WO2020017008A1

WO2020017008A1 - 電力変換装置、モータ駆動装置及び空気調和機

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Publication number: WO2020017008A1
Application number: PCT/JP2018/027175
Authority: WO
Inventors: 崇山川; 有澤　浩一
Original assignee: 三菱電機株式会社
Priority date: 2018-07-19
Filing date: 2018-07-19
Publication date: 2020-01-23
Also published as: EP3826164A4; US11909299B2; CN112425057A; EP3826164A1; JPWO2020017008A1; US20210167695A1; JP6952901B2; KR20210021027A; KR102507936B1

Abstract

電力変換装置（１００）は、直列接続されるスイッチング素子（３１１）及びスイッチング素子（３１２）を有する第１のアーム（３１）と、直列接続されるスイッチング素子（３２１）及びスイッチング素子（３２２）を有し、第１のアーム（３１）に並列接続される第２のアーム（３２）と、一端がスイッチング素子（３１１）及びスイッチング素子（３１２）に接続され、他端が単相交流電源（１）に接続されるリアクタ（２）と、第１のアーム（３１）及び第２のアーム（３２）に並列接続される平滑コンデンサ（４）とを備える。電力変換装置（１００）は、スイッチング素子（３１１）を駆動する駆動回路と、ブートストラップ回路と、順方向電流が流れ始める電圧である第１の電圧が第２のスイッチング素子に形成されるボディダイオードに順方向電流が流れ始める電圧である第２の電圧よりも低く、電源電圧を調整するためのダイオードとを備える。

Description

電力変換装置、モータ駆動装置及び空気調和機

　本発明は、交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換する電力変換装置、この電力変換装置を備えるモータ駆動装置及び空気調和機に関する。

　電源から供給される電流である電源電流には、高調波電流が含まれる。高調波電流は、基本波の周波数より高い周波数の周波数成分である。高調波電流により生じる障害を抑制するため、高調波電流を発生させる電子機器に対して、国際的に規制が設けられている。この規制を遵守するため、コンバータでは、ＡＣ（Ａｌｔｅｒｎａｔｉｎｇ　Ｃｕｒｒｅｎｔ）又はＤＣ（Ｄｉｒｅｃｔ　Ｃｕｒｒｅｎｔ）でのチョッピングにより、電源電流に含まれる高調波電流を抑制する施策がとられる。

　中でもＡＣでのチョッピング技術による損失低減技術として、整流回路をスイッチング素子により構成したブリッジレスコンバータが盛んに検討されている。ブリッジレスコンバータの一例である特許文献１に開示される直流電源装置は、直列接続される上側ダイオード及び下側ダイオードで構成される第１のアームと、直列接続される上側スイッチング素子及び下側スイッチング素子で構成される第２のアームと、第２のアームを駆動するための直流電源とを備える。また特許文献１に開示される直流電源装置は、当該直流電源から出力される電圧を電源電圧として利用し第２のアームの下側スイッチング素子を駆動する駆動信号を生成する第１のドライブ回路と、当該直流電源から出力される電圧を利用して第２のアームの上側スイッチング素子を駆動するための電圧を生成するブートストラップ回路と、ブートストラップ回路から出力される電圧を電源電圧として利用して第２のアームの上側スイッチング素子を駆動する駆動信号を生成する第２のドライブ回路とを備える。以下では、ドライブ回路を駆動回路と称する。また、以下では、第２のアームの上側スイッチング素子を単に上側スイッチング素子と称し、第２のアームの下側スイッチング素子を単に下側スイッチング素子と称する。

　ブートストラップ回路は、抵抗、ダイオード及びコンデンサで構成される。特許文献１に開示される技術では、下側スイッチング素子がオンしたとき、直流電源とブートストラップ回路と下側スイッチング素子とにより閉回路が形成されるため、直流電源によってブートストラップ回路のコンデンサが充電される。このとき、当該コンデンサには、直流電源の電圧が印加されるだけでなく、第２のアームの下側スイッチング素子に形成されるボディダイオードの順方向電圧が印加される形となる。そして、充電されたコンデンサのコンデンサ電圧が第２の駆動回路の電源電圧として利用されることによって、第２の駆動回路では、上側スイッチング素子を駆動するための駆動信号が生成される。

特開２０１６－２２０３７８号公報

　スイッチング素子に、例えばワイドバンドギャップ（Ｗｉｄｅ　Ｂａｎｄ　Ｇａｐ：ＷＢＧ）半導体により形成された金属酸化膜半導体電界効果型トランジスタ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＭＯＳＦＥＴ）が用いられている場合、ＷＢＧ半導体ではＰＮ接合のポテンシャル障壁がシリコン（Ｓｉｌｉｃｏｎ：Ｓｉ）半導体に比べて高くなる。従って、ＷＢＧのＭＯＳＦＥＴに形成されるボディダイオードに順方向電流が流れ始める電圧は、Ｓｉスイッチング素子に形成されるボディダイオードに順方向電流が流れ始める電圧よりも高い値となる。すなわち、ＷＢＧのＭＯＳＦＥＴに形成されるボディダイオードの順方向電流－順方向電圧特性は、Ｓｉスイッチング素子に形成されるボディダイオードの順方向電流－順方向電圧特性よりも劣ると言える。このようにボディダイオードに順方向電流が流れ始める電圧が相対的に高いスイッチング素子を、特許文献１の下側スイッチング素子に用いている場合、ブートストラップ回路のコンデンサのコンデンサ電圧、すなわち駆動回路の電源電圧は、駆動回路の定格電圧よりも高くなる場合がある。このように駆動回路の定格電圧よりも高い電源電圧が、駆動回路に印加された場合、駆動回路の耐電圧が低下するという課題がある。ここで述べる耐電圧は、駆動回路が絶縁破壊を起こさずに駆動回路へ規定時間印加できる電圧である。また駆動回路の電源電圧が高くなることによって駆動回路で生成される駆動信号の値が大きくなるため、上側スイッチング素子の短絡耐量が低下するという課題がある。短絡耐量は、上側スイッチング素子への短絡電流の流れ始めから上側スイッチング素子が損傷するまでの時間として定義される。

　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、スイッチング素子の駆動回路の電源電圧の上昇を抑制して信頼性を向上できる電力変換装置を得ることを目的とする。

　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係る電力変換装置は、交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換する電力変換装置であって、それぞれが交流電源に接続される第１の配線及び第２の配線と、第１の配線上に配置される第１のリアクタとを備える。電力変換装置は、第１のスイッチング素子と、第２のスイッチング素子と、第１の接続点を有する第３の配線とを備え、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子は第３の配線により直列に接続され、第１の接続点は第１の配線により第１のリアクタに接続される第１のアームを備える。電力変換装置は、第１のアームと並列に接続され、第３のスイッチング素子と、第４のスイッチング素子と、第２の接続点を有する第４の配線とを備え、第３のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子は第４の配線により直列に接続され、第２の接続点は第２の配線により交流電源に接続される第２のアームを備える。電力変換装置は、第２のアームと並列に接続される第１のコンデンサと、第１のスイッチング素子を駆動する第１の駆動信号を出力する第１の駆動回路と、第１の駆動回路の電源電圧を第１の駆動回路に与える第２のコンデンサを有するブートストラップ回路と、順方向電流が流れ始める電圧である第１の電圧が第２のスイッチング素子に形成されるボディダイオードに順方向電流が流れ始める電圧である第２の電圧よりも低く、電源電圧を調整するためのダイオードと、を備える。

　本発明に係る電力変換装置は、スイッチング素子の駆動回路の電源電圧の上昇を抑制して信頼性を向上できる、という効果を奏する。

実施の形態１に係る電力変換装置の構成例を示す図図１に示すスイッチング素子として利用可能なＭＯＳＦＥＴの概略構造を示す模式的断面図電源電流の絶対値が電流閾値より大きく、かつ、電源電圧極性が正のとき、実施の形態１に係る電力変換装置に流れる電流の経路を示す第１の図電源電流の絶対値が電流閾値より大きく、かつ、電源電圧極性が負のとき、実施の形態１に係る電力変換装置に流れる電流の経路を示す第１の図電源電流の絶対値が電流閾値より大きく、かつ、電源電圧極性が正のとき、実施の形態１に係る電力変換装置に流れる電流の経路を示す第２の図電源電流の絶対値が電流閾値より大きく、かつ、電源電圧極性が負のとき、実施の形態１に係る電力変換装置に流れる電流の経路を示す第２の図実施の形態１に係る電力変換装置において、交流電源及びリアクタを介したコンデンサ短絡が発生する動作を説明するための第１の図実施の形態１に係る電力変換装置において、交流電源及びリアクタを介したコンデンサ短絡が発生する動作を説明するための第２の図電源電流の絶対値が電流閾値未満、かつ、電源電圧極性が正のとき、実施の形態１に係る電力変換装置に流れる電流の経路を示す第１の図電源電流の絶対値が電流閾値未満、かつ、電源電圧極性が負のとき、実施の形態１に係る電力変換装置に流れる電流の経路を示す第１の図電源電流の絶対値が電流閾値未満、かつ、電源電圧極性が正のとき、実施の形態１に係る電力変換装置に流れる電流の経路を示す第２の図電源電流の絶対値が電流閾値未満、かつ、電源電圧極性が負のとき、実施の形態１に係る電力変換装置に流れる電流の経路を示す第２の図実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御部の構成例を示す図電源電圧と、図１３に示す電源電圧位相算出部で算出される電源電圧位相推定値及び正弦波値の一例を示す図実施の形態１に係る電力変換装置の第１のパルス生成部の構成例を示す図図１５の基準オンデューティ、搬送波及び基準ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号の一例を示す図図１５の基準ＰＷＭ信号、反転ＰＷＭ信号、第１のＰＷＭ信号及び第２のＰＷＭ信号の一例を示す図図１５に示す第１のパルス生成部のパルスセレクタにおける選択処理手順の一例を示すフローチャート図１に示すスイッチング素子及びボディダイオードのそれぞれに流れる電流とスイッチング素子の損失とボディダイオードの損失との関係を示す模式図図１３に示す第２のパルス生成部における処理手順の一例を示すフローチャート図１３に示す第２のパルス生成部における電源電流に基づくスイッチング素子の制御手順の一例を示すフローチャート実施の形態１に係る電力変換装置で生成される、電源電圧の１周期分の信号の第１の例を示す図実施の形態１に係る電力変換装置で生成される、電源電圧の１周期分の信号の第２の例を示す図実施の形態１に係る電力変換装置が簡易スイッチング制御を実施する場合の信号の一例を示す図実施の形態１に係る電力変換装置で生成されるパッシブな状態の信号の一例を示す図実施の形態１に係る電力変換装置が備える駆動回路及びブートストラップ回路を示す図実施の形態１の第１の変形例に係る電力変換装置の構成例を示す図実施の形態１の第２の変形例に係る電力変換装置の構成例を示す図実施の形態１の第３の変形例に係る電力変換装置の構成例を示す図実施の形態２に係る電力変換装置の構成例を示す図実施の形態１，２の制御部を実現するハードウェア構成の一例を示す図実施の形態３に係るモータ駆動装置の構成例を示す図実施の形態４に係る空気調和機の構成例を示す図

　以下に、本発明の実施の形態に係る電力変換装置、モータ駆動装置及び空気調和機を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
　図１は実施の形態１に係る電力変換装置の構成例を示す図である。実施の形態１に係る電力変換装置１００は、単相交流電源１から供給される交流電力を直流電力に変換して負荷５０に印加する交流直流変換機能を有する電源装置である。以下では単相交流電源１を単に交流電源１と称する場合がある。図１に示すように、電力変換装置１００は、第１のリアクタであるリアクタ２と、ブリッジ回路３と、第１のコンデンサである平滑コンデンサ４と、電源電圧検出部５と、電源電流検出部６と、母線電圧検出部７と、制御部１０とを備える。

　ブリッジ回路３は、第１の回路である第１のアーム３１と、第２の回路である第２のアーム３２とを備える。第１のアーム３１は、直列接続されるスイッチング素子３１１及びスイッチング素子３１２を備える。スイッチング素子３１１にはボディダイオード３１１ａが形成される。ボディダイオード３１１ａは、スイッチング素子３１１のドレインとソースとの間に並列接続される。スイッチング素子３１２にはボディダイオード３１２ａが形成される。ボディダイオード３１２ａは、スイッチング素子３１２のドレインとソースとの間に並列接続される。ボディダイオード３１１ａ，３１２ａのそれぞれは、還流ダイオードとして使用される。

　第２のアーム３２は、直列接続されたスイッチング素子３２１及びスイッチング素子３２２を備える。第２のアーム３２は、第１のアーム３１に並列接続される。スイッチング素子３２１にはボディダイオード３２１ａが形成される。ボディダイオード３２１ａは、スイッチング素子３２１のドレインとソースとの間に並列接続される。スイッチング素子３２２にはボディダイオード３２２ａが形成される。ボディダイオード３２２ａは、スイッチング素子３２２のドレインとソースとの間に並列接続される。ボディダイオード３２１ａ，３２２ａのそれぞれは、還流ダイオードとして使用される。

　詳細には、電力変換装置１００は、それぞれが交流電源１に接続される第１の配線５０１及び第２の配線５０２と、第１の配線５０１に配置されるリアクタ２とを備える。また、第１のアーム３１は、第１のスイッチング素子であるスイッチング素子３１１と、第２のスイッチング素子であるスイッチング素子３１２と、第１の接続点５０６を有する第３の配線５０３とを備える。スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３１２は、第３の配線５０３により直列に接続される。第１の接続点５０６には第１の配線５０１が接続される。第１の接続点５０６は、第１の配線５０１及びリアクタ２を介して、交流電源１に接続される。

