモータ駆動装置１００の動作モードの説明に供する図である。図５には、パッシブ同期整流モード、簡易スイッチングモード及びパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）制御モードという３つの動作モードが示されている。図６は、実施の形態１の昇圧回路３におけるパッシブ同期整流モード時の電流経路の１つを示す図である。図７は、一般的なスイッチング素子における電流－損失特性を模式的に示す図である。図８は、実施の形態１の昇圧回路３における簡易スイッチングモード時の電流経路の１つを示す図である。

図５の上段部には、パッシブ同期整流モード時の電源電圧及び電源電流が示されている。この動作モードは、非昇圧で同期整流を行うモードである。非昇圧とは、電源短絡動作を行わないことを意味する。なお、電源短絡動作については、後述する。また、同期整流とは、電流がダイオードに流れるタイミングに合わせ、ダイオードに逆並列に接続されるスイッチング素子をＯＮ動作させる制御手法である。

図６には、電源電圧が正極性であり、且つ、同期整流を行うときのコンデンサ４に対する充電経路が示されている。図６に示すように、交流電源１における上側の端子がプラス電位のときを電源電圧の極性が正であるとする。また、交流電源１における上側の端子がマイナス電位のときを電源電圧の極性が負であるとする。

図６において、交流電源１から供給される電流によってコンデンサ４が充電される場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をＯＮ動作させない場合、交流電源１、リアクトル２、ダイオードＤ１、コンデンサ４、ダイオードＤ４、交流電源１の順で電流が流れる。ダイオードは、電流が流れる方向、即ち順方向に電圧降下分の電圧が印加されないと導通しない。このため、図５の上段部に示すように、電源電圧が正の半周期Ｔ１の期間において、半周期Ｔ１よりも短い期間Ｔ２で電流が流れる。パッシブ同期整流モードでは、期間Ｔ２において、ダイオードＤ１，Ｄ４の導通タイミングに合わせてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がＯＮに制御される。従って、期間Ｔ２では、交流電源１、リアクトル２、スイッチング素子Ｑ１、コンデンサ４、スイッチング素子Ｑ４、交流電源１の順で電流が流れる。

電源電圧が負の半周期も同様な動作が行われる。但し、電源電圧が負の半周期における期間Ｔ３では、ダイオードＤ２，Ｄ３の導通タイミングに合わせてスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がＯＮに制御される。

図７には、ダイオードの損失特性と、スイッチング素子のオン時の損失特性とが示されている。図７に示すように、電流値Ｉ０よりも電流が小さい領域Ａでは、スイッチング素子の損失よりも、ダイオードの損失の方が大きい。この特性を利用し、電流がダイオードに流れるタイミングに合わせ、ダイオードに逆並列に接続されるスイッチング素子をＯＮ動作させる同期整流を利用すれば、モータ駆動装置１００を高効率に動作させることができる。

また、図５の中段部には、簡易スイッチングモード時の電源電圧及び電源電流が示されている。この動作モードは、電源電圧の半周期の期間において、１又は数回の電源短絡動作を行って昇圧回路３を昇圧動作させる動作モードである。なお、図５の中段部の例では、電源電圧の半周期の期間に１回の電源短絡動作が行われている。

図８には、電源電圧が正極性であり、且つ、同期整流を行うときのリアクトル２を介した交流電源１の短絡経路が示されている。図８に示すように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３を期間Ｔ４でＯＮ動作させる。このようにすれば、交流電源１、リアクトル２、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ３、交流電源１の順で電流が流れ、リアクトル２に電気エネルギーが蓄積される。

期間Ｔ４の後、図５の上段部で示したパッシブ同期整流モード時の動作となる。期間Ｔ４の直後では、交流電源１の電圧とリアクトル２に生じる電圧との和が、昇圧回路３に印加される。このため、昇圧回路３のダイオードＤ１，Ｄ４は導通する。そして、ダイオードＤ１，Ｄ４の導通タイミングに合わせてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がＯＮ動作し、電源電流が流れる。

なお、図８では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３をＯＮ動作させているが、これに代えて、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４をＯＮ動作させてもよい。この場合、交流電源１、リアクトル２、スイッチング素子Ｑ２、スイッチング素子Ｑ４、交流電源１の順で電流が流れる。

負の半周期においても同様であり、１又は数回の電源短絡動作の後に、パッシブ同期整流動作となる。電源短絡動作では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３をＯＮ動作させてもよいし、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４をＯＮ動作させてもよい。

