JP7471991B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、三相交流電源の電圧を直流変換および昇圧するコンバータを備えた電力変換装置に関する。

三相交流電源の電圧をコンバータ（ＰＷＭコンバータ）で直流変換および昇圧し、その直流電圧をインバータで所定周波数の交流電圧に変換し、その交流電圧をモータ等の負荷の駆動電力として出力する電力変換装置が知られている。

この電力変換装置は、コンバータの直流出力電圧およびコンバータへの入力電流を検出し、コンバータの直流出力電圧がインバータによるモータ駆動に適した目標値となるよう、かつコンバータへの入力電流が正弦波に近くなって高調波を抑制できるよう、コンバータのスイッチングをパルス幅変調により制御する。このパルス幅変調では、所定周波数の三角波状のキャリア信号の電圧レベルと上記目標値に応じて電圧レベルが変化する交流電圧指令値の電圧レベルとを比較することにより、上記目標値に応じてオン，オフデューティ（パルス幅）が定まるスイッチング用の複数の駆動信号を生成する。

また、上記電力変換装置は、負荷であるモータの回転速度がその運転に必要な目標回転速度となるよう、インバータのスイッチングをパルス幅変調により制御する。

コンバータのパルス幅変調において、正弦波状のデューティ指令値を三角波キャリアで比較する正弦波変調を適用した場合では、コンバータから出力される直流電圧が非スイッチングによる無負荷時直流電圧の2/√3倍（約1.15倍）未満のとき、交流電圧指令値の電圧レベルがキャリア信号の電圧レベルを超える過変調の状態となる。この過変調の状態を設定することで、コンバータのスイッチング回数が減少し、スイッチング素子における電力ロスを低減することができる。

特許第６４６２８２１号公報

コンバータのパルス幅変調が過変調の状態にあるとき、コンバータの出力が正弦波とはならないため、コンバータへの入力電流に歪み、すなわち高調波が生じる。

本実施形態の目的は、過変調域で生じる入力電流の歪みを減少できる電力変換装置を提供することである。

請求項１の電力変換装置は、コンバータおよび制御部を備える。コンバータは、交流電源に接続される複数のダイオード、これらダイオードに並列接続された複数のスイッチ素子を含み、前記交流電源の電圧をスイッチングにより直流変換および昇圧する。前記制御部は、前記コンバータの直流出力電圧が目標値となるよう、かつ前記コンバータへの入力電流がそれぞれ正弦波となるよう、前記コンバータのスイッチングをパルス幅変調により制御するともにパルス幅変調に過変調を用いることで前記コンバータのスイッチング回数を低減可能である。さらに、前記制御部は、前記パルス幅変調の昇圧比に応じて前記各スイッチ素子のオン，オフ時の短絡防止用のデッドタイムの長さを切換える。

一実施形態の構成を示すブロック図。 一実施形態における駆動信号生成部の構成を示すブロック図。 一実施形態におけるスイッチング用の駆動信号に所定のデッドタイムを付加した場合に得られるＰＷＭコンバータの直流出力電圧の一部を示す波形図。 一実施形態における入力電流の歪みとＰＷＭコンバータの昇圧比との関係を表わすシミュレーション結果を示すグラフ。 一実施形態におけるデッドタイム付加部の制御を示すフローチャート。

以下、第１実施形態について図面を参照して説明する。
図１に示すように、三相交流電源１にノイズフィルタ２を介して三相ＰＷＭコンバータ（コンバータ）３の入力端が接続され、そのＰＷＭコンバータ３の出力端に平滑コンデンサ４が接続されている。そして、平滑コンデンサ４にインバータ５の入力端が接続され、そのインバータ５の出力端に負荷たとえば三相ブラシレスＤＣモータ（モータという）１１の各相巻線が接続されている。