　第２のアーム３２は、第３のスイッチング素子であるスイッチング素子３２１と、第４のスイッチング素子であるスイッチング素子３２２と、第２の接続点５０８を備える第４の配線５０４とを備え、スイッチング素子３２１及びスイッチング素子３２２は、第４の配線５０４により直列に接続される。第２の接続点５０８には第２の配線５０２が接続される。第２の接続点５０８は、第２の配線５０２を介して交流電源１に接続される。コンデンサである平滑コンデンサ４は、第２のアーム３２に並列接続される。

　スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２にはＷＢＧ半導体で形成されるＭＯＳＦＥＴを用いることができる。ＷＢＧ半導体には、窒化ガリウム（Ｇａｌｌｉｕｍ　Ｎｉｔｒｉｄｅ：ＧａＮ）系材料、炭化珪素（Ｓｉｌｉｃｏｎ　Ｃａｒｂｉｄｅ：ＳｉＣ）、ダイヤモンド又は窒化アルミニウムが用いられる。スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２にＷＢＧ半導体を用いることにより、耐電圧性が高くなり、許容電流密度も高くなるため、モジュールの小型化が可能となる。またＷＢＧ半導体は、耐熱性が高いため、スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２にＷＢＧ半導体を用いることにより、スイッチング素子で発生する熱を放熱するための放熱フィンを小型化できる。

　制御部１０は、電源電圧検出部５、電源電流検出部６及び母線電圧検出部７からそれぞれ出力される信号に基づいて、ブリッジ回路３のスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２を動作させる駆動パルスを生成する。電源電圧検出部５は、交流電源１の出力電圧である電源電圧Ｖｓを検出し、検出結果を示す電気信号を制御部１０へ出力する。電源電流検出部６は、交流電源１から出力される電流である電源電流Ｉｓを検出し、検出結果を示す電気信号を制御部１０へ出力する。母線電圧検出部７は、母線電圧Ｖｄｃを検出し、制御部１０に出力する。母線電圧Ｖｄｃは、ブリッジ回路３の出力電圧を平滑コンデンサ４で平滑した電圧である。

　次に実施の形態１に係る電力変換装置１００の基本的な動作を説明する。以下では、交流電源１の正側すなわち交流電源１の正極端子に接続されるスイッチング素子３１１，３２１を、上側スイッチング素子と称する場合がある。また、交流電源１の負側すなわち交流電源１の負極端子に接続されるスイッチング素子３１２，３２２を、下側スイッチング素子と称する場合がある。

　第１のアーム３１では、上側スイッチング素子と下側スイッチング素子は相補的に動作する。すなわち、上側スイッチング素子及び下側スイッチング素子のうち、一方がオンの場合には他方はオフである。第１のアーム３１を構成するスイッチング素子３１１，３１２は、後述する駆動回路から出力される駆動信号により駆動される。当該駆動回路は、制御部１０により生成されるＰＷＭ信号を増幅し、増幅した信号を駆動信号として出力する。駆動信号に従ったスイッチング素子のオン又はオフの動作を、以下ではスイッチング動作とも呼ぶ。

　第２のアーム３２を構成するスイッチング素子３２１，３２２は、スイッチング素子３１１，３１２と同様に駆動信号に従った動作を行い、オン又はオフとなる。基本的には、交流電源１から出力される電圧の極性である電源電圧極性に応じてオン又はオフの状態となる。具体的には、電源電圧極性が正の場合、スイッチング素子３２２はオンであり、かつ、スイッチング素子３２１はオフであり、電源電圧極性が負の場合、スイッチング素子３２１はオンであり、かつ、スイッチング素子３２２はオフである。ただし、後述するように、実施の形態１では、交流電源１及びリアクタ２を介した平滑コンデンサ４の短絡を防ぐため、交流電源１から出力される電源電流Ｉｓの絶対値が閾値以下の場合には、スイッチング素子３２２及びスイッチング素子３２１がともにオフとなる。なお、交流電源１及びリアクタ２を介した平滑コンデンサ４の短絡を防ぐため、交流電源１から出力される電源電流Ｉｓの絶対値が閾値以下の場合には、スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３１１をともにオフとしてもよい。以下では、電源電流Ｉｓの絶対値と比較される上記閾値を電流閾値と称する。また以下では、平滑コンデンサ４の短絡をコンデンサ短絡と称する。コンデンサ短絡は、平滑コンデンサ４に蓄えられたエネルギーが放出され、交流電源１に電流が回生される状態である。

　次に、実施の形態１におけるスイッチング素子の状態と実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路との関係を説明する。なお、本説明の前に、ＭＯＳＦＥＴの構造について、図２を参照して説明する。

　図２は図１に示すスイッチング素子として利用可能なＭＯＳＦＥＴの概略構造を示す模式的断面図である。図２には、ｎ型ＭＯＳＦＥＴが例示される。ｎ型ＭＯＳＦＥＴの場合、図２に示すように、ｐ型の半導体基板６００が用いられる。半導体基板６００には、ソース電極Ｓ、ドレイン電極Ｄ及びゲート電極Ｇが形成される。ソース電極Ｓ及びドレイン電極Ｄと接する部位には、高濃度の不純物がイオン注入されてｎ型の領域６０１が形成される。また、半導体基板６００において、ｎ型の領域６０１が形成されない部位とゲート電極Ｇとの間には、酸化絶縁膜６０２が形成される。すなわち、ゲート電極Ｇと、半導体基板６００におけるｐ型の領域６０３との間には、酸化絶縁膜６０２が介在している。

　ゲート電極Ｇに正電圧が印加されると、半導体基板６００におけるｐ型の領域６０３と酸化絶縁膜６０２との間の境界面に電子が引き寄せられ、当該境界面が負に帯電する。電子が集まった所は、電子の密度がホール密度よりも高くなりｎ型化する。このｎ型化した部分は電流の通り道となりチャネル６０４と呼ばれる。チャネル６０４は、図２の例では、ｎ型チャネルである。ＭＯＳＦＥＴがオンに制御されることにより、通流する電流は、ｐ型の領域６０３に形成されるボディダイオードよりも、チャネル６０４に多く流れる。

　図３から図６には、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値より大きい場合の実施の形態１に係る電力変換装置１００における電流の経路が示される。

　図３は電源電流の絶対値が電流閾値より大きく、かつ、電源電圧極性が正のとき、実施の形態１に係る電力変換装置に流れる電流の経路を示す第１の図である。図３では、電源電圧極性が正であり、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２２がオンであり、スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２１がオフである。この状態では、交流電源１、リアクタ２、スイッチング素子３１１、平滑コンデンサ４、スイッチング素子３２２、交流電源１の順序で電流が流れる。このように、実施の形態１では、ボディダイオード３１１ａ及びボディダイオード３２２ａに電流が流れるのではなく、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２２のそれぞれのチャネルに電流が流れることで、同期整流動作が行われる。

　図４は電源電流の絶対値が電流閾値より大きく、かつ、電源電圧極性が負のとき、実施の形態１に係る電力変換装置に流れる電流の経路を示す第１の図である。図４では、電源電圧極性が負であり、スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２１がオンであり、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２２がオフである。この状態では、交流電源１、スイッチング素子３２１、平滑コンデンサ４、スイッチング素子３１２、リアクタ２、交流電源１の順序で電流が流れる。このように、実施の形態１では、ボディダイオード３２１ａ及びボディダイオード３１２ａに電流が流れるのではなく、スイッチング素子３２１及びスイッチング素子３１２のそれぞれのチャネルに電流が流れることで、同期整流動作が行われる。

　図５は電源電流の絶対値が電流閾値より大きく、かつ、電源電圧極性が正のとき、実施の形態１に係る電力変換装置に流れる電流の経路を示す第２の図である。図５では、電源電圧極性が正であり、スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２２がオンであり、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２１がオフである。この状態では、交流電源１、リアクタ２、スイッチング素子３１２、スイッチング素子３２２、交流電源１の順序で電流が流れ、平滑コンデンサ４を経由しない電源短絡経路が形成される。このように、実施の形態１では、ボディダイオード３１２ａ及びボディダイオード３２２ａに電流が流れるのではなく、スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２２のそれぞれのチャネルに電流が流れることで、電源短絡経路が形成される。

　図６は電源電流の絶対値が電流閾値より大きく、かつ、電源電圧極性が負のとき、実施の形態１に係る電力変換装置に流れる電流の経路を示す第２の図である。図６では、電源電圧極性が負であり、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２１がオンであり、スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２２がオフである。この状態では、交流電源１、スイッチング素子３２１、スイッチング素子３１１、リアクタ２、交流電源１の順序で電流が流れ、平滑コンデンサ４を経由しない電源短絡経路が形成される。このように、実施の形態１では、ボディダイオード３１１ａ及びボディダイオード３２１ａに電流が流れるのではなく、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２１のそれぞれのチャネルに電流が流れることで、電源短絡経路が形成される。

　制御部１０は、以上に述べた電流経路の切替えを制御することで、電源電流Ｉｓ及び母線電圧Ｖｄｃの値を制御できる。

　しかしながら、電源電流Ｉｓが流れていないときに、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２２がオンとなった場合、交流電源１及びリアクタ２を介したコンデンサ短絡が発生する。これにより、本来とは逆方向に電流が流れて、力率悪化、高調波成分の増大、過電流による素子破損、又は損失の増大といった問題が発生する可能性がある。

　図７及び図８には、交流電源１及びリアクタ２を介したコンデンサ短絡が発生している状態を示す。

　図７は実施の形態１に係る電力変換装置において、交流電源及びリアクタを介したコンデンサ短絡が発生する動作を説明するための第１の図である。図７では、電源電圧極性が正であり、電源電流Ｉｓが流れていない状態が示される。電源電圧極性が正であるため、本来は、図３に示したように、交流電源１、リアクタ２、スイッチング素子３１１、平滑コンデンサ４、スイッチング素子３２２、交流電源１の順序で電流が流れるべきである。しかしながら、電源電流Ｉｓが流れていない状態で、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２２がオンとなると、図７に示すように、本来とは逆の方向に電流が流れ、コンデンサ短絡が生じることになる。すなわち、平滑コンデンサ４に蓄積されたエネルギーが交流電源１へ出力される。

　図８は実施の形態１に係る電力変換装置において、交流電源及びリアクタを介したコンデンサ短絡が発生する動作を説明するための第２の図である。図８では、電源電圧極性が負であり、電源電流Ｉｓが流れていない状態が示される。電源電圧極性が負であるため、本来は、図４に示したように、交流電源１、スイッチング素子３２１、平滑コンデンサ４、スイッチング素子３１２、リアクタ２、交流電源１の順序で電流が流れるべきである。しかしながら、電源電流Ｉｓが流れていない場合に、スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２１がオンとなると、図８に示すように、本来とは逆の方向に電流が流れ、コンデンサ短絡が生じることになる。

　実施の形態１に係る電力変換装置１００は、コンデンサ短絡を防ぐために、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値以上の場合には、スイッチング素子３２１，３２２をオン状態にすることを許可し、電源電流Ｉｓの絶対値が閾値未満の場合には、スイッチング素子３２１，３２２をオフ状態とする。これにより、交流電源１及びリアクタ２を介したコンデンサ短絡を防ぐことが可能であり、信頼性の高い電力変換装置を得ることができる。

　図９から図１２には、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値未満の場合の実施の形態１に係る電力変換装置１００における電流の経路が示される。

　図９は電源電流の絶対値が電流閾値未満、かつ、電源電圧極性が正のとき、実施の形態１に係る電力変換装置に流れる電流の経路を示す第１の図である。図９では、電源電圧極性が正であり、スイッチング素子３１１がオンであり、スイッチング素子３１２、スイッチング素子３２１及びスイッチング素子３２２がオフである。この場合、スイッチング素子３２２のボディダイオード３２２ａが還流ダイオードとして機能し、図９に示すように、交流電源１、リアクタ２、スイッチング素子３１１、平滑コンデンサ４、ボディダイオード３２２ａ、交流電源１の順序で電流が流れる。なお、電源電流Ｉｓの絶対値は、誤動作を起こさない程度の値であればよく、低い程同期整流期間が長くなり、より効果的に導通損失を低減することができる。また、電源電流Ｉｓの絶対値が、同期整流動作を要しない程度の小さな値の場合には、スイッチング素子３１１をオフ状態にしてもよい。スイッチング素子３１１をオフ状態にすることで、スイッチング素子３１１のゲート駆動電力が発生しないため、同期整流動作を行う場合に比べて、駆動信号の生成に伴う電力消費量を低減できる。なお、駆動信号を生成する駆動回路の詳細に関して後述する。