また、図５の下段部には、ＰＷＭ制御モード時の電源電圧及び電源電流が示されている。この動作モードでは、リアクトル２に電気エネルギーを蓄積する電源短絡動作と、リアクトル２に蓄積した電気エネルギーを使用してコンデンサ４を充電する充電動作とが交互に繰り返される。電源短絡動作と充電動作との切り替えは、数ｋＨｚから数十ｋＨｚの高周波で行われる。これにより、図５の下段部に示されるように、電源電流は、正弦波状の電流に制御される。また、中段部に示す簡易スイッチングモードよりも、昇圧動作の時間が長く、簡易スイッチングモードよりも高い昇圧電圧が得られる。

上述した３つのモードは、運転条件及び負荷条件に応じて切り替えられる。これにより、モータ駆動装置１００を、高効率に動作させることが可能となる。

次に、実施の形態１に係るモータ駆動装置１００における昇圧制御について、図１、及び図９から図１１の図面を参照して説明する。なお、以下の説明では、図１に示すモータ５００のように結線切替が可能な構造のモータを「結線切替モータ」と呼び、モータ５００の運転効率を単に「効率」と呼ぶ。なお、ここで言う「効率」は、モータ５００への入力電力に対するモータ５００の機械出力の比である。また、幾つかの図面では、スター結線を「Ｙ結線」、デルタ結線を「Δ結線」と表記する。

図９は、実施の形態１の結線切替モータにおける結線状態と効率との関係の説明に供する図である。図１０は、実施の形態１の結線切替モータを構成する際の着意事項の説明に供する図である。図１１は、実施の形態１の昇圧回路３における出力電圧制御の説明に供する図である。

図９には、結線状態がスター結線とデルタ結線とにおけるモータ５００の回転数とモータ５００の効率との関係が示されている。横軸にはモータ５００の回転数が示され、縦軸にはモータ５００の効率が示されている。図９に示すように、結線状態がスター結線の場合のモータ５００の効率は、回転数が小さい低速領域、即ち軽負荷領域では、デルタ結線に比べて良好であるが、回転数が大きい高速領域、即ち高負荷領域又は過負荷領域では低下する。

一方、結線状態がデルタ結線の場合のモータ５００の効率は、回転数が小さい低速領域ではスター結線に比べて劣るが、回転数が大きい高速領域では、向上する。

従って、低速領域では、デルタ結線よりもスター結線の方が効率が良く、高速領域では、スター結線よりもデルタ結線の方が効率が良い。よって、図９に示す切替点が存在し、この切替点で結線状態を切り替えれば、効率の良い運転が可能となる。なお、切替点における切替回転数を「第１回転数」と呼ぶ場合がある。

モータ駆動装置１００のアプリケーションの１つに、空気調和機がある。空気調和機における省エネルギーに関する指標の１つに、通年エネルギー消費効率（Ａｎｎｕａｌ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ Ｆａｃｔｏｒ：ＡＰＦ）がある。ＡＰＦには、空気調和機の中間負荷での効率が大きく寄与する。なお、上述した低速領域又は軽負荷領域は、ＡＰＦで言う中間負荷とほぼ同義と考えてよい。

図１０には、モータ５００の回転数と、２つの巻線の誘起電圧の関係が示されている。横軸にはモータ５００の回転数が示され、縦軸には各種の電圧が示されている。

図１０において、巻数以外の条件は同一である巻数Ａの巻線と巻数Ｂの巻線において、巻数Ａの巻線の誘起電圧が太実線で示され、巻数Ｂの巻線の誘起電圧が太破線で示されている。巻数Ａと巻数Ｂとの間には、巻数Ｂ＞巻数Ａの関係があり、巻数Ａの巻線の誘起電圧よりも、巻数Ｂの巻線の誘起電圧の方が高くなる。また、巻線の高巻数化により誘起電圧を高めれば、モータ電流を低減できるので、効率の向上が図れる。よって、巻線の高巻数化は、中間負荷での効率向上に有効であることが理解できる。

ところが、巻線の高巻数化により誘起電圧を高めた場合、低速領域又は軽負荷領域において、電圧不足になる場合がある。図１０において、整流電圧は、昇圧回路３を昇圧動作させないとき、即ち昇圧回路３をパッシブ同期整流モードで動作させたときの昇圧回路３の出力電圧である。図１０に示す整流電圧に対して、巻数Ａの巻線は、定格回転数の場合でも電圧不足とならないが、巻数Ｂの巻線は、定格回転数未満の回転数で電圧不足となる状況が示されている。このため、巻数Ｂを使用するには、昇圧回路３によって昇圧電圧を出力する必要がある。