ノイズフィルタ２は、リアクタＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔおよび線間コンデンサＣrs，Ｃst，Ｃtrを含み、ＰＷＭコンバータ３のスイッチングに伴って電源電圧に重畳するノイズを除去する。ＰＷＭコンバータ３は、複数のリアクタ２０ｒ，２０ｓ，２０ｔ、これらリアクタ２０ｒ，２０ｓ，２０ｔを経た入力電圧を全波整流する複数のダイオード２１ａ～２６ａのブリッジ回路、これらダイオード２１ａ～２６ａに並列接続されたスイッチ素子たとえばＩＧＢＴ２１～２６を備え、ダイオード２１ａ～２６ａによる直流変換機能を有するとともに、ＩＧＢＴ２１～２６のオン，オフによる昇圧・高調波抑制・力率改善等の機能を有し、例えば200Ｖの交流電圧を300Ｖの直流電圧に変換することが可能である。

図１に示すように、ＩＧＢＴ２１，２２の相互接続点とＰＷＭコンバータ３の負側出力端との間に生じる電圧が、ＩＧＢＴ２１を上側スイッチ素子としてＩＧＢＴ２２を下側スイッチ素子とするＲ相直列回路の出力電圧Ｖdcrとなる。ＩＧＢＴ２３，２４の相互接続点とＰＷＭコンバータ３の負側出力端との間に生じる電圧が、ＩＧＢＴ２３を上側スイッチ素子としてＩＧＢＴ２４を下側スイッチ素子とするＳ相直列回路の出力電圧Ｖdcsとなる。ＩＧＢＴ２５，２６の相互接続点とＰＷＭコンバータ３の負側出力端との間に生じる電圧が、ＩＧＢＴ２５を上側スイッチ素子としてＩＧＢＴ２６を下側スイッチ素子とするＴ相直列回路の出力電圧Ｖdctとなる。

インバータ５は、ＰＷＭコンバータ３の直流出力電圧（平滑コンデンサ４の電圧）Ｖdcを入力とし、これを所定周波数の三相交流電圧に変換してモータ１１への駆動電力として出力する。このインバータ５の出力電圧の周波数（出力周波数）Ｆに応じてモータ１１の回転速度（回転数）が変化する。

モータ１１は、冷凍サイクル用の圧縮機１２を駆動する圧縮機モータであり、圧縮機１２の密閉ケースに収容されている。圧縮機１２は、冷媒を吸込んで圧縮し吐出する。この圧縮機１２の吐出口に凝縮器１３が配管接続され、その凝縮器１３に膨張弁１４を介して蒸発器１５が配管接続され、その蒸発器１５に圧縮機１２の吸込口が配管接続されている。この配管接続により、圧縮機１２の吐出冷媒が図示矢印の方向に循環させる冷凍サイクルが構成されている。モータ１１は、三相ＤＣブラシレスモータであり、一般に４極または６極モータが用いられる。

インバータ５の出力端とモータ１１との間の通電路に、モータ１１の各相巻線、ここでは三相巻線のそれぞれの入力電流（モータ電流という）を検知する電流センサ１６が配置されている。この電流センサ１６の検知結果がインバータ制御部４１に送られる。

インバータ制御部４１は、上位の制御装置、例えば空気調和機等の冷凍サイクル制御器の指示に従って、インバータ５を制御してモータ１１の回転数を制御するとともに、ＰＷＭコンバータ３の直流出力電圧Ｖdcに対する目標値Ｖdcrefをモータ１１の負荷に応じて定め、その目標値Ｖdcrefを後述するコンバータ制御部３０へ送る。より具体的には、モータ１１の回転数が高速回転域に入り、モータ１１の巻線に生じる逆起電力が高くなれば、その逆起電力に打ち勝ってモータ１１を駆動できる電圧値を算出し、その電圧値となるように目標値Ｖdcrefを指示する。

ノイズフィルタ２とＰＷＭコンバータ３との間の通電路に、ＰＷＭコンバータ３への入力電流（リアクタ電流）Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを検知する電流センサ６ｒ，６ｓ，６ｔが配置されている。これら電流センサ６ｒ，６ｓ，６ｔの検知結果がコンバータ制御部３０に送られる。