　図１０は電源電流の絶対値が電流閾値未満、かつ、電源電圧極性が負のとき、実施の形態１に係る電力変換装置に流れる電流の経路を示す第１の図である。図１０では、電源電圧極性が負であり、スイッチング素子３１２がオンであり、スイッチング素子３１１、スイッチング素子３２１及びスイッチング素子３２２がオフである。この場合、スイッチング素子３２１のボディダイオード３２１ａが還流ダイオードとして機能し、図１０に示すように、交流電源１、ボディダイオード３２１ａ、平滑コンデンサ４、スイッチング素子３１２、リアクタ２、交流電源１の順序で電流が流れる。なお、電源電流Ｉｓの絶対値は、誤動作を起こさない程度の値であればよく、低い程同期整流期間が長くなり、より効果的に導通損失を低減することができる。また、電源電流Ｉｓの絶対値が、同期整流動作を要しない程度の小さな値の場合には、スイッチング素子３１２をオフ状態にしてもよい。スイッチング素子３１２をオフ状態にすることで、スイッチング素子３１２のゲート駆動電力が発生しないため、同期整流動作を行う場合に比べて、駆動信号の生成に伴う電力消費量を低減できる。

　図１１は電源電流の絶対値が電流閾値未満、かつ、電源電圧極性が正のとき、実施の形態１に係る電力変換装置に流れる電流の経路を示す第２の図である。図１１では、電源電圧極性が正であり、スイッチング素子３１２がオンであり、スイッチング素子３１１、スイッチング素子３２１及びスイッチング素子３２２がオフである。この場合、スイッチング素子３２２のボディダイオード３２２ａが還流ダイオードとして機能し、図１１に示すように、交流電源１、リアクタ２、スイッチング素子３１２、ボディダイオード３２２ａ、交流電源１の順序で電流が流れる。なお、この場合、短絡電流が流れるため、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値未満のときでも、スイッチング素子３１２をオンにすると同時に、スイッチング素子３２２をオンにしてもよい。その場合、スイッチング素子３２２のオン抵抗による降下電圧は、ボディダイオード３２２ａの順方向電圧よりも小さいため、スイッチング素子３２２の導通損失が低減される。

　図１２は電源電流の絶対値が電流閾値未満、かつ、電源電圧極性が負のとき、実施の形態１に係る電力変換装置に流れる電流の経路を示す第２の図である。図１２では、電源電圧極性が負であり、スイッチング素子３１１がオンであり、スイッチング素子３１２、スイッチング素子３２１及びスイッチング素子３２２がオフである。この場合、スイッチング素子３２１のボディダイオード３２１ａが還流ダイオードとして機能し、図１２に示すように、交流電源１、ボディダイオード３２１ａ、スイッチング素子３１１、リアクタ２、交流電源１の順序で電流が流れる。なお、この場合は短絡電流が流れるため、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値未満の場合でも、スイッチング素子３１１をオンにすると同時に、スイッチング素子３２１をオンにしてもよい。その場合、スイッチング素子３２１のオン抵抗による降下電圧は、ボディダイオード３２１ａの順方向電圧よりも小さいため、スイッチング素子３２１の導通損失が低減される。

　次に、実施の形態１に係る電力変換装置１００が備える制御部１０の構成を説明する。図１３は実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御部の構成例を示す図である。図１３に示すように、制御部１０は、電源電流指令値制御部２１、オンデューティ制御部２２、電源電圧位相算出部２３、第１のパルス生成部２４、第２のパルス生成部２５、電流指令値算出部２６及び瞬時値指令値算出部２７を備える。

　電源電流指令値制御部２１は、母線電圧検出部７で検出された母線電圧Ｖｄｃと、母線電圧指令値Ｖｄｃ＊とから、電流実効値指令値Ｉｓ＿ｒｍｓ^＊を算出する。母線電圧指令値Ｖｄｃ＊は、予め設定されていてもよいし、電力変換装置１００の外部から入力されてもよい。電源電流指令値制御部２１は、母線電圧Ｖｄｃと母線電圧指令値Ｖｄｃ＊との差分に基づいた比例積分制御により、電流実効値指令値Ｉｓ＿ｒｍｓ^＊を算出する。

　電流指令値算出部２６は、電流実効値指令値Ｉｓ＿ｒｍｓ^＊を正弦波状の指令値に変換して出力する。瞬時値指令値算出部２７は、電流指令値算出部２６で算出された電流実効値指令値Ｉｓ＿ｒｍｓ^＊と、電源電圧位相算出部２３で算出された正弦波値ｓｉｎθ^＾ _ｓとを用いて、電源電流瞬時値指令値Ｉｓ^＊を算出する。

　オンデューティ制御部２２は、瞬時値指令値算出部２７で算出された電源電流瞬時値指令値Ｉｓ^＊と、電源電流検出部６で検出された電源電流Ｉｓとの偏差を比例積分制御し、スイッチング素子３１１，３１２の基準オンデューティｄｕｔｙを算出する。

　電源電圧位相算出部２３は、電源電圧検出部５で検出された電源電圧Ｖｓを用いて、電源電圧位相推定値θ^＾ _ｓと、正弦波値ｓｉｎθ^＾ _ｓとを算出する。図１４は電源電圧と、図１３に示す電源電圧位相算出部で算出される電源電圧位相推定値及び正弦波値の一例を示す図である。図１４には、上から順に、電源電圧Ｖｓ、電源電圧位相推定値θ^＾ _ｓ及び正弦波値ｓｉｎθ^＾ _ｓが示される。

　電源電圧位相算出部２３は、電源電圧位相推定値θ^＾ _ｓを線形に増加させ、電源電圧Ｖｓが負極性から正極性に切り換わるタイミングを検出し、このタイミングで電源電圧位相推定値θ^＾ _ｓを０にリセットする。これにより、制御遅延及び検出遅延が無い理想的な条件では、電源電圧Ｖｓが負極性から正極性へ切り替わるタイミングで、電源電圧位相推定値θ^＾ _ｓが３６０°すなわち０°となる。電源電圧位相算出部２３は、算出された電源電圧位相推定値θ^＾ _ｓに基づいて、正弦波値ｓｉｎθ^＾ _ｓを算出する。なお、マイクロコンピュータの割込み機能を用いて、電源電圧位相推定値θ^＾ _ｓのリセットを実現する場合、電源電圧位相算出部２３は、ゼロクロス検出回路から出力される信号を、割込み信号として用いて電源電圧位相推定値θ^＾ _ｓをリセットする。ゼロクロス検出回路は、電源電圧Ｖｓが負極性から正極性へ切り替わるタイミングを検出する回路である。なお、電源電圧位相推定値θ^＾ _ｓの算出方法は、上述した例に限定されず、どのような方法を用いてもよい。

　図１５は実施の形態１に係る電力変換装置の第１のパルス生成部の構成例を示す図である。第１のパルス生成部２４は、キャリア生成部２４１、基準ＰＷＭ生成部２４２、デッドタイム生成部２４３及びパルスセレクタ２４４を備える。

　キャリア生成部２４１は、キャリア信号である搬送波ｃａｒｒｙを生成する。搬送波ｃａｒｒｙは、基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍの生成に用いられる。搬送波ｃａｒｒｙには、その山の値が“１”であり、その谷の値が“０”となる三角波を例示できる。基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍは、スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２の駆動に用いられる、ＰＷＭ信号の基準となる信号である。上述した通り、実施の形態１では、相補的なＰＷＭ制御を前提としており、第１のアーム３１の一方のスイッチング素子の駆動に基準ＰＷＭ信号が用いられ、第１のアーム３１の他方のスイッチング素子には、当該基準ＰＷＭ信号に対して相補的なＰＷＭ信号が用いられる。

　基準ＰＷＭ生成部２４２は、図１３に示すオンデューティ制御部２２で算出された基準オンデューティｄｕｔｙと、搬送波ｃａｒｒｙとの大小関係を比較することで、基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍを生成する。図１６は図１５の基準オンデューティ、搬送波及び基準ＰＷＭ信号の一例を示す図である。図１６に示すように、基準ＰＷＭ生成部２４２は、基準オンデューティｄｕｔｙ＞搬送波ｃａｒｒｙの場合には、基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍを、オンを示す値とし、基準オンデューティｄｕｔｙ≦搬送波ｃａｒｒｙの場合には、基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍを、オフを示す値とすることで、基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍを生成する。図１６には、ハイアクティブの基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍが例示される。ハイアクティブの基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍは、ハイレベルがオンを示し、ローレベルがオフを示す信号である。なお、基準ＰＷＭ生成部２４２で生成される信号は、ハイアクティブの基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍに限定されず、ローアクティブの基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍでもよい。ローアクティブの基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍは、ハイレベルがオフを示し、ローレベルがオンを示す信号である。

　図１５の説明に戻り、デッドタイム生成部２４３は、基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍに基づいて、２つの相補的な信号である第１のＰＷＭ信号Ｓｉｇ１及び第２のＰＷＭ信号Ｓｉｇ２を生成して出力する。具体的には、デッドタイム生成部２４３は、基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍを反転させた信号である反転ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍ’を生成する。その後、デッドタイム生成部２４３は、基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍ及び反転ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍ’にデッドタイムを設けることにより、第１のＰＷＭ信号Ｓｉｇ１及び第２のＰＷＭ信号Ｓｉｇ２を生成する。

　すなわち、デッドタイム生成部２４３は、デッドタイムの期間、第１のＰＷＭ信号Ｓｉｇ１及び第２のＰＷＭ信号Ｓｉｇ２の両方がオフを示す値となるように、第１のＰＷＭ信号Ｓｉｇ１及び第２のＰＷＭ信号Ｓｉｇ２を生成する。一例として、デッドタイム生成部２４３は、第１のＰＷＭ信号Ｓｉｇ１を基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍと同一とする。また、デッドタイム生成部２４３は、反転ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍ’を、デッドタイムの間、信号値をオンを示す値からオフを示す値に変更することにより、第２のＰＷＭ信号Ｓｉｇ２を生成する。

　基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍを反転することにより反転ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍ’が生成され、基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍ及び反転ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍ’により、同一アームを構成する２つのスイッチング素子がそれぞれ駆動される場合、理想的には、同一アームを構成する２つのスイッチング素子が同時にオンとなる期間は無い。しかしながら、一般的に、オン状態からオフ状態への遷移には遅延が生じ、また、オフ状態からオン状態への遷移には遅延が生じる。従って、この遅延により、同一アームを構成する２つのスイッチング素子が同時にオンとなる期間が生じ、同一アームを構成する２つのスイッチング素子が短絡する可能性がある。デッドタイムは、このように、状態遷移の遅延が生じても、同一アームを構成する２つのスイッチング素子が同時にオンとならないように、設けられる期間である。デッドタイムの間は、同一アームを構成する２つのスイッチング素子を駆動する２つのＰＷＭ信号は、ともにオフを示す値に設定される。

　図１７は図１５の基準ＰＷＭ信号、反転ＰＷＭ信号、第１のＰＷＭ信号及び第２のＰＷＭ信号の一例を示す図である。図１７には、上から順に、基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍ、反転ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍ’、第１のＰＷＭ信号Ｓｉｇ１及び第２のＰＷＭ信号Ｓｉｇ２が示される。図１７では、反転ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍ’がオンを示す値のとき、デッドタイムｔｄの間、第２のＰＷＭ信号Ｓｉｇ２は、オフを示す値となっている。なお、上述したデッドタイムｔｄの生成方法は一例であり、デッドタイムｔｄの生成方法は、上述した例に限定されず、どのような方法が用いられてもよい。

　図１５の説明に戻り、パルスセレクタ２４４は、デッドタイム生成部２４３から出力される第１のＰＷＭ信号Ｓｉｇ１及び第２のＰＷＭ信号Ｓｉｇ２を、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３１２のどちらの駆動回路に伝送するかを選択する。図１８は図１５に示す第１のパルス生成部のパルスセレクタにおける選択処理手順の一例を示すフローチャートである。パルスセレクタ２４４は、まず、電源電圧Ｖｓの極性が正であるか、すなわちＶｓ＞０であるか否かを判断する（ステップＳ１）。電源電圧Ｖｓの極性が正である場合（ステップＳ１：Ｙｅｓ）、パルスセレクタ２４４は、第１のＰＷＭ信号Ｓｉｇ１をｐｕｌｓｅ＿３１２Ａとしてスイッチング素子３１２の駆動回路へ伝達し、第２のＰＷＭ信号Ｓｉｇ２をｐｕｌｓｅ＿３１１Ａとしてスイッチング素子３１１の駆動回路へ伝達する（ステップＳ２）。これは、電源電圧Ｖｓが正極性のとき、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３１２のそれぞれのオフ又はオンにより、図５に示す電流の経路と図３に示す電流の経路とが切り換えられる、すなわちスイッチング素子３１１及びスイッチング素子３１２のスイッチング動作により、母線電圧Ｖｄｃ及び電源電流Ｉｓの制御がなされるためである。

　電源電圧Ｖｓの極性が負である場合（ステップＳ１：Ｎｏ）、パルスセレクタ２４４は、第１のＰＷＭ信号Ｓｉｇ１をｐｕｌｓｅ＿３１１Ａとしてスイッチング素子３１１の駆動回路へ伝達し、第２のＰＷＭ信号Ｓｉｇ２をｐｕｌｓｅ＿３１２Ａとしてスイッチング素子３１２の駆動回路へ伝達する（ステップＳ３）。これは、電源電圧Ｖｓが負極性のとき、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３１２のそれぞれのオフ又はオンにより、図６に示す電流の経路と図４に示す電流の経路とが切り換えられる、すなわちスイッチング素子３１１及びスイッチング素子３１２のスイッチング動作により、母線電圧Ｖｄｃ及び電源電流Ｉｓの制御がなされるためである。パルスセレクタ２４４は、以上の動作を、電源電圧Ｖｓの極性が変化するたびに繰り返す。

　以上のように、第１のパルス生成部２４は、スイッチング素子３１１を駆動するための信号であるｐｕｌｓｅ＿３１１Ａと、スイッチング素子３１２を駆動するための信号であるｐｕｌｓｅ＿３１２Ａとを生成する。