図１１には、モータ５００の結線状態がスター結線のときの誘起電圧と、モータ５００の結線状態がデルタ結線のときの誘起電圧とが示されている。横軸にはモータ５００の回転数が示され、縦軸には各種の電圧が示されている。図１１では、図９に示される効率特性に鑑みて、モータ５００の結線状態は、低速領域ではスター結線とし、高速領域ではデルタ結線としている。また、図１１では、図９に示される第１回転数において、スター結線とデルタ結線とが切り替えられることが想定されている。

スター結線における端子間の誘起電圧は、デルタ結線における端子間の誘起電圧の√３倍である。従って、結線状態をデルタ結線からスター結線にすることは、巻線の巻数を√３倍にしたのと同等となる。また、スター結線とデルタ結線とで、巻数を変えずに、巻線の結線状態のみで切り替えるものとすれば、スター結線における回転数に対する誘起電圧の傾きは、デルタ結線における回転数に対する誘起電圧の傾きの√３倍となる。

図１１には、整流電圧、並びに２つの昇圧電圧である第１電圧及び第２電圧の各レベルが破線で示されている。前述したように、整流電圧は、昇圧回路３を昇圧動作させないときの昇圧回路３の出力電圧である。換言すると、整流電圧は、昇圧回路３のスイッチング素子の開閉動作を伴わない昇圧回路３の出力電圧である。

ここで、実施の形態１では、２つの昇圧モードを定義する。１つは、昇圧回路３を昇圧動作させて第１電圧を出力する昇圧モードである。この昇圧モードを「第１の昇圧モード」と定義する。もう１つは、昇圧回路３を昇圧動作させて第２電圧を出力する昇圧モードである。この昇圧モードを「第２の昇圧モード」と定義する。

第１の昇圧モードにおいて、昇圧回路３は、前述した簡易スイッチングモードで動作し、図１１に示すような第１電圧を発生する。第１電圧は、昇圧回路３のスイッチング素子の開閉動作によって昇圧される昇圧回路３の出力電圧である。

また、第２の昇圧モードにおいて、昇圧回路３は、前述したＰＷＭ制御モードで動作し、図１１に示すような第２電圧を発生する。第２電圧は、昇圧回路３のスイッチング素子の開閉動作によって昇圧される昇圧回路３の出力電圧であり、且つ、第１電圧よりも高い電圧である。なお、第２電圧と第１電圧との間のレベル差が小さい場合、第２電圧の発生を第１の昇圧モード、即ち簡易スイッチングモードで実施してもよい。

図１１には、所要母線電圧が太線の一点鎖線で示されている。所要母線電圧は、回転数の増加に応じて、モータ５００の結線状態を切り替えたときに、電圧不足とならないレベルを示したものである。

例えばスター結線において、回転数が増加し、誘起電圧が整流電圧に達する第２回転数と、モータ５００の回転数が第１回転数となる回転数区間では、第１電圧に昇圧されている必要がある。図示のように、第２回転数は、第１回転数よりも低い回転数である。なお、実際の運転制御では、マージンを見込んで、第２回転数に達する前の予め設定された回転数で第１電圧に昇圧されることは言うまでもない。

また、デルタ結線において、誘起電圧が整流電圧に達する第３回転数と、誘起電圧が第１電圧に達する第４回転数との間の回転数区間では、第１電圧に昇圧されている必要がある。図示のように、第３回転数及び第４回転数は、第１回転数よりも高く、定格回転数よりも低い回転数である。また、第４回転数は、第３回転数よりも高い回転数である。なお、実際の運転制御では、マージンを見込んで、第２回転数となる前の予め設定された回転数で第１電圧に昇圧されることは言うまでもない。

更に、デルタ結線において、誘起電圧が第１電圧に達する第４回転数と、誘起電圧が第２電圧に達する定格回転数との間の回転数区間では、第２電圧に昇圧されている必要がある。なお、実際の運転制御では、マージンを見込んで、第４回転数となる前の予め設定された回転数で第２電圧に昇圧されることは言うまでもない。