コンバータ制御部３０は、マイクロコンピュータおよびその周辺部からなり、ＰＷＭコンバータ３の直流出力電圧Ｖdcが目標値Ｖdcrefとなるよう、かつＰＷＭコンバータ３への入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔがそれぞれ正弦波となるよう、ＰＷＭコンバータ３のスイッチングをパルス幅変調（Pulse Width Modulation）により制御する。さらに、コンバータ制御部３０は、このパルス幅変調が過変調の状態となるＰＷＭコンバータ３の運転領域において、ＰＷＭコンバータ３への入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの歪δ（％）が減少する方向に、スイッチ素子２１～２６のオン,オフ時の短絡防止用のデッドタイムｔｄの長さを切換える。これらの制御を実現する具体的な手段として、コンバータ制御部３０は、減算部３１、ＰＩ制御器３２、電流検出部３３、減算部３４，３５、ＰＩ制御器３６，３７、交流電圧指令部３８、駆動信号生成部３９、零クロス検出部４０を含む。

減算部３１は、ＰＷＭコンバータ３の直流出力電圧Ｖdcと目標値Ｖdcrefとの電圧偏差ΔＶdcを得る。目標値Ｖdcrefは、ＰＷＭコンバータ３の直流出力電圧Ｖdcに対する目標値であって、インバータ５によるモータ駆動に必要な値がインバータ制御部４１から指令される。ＰＩ制御器３２は、電圧偏差ΔＶdcを入力とする比例・積分演算により、ＰＷＭコンバータ３への入力電流に対する有効分電流目標値Ｉdrefを求める。電流検出部３３は、電流センサ６ｒ，６ｓ，６ｔの検知電流（リアクタ電流）Ｉｒ，Ｉｓ，ＩｔをＰＷＭコンバータ３への入力電流として取込み、その入力電流を有効分電流（ｄ軸電流）Ｉｄおよび無効分電流（ｑ軸電流）Ｉｑに座標変換する。

減算部３４は、有効分電流Ｉｄと有効分電流目標値Ｉdrefとの電流偏差ΔＩｄを得る。減算部３５は、無効分電流Ｉｑと無効分電流目標値Ｉqref（＝零）との電流偏差ΔＩｑを得る。ＰＩ制御器３６は、電流偏差ΔＩｄを入力とする比例・積分演算により、ＰＷＭコンバータ３の有効分電圧操作値Ｖdrefを求める。ＰＩ制御器３７は、電流偏差ΔＩｑを入力とする比例・積分演算により、ＰＷＭコンバータ３の無効分電圧操作値Ｖqrefを求める。零クロス検出部４０は、ＰＷＭコンバータ３への入力電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの零クロス点θを検出し、その検出結果を電流検出部３３および交流電圧指令部３８に送るとともに後述の高調波検出部５０に送る。

交流電圧指令部３８は、ＰＩ制御器３６で求めた有効分電圧操作値ＶｄrefおよびＰＩ制御器３７で求めた無効分電圧操作値Ｖqrefに基づき、ＰＷＭコンバータ３の交流電圧指令値Ｖrref，Ｖsref，Ｖtrefを生成する。駆動信号生成部３９は、所定周波数の三角波状のキャリア信号の電圧レベルと零クロス検出部４０で検出された零クロス点θを基準にした正弦波でなる交流電圧指令値Ｖrref，Ｖsref，Ｖtrefの電圧レベルとを比較することにより、交流電圧指令値Ｖrref，Ｖsref，Ｖtrefの電圧レベルに応じてオン，オフデューティ（パルス幅）が定まるスイッチング用の複数の駆動信号を生成し出力する。

ここまでのコンバータ制御部３０の構成において、ＰＩ制御器３２が電圧制御系として機能し、ＰＩ制御器３６，３７が電流制御系として機能する。

とくに、駆動信号生成部３９は、具体的な構成として図２に示す除算部５１ｒ，５１ｓ，５１ｔ、比較部５２ｒ，５２ｓ，５２ｔ、反転部（ＮＯＴ回路）５３ｒ，５３ｓ，５３ｔ、およびデッドタイム付加部５４を含む。