　上記の通り、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３１２は相補的に制御されるため、基準ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍから反転ＰＷＭ信号Ｓｃｏｍ’を生成する処理は、簡易な信号反転処理を用いて実現できる。また、電源電圧極性によらず、１キャリアにおける駆動パルスの出力関係をおおよそ同一とすることができ、また上下アームの短絡防止を容易に実現することができる。簡易な処理で、安定した制御を実現できる。

　また、実施の形態１に係る電力変換装置１００では、第１のアーム３１のスイッチング素子３１１，３１２による同期整流制御を実現できる。そのため、実施の形態１に係る電力変換装置１００では、図１９に示すように、スイッチング素子の損失がボディダイオードの損失よりも小さい領域、すなわちスイッチング素子及びボディダイオードのそれぞれに流れる電流が小さい領域において、損失を低減することができ、高効率なシステムを得ることができる。

　図１９は図１に示すスイッチング素子及びボディダイオードのそれぞれに流れる電流とスイッチング素子の損失とボディダイオードの損失との関係を示す模式図である。図１９の横軸は、オン状態のスイッチング素子に流れる電流と、ボディダイオードに流れる電流とを示す。図１９の縦軸は、オン状態のスイッチング素子に電流が流れる際に発生する損失と、ボディダイオードに電流が流れる際に発生する損失とを示す。実線は、ボディダイオードの損失特性を表す。ボディダイオードの損失特性は、ボディダイオードに流れる電流と、当該電流が流れることによりボディダイオードのオン抵抗に起因して生じる損失との関係を示す。点線は、オン状態のスイッチング素子の損失特性を表す。損失特性は、スイッチング素子のキャリアに流れる電流と、当該電流が流れることによりスイッチング素子のオン抵抗に起因して生じる損失との関係を示す。符号Ａで示す領域は、スイッチング素子及びボディダイオードのそれぞれに流れる電流が小さい領域を示す。符号Ｂで示す領域は、スイッチング素子及びボディダイオードのそれぞれに流れる電流が大きい領域を示す。領域Ａと領域Ｂとの境界は、スイッチング素子に生じる損失の値とボディダイオードに生じる損失の値が等しくなる電流値に等しい。

　図１９に示すように、スイッチング素子の損失がボディダイオードの損失よりも高い領域Ｂにおいては相補動作を停止させることで、同期整流制御による損失増加を抑制することができる。すなわち、電源電流Ｉｓに応じて同期整流制御の実施の有無を切り換えるように制御することで、全負荷領域において高効率なシステムを得ることができる。

　ここで、図１３に示す電源電流指令値制御部２１及びオンデューティ制御部２２の演算に用いる制御パラメータには、駆動条件に合わせた最適値が存在する。駆動条件は、電源電圧Ｖｓ、電源電流Ｉｓ及び母線電圧Ｖｄｃのうち少なくとも１つの値により表される。例えば、オンデューティ制御部２２における比例制御ゲインは、母線電圧Ｖｄｃに反比例して変化するのが望ましい。駆動条件の変化に対して、制御パラメータの値を一定とした場合、制御パラメータは、制御に適した値から大きく逸脱し、その結果、電源電流Ｉｓの高調波が増加し、母線電圧Ｖｄｃの脈動が増加し、電源力率が低下する恐れがあるためである。このような母線電圧Ｖｄｃの脈動の増加、電源力率の低下などを抑制するため、電源電流指令値制御部２１及びオンデューティ制御部２２は、所望の回路の動作を実現するための計算式又はテーブルを保持し、当該計算式又はテーブルを利用して、検出情報に基づき制御パラメータを調整するようにしてもよい。検出情報に基づいて制御パラメータを調整する構成とすることにより、制御パラメータは制御に適した値となり、制御性が向上する。なお、検出情報は、例えば電源電圧Ｖｓ、電源電流Ｉｓ及び母線電圧Ｖｄｃのうち少なくとも１つであり、又はこれらを推定できる情報である。推定できる情報は、交流電源１から供給される電力を検出する検出器で検出される電力情報を例示できる。

　また、上述した例では、電源電流指令値制御部２１及びオンデューティ制御部２２での演算手法として比例積分制御を挙げたが、これらの演算手法により本発明が限定されるものではなく、その他の演算手法を用いてもよく、微分項を追加して比例積分微分制御としてもよい。また、電源電流指令値制御部２１及びオンデューティ制御部２２での演算手法は同一の手法でなくてもよい。

　図１３の説明に戻り、第２のパルス生成部２５は、電源電圧検出部５で検出される電源電圧Ｖｓと、電源電流検出部６で検出される電源電流Ｉｓとに基づいて、スイッチング素子３２１を駆動するための信号であるｐｕｌｓｅ＿３２１Ａと、スイッチング素子３２２を駆動するための信号であるｐｕｌｓｅ＿３２２Ａとを生成して出力する。

　図２０は図１３に示す第２のパルス生成部における処理手順の一例を示すフローチャートである。第２のパルス生成部２５の基本的な動作は、電源電圧Ｖｓの極性に応じて、スイッチング素子３２１及びスイッチング素子３２２のオン又はオフの状態を制御することである。図２０に示すように、第２のパルス生成部２５は、電源電圧Ｖｓの極性が正であるか、すなわちＶｓ＞０であるか否かを判断する（ステップＳ１１）。電源電圧Ｖｓの極性が正である場合（ステップＳ１１：Ｙｅｓ）、第２のパルス生成部２５は、スイッチング素子３２１をオフとし、スイッチング素子３２２をオンとするため、ｐｕｌｓｅ＿３２１Ａ及びｐｕｌｓｅ＿３２２Ａを生成して出力する（ステップＳ１２）。

　電源電圧Ｖｓの極性が負である場合（ステップＳ１１：Ｎｏ）、第２のパルス生成部２５は、スイッチング素子３２１をオンとし、スイッチング素子３２２をオフとするため、ｐｕｌｓｅ＿３２１Ａ及びｐｕｌｓｅ＿３２２Ａを生成して出力する（ステップＳ１３）。これにより、同期整流制御が可能であり、前述のように高効率なシステムを実現できる。

　しかしながら、上述したように、電源電流Ｉｓが流れていないときに、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２２がオンした場合、交流電源１及びリアクタ２を介したコンデンサ短絡が発生する。このため、実施の形態１に係る電力変換装置１００では、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２２の制御に加えて、電源電流Ｉｓに基づいてスイッチング素子３２１及びスイッチング素子３２２のオン又はオフの状態を制御する。

　図２１は図１３に示す第２のパルス生成部における電源電流に基づくスイッチング素子の制御手順の一例を示すフローチャートである。図２１に示すように、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値βより大きいか否かを判断する（ステップＳ２１）。電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値βより大きい場合（ステップＳ２１：Ｙｅｓ）、第２のパルス生成部２５は、スイッチング素子３２１及びスイッチング素子３２２のオンを許可する（ステップＳ２２）。スイッチング素子３２１及びスイッチング素子３２２のオンが許可となっている場合には、図２０に示した電源電圧Ｖｓの極性により、オン及びオフの状態が制御される。

　電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値β以下の場合（ステップＳ２１：Ｎｏ）、第２のパルス生成部２５は、スイッチング素子３２１及びスイッチング素子３２２のオンを許可しない（ステップＳ２３）。スイッチング素子３２１及びスイッチング素子３２２のオンが許可となっていない場合には、図２０に示した電源電圧Ｖｓの極性にかかわらず、スイッチング素子３２１及びスイッチング素子３２２はオフ状態となるよう制御される。

　以上の制御により、スイッチング素子のボディダイオードに対して、順方向に電流閾値βより大きい電流が流れている場合には、スイッチング素子３２１及びスイッチング素子３２２がオンされる。これにより、交流電源１及びリアクタ２を介したコンデンサ短絡を防ぐことが可能となる。また、第２のパルス生成部２５は、電源電圧Ｖｓの極性によるオン又はオフの制御を行わずに、電源電流Ｉｓの極性、すなわち電流の流れる方向を利用して、スイッチング素子３２１及びスイッチング素子３２２の制御を行ってもよい。

　また、図２１に示した処理の代わりに、スイッチング制御の状態に基づいて、スイッチング素子３２１及びスイッチング素子３２２のオンを許可するか否かを判断するようにしてもよい。スイッチングが行われていないときには、スイッチング素子に電流が流れていないため、このような状態となるタイミングを予測して、スイッチング素子３２１及びスイッチング素子３２２のオンを許可しないようにする。なおその場合、パッシブ全波整流、すなわち短絡経路を用いない状態では、同期整流効果が得られない場合があるが、電流又は電圧の検出に依存せず単純に制御を構築することができる。

　また、図２１に示した処理の代わりに、電源電圧Ｖｓと母線電圧Ｖｄｃとの差に基づいて、スイッチング素子３２１及びスイッチング素子３２２のオンを許可するか否かを判断するようにしてもよい。具体的には、（電源電圧－母線電圧）＞０となる場合には、スイッチング素子３２１及びスイッチング素子３２２のオンを許可し、（電源電圧－母線電圧）≦０の場合には、スイッチング素子３２１及びスイッチング素子３２２のオンを許可しないようにする。

　なお、上述した例では、第２のパルス生成部２５が、電源電圧極性に基づいてスイッチング素子３２１及びスイッチング素子３２２のうち、オンにするスイッチング素子を選択し、電源電流Ｉｓに基づいて、コンデンサ短絡を防ぐためのスイッチング素子３２１及びスイッチング素子３２２の制御を行う。しかしながら、この例に限定されず、第１のパルス生成部２４が、電源電流Ｉｓに基づいて、コンデンサ短絡を防ぐようにスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２のオンを許可するか否かを判断し、第２のパルス生成部２５が、スイッチング素子３２１及びスイッチング素子３２２に対して、コンデンサ短絡を防ぐ制御を実施せずに、電源電圧極性に応じたスイッチングを行ってもよい。

　具体的には、第１のパルス生成部２４は、電源電圧Ｖｓが正の場合、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値β以下のときにはスイッチング素子３１１のオンを許可せず、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値βより大きいときにはスイッチング素子３１１のオンを許可する。また、第１のパルス生成部２４は、電源電圧Ｖｓが負の場合、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値β以下のときにはスイッチング素子３１２のオンを許可せず、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値βより大きいときにはスイッチング素子３１２のオンを許可する。

　また、上述した例では、相補的なＰＷＭ信号を生成する方法により、電源周期毎の各アームにおけるスイッチングを実現しているが、ＰＷＭ信号の生成方法は、この例に限定されない。具体的には、制御部１０は、電源電圧Ｖｓが正の場合にはスイッチング素子３１２を駆動するための信号ｐｕｌｓｅ＿３１２Ａを生成し、電源電圧Ｖｓが負の場合にはスイッチング素子３１１を駆動するための信号ｐｕｌｓｅ＿３１１Ａを生成してもよい。また、この場合、制御部１０は、電源電流Ｉｓ、電源電圧Ｖｓ及び母線電圧Ｖｄｃの関係に基づき、スイッチング素子３１１，３１２を駆動するためのＰＷＭ信号を生成してもよい。そうすることで、電源電流Ｉｓが零となるタイミングの前にスイッチング素子３１１，３１２をオフさせることが可能であり、この場合、スイッチング素子３２１，３２２の動作を電源電圧極性に基づいて制御した場合でも、交流電源１及びリアクタ２を介したコンデンサ短絡を防止できる。

　図２２は実施の形態１に係る電力変換装置で生成される、電源電圧の１周期分の信号の第１の例を示す図である。図２２には、図２０で説明した処理により生成される信号の一例が示されている。図２２では、横軸に時間をとり、上から順に、電源電圧Ｖｓと、電源電流Ｉｓと、タイマ設定値α及びキャリア信号と、スイッチング素子３１１を駆動するための信号と、スイッチング素子３１２を駆動するための信号と、スイッチング素子３２１を駆動するための信号と、スイッチング素子３２２を駆動するための信号とが示されている。

　タイマ設定値αは、基準オンデューティｄｕｔｙに対応する指令値であり、時間の経過と共に段階的に変化する。タイマ設定値αは、１つの段の縦軸が同一値となっている期間である。このように段階的に変化するタイマ設定値αのそれぞれに対応する基準オンデューティｄｕｔｙが、キャリア信号である搬送波ｃａｒｒｙと比較され、スイッチング素子３１１，３２１のパルス幅が決定される。電源電圧Ｖｓのゼロクロス付近では、基準オンデューティｄｕｔｙが小さく、電源電圧Ｖｓのピーク値に近づくに従って、基準オンデューティｄｕｔｙが大きくなる。なお、図２２ではデッドタイムが省略される。

　正側の電流閾値（正）は、電源電流Ｉｓが負極から正極に変化したときに、ゼロクロス付近での過度なスイッチング動作を抑制するために設定される。同様に、負側の電流閾値（負）は、電源電流Ｉｓが正極から負極に変化したときに、ゼロクロス付近での過度なスイッチング動作を抑制するために設定される。

　図２２には、電源電圧Ｖｓが正極性のときにはスイッチング素子３１２をマスタとし、電源電圧Ｖｓが負極性のときにはスイッチング素子３１１をマスタとして、スイッチング素子３１１，３１２を相補的にＰＷＭ制御する動作例が示される。そのため、電源電圧Ｖｓが正極性のときには、下に凸の円弧形状の基準オンデューティｄｕｔｙが利用され、電源電圧Ｖｓが負極性のときにも、下に凸の円弧形状の基準オンデューティｄｕｔｙが利用される。