以上説明したように、実施の形態１に係るモータ駆動装置１００は、モータ５００の巻線の結線状態をスター結線とデルタ結線とで切り替える切替点の回転数である第１回転数において、昇圧回路３の出力電圧は、昇圧回路３を昇圧動作させないときの昇圧回路３の出力電圧よりも高い第１電圧に昇圧可能となるように構成される。この構成により、スター結線を使用する低速回転域での効率の更なる改善を図ることが可能となる。

低速回転域において、効率の更なる改善が図られる理由は、以下の通りである。

上述したように、結線切替モータでは、スター結線での電圧不足と、デルタ結線での電圧不足とが起こらないよう、双方の電圧不足に注意する必要があった。また、従来の昇圧回路は、昇圧時の損失が大きく、高巻数化には制約があった。特に、中間負荷での損失が問題となるスター結線での昇圧は見送られていた。

これに対し、実施の形態１では、昇圧回路３がパッシブ動作するときに同期整流を行うので、従来のダイオード整流で発生していた損失を改善することができる。また、２つの昇圧モードでも同期整流を行うので、昇圧動作による損失分を、昇圧動作時の同期整流による損失改善分で埋め合わせることができる。これにより、中間負荷での損失が問題となるスター結線においても、同期整流と併用することにより、スター結線を使用する低速回転域での効率を改善することが可能となる。また、これにより、結線切替モータによる高巻数化の効果を損なうことのない効率改善が可能となる。

次に、実施の形態１における制御部１０の機能を実現するためのハードウェア構成について、図１２及び図１３の図面を参照して説明する。図１２は、実施の形態１における制御部１０の機能を具現するハードウェア構成の一例を示すブロック図である。図１３は、実施の形態１における制御部１０の機能を具現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図である。

実施の形態１における制御部１０の機能の全部又は一部を実現する場合には、図１２に示されるように、演算を行うプロセッサ３００、プロセッサ３００によって読みとられるプログラムが保存されるメモリ３０２、及び信号の入出力を行うインタフェース３０４を含む構成とすることができる。

プロセッサ３００は、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）といった演算手段であってもよい。また、メモリ３０２には、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ Ｄｉｓｃ）を例示することができる。

メモリ３０２には、制御部１０における機能の全部又は一部を実行するプログラムが格納されている。プロセッサ３００は、インタフェース３０４を介して必要な情報を授受し、メモリ３０２に格納されたプログラムをプロセッサ３００が実行することにより、昇圧回路３及びインバータ回路１８を制御する。

また、図１２に示すプロセッサ３００及びメモリ３０２は、図１３のように処理回路３０５に置き換えてもよい。処理回路３０５は、単一回路、複合回路、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ－Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、又は、これらを組み合わせたものが該当する。

実施の形態２．
図１４は、実施の形態２に係る空気調和機２００の構成例を示す図である。実施の形態２に係る空気調和機２００は、実施の形態１で説明したモータ駆動装置１００を備える。空気調和機２００は、実施の形態１におけるモータ５００を内蔵した圧縮機２５１と、四方弁２５９と、室外熱交換器２５２と、膨張弁２６１と、室内熱交換器２５７とが冷媒配管２６２を介して取り付けられた冷凍サイクルを備えて、セパレート形空気調和機を構成している。なお、実施の形態１と同様の機能を有する構成要素は、実施の形態１と同一の符号を付している。

圧縮機２５１の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構２５０と、圧縮機構２５０を動作させるモータ５００とが設けられている。圧縮機２５１から室外熱交換器２５２との間と、圧縮機２５１から室内熱交換器２５７との間を冷媒が循環することで冷暖房などを行う冷凍サイクルが構成されている。なお、図１４に示した構成は、空気調和機だけでなく、冷蔵庫、冷凍庫といった冷凍サイクルを備える冷凍サイクル装置に適用可能である。

次に、実施の形態２に係る空気調和機２００における要部の動作について、図１５を参照して説明する。図１５は、実施の形態２に係る空気調和機２００の運転方法の一例を示すタイムチャートである。なお、図１５の説明の前提として、モータ５００の巻線の結線状態は、デフォルトの結線状態であるスター結線であるとする。また、図１５において、太実線は回転数を表し、太破線は母線電圧を表している。

まず、時刻ｔ１において、空気調和機２００への通電が開始され、時刻ｔ２において起動される。なお、時刻ｔ１と時刻ｔ２との間において、巻線の結線状態は、スター結線からデルタ結線に切り替えられる。