除算部５１ｒ，５１ｓ，５１ｔは、交流電圧指令値Ｖrref，Ｖsref，ＶtrefをＰＷＭコンバータ３の直流出力電圧Ｖdcで除算することにより、交流電圧指令値Ｖrref，Ｖsref，Ｖtrefをデューティ指令値Ｄｒ，Ｄｓ，Ｄｔとして正規化する。デューティ指令値Ｄｒ，Ｄｓ，Ｄｔは、ＰＷＭコンバータ３におけるスイッチ素子２１～２６のオン，オフデューティを決定する。

比較部５２ｒ，５２ｓ，５２ｔは、所定周波数のキャリア信号（三角波信号）Ａの電圧レベルとデューティ指令値Ｄｒ，Ｄｓ，Ｄｔの電圧レベルとを比較することにより、デューティ指令値Ｄｒ，Ｄｓ，Ｄｔに応じてオン，オフデューティ（パルス幅）が定まるスイッチング用の複数の駆動信号Ｇｒ，Ｇｓ，Ｇｔを生成する。この駆動信号Ｇｒ，Ｇｓ，Ｇｔは、上側スイッチ素子であるＩＧＢＴ２１，２３，２５のゲートにそれぞれ供給され、そのＩＧＢＴ２１，２３，２５をオン，オフ駆動する。駆動信号Ｇｒ，Ｇｓ，Ｇｔが論理“１”レベルのときＩＧＢＴ２１，２３，２５がオンし、駆動信号Ｇｒ，Ｇｓ，Ｇｔが論理“０”レベルのときＩＧＢＴ２１，２３，２５がオフする。

反転部５３ｒ，５３ｓ，５３ｔは、駆動信号Ｇｒ，Ｇｓ，Ｇｔの論理レベルを反転することにより、下側スイッチ素子であるＩＧＢＴ２２，２４，２６に対するスイッチング用の駆動信号Ｇｒ´，Ｇｓ´，Ｇｔ´を生成する。この駆動信号Ｇｒ´，Ｇｓ´，Ｇｔ´がＩＧＢＴ２２，２４，２６のゲートに供給される。この駆動信号Ｇｒ´，Ｇｓ´，Ｇｔ´は、下側スイッチ素子であるＩＧＢＴ２２，２４，２６のゲートにそれぞれ供給され、そのＩＧＢＴ２２，２４，２６をオン，オフ駆動する。駆動信号Ｇｒ´，Ｇｓ´，Ｇｔ´が論理“１”レベルのときＩＧＢＴ２２，２４，２６がオンし、駆動信号Ｇｒ´，Ｇｓ´，Ｇｔ´が論理“０”レベルのときＩＧＢＴ２２，２４，２６がオフする。

デッドタイム付加部５４は、駆動信号Ｇｒ，Ｇｓ，Ｇｔの論理“１”レベルから論理“０”レベルへの立下がりタイミングと駆動信号Ｇｒ´，Ｇｓ´，Ｇｔ´の論理“０”レベルから論理“１”レベルへの立上りタイミングとの間に短絡防止用の時間差であるデッドタイムｔｄを付加するとともに、駆動信号Ｇｒ´，Ｇｓ´，Ｇｔ´の論理“１”レベルから論理“０”レベルへの立下がりタイミングと駆動信号Ｇｒ，Ｇｓ，Ｇｔの論理“０”レベルから論理“１”レベルへの立上りタイミングとの間に同じくデッドタイムｔｄを付加する。通常は論理“０”レベルから論理“１”レベルへの立上りタイミングのみ遅延を設けることでデッドタイムｔｄが形成される。このデッドタイムｔｄの付加により、Ｒ相直列回路におけるＩＧＢＴ２１，２２の同時オンによる不要な短絡回路の形成が回避され、Ｓ相直列回路におけるＩＧＢＴ２３，２４の同時オンによる不要な短絡回路の形成が回避され、Ｔ相直列回路におけるＩＧＢＴ２５，２６の同時オンによる不要な短絡回路の形成が回避される。