　スイッチング素子３２１，３２２は、電源電圧Ｖｓの極性に応じてオン又はオフが切り換えられ、更に電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値以下の場合には、オフとなる。なお、実施の形態１に係る電力変換装置１００は、電源電流検出部６にフィルタ又はヒステリシスを持たせることにより、電流閾値付近での過度なスイッチング動作を抑制する構成としてもよい。また実施の形態１に係る電力変換装置１００は、制御部１０の内部に、電源電流Ｉｓに対するフィルタ又はヒステリシスを持たせることにより、電流閾値付近での過度なスイッチング動作を抑制する構成としてもよい。

　図２３は実施の形態１に係る電力変換装置で生成される、電源電圧の１周期分の信号の第２の例を示す図である。図２３では、図２２と同様に、横軸に時間をとり、上から順に、電源電圧Ｖｓと、電源電流Ｉｓと、タイマ設定値α及びキャリア信号と、スイッチング素子３１１を駆動するための信号と、スイッチング素子３１２を駆動するための信号と、スイッチング素子３２１を駆動するための信号と、スイッチング素子３２２を駆動するための信号とが示されている。

　図２３には、電源電圧Ｖｓが正極性及び負極性の双方でスイッチング素子３１２をマスタとして、スイッチング素子３１１，３１２を相補的にＰＷＭ制御する動作例が示される。そのため、電源電圧Ｖｓが正極性のときには、下に凸の円弧形状の基準オンデューティｄｕｔｙが利用され、電源電圧Ｖｓが負極性のときには、上に凸の円弧形状の基準オンデューティｄｕｔｙが利用される。図２３の動作例では、電源電圧Ｖｓが正極性の場合には、スイッチング素子３１２を駆動するための信号ｐｕｌｓｅ＿３１２Ａが生成され、電源電圧Ｖｓが負極性の場合には、スイッチング素子３１１を駆動するための信号ｐｕｌｓｅ＿３１１Ａが生成される。

　また、前述した図２２では、キャリア信号によりスイッチング素子が制御される例を示したが、電源周期の半周期中に、１回から数回のスイッチングを行う簡易スイッチング制御にも、実施の形態１の動作を適用できる。図２４は実施の形態１に係る電力変換装置が簡易スイッチング制御を実施する場合の信号の一例を示す図である。図２４では、横軸に時間をとり、上から順に、電源電圧Ｖｓと、電源電流Ｉｓと、電源電流Ｉｓの絶対値｜Ｉｓ｜と、電源極性信号と、電源電流信号と、スイッチング素子３１１を駆動するための信号と、スイッチング素子３１２を駆動するための信号と、スイッチング素子３２１を駆動するための信号と、スイッチング素子３２２を駆動するための信号とが示されている。電源極性信号は、電源電圧Ｖｓの極性に対応して変化する２値の信号であり、スイッチング素子３１１，３１２のスイッチング素子動作を制御するために用いられる。電源電流信号は、スイッチング素子３２１，３２２のスイッチング素子動作を制御するために用いられる２値の信号である。

　図２４には３つの電流閾値が示される。電源電流Ｉｓの正側の電流閾値は、図２２で述べた正側の電流閾値（正）と同様の目的で設定される閾値である。電源電流Ｉｓの負側の電流閾値は、図２２で述べた負側の電流閾値（負）と同様の目的で設定される閾値である。電源電流Ｉｓの絶対値｜Ｉｓ｜に対して設定される電流閾値は、電源電流信号の値を変化させるために設定される閾値である。

　電源電圧Ｖｓのゼロクロスを検出することにより電源極性信号が生成され、電源電流Ｉｓのゼロクロスを検出することにより電源電流信号が生成される。この場合、電力変換装置１００は、電源電流Ｉｓの絶対値｜Ｉｓ｜が電流閾値以下の場合には、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２１が同時にオンしないように制御し、また、スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２２が同時にオンしないように制御する。これにより、コンデンサ短絡を防止できる。

　また、スイッチング素子３１１，３１２がスイッチング動作を行っていないパッシブな状態でも、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値以下の場合には、スイッチング素子３２１及びスイッチング素子３２２をオンさせないようにすることで、コンデンサ短絡を防止できる。

　図２５は実施の形態１に係る電力変換装置で生成されるパッシブな状態の信号の一例を示す図である。図２５では、図２４と同様に、横軸に時間をとり、上から順に、電源電圧Ｖｓと、電源電流Ｉｓと、電源電流Ｉｓの絶対値｜Ｉｓ｜と、電源極性信号と、電源電流信号と、スイッチング素子３１１を駆動するための信号と、スイッチング素子３１２を駆動するための信号と、スイッチング素子３２１を駆動するための信号と、スイッチング素子３２２を駆動するための信号とが示されている。この場合も、電力変換装置１００は、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値以下の場合には、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２１が同時にオンしないように制御し、また、スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２２を同時にオンしないように制御する。これにより、コンデンサ短絡を防止できる。

　次に、図２６から図２９を用いて、各スイッチング素子の駆動回路とブートストラップ回路について説明する。

　図２６は実施の形態１に係る電力変換装置が備える駆動回路及びブートストラップ回路を示す図である。図２６に示すように、電力変換装置１００は、図１に示す構成に加えて、２つの直流電圧源３００と、４つの駆動回路３１１ＤＣ，３１２ＤＣ，３２１ＤＣ，３２２ＤＣと、２つのブートストラップ回路４０１，４０２とを備える。図２６の電力変換装置１００は、駆動回路３１１ＤＣ，３１２ＤＣが一方の直流電圧源３００と共用し、駆動回路３２１ＤＣ，３２２ＤＣが他方の直流電圧源３００と共用しているが、２つの直流電圧源３００の代わりに、１つの直流電圧源３００を用いて、４つの駆動回路３１１ＤＣ，３１２ＤＣ，３２１ＤＣ，３２２ＤＣが１つの直流電圧源３００を共用する構成としてもよい。

　第１の駆動回路である駆動回路３１１ＤＣは、ブートストラップ回路４０１から出力される電圧を電源電圧として利用して、制御部１０からのｐｕｌｓｅ＿３１１Ａを、スイッチング素子３１１を駆動する第１の駆動信号に変換して、スイッチング素子３１１のゲートに出力する。ブートストラップ回路４０１の構成の詳細は後述する。第２の駆動回路である駆動回路３１２ＤＣは、直流電圧源３００から出力される電圧を電源電圧として利用して、制御部１０からのｐｕｌｓｅ＿３１２Ａを、スイッチング素子３１２を駆動する第２の駆動信号に変換して、スイッチング素子３１２のゲートに出力する。

　駆動回路３２１ＤＣは、ブートストラップ回路４０２から出力される電圧を電源電圧として利用して、制御部１０からのｐｕｌｓｅ＿３２１Ａを、スイッチング素子３２１を駆動する駆動信号に変換して、スイッチング素子３２１のゲートに出力する。駆動回路３２２ＤＣは、直流電圧源３００から出力される電圧を電源電圧として利用して、制御部１０からのｐｕｌｓｅ＿３２２Ａを、スイッチング素子３２２を駆動する駆動信号に変換して、スイッチング素子３２２のゲートに出力する。

　ブートストラップ回路４０１は、一端が直流電圧源３００に接続されるブート抵抗３１１Ｒと、アノードがブート抵抗３１１Ｒの他端に接続されるブートダイオード３１１Ｄと、一端がブートダイオード３１１Ｄのカソードに接続され他端が駆動回路３１１ＤＣに接続される第２のコンデンサであるブートコンデンサ３１１Ｃと、ゲート電圧抑制ダイオード３１１Ｄ’とを備える。

　ゲート電圧抑制ダイオード３１１Ｄ’のアノードは、ブートダイオード３１１Ｄのカソードとブートコンデンサ３１１Ｃの一端とに接続される。ゲート電圧抑制ダイオード３１１Ｄ’のカソードは、駆動回路３１１ＤＣに接続される。ゲート電圧抑制ダイオード３１１Ｄ’に順方向電流が流れ始める電圧である第１の電圧の値は、ボディダイオード３１２ａに順方向電流が流れ始める電圧である第２の電圧の値よりも低いものとする。すなわち、ゲート電圧抑制ダイオード３１１Ｄ’の順方向電流－順方向電圧特性は、ボディダイオード３１２ａの順方向電流－順方向電圧特性よりも優れているものとする。なお、ダイオードに順方向電流が流れ始める電圧は、一般的に順方向電圧と呼ばれる。

　ブートストラップ回路４０２は、ブートストラップ回路４０１と同様に構成されており、一端が直流電圧源３００に接続されるブート抵抗３２１Ｒと、アノードがブート抵抗３２１Ｒの他端に接続されるブートダイオード３２１Ｄと、一端がブートダイオード３２１Ｄのカソードに接続され他端が駆動回路３２１ＤＣに接続されるブートコンデンサ３２１Ｃと、ゲート電圧抑制ダイオード３２１Ｄ’とを備える。

　ゲート電圧抑制ダイオード３２１Ｄ’のアノードは、ブートダイオード３２１Ｄのカソードとブートコンデンサ３２１Ｃの一端とに接続される。ゲート電圧抑制ダイオード３２１Ｄ’のカソードは、駆動回路３２１ＤＣに接続される。ゲート電圧抑制ダイオード３２１Ｄ’に順方向電流が流れ始める電圧の値は、ボディダイオード３２２ａに順方向電流が流れ始める電圧の値よりも低いものとする。すなわち、ゲート電圧抑制ダイオード３２１Ｄ’の順方向電流－順方向電圧特性は、ボディダイオード３２２ａの順方向電流－順方向電圧特性よりも優れているものとする。ゲート電圧抑制ダイオード３１１Ｄ’が用いられる理由は後述する。なお、ブートストラップ回路４０２は、ブートストラップ回路４０１と同様に構成されているため、ブートストラップ回路４０２の構成の詳細は省略する。

　このように構成されるブートストラップ回路４０１では、スイッチング素子３１２がオンしたとき、直流電圧源３００、ブート抵抗３１１Ｒ、ブートダイオード３１１Ｄ、ブートコンデンサ３１１Ｃ及びスイッチング素子３１２で構成される経路に電流が流れて、ブートコンデンサ３１１Ｃが充電される。充電されたブートコンデンサ３１１Ｃの両端に発生するコンデンサ電圧Ｖ_ｃは、Ｖ_ｃ＝Ｖ_ｄｃ＋Ｖ_ＢＤ－Ｖ_ｄｒ－Ｖ_ｆで表すことができる。Ｖ_ｄｃは直流電圧源３００の電圧、Ｖ_ＢＤはボディダイオード３１２ａの順方向電圧、Ｖ_ｄｒはブート抵抗３１１Ｒの降下電圧、Ｖ_ｆはブートダイオード３１１Ｄの順方向電圧である。

　例えば、Ｖ_ｄｃが６．０Ｖ、Ｖ_ＢＤが３．０Ｖ、Ｖ_ｄｒが０．５Ｖ、Ｖ_ｆが１．５Ｖの場合、Ｖ_ｃは７．０Ｖとなる。これに対して、駆動回路３１１ＤＣの定格電圧が６．０Ｖである場合、Ｖ_ｃの値は駆動回路３１１ＤＣの定格電圧よりも高くなる。このようにＶ_ｃの値が高くなる理由は、ブートコンデンサ３１１Ｃには、直流電圧源３００の電圧だけでなく、ボディダイオード３１２ａの順方向電圧も印加されるためである。ボディダイオード３１２ａの順方向電圧は、ボディダイオード３１２ａに順方向電流が流れ始める電圧である。例えば、ＰＮ接合のポテンシャル障壁が高いＷＢＧ半導体によって形成されたスイッチング素子が、スイッチング素子３１２として用いられている場合、このスイッチング素子３１２のボディダイオード３１２ａの順方向電圧が高くなる傾向がある。なお、ボディダイオード３１２ａの順方向電圧が高くなるスイッチング素子３１２は、ＷＢＧ半導体によって形成されたスイッチング素子に限定されず、ブートコンデンサ３１１Ｃのコンデンサ電圧Ｖ_ｃが駆動回路３１１ＤＣの定格電圧よりも高くなるように、ボディダイオードの順方向電圧が高くなる傾向を示すものであれば、Ｓｉスイッチング素子も該当する場合がある。

　コンデンサ電圧Ｖ_ｃが駆動回路３１１ＤＣの定格電圧よりも高くなると、駆動回路３１１ＤＣの耐電圧が低下するおそれがある。また駆動回路３１１ＤＣで生成される駆動信号の値が大きくなるため、スイッチング素子３１１の短絡耐量が低下するおそれがある。また、このように高い電圧が印加される駆動回路３１１ＤＣによってスイッチング素子３１１が駆動されると、駆動回路３１１ＤＣで生成される駆動信号の値は、直流電圧源３００の電圧が印加される駆動回路３１２ＤＣで生成される駆動信号の値よりも大きくなる。そのためスイッチング素子３１１のオン時の損失とスイッチング素子３１２のオン時の損失とが異なる値となり、スイッチング素子３１１とスイッチング素子３１２との間の、発熱の偏りが大きくなる。発熱の偏りが大きくなると、一方のスイッチング素子を構成する半導体のジャンクション温度が許容値を超えた場合、正常な動作をすることができなくなる可能性がある。