時刻ｔ２と時刻ｔ５との間ではモータ５００が加速される。また、母線電圧の電圧不足が予測されるため、時刻ｔ３において、１度目の昇圧が行われ、母線電圧が第１電圧に変更されている。また、母線電圧が第１電圧に変更された後、更に母線電圧の電圧不足が予測されるため、時刻ｔ４において、２度目の昇圧が行われ、母線電圧が第２電圧に変更されている。１度目の昇圧は第１の昇圧モードで実施され、２度目の昇圧は第２の昇圧モードで実施される。

時刻ｔ５では定格負荷に到達し、時刻ｔ５から時刻ｔ６の間において、回転数一定の制御が実施される。また、時刻ｔ５から時刻ｔ６の間において、モータ駆動装置１００の制御部１０は、目標温度と室温との温度差の絶対値が閾値未満であるか否かを判断する。当該温度差が閾値未満であれば、再起動を行うため減速動作に移行する。なお、図１５の例では、時刻ｔ６で減速動作に移行している。

時刻ｔ６と時刻ｔ８との間の時刻ｔ７では、効率を高めるため、昇圧動作は停止し、母線電圧は整流電圧となる。時刻ｔ８では停止し、巻線の結線状態は、デルタ結線からスター結線に切り替えられる。

時刻ｔ９において再起動され、時刻ｔ９と時刻ｔ１１との間ではモータ５００が加速さる。電圧不足が見込まれる時刻ｔ１０では昇圧が行われ、母線電圧が第１電圧に変更される。時刻ｔ１１では中間負荷に到達し、時刻ｔ１１から時刻ｔ１２の間において、回転数一定の制御が実施される。なお、時刻ｔ１１と時刻ｔ１２との間は中間負荷の運転であり、第２電圧までの昇圧は不要である。

時刻ｔ１２では、例えば図示しないリモコンから停止指令が入力され、減速動作に移行する。時刻ｔ１２と時刻ｔ１４との間の時刻ｔ１３では、効率を高めるため、昇圧動作は停止し、母線電圧は整流電圧となる。時刻ｔ１４では停止し、時刻ｔ１５で通電が終了する。

以上が、実施の形態２に係る空気調和機２００における運転パターンの一例である。以下、一部の動作について補足する。

まず、時刻ｔ５から時刻ｔ６の間の判定において必要とされる室温の情報は、空気調和機２００が通常有する機能によって、把握可能である。

また、時刻ｔ５から時刻ｔ６の間では、目標温度と室温との温度差の絶対値を閾値と比較しているが、これに限定されない。温度差の絶対値は判定指標の一例であり他の判定指標を用いてもよい。また、閾値未満であるか否かは、判定指標によって決まる条件の一例であり、他の条件を用いてもよい。ここでは、この条件を「第１の条件」と呼ぶ。つまり、時刻ｔ５から時刻ｔ６の間では、判定指標が第１の条件を満たしているか否かの判定を行えばよい。

また、図１５の例は、最初の起動において、巻線の結線状態をスター結線からデルタ結線に切り替えているが、判定指標が第１の条件を満たしていれば、巻線の結線状態をスター結線からデルタ結線に切り替える必要はなく、デルタ結線で起動すればよい。

また、図１５の例は、起動から停止までの期間と、再起動から停止までの期間の双方において、巻線の結線状態を切り替えない実施例であるが、負荷が急変した場合には、巻線の結線状態を切り替えてもよい。負荷の急変とは、ドア、窓の開閉、キッチンでの調理により温度差が急変した場合などが想定される。なお、空気調和機２００の運転中に巻線のる場合には、結線状態の切り替えが頻繁に行われないように、温度差の閾値にヒステリシスを持たせることが好ましい。

以上説明したように、実施の形態２に係る空気調和機２００は、判定指標が第１の条件を満たさないときは、巻線の結線状態をデルタ結線に切り替えて起動し、判定指標が第１の条件を満たすようになったときは、モータ駆動装置１００を停止した後に巻線の結線状態をスター結線に切り替えて再起動する。これにより、スター結線とデルタ結線とのそれぞれの特徴を活かした運転ができ、結線切替モータを用いない場合に比べて、空気調和機２００の効率を高めることができる。

なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ 交流電源、２ リアクトル、３ 昇圧回路、３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ，２６ａ，２６ｂ，２６ｃ 接続点、４ コンデンサ、５，７ 電圧検出器、１０ 制御部、１２ａ，１２ｂ 直流母線、１８，１８Ｘ インバータ回路、１８Ａ，１８Ｂ，１８Ｃ レグ、１８ａ トランジスタ、１８ＤＳ シャント抵抗、１８ＵＰ，１８ＶＰ，１８ＷＰ 上アーム素子、１８ＵＮ，１８ＶＮ，１８ＷＮ 下アーム素子、１８ＵＳ，１８ＶＳ，１８ＷＳ 下アームシャント抵抗、１８ｂ，Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４ ダイオード、１８Ｓ 電流検出器、３１ 第１のレグ、３２ 第２のレグ、３３Ｕ１，３３Ｕ２，５０２Ｕ Ｕ相巻線、３３Ｖ１，３３Ｖ２，５０２Ｖ Ｖ相巻線、３３Ｗ１，３３Ｗ２，５０２Ｗ Ｗ相巻線、６０ 結線切替部、６２Ｕ Ｕ相スイッチ、６２Ｖ Ｖ相スイッチ、６２Ｗ Ｗ相スイッチ、１００ モータ駆動装置、２００ 空気調和機、２５０ 圧縮機構、２５１ 圧縮機、２５２ 室外熱交換器、２５７ 室内熱交換器、２５９ 四方弁、２６１ 膨張弁、２６２ 冷媒配管、３００ プロセッサ、３０２ メモリ、３０４ インタフェース、３０５ 処理回路、３１１ 第１の上アーム素子、３１２ 第１の下アーム素子、３２１ 第２の上アーム素子、３２２ 第２の下アーム素子、５００ モータ、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４ スイッチング素子。

Claims (9)

1. 少なくとも１つのスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子の開閉動作によって交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換及び昇圧する昇圧回路と、
   前記昇圧回路から出力される直流電圧を平滑するコンデンサと、
   前記コンデンサに蓄積された電力を交流電力に変換してモータに供給するインバータ回路と、
   を備え、
   前記モータは、複数の巻線を有し、前記巻線は両端が開放され、前記両端の接続先を変更することで、前記巻線の結線状態を第１の結線状態と第２の結線状態との間で相互に切り替え可能であり、
   前記第１の結線状態におけるモータ印加電圧は、モータ回転数が同一の条件において、
   第２の結線状態におけるモータ印加電圧よりも高く、
   前記巻線の結線状態を前記第１の結線状態と前記第２の結線状態とで切り替える切替点の回転数である第１回転数において、
   前記第１の結線状態におけるモータ印加電圧は、前記昇圧回路を昇圧動作させないときの前記昇圧回路の出力電圧である整流電圧よりも高く、
   前記昇圧回路の出力電圧は、前記整流電圧よりも高い第１電圧に昇圧可能である
   モータ駆動装置。
2. 前記巻線の結線状態が前記第２の結線状態に切り替えられているとき、前記昇圧回路の出力電圧は、前記第１電圧よりも高い第２電圧に昇圧可能である
   請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 前記昇圧回路の出力電圧は、
   前記第１の結線状態では、前記整流電圧又は前記第１電圧とされ、
   前記第２の結線状態では、前記整流電圧、前記第１電圧又は前記第２電圧とされる
   請求項２に記載のモータ駆動装置。
4. 前記第１の結線状態はスター結線であり、
   前記第２の結線状態はデルタ結線である
   請求項１から３の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
5. 前記スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体により形成されている
   請求項１から４の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
6. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドである
   請求項５に記載のモータ駆動装置。
7. 請求項４に記載のモータ駆動装置によって駆動される空気調和機であって、
   判定指標が第１の条件を満たさないときは、前記巻線の結線状態を前記デルタ結線に切り替えて起動し、
   判定指標が第１の条件を満たすようになったときは、前記モータ駆動装置を停止した後に前記巻線の結線状態を前記スター結線に切り替えて再起動する
   空気調和機。
8. 請求項４に記載のモータ駆動装置によって駆動される空気調和機であって、
   初期状態において前記巻線は前記スター結線に切り替えられており、
   判定指標が第１の条件を満たさないときは、前記巻線の結線状態を前記デルタ結線に切り替えて起動し、
   判定指標が第１の条件を満たすときは、前記巻線の結線状態を前記スター結線のままで起動する
   空気調和機。
9. 前記判定指標は、目標温度と室温との温度差の絶対値であり、
   前記判定指標が前記第１の条件を満たすときとは、前記温度差の絶対値が閾値未満であるときである
   請求項７又は８に記載の空気調和機。

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