ＰＷＭコンパ―タ３に用いられるスイッチ素子の特性によるが、一般的なＩＧＢＴ２１～２６においては、その動作に最適なデッドタイムｔｄとして2～3μsが推奨されている。ＰＷＭコンパ―タやインバータの電力変換装置において、効率向上等の関係から、デッドタイムはないほうが望ましい。しかしながら、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチ素子では、そのオン、オフが瞬時に行われるわけではなく、短時間ではあるが過渡的にオンからオフ、オフからオンに移行する。したがって、上下のスイッチ素子が同時オンして短絡しないようにスイッチ素子のオン、オフの応答時間に応じて通常は最低限必要なデッドタイムｔｄが定められる。

デッドタイム付加部５４は、ＰＷＭコンバータ３の直流出力電圧Ｖdcが入力され、通常時のデッドタイムｔｄとしてスイッチ素子の推奨値である第１デッドタイムたとえば2μs及びもう１つのデッドタイムｔｄとして第１デッドタイムより長い第２デッドタイムたとえば5μsを内部メモリに保持しており、これら第１および第２デッドタイムのいずれかをＰＷＭコンバータ３の運転状況、すなわち、ＰＷＭコンパ―タ３のパルス幅変調の変調率αに応じて選択的に読み出して各駆動信号に付加する。

駆動信号Ｇｒ，Ｇｒ´にデッドタイムｔｄを付加した場合に得られるＲ相直列回路の出力電圧Ｖdcrの波形を図３に示す。

図３において、ＰＷＭコンバータ３の直流出力電圧Ｖdcが非スイッチングによる無負荷時直流電圧Ｖdc(st)の2/√3倍（約1.15倍）未満のとき、正規化されたデューティ指令値Ｄｒ（Ｄｓ，Ｄｔ）の電圧レベルがキャリア信号Ａの電圧レベルを超える過変調の状態となる。ＰＷＭコンバータ３の直流出力電圧Ｖdcを高める必要のない低負荷時にはこの過変調の状態を設定することにより、ＰＷＭコンバータ３のスイッチング回数を低減して、スイッチングによる電力ロスを低減することができる。

過変調の移行は、インバータ制御部４１が出力する目標値Ｖdcrefに基づき決定される。すなわち、インバータ制御部４１が出力する目標値ＶdcrefがＶdc(st)の2/√3倍（約1.15倍）以下であれば、ＰＷＭコンバータ３のパルス幅変調は過変調となる。本実施形態においては、インバータ制御部４１が出力する目標値Ｖdcrefは、インバータ５によるモータ１１の駆動が可能な直流出力電圧Ｖdcの大きさ及び発生する高調波の大きさに基づき設定される。なお、ＰＷＭコンバータ３は、その直流出力電圧Ｖdcが低いほどスイッチング回数が減り、効率が高くなる。

図１に示すように、コンバータ制御部３０およびインバータ制御部４１に高調波検出部５０が接続されている。高調波検出部５０は、零クロス検出部４０の検出結果および電流検出部３３の検出結果に基づいて電流波形のフーリエ変換等を行うことにより、ＰＷＭコンバータ３への入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに含まれる高調波の大きさを検出する。

そして、高調波検出部５０は、検出した高調波の大きさに応じて目標値Ｖdcrefを変化させるためのＶdcアップ／ダウン指令をインバータ制御部４１へ送る。すなわち、高調波検出部５０は、検出高調波が所定値以上の場合はその高調波が小さくなるよう目標値Ｖdcrefを高めるＶdcアップ指令をインバータ制御部４１へ送り、検出高調波が所定値未満の場合はＰＷＭコンバータ３の効率が向上するよう目標値Ｖdcrefを低めるＶdcダウン指令をインバータ制御部４１へ送る。

但し、インバータ制御部４１は、Ｖdcダウン指令を受けた場合でも、前述の通りモータ１１を高速回転させる必要性がある場合には、モータ巻線の逆起電力に打ち勝ってモータ１１の高速駆動が可能となる電圧にインバータ５の出力電圧を高めるべく、ＰＷＭコンバータ３の直流出力電圧Ｖｄｃに対する目標値Ｖdcrefを上昇させる。