　図２６に示す電力変換装置１００では、ブートコンデンサ３１１Ｃと駆動回路３１１ＤＣとの間にゲート電圧抑制ダイオード３１１Ｄ’が設けられている。すなわち、ブートコンデンサ３１１Ｃがゲート電圧抑制ダイオード３１１Ｄ’を介して、駆動回路３１１ＤＣに接続されている。そのため、ブートコンデンサ３１１Ｃのコンデンサ電圧は、ゲート電圧抑制ダイオード３１１Ｄ’によって、一定値低減された後、駆動回路３１１ＤＣの電源電圧として駆動回路３１１ＤＣに印加される。このように、ゲート電圧抑制ダイオード３１１Ｄ’は、ブートコンデンサ３１１Ｃから駆動回路３１１ＤＣへ与えられる駆動回路３１１ＤＣの電源電圧を調整するための電源電圧調整用素子として機能する。

　例えば、Ｖ_ｄｃが６．０Ｖ、Ｖ_ＢＤが３．０Ｖ、Ｖ_ｄｒが０．５Ｖ、Ｖ_ｆが１．５Ｖ、Ｖ_Ｄが１．０Ｖの場合、Ｖ_ｃの値は、Ｖ_ｃ＝Ｖ_ｄｃ＋Ｖ_ＢＤ－Ｖ_ｄｒ－Ｖ_ｆ－Ｖ_Ｄで表され、Ｖ_ｃ＝６．０Ｖとなる。Ｖ_Ｄは、ゲート電圧抑制ダイオード３１１Ｄ’の順方向電圧、すなわち、ゲート電圧抑制ダイオード３１１Ｄ’に順方向電流が流れ始める電圧である。

　このように、ゲート電圧抑制ダイオード３１１Ｄ’が設けられていない場合、駆動回路３１１ＤＣにはＶ_ｃ（７．０Ｖ）と等しい駆動電圧が印加されるのに対して、ゲート電圧抑制ダイオード３１１Ｄ’が設けられている場合、駆動回路３１１ＤＣには６．０Ｖが印加される。すなわち、ゲート電圧抑制ダイオード３１１Ｄ’を設けることにより、ブートコンデンサ３１１Ｃから駆動回路３１１ＤＣに与えられる駆動回路３１１ＤＣの電源電圧を、駆動回路３１１ＤＣの定格電圧まで低下させることができる。また、上記のように、Ｖ_ｄｃ、Ｖ_ＢＤ、Ｖ_ｄｒ、Ｖ_ｆ、Ｖ_Ｄなどを設定した場合、駆動回路３１１ＤＣの電源電圧は、直流電圧源３００の電圧Ｖ_ｄｃと等しくなる。

　実施の形態１に係る電力変換装置１００によれば、駆動回路３１１ＤＣの耐電圧の低下を抑制でき、スイッチング素子３１１の短絡耐量の低下を抑制できる。また、駆動回路３１１ＤＣの電源電圧を、駆動回路３１２ＤＣの電源電圧と等しい値に調整することができるため、スイッチング素子３１１とスイッチング素子３１２との間の発熱の偏りを抑制でき、電力変換装置１００の信頼性が向上する。

　また、実施の形態１に係る電力変換装置１００によれば、駆動回路３１１ＤＣの電源電圧を、駆動回路３１２ＤＣの電源電圧と等しい値に調整することができるため、駆動回路３１１ＤＣ及び駆動回路３１２ＤＣを構成する部品を共通化でき、駆動回路３１１ＤＣ及び駆動回路３１２ＤＣを異なる部品で製造する場合に比べて、部品の歩留りが向上する。また駆動回路３１１ＤＣ及び駆動回路３１２ＤＣの製造コストが低減され、また駆動回路３１１ＤＣ及び駆動回路３１２ＤＣの製造段階における部品の減容化を図ることができる。更に、電力変換装置１００の修理時における駆動回路３１１ＤＣ及び駆動回路３１２ＤＣの交換作業が容易化される。

　なお、図２６に示す電力変換装置１００では、ブートストラップ回路４０１の内部にゲート電圧抑制ダイオード３１１Ｄ’が設けられているが、ゲート電圧抑制ダイオード３１１Ｄ’はブートストラップ回路４０１とは別に製作して、ブートストラップ回路４０１と駆動回路３１１ＤＣとの間に設けてもよい。ブートストラップ回路４０１の内部にゲート電圧抑制ダイオード３１１Ｄ’を設けた場合、ゲート電圧抑制ダイオード３１１Ｄ’、ブートコンデンサ３１１Ｃなどを一体にしてブートストラップ回路４０１を製造できるため、電力変換装置１００の生産効率が向上する。またゲート電圧抑制ダイオード３１１Ｄ’をブートストラップ回路４０１とは別に製作して、ブートストラップ回路４０１と駆動回路３１１ＤＣとの間に設けた場合、順方向電圧が異なる複数のゲート電圧抑制ダイオード３１１Ｄ’の中から、ボディダイオード３１２ａの順方向電圧の値に応じた適切なものを選択して取付けることができるため、駆動回路３１１ＤＣの電源電圧を容易に調整できる。

　図２７は実施の形態１の第１の変形例に係る電力変換装置の構成例を示す図である。図２７に示す電力変換装置１００－１では、図２６に示すブートストラップ回路４０１，４０２の代わりに、ブートストラップ回路４０１Ａ，４０２Ａが用いられる。ブートストラップ回路４０１Ａでは、ゲート電圧抑制ダイオード３１１Ｄ’が省かれ、ブートコンデンサ３１１Ｃの一端が駆動回路３１１ＤＣに直接接続されている。ブートストラップ回路４０２Ａでは、ゲート電圧抑制ダイオード３２１Ｄ’が省かれ、ブートコンデンサ３２１Ｃの一端が駆動回路３２１ＤＣに直接接続されている。また電力変換装置１００－１では、スイッチング素子３１２にゲート電圧抑制ダイオード３１２ＲＤが並列接続され、スイッチング素子３２２にゲート電圧抑制ダイオード３２２ＲＤが並列接続されている。

　ゲート電圧抑制ダイオード３１２ＲＤのアノードは、ボディダイオード３１２ａのアノードに接続され、ゲート電圧抑制ダイオード３１２ＲＤのカソードは、ボディダイオード３１２ａのカソードに接続される。ゲート電圧抑制ダイオード３１２ＲＤの順方向電流－順方向電圧特性は、ボディダイオード３１２ａの順方向電流－順方向電圧特性よりも優れているものとする。例えば、ゲート電圧抑制ダイオード３１２ＲＤの順方向電圧が１．５Ｖ、ボディダイオード３１２ａの順方向電圧が３．０Ｖの場合、１．５Ｖと直流電圧源３００の電圧との合計値から、ブート抵抗３１１Ｒの降下電圧とブートダイオード３１１Ｄの順方向電圧とを差し引いた値の電圧によって、ブートコンデンサ３１１Ｃが充電される。充電されたブートコンデンサ３１１Ｃのコンデンサ電圧は、ゲート電圧抑制ダイオード３１２ＲＤが用いられていない場合に比べて低い値となり、駆動回路３１１ＤＣの電源電圧として利用される。このように、ゲート電圧抑制ダイオード３１２ＲＤは、ブートコンデンサ３１１Ｃの両端に発生するコンデンサ電圧を調整するためのコンデンサ電圧調整用素子として機能する。

　ゲート電圧抑制ダイオード３２２ＲＤのアノードは、ボディダイオード３２２ａのアノードに接続され、ゲート電圧抑制ダイオード３２２ＲＤのカソードは、ボディダイオード３２２ａのカソードに接続される。ゲート電圧抑制ダイオード３２２ＲＤの順方向電流－順方向電圧特性は、ボディダイオード３２２ａの順方向電流－順方向電圧特性よりも優れているものとする。ゲート電圧抑制ダイオード３２２ＲＤは、ブートコンデンサ３２１Ｃの両端に発生するコンデンサ電圧を調整するためのコンデンサ電圧調整用素子として機能する。

　図２７に示す電力変換装置１００－１によれば、ブートコンデンサの充電電圧の上昇を抑制できると共に、デッドタイム及びゼロクロス時の非同期整流期間におけるボディダイオードによる損失増加を抑制できる。

　図２８は実施の形態１の第２の変形例に係る電力変換装置の構成例を示す図である。図２８に示す電力変換装置１００－２では、図２６に示すブートストラップ回路４０２の代わりに、図２７に示すブートストラップ回路４０２Ａが用いられる。すなわち、電力変換装置１００－２では、第１のアームのみにゲート電圧抑制ダイオード３１１Ｄ’が用いられる。

　電力変換装置１００－２のようにフルブリッジ構成の電力変換装置では、スイッチング素子３２１，３２２の電源極性に基づいて同期整流制御することによって、ボディダイオードを介してのブートコンデンサを充電する経路が発生しない。そのため、電力変換装置１００－２では、第１のアームのみにゲート電圧抑制ダイオード３１１Ｄ’を実施すればよく、使用される部品を減らすことができる。

　図２９は実施の形態１の第３の変形例に係る電力変換装置の構成例を示す図である。図２９に示す電力変換装置１００－３では、図２７に示すゲート電圧抑制ダイオード３２２ＲＤが省かれている。すなわち、電力変換装置１００－３では、第１のアームのみにゲート電圧抑制ダイオード３１２ＲＤが用いられる。電力変換装置１００－３では、電力変換装置１００－２と同様に、スイッチング素子３２１，３２２の電源極性に基づいて同期整流制御することによって、ボディダイオードを介してのブートコンデンサを充電する経路が発生しない。そのため、電力変換装置１００－３では、第１のアームのみにゲート電圧抑制ダイオード３１２ＲＤを実施すればよく、使用される部品を減らすことができる。

　なお、実施の形態１では、交流電源１が、５０Ｈｚ／６０Ｈｚの商用電源である場合、可聴域周波数は１６ｋＨｚから２０ｋＨｚまでの範囲、すなわち商用電源の周波数の２６６倍から４００倍までの範囲となる。このような可聴域周波数でスイッチング素子が駆動された場合、スイッチングに起因する騒音が問題となる。ＷＢＧ半導体で形成されるスイッチング素子は、高速スイッチングが可能であるため、このような可聴域周波数より高い周波数、例えば２０ｋＨｚより高いスイッチング周波数でスイッチング可能なスイッチング素子として好適である。

　また、Ｓｉ半導体により形成されたスイッチング素子を数１０ｋＨｚ以上のスイッチング周波数、例えば２０ｋＨｚより高いスイッチング周波数で駆動した場合、スイッチング損失の比率が大きくなり、放熱対策が必須となる。ＷＢＧ半導体で形成されるスイッチング素子は、２０ｋＨｚより高いスイッチング周波数で駆動した場合でも、Ｓｉ半導体により形成されたスイッチング素子に比べて、スイッチング損失が非常に小さい。そのため、ＷＢＧ半導体で形成されるスイッチング素子を電力変換装置１００に用いることにより、スイッチング素子への放熱対策が不要になり、又はスイッチング素子への放熱対策のために利用される放熱フィンなどの部材のサイズを小型化できるため、電力変換装置１００の小型化及び軽量化が可能となる。また、ＷＢＧ半導体で形成されるスイッチング素子の高周波スイッチングが可能となることによって、リアクタ２のインダクタンスを相対的に小さくできるため、リアクタ２の小型化が可能になる。なお、雑音端子電圧規格の測定範囲にスイッチング周波数の１次成分が入らないようにするため、スイッチング周波数は、１５０ｋＨｚ以下とすることが好ましい。

　また、ＷＢＧ半導体は、Ｓｉ半導体に比べて静電容量が小さいため、スイッチングに起因するリカバリ電流の発生が少なく、リカバリ電流に起因する損失及びノイズの発生を抑制できるため、高周波スイッチングに適している。

　また、ＷＢＧ半導体は、１００ｋＨｚ程度の高周波で駆動した場合でも、スイッチング素子で発生する損失の増加が抑制されるため、リアクタ２の小型化による損失低減効果が大きくなり、広い出力帯域、すなわち広い負荷条件において、高効率なコンバータを実現できる。

　また、ＷＢＧ半導体は、Ｓｉ半導体に比べて耐熱性が高く、アーム間の損失の偏りによるスイッチングの発熱許容レベルが高い。第１のアーム３１は、第２のアーム３２に比べて、高い周波駆で駆動されることによってスイッチング損失が増加し、発熱量が高くなるため、ＷＢＧ半導体は、第２のアーム３２よりも発熱量が高い第１のアーム３１に好適である。

　なお、低速スイッチングするアームを構成するスイッチング素子には、スーパージャンクション（Ｓｕｐｅｒ　Ｊｕｎｃｔｉｏｎ：ＳＪ）－ＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。ＳＪ－ＭＯＳＦＥＴを低速スイッチングするアームに用いることにより、ＳＪ－ＭＯＳＦＥＴのメリットである低オン抵抗を生かしつつ、静電容量が高くリカバリが発生しやすいというＳＪ－ＭＯＳＦＥＴのデメリットを抑制できる。また、ＳＪ－ＭＯＳＦＥＴを用いることにより、ＷＢＧ半導体で形成されるスイッチング素子を用いる場合に比べて、低速スイッチングするアームの製造コストを低減できる。