三相交流電源１の相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔが互いにほぼ同じ平衡状態にあるときの入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの歪みδとＰＷＭコンバータ３の昇圧比αとの関係を図４にグラフとして示す。入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの歪みδは互いにほぼ一致するので、図４では１つの相の入力電流の歪みδのみ示している。昇圧比αは、ＰＷＭコンバータ３のスイッチングにより得られるＰＷＭコンバータ３の直流出力電圧Ｖdcと、ＰＷＭコンバータ３のスイッチングが停止しているときのＰＷＭコンバータ３の直流出力電圧いわゆる無負荷時直流電圧Ｖdc(st)との比であり、α＝Ｖdc／Ｖdc(st)となる。

歪みδ、すなわちＰＷＭコンバータ３の入力電流に含まれる高調波含有率は、昇圧比αの上昇方向の変化に伴い、一旦下降してから上昇に転じて谷間を形成し、その谷間から山なりに上昇して再び下降していく。その後、歪みδは、過変調領域から脱したところで、上記谷間の最小値より十分に低い値で安定する。

ここで、歪みδは、各駆動信号に付加するデッドタイムｔｄの長さによっても変化することが本発明者らに見いだされた。昇圧比αが“1.15”以下となる過変調の領域について見ると、昇圧比αが所定値である“1.10”以上の領域ではデッドタイムｔｄとして図４中の細かい破線で示す5μsを選定するより同図中荒い点線で示す2μsを選定した方が歪みδが減少し、昇圧比αが“1.10”未満の領域ではデッドタイムｔｄとして2μsを選定するより5μsを選定した方が歪みδが減少する。さらに図４には参考のため、理想的なデッドタイムがない、すなわちｔｄ＝0μs、の場合の昇圧比αと歪みδの関係も合わせて実線にて示している。これによれば、昇圧比αが“1.10”以上の領域ではデッドタイムｔｄが短いほど歪みδが減少し、過変調領域を超えた昇圧比αが“1.15”より大きい領域においても同様である。一方、昇圧比αが“1.10”未満の領域ではデッドタイムｔｄが長い方が歪みδが減少することが分かる。但し、デットタイムｔｄを大きくし過ぎると、ＰＷＭコンバータ３の直流出力電圧Ｖdcの波形が乱れ、ＰＷＭコンバータ３に対する出力電圧制御が不安定になるため、デットタイムｔｄを極端に大きくすることはできない。この図５のグラフに基づき、インバータ制御部４１では、目標値Ｖdcrefの下限値として、高調波が最も小さくなる昇圧比α＝“0.97”近傍の電圧すなわちＶdc＝“0.97”×Ｖdc(st)が設定されている。ここで、昇圧比α＝“0.97”近傍とは、昇圧比α＝“0.96”～“0.98”の範囲にあることを意味する。したがって、実際にインバータ制御部４１が出力する目標値Ｖdcrefは、上述の通り高調波電流が増加した場合またはモータ１１の高速回転駆動が必要な場合は上昇し、それ以外の場合は下限値であるＶdc＝“0.97”×Ｖdc(st)に制御されることになる。

デッドタイム付加部５４は、この歪みδと昇圧比αの関係を考慮し、図５のフローチャートに示す制御を実行する。

まず、デッドタイム付加部５４は、ＰＷＭコンバータ３の非スイッチングによる無負荷時直流電圧Ｖdc(st)、例えば、三相交流電源１の電圧が200Ｖであれば、これを全波整流した直流電圧であるＶdc(st)＝200Ｖ×√2≒283Ｖ、を内部メモリにあらかじめ保持しており、この無負荷時直流電圧Ｖdc(st)とＰＷＭコンバータ３の直流出力電圧Ｖdcとに基づいてＰＷＭコンバータ３の昇圧比αを算出する（S1）。なお、より制御精度を高めるためには、ＰＷＭコンバータ３及びインバータ５の運転開始前の平滑コンデンサ４の両端間電圧Ｖdcを無負荷時直流電圧Ｖdc(st)として記憶させて使用することが望ましい。そして、デッドタイム付加部５４は、算出した昇圧比αと所定値“1.10”とを比較する（S2）。