　なお、実施の形態１に係る電力変換装置１００は、汎用のインテリジェントパワーモジュール（Ｉｎｔｅｌｌｉｇｅｎｔ　Ｐｏｗｅｒ　Ｍｏｄｕｌｅ：ＩＰＭ）で構成してもよい。ＩＰＭを用いることにより、スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２の駆動回路を、ＩＰＭ内部に取り込むことが可能であり、リアクタ２、ブリッジ回路３、平滑コンデンサ４、電源電圧検出部５、電源電流検出部６、母線電圧検出部７及び制御部１０を実装する基板面積を小さくすることができる。また汎用のＩＰＭを用いることでコストの増加を抑制できる。

　なお、実施の形態１に係る電力変換装置１００は、電源電圧Ｖｓの極性を把握できればよく、電源電圧Ｖｓのゼロクロス点を検出することによって電源電圧Ｖｓの極性を判定する構成に限定されない。なお、ゼロクロス点を検出する場合、ゼロクロス近くでの極性誤判定を抑制するため、電力変換装置１００は、電源電圧位相推定値θ^＾ _ｓに基づいて、第１のアーム３１及び第２のアーム３２の動作を、ゼロクロスの時点から一定期間オフにさせる。

　なお、実施の形態１に係る電力変換装置１００では、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値以上のとき、スイッチング素子３２１及びスイッチング素子３２２をオン状態とすることを許可しているが、電力変換装置１００の構成はこれに限定されない。電力変換装置１００は、電源電圧Ｖｓと、第１のアーム３１に印加される電圧と、母線電圧Ｖｄｃと、スイッチング素子の両端に印加される電圧との何れかを用いて、スイッチング素子のボディダイオードに電流が流れていることを推定して、スイッチング素子３２１及びスイッチング素子３２２を制御してもよい。なお、電源電圧Ｖｓと、第１のアーム３１に印加される電圧と、母線電圧Ｖｄｃとの何れかを用いて、スイッチング素子のボディダイオードに電流が流れていることを推定する場合、判定におけるバラツキ要因が多いため、推定誤差に注意が必要である。また、スイッチング素子の両端に印加される電圧を用いて、スイッチング素子のボディダイオードに電流が流れていることを推定する場合、電流の流れを推定するスイッチング素子毎に電圧検出回路が必要となる。

　なお、実施の形態１では、電源電流Ｉｓを検出することで同期整流制御を行う例を説明したが、実施の形態１に係る電力変換装置１００は、電源電流Ｉｓの代わりに、ブリッジ回路３と平滑コンデンサ４との間の母線に流れる電流を検出することで、同期整流制御を行う構成としてもよい。この場合、短絡経路の電流を検出できないため、電流閾値を用いて同期整流制御をすると、同期整流動作の可能な期間が短くなる場合がある。そのため、母線電流を検出して同期整流制御をする場合には、前述したように短絡電流動作時は、電源電流Ｉｓの絶対値が閾値未満であったとしても極性に応じてスイッチング素子３２１又はスイッチング素子３２２をオンするように制御してもよい。その場合、広い期間において同期整流動作が可能となるため、スイッチング素子３２１又はスイッチング素子３２２の導通損失を低減できる。

　なお、第１のアーム３１は、スイッチング素子３１１，３１２を１つのパッケージに設けた、所謂２ｉｎ１モジュールに実装することが望ましい。同様に、第２のアーム３２は、スイッチング素子３２１，３２２を１つのパッケージに設けた、２ｉｎ１モジュールに実装することが望ましい。２ｉｎ１モジュールでは、同一のスイッチング特性の２つのスイッチング素子が搭載される場合が多い。第１のアーム３１及び第２のアーム３２のそれぞれを２ｉｎ１モジュールに実装することにより、スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２をそれぞれ１つのモジュールで構成した場合に比べて、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３１２間の発熱の偏りが抑制され、更にスイッチング素子３２１及びスイッチング素子３２２間の発熱の偏りが抑制される。

　以上に説明したように実施の形態１によれば、駆動回路３１１ＤＣの電源電圧の上昇を抑制できるため、駆動回路の耐電圧の低下を抑制でき、スイッチング素子の短絡耐量の低下を抑制でき、更に、スイッチング素子３１１とスイッチング素子３１２との間の発熱の偏りを抑制できる。従って、電力変換装置１００の信頼性を向上させることができる。また、駆動回路３１１ＤＣの電源電圧の上昇を抑制できるため、ブートストラップ回路４０１と駆動回路３１１ＤＣとの間に、絶縁耐圧を向上させるための絶縁電源を別途設ける必要がなく、電力変換装置１００の構造が簡素化され、また電力変換装置１００の製造コストを低減できる。またコンデンサ電圧の上昇を抑制するために直流電圧源３００の電圧を低下させる必要がないため、駆動回路３１２ＤＣが動作可能な電源電圧を確保しながら、駆動回路３１１ＤＣの電源電圧を、駆動回路３１２ＤＣの電源電圧と等しい値に調整することができる。従って、スイッチング素子３１１とスイッチング素子３１２との間の発熱の偏りを抑制でき、電力変換装置１００の信頼性が向上する。また、駆動回路３１１ＤＣの電源電圧を、駆動回路３１２ＤＣの電源電圧と等しい値に調整することができるため、スイッチング動作時に一方の電源電圧が必要以上に高くなることによる損失が抑制され、電力変換装置１００の消費電力が抑制され、電力変換装置１００の効率を向上できる。また、実施の形態１は、ＷＢＧのＭＯＳＦＥＴのように、ボディダイオードの順方向電流－順方向電圧特性が劣るスイッチング素子を用いた場合でも、駆動回路３１１ＤＣの電源電圧の上昇を抑制できるため、ＷＢＧのＭＯＳＦＥＴ、特にＳｉＣのＭＯＳＦＥＴを用いた電力変換装置１００に好適である。また、実施の形態１は、ＷＢＧのスイッチング素子のように、ゲート駆動電圧に関する感度が高い特性を有するスイッチング素子を用いた電力変換装置１００に好適である。

　ゲート駆動電圧に関する感度について説明する。ＳｉＣのＭＯＳＦＥＴの性能指標には、導通損とスイッチング損とが用いられる。導通損は、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗と電流値とで決定され、オン抵抗はゲート駆動電圧によって大きく変化することが知られている。一般に、ゲート駆動電圧が低い場合にはオン抵抗は急激に上昇する傾向を示し、ゲート駆動電圧が高くなるにつれて、オン抵抗は特定の値に収束する。ただし半導体には素子耐圧が存在するため、ゲート駆動電圧を際限なく上げられるわけではなく、例えばゲート駆動電圧が１６～１８Ｖのときにオン抵抗が特定の値に収束するような場合には、ゲート駆動電圧を１０Ｖまで低下させるとオン抵抗が上記特定の値の２倍となる。このようにゲート駆動電圧の値によってオン抵抗が変化することを、本実施の形態では、ゲート駆動電圧に関する感度と称している。

実施の形態２．
　実施の形態１では、直列接続された２つのスイッチング素子で構成される１つのスイッチング素子対が第１のアーム３１に設けられているが、実施の形態２では、第１のアーム３１にｎ個のスイッチング素子対を並列接続して同期制御を行う構成を説明する。ｎは２以上の整数である。図３０は実施の形態２に係る電力変換装置の構成例を示す図である。実施の形態２に係る電力変換装置１００Ａでは、第１のアーム３１が第５のスイッチング素子であるスイッチング素子３１３と第６のスイッチング素子であるスイッチング素子３１４とを備える。スイッチング素子３１３及びスイッチング素子３１４は、直列接続される。スイッチング素子３１３及びスイッチング素子３１４で構成されるスイッチング素子対は、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３１２で構成されるスイッチング素子対に並列接続される。スイッチング素子３１３とスイッチング素子３１４との接続点にはリアクタ２が接続される。図３０には、２個のアームを用いて同期制御を行う構成例が示される。

　制御部１０は、２つのスイッチング素子対が並列に接続された第１のアーム３１を駆動する際には、２つのスイッチング素子対の内、上アームを構成する２つのスイッチング素子３１１，３１３のそれぞれを同時に駆動し、また、下アームを構成する２つのスイッチング素子３１２，３１４のそれぞれを同時に駆動する。なお、並列に接続された２つのスイッチング素子を同時に駆動することを「並列駆動」と呼ぶ。

　並列に接続された２つのスイッチング素子対が並列駆動されることにより、各スイッチング素子に流れる電流は、スイッチング素子対が１つの場合に比べて、２分の１となる。図１９の特性から明らかなように、電流が小さくなれば、スイッチング素子の損失は小さくなるので、第１のアーム３１で発生する損失が低減される。従って、第１のアーム３１と第２のアーム３２との間の発熱の偏りをより一層小さくすることができる。

　なお、図３０では、２つのスイッチング素子対を並列に接続する構成を例示しているが、スイッチング素子対は２つに限定されるものではなく、ｎ個でもよい。ｎ個のスイッチング素子対を用いて第１のアーム３１を構成した場合、１つのスイッチング素子対に流れる電流はｎ分の１となるので、第１のアーム３１における損失を更に小さくすることができる。なお、並列接続されたｎ個のスイッチング素子対の間での損失の偏りを完全に無くす必要はなく、損失の偏りが許容される範囲において、並列接続されるスイッチング素子対の数を選定すればよい。

　また、図３０の例では、第１のアーム３１において並列接続された２つのスイッチング素子を同時に駆動することを説明した。すなわち、実施の形態２では、並列接続されたスイッチング素子を同時にスイッチングする同期制御方式が採用されている。しかしながら、並列接続されたスイッチング素子の制御方式は、これに限定されず、並列接続された２つのスイッチング素子の位相を１８０°ずらして制御する、いわゆるインタリーブ制御でもよい。

　インタリーブ制御は、並列接続されたスイッチング素子３１１及びスイッチング素子３１３をオンにする際の位相を１８０°ずらして制御し、また、並列接続されたスイッチング素子３１２及びスイッチング素子３１４をオンにする際の位相を１８０°ずらして制御する。これにより、並列接続された２つのスイッチング素子がインタリーブ駆動される。

　第１のアーム３１をインタリーブ駆動することにより、高周波化が容易となり、リアクタ２の小型化、及びリアクタ損失の低減が可能となる。なお、空気調和機のようにパッシブな状態で使用されることが多い場合、リアクタ２を小型化する必要はなく、実施の形態１の構成及び動作の方が、高調波の抑制及び電源力率の面で有効である。

　なお、実施の形態１，２では、交流電源１と第１のアーム３１との間に１つのリアクタ２が設けられているが、実施の形態１，２の構成はこれに限定されず、交流電源１と第２のアーム３２との間にもリアクタを設けてもよい。このように２つのリアクタを用いることにより、１つのリアクタの容量を小さくすることができるため、容量が大きな１つのリアクタを用いる場合に比べて、電力変換装置１００，１００Ａの設計の自由度が向上する。

　ここで、実施の形態１，２に係る電力変換装置１００，１００Ａが備える制御部１０のハードウェア構成について説明する。図３１は実施の形態１，２の制御部を実現するハードウェア構成の一例を示す図である。実施の形態１，２で説明した制御部１０は、プロセッサ２０１及びメモリ２０２により実現される。

　プロセッサ２０１は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）ともいう）、又はシステムＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ　Ｓｃａｌｅ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）である。メモリ２０２は、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、又はＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ　Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）といった半導体メモリが該当する。半導体メモリは不揮発性メモリでもよいし揮発性メモリでもよい。またメモリ２０２は、半導体メモリ以外にも、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク又はＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ　Ｄｉｓｃ）でもよい。

　図１３に示した電源電流指令値制御部２１、オンデューティ制御部２２、電源電圧位相算出部２３、第１のパルス生成部２４、第２のパルス生成部２５、電流指令値算出部２６及び瞬時値指令値算出部２７は、図３１に示したプロセッサ２０１及びメモリ２０２により実現される。すなわち、プロセッサ２０１が電源電流指令値制御部２１、オンデューティ制御部２２、電源電圧位相算出部２３、第１のパルス生成部２４、第２のパルス生成部２５、電流指令値算出部２６及び瞬時値指令値算出部２７のそれぞれとして動作するためのプログラムをメモリ２０２に格納しておき、メモリ２０２に格納されているプログラムをプロセッサ２０１が読み出して実行することにより、上記の各部が実現される。

実施の形態３．
　図３２は実施の形態３に係るモータ駆動装置の構成例を示す図である。実施の形態３に係るモータ駆動装置１０１は、負荷であるモータ４２を駆動する。モータ駆動装置１０１は、実施の形態１の電力変換装置１００と、インバータ４１と、モータ電流検出部４４と、インバータ制御部４３とを備える。インバータ４１は、電力変換装置１００から供給される直流電力を交流電力に変換してモータ４２へ出力することにより、モータ４２を駆動する。

　なお、モータ駆動装置１０１は、実施の形態１の電力変換装置１００の代わりに、実施の形態２の電力変換装置１００Ａを備えてもよい。また、実施の形態３では、モータ駆動装置１０１の負荷、すなわちインバータ４１に接続される機器がモータ４２であるが、インバータ４１に接続される機器は、交流電力が入力される機器であれば、モータ４２以外の機器でもよい。

　インバータ４１は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）をはじめとするスイッチング素子を、３相ブリッジ構成又は２相ブリッジ構成とした回路である。インバータ４１に用いられるスイッチング素子は、ＩＧＢＴに限定されず、ＷＢＧ半導体で形成されるスイッチング素子、ＩＧＣＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）、ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）又はＭＯＳＦＥＴでもよい。

　モータ電流検出部４４は、インバータ４１とモータ４２との間に流れる電流を検出する。インバータ制御部４３は、モータ電流検出部４４で検出された電流を用いて、モータ４２が回転数にて回転するように、インバータ４１内のスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号を生成し、生成したＰＷＭ信号をインバータ４１へ出力する。インバータ制御部４３は、制御部１０と同様に、プロセッサ及びメモリにより実現される。なおモータ駆動装置１０１のインバータ制御部４３と、電力変換装置１００の制御部１０は、１つの回路で実現してもよい。

　実施の形態１，２に係る電力変換装置１００，１００Ａがモータ駆動装置１０１に用いられる場合、図１及び図３０に示すブリッジ回路３の制御に必要な母線電圧Ｖｄｃが、モータ４２の運転状態に応じて変化する。一般に、モータ４２の回転数が高回転になる程、インバータ４１の出力電圧を高くする必要がある。このインバータ４１の出力電圧の上限は、インバータ４１への入力電圧、すなわち電力変換装置１００，１００Ａの出力である母線電圧Ｖｄｃにより制限される。インバータ４１からの出力電圧が、母線電圧Ｖｄｃにより制限される上限を超えて飽和する領域を過変調領域と呼ぶ。

　このようなモータ駆動装置１０１において、モータ４２が低回転の範囲、すなわち過変調領域に到達しない範囲では、母線電圧Ｖｄｃを昇圧させる必要はない。一方、モータ４２が高回転となった場合には、母線電圧Ｖｄｃを昇圧させることで、過変調領域をより高回転側にすることができる。これにより、モータ４２の運転範囲を高回転側に拡大できる。

　また、モータ４２の運転範囲を拡大する必要がなければ、その分、モータ４２が備える固定子への巻線の巻数を増やすことができる。巻線の巻数を増やすことにより、低回転の領域では、巻線の両端に発生するモータ電圧が高くなり、その分、巻線に流れる電流が低下するため、インバータ４１内のスイッチング素子のスイッチング動作で生じる損失を低減できる。モータ４２の運転範囲の拡大と、低回転の領域の損失改善との双方の効果を得る場合には、モータ４２の巻線の巻数は適切な値に設定される。

　実施の形態３によれば、実施の形態１，２に係る電力変換装置１００，１００Ａが用いられているためモータ駆動装置１０１の信頼性が向上するという効果が得られる。また、ＷＢＧ半導体で形成されるスイッチング素子を実施の形態１，２に係る電力変換装置１００，１００Ａに適用することによって、モータ駆動装置１０１の温度上昇が抑制されるため、モータ駆動装置１０１のサイズを小型化しても、モータ駆動装置１０１に搭載される部品の冷却能力を確保できる。また、ＷＢＧ半導体で形成されるスイッチング素子の高周波駆動により、リアクタ２の小型化及び低損失化が可能となる。そのため、ＷＢＧ半導体で形成されるスイッチング素子を実施の形態１，２に係る電力変換装置１００，１００Ａに適用することによって、モータ駆動装置１０１の重量の増加を抑制できる。

実施の形態４．
　図３３は実施の形態４に係る空気調和機の構成例を示す図である。実施の形態４に係る空気調和機７００は、冷凍サイクル装置の一例であり、実施の形態３に係るモータ駆動装置１０１及びモータ４２を備える。また、空気調和機７００は、圧縮機８１、四方弁８２、室外熱交換器８３、膨張弁８４、室内熱交換器８５及び冷媒配管８６を備える。

　空気調和機７００は、室外機が室内機から分離されたセパレート形空気調和機でもよいし、圧縮機８１、室内熱交換器８５及び室外熱交換器８３が１つの筐体内に設けられた一体形空気調和機でもよい。

　圧縮機８１の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構８７と、圧縮機構８７を動作させるモータ４２とが設けられる。モータ４２は、モータ駆動装置１０１により駆動される。空気調和機７００では、圧縮機８１、四方弁８２、室外熱交換器８３、膨張弁８４、室内熱交換器８５及び冷媒配管８６に冷媒が循環することにより、冷凍サイクルが構成される。

　なお、空気調和機７００が備える構成要素は、冷凍サイクルを備える冷蔵庫又は冷凍庫といった機器にも適用可能である。また、実施の形態４では、圧縮機８１の駆動源にモータ４２が利用されているが、モータ４２は、圧縮機８１の代わりに、不図示の室内機送風機及び室外機送風機のそれぞれを駆動する駆動源にしてもよい。また、室内機送風機、室外機送風機及び圧縮機８１のそれぞれの駆動源にモータ４２を適用し、それらの３つのモータ４２がモータ駆動装置１０１で駆動される構成としてもよい。

　また、空気調和機７００では、出力が定格出力の半分以下である中間条件での運転、すなわち低出力域での運転が年間を通じて支配的であるため、中間条件での年間消費電力への寄与度が高くなる。また、空気調和機７００では、モータ４２の回転数が低く、モータ４２の駆動に必要な母線電圧は低い傾向にある。このため、空気調和機７００に用いられるスイッチング素子は、パッシブな状態で動作させることがシステム効率の面から有効である。従って、パッシブな状態から高周波スイッチング状態までの幅広い運転モードで損失の低減が可能な電力変換装置１００は、空気調和機７００にとって有用である。上述した通りインタリーブ制御ではリアクタ２を小型化できるが、空気調和機７００では中間条件での運転が多いため、リアクタ２を小型化する必要がなく、実施の形態１，２に係る電力変換装置１００，１００Ａの構成及び動作の方が、高調波の抑制、電源力率の面で有効である。

　また、前述したように、ＷＢＧ半導体で形成されるスイッチング素子を１０ｋＨｚ以上の高いスイッチング周波数で駆動した場合のスイッチング損失は、Ｓｉ半導体で形成されるスイッチング素子に比べて小さいため、ＷＢＧ半導体で形成されるスイッチング素子を実施の形態１，２に係る電力変換装置１００，１００Ａに適用することによって、モータ駆動装置１０１の温度上昇が抑制される。そのため、室外機送風機のサイズを小型化しても、モータ駆動装置１０１に搭載される部品の冷却能力を確保できる。従って、実施の形態１，２に係る電力変換装置１００，１００Ａは、高効率であると共に４．０ｋＷ以上の高出力の空気調和機７００に好適である。

　また、ＷＢＧ半導体で形成されるスイッチング素子は、Ｓｉ半導体で形成されるスイッチング素子よりも高い周波数での駆動が可能である。そのため、高周波駆動により、リアクタ２の小型化及び低損失化が可能となる。従って、ＷＢＧ半導体で形成されるスイッチング素子を実施の形態１，２に係る電力変換装置１００，１００Ａに適用することによって、空気調和機７００の重量の増加を抑制できる。

　また、実施の形態４によれば、スイッチング素子の高周波駆動により、スイッチング損失が低減され、エネルギー消費率が低く、高効率の空気調和機７００を実現できる。

　以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

　１　単相交流電源、２　リアクタ、３　ブリッジ回路、４　平滑コンデンサ、５　電源電圧検出部、６　電源電流検出部、７　母線電圧検出部、１０　制御部、１１，３１１，３１２，３１３，３１４，３２１，３２２　スイッチング素子、２１　電源電流指令値制御部、２２　オンデューティ制御部、２３　電源電圧位相算出部、２４　第１のパルス生成部、２５　第２のパルス生成部、２６　電流指令値算出部、２７　瞬時値指令値算出部、３１　第１のアーム、３２　第２のアーム、４１　インバータ、４２　モータ、４３　インバータ制御部、４４　モータ電流検出部、５０　負荷、８１　圧縮機、８２　四方弁、８３　室外熱交換器、８４　膨張弁、８５　室内熱交換器、８６　冷媒配管、８７　圧縮機構、１００，１００－１，１００－２，１００－３，１００Ａ　電力変換装置、１０１　モータ駆動装置、２０１　プロセッサ、２０２　メモリ、２４１　キャリア生成部、２４２　基準ＰＷＭ生成部、２４３　デッドタイム生成部、２４４　パルスセレクタ、３００　直流電圧源、３１１Ｃ，３２１Ｃ　ブートコンデンサ、３１１Ｄ，３２１Ｄ　ブートダイオード、３１１Ｄ'，３１２ＲＤ，３２１Ｄ'，３２２ＲＤ　ゲート電圧抑制ダイオード、３１１ＤＣ，３１２ＤＣ，３２１ＤＣ，３２２ＤＣ　駆動回路、３１１Ｒ，３２１Ｒ　ブート抵抗、３１１ａ，３１２ａ，３２１ａ，３２２ａ　ボディダイオード、３１２ＢＤ　ボディダイオード電圧、４０１，４０１Ａ，４０２，４０２Ａ　ブートストラップ回路、５０１　第１の配線、５０２　第２の配線、５０３　第３の配線、５０４　第４の配線、５０６　第１の接続点、５０８　第２の接続点、６００　半導体基板、６０１，６０３　領域、６０２　酸化絶縁膜、６０４　チャネル、７００　空気調和機。

Claims

　交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換する電力変換装置であって、
　それぞれが前記交流電源に接続される第１の配線及び第２の配線と、
　前記第１の配線上に配置される第１のリアクタと、
　第１のスイッチング素子と、第２のスイッチング素子と、第１の接続点を有する第３の配線とを備え、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子は前記第３の配線により直列に接続され、前記第１の接続点は前記第１の配線により前記第１のリアクタに接続される第１のアームと、
　前記第１のアームと並列に接続され、第３のスイッチング素子と、第４のスイッチング素子と、第２の接続点を有する第４の配線とを備え、前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子は前記第４の配線により直列に接続され、前記第２の接続点は前記第２の配線により前記交流電源に接続される第２のアームと、
　前記第２のアームと並列に接続される第１のコンデンサと、
　前記第１のスイッチング素子を駆動する第１の駆動信号を出力する第１の駆動回路と、
　前記第１の駆動回路の電源電圧を前記第１の駆動回路に与える第２のコンデンサを有するブートストラップ回路と、
　順方向電流が流れ始める電圧である第１の電圧が前記第２のスイッチング素子に形成されるボディダイオードに順方向電流が流れ始める電圧である第２の電圧よりも低く、前記電源電圧を調整するためのダイオードと、
　を備える電力変換装置。
　前記ダイオードは、前記第２のコンデンサと前記第１の駆動回路との間に設けられる請求項１に記載の電力変換装置。
　前記ダイオードは、前記第２のスイッチング素子に並列接続される請求項１に記載の電力変換装置。
　前記ダイオードは、前記ブートストラップ回路に設けられる請求項１から３の何れか一項に記載の電力変換装置。
　前記第２のスイッチング素子を駆動する第２の駆動信号を出力する第２の駆動回路を備え、
　前記第１の電圧は、前記第１の駆動信号の電圧が前記第２の駆動信号の電圧と等しくなる値に設定される請求項１から４の何れか一項に記載の電力変換装置。
　前記第１のアームのスイッチング周波数は、前記第２のアームのスイッチング周波数よりも高い請求項１から５の何れか一項に記載の電力変換装置。
　前記第１のアームのスイッチング周波数は、前記交流電源の周波数の２６６倍よりも高い請求項６に記載の電力変換装置。
　前記第１のアームのスイッチング周波数は、１６ｋＨｚよりも高い請求項６に記載の電力変換装置。
　前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体で形成される請求項１から８の何れか一項に記載の電力変換装置。
　前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素又は窒化ガリウム系材料である請求項９に記載の電力変換装置。
　前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子は、炭化珪素半導体で形成される請求項９又は１０に記載の電力変換装置。
　前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子は、スーパージャンクション金属酸化膜半導体電界効果型トランジスタである請求項９又は１０に記載の電力変換装置。
　前記第１のアーム及び前記第２のアームの少なくとも１つが２ｉｎ１モジュールに実装される請求項１から１２の何れか一項に記載の電力変換装置。
　前記交流電源から出力される電源電流を検出する電流検出部を備え、
　前記電源電流に応じて、前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子のオンを許可するか否かを決定する請求項１から１３の何れか一項に記載の電力変換装置。
　前記電源電流が閾値以下の場合には、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子のオンを許可せず、前記電源電流が前記閾値より大きい場合には、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子のオンを許可する請求項１４に記載の電力変換装置。
　前記電源電流が閾値以下の場合には、前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子のオンを許可せず、前記電源電流が前記閾値より大きい場合には、前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子のオンを許可する請求項１４に記載の電力変換装置。
　前記第１のアームは、
　直列接続される第５のスイッチング素子及び第６のスイッチング素子を備え、
　前記第５のスイッチング素子は前記第１のスイッチング素子と並列接続され、
　前記第６のスイッチング素子は前記第２のスイッチング素子と並列接続される請求項１から１６の何れか一項に記載の電力変換装置。
　前記第１のスイッチング素子及び前記第５のスイッチング素子は同時に駆動され、
　前記第２のスイッチング素子及び前記第６のスイッチング素子は同時に駆動される請求項１７に記載の電力変換装置。
　モータを駆動するモータ駆動装置であって、
　請求項１から１８の何れか一項に記載の電力変換装置と、
　前記電力変換装置から出力される直流電力を交流電力に変換して前記モータへ出力するインバータと、
　を備えるモータ駆動装置。
　前記モータと、
　請求項１９に記載のモータ駆動装置と、
　を備える空気調和機。
　前記モータで駆動される送風機を備える請求項２０に記載の空気調和機。
　前記モータで駆動される圧縮機を備える請求項２０に記載の空気調和機。