昇圧比αが所定値“1.10”以上の場合（S2のNO）、デッドタイム付加部５４は、各駆動信号に付加するデッドタイムｔｄとして通常の長さの2μsを選定する（S3）。そして、デッドタイム付加部５４は、上記S1の判定に戻る。

昇圧比αが“1.10”未満の場合（S2のYES）、デッドタイム付加部５４は、各駆動信号に付加するデッドタイムｔｄとして通常より長い5μsを選定する（S4）。そして、デッドタイム付加部５４は、上記S1の判定に戻る。この制御によって、過変調により生じる入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの歪みδを小さくする適切なデッドタイムを昇圧比αに応じて選定することができる。なお、この制御によって、過変調域である昇圧比αが“1.15”以上においても、S2はNOとなり入力電流の歪みδを小さくするデッドタイムが選定されることになる。

以上の制御により、ＰＷＭコンバータ５、ひいては電力変換装置の広い運転範囲において入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの歪みδを減少することができる。

なお、上記実施形態では、負荷が三相ブラシレスＤＣモータである場合を例に説明したが、負荷に限定はなく、種々の電気機器への適用も可能である。

上記実施形態および変形例は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。この新規な実施形態および変形例は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、書き換え、変更を行うことができる。これら実施形態や変形は、発明の範囲は要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１…三相交流電源、３…三相ＰＷＭコンバータ、５…インバータ、１１…三相ＤＣブラシレスモータ、３０…コンバータ制御部、３３…電流検出部、３８…交流電圧指令部、３９…駆動信号生成部、４１…インバータ制御部、５０…高調波検出部、５４…デッドタイム付加部

Claims (7)

1. 交流電源に接続される複数のダイオード、これらダイオードに並列接続された複数のスイッチ素子を含み、前記交流電源の電圧をスイッチングにより直流変換および昇圧するコンバータと、
   前記コンバータの直流出力電圧が目標値となるよう、かつ前記コンバータへの入力電流がそれぞれ正弦波となるよう、前記コンバータのスイッチングをパルス幅変調により制御するとともにパルス幅変調に過変調を用いることで前記コンバータのスイッチング回数を低減可能な制御部と、
   を備え、
   前記制御部は、前記パルス幅変調の昇圧比に応じて前記各スイッチ素子のオン，オフ時の短絡防止用のデッドタイムの長さを切換える、
   電力変換装置。
2. 前記制御部は、
   前記各スイッチ素子に対する複数の駆動信号に前記デッドタイムを付加する、
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御部は、
   前記コンバータの昇圧比が所定値以上の場合、前記各駆動信号に付加する前記デッドタイムとして第１デッドタイムを選定し、
   前記コンバータの昇圧比が前記所定値未満であれば前記各駆動信号に付加する前記デッドタイムとして前記第１デッドタイムより長い第２デッドタイムを選定する、
   請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記所定値は、“1.10”近傍である、
   請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記制御部は、所定周波数の三角波状のキャリア信号の電圧レベルと前記目標値に応じて電圧レベルが変化する交流電圧指令値の電圧レベルとを比較する前記パルス幅変調により、前記目標値に応じてオン，オフデューティが定まるスイッチング用の複数の駆動信号を生成する、
   請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
6. 前記コンバータの直流出力電圧を所定周波数の交流電圧に変換しそれをモータの駆動電力として出力するインバータ、
   をさらに備える、
   請求項１から請求項５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
7. 交流電源に接続される複数のダイオード、これらダイオードに並列接続された複数のスイッチ素子を含み、前記交流電源の電圧をスイッチングにより直流変換および昇圧するコンバータと、
   前記コンバータの直流出力電圧が目標値となるよう、かつ前記コンバータへの入力電流がそれぞれ正弦波となるよう、前記コンバータのスイッチングをパルス幅変調により制御する制御部と、
   を備え、
   前記制御部は、前記パルス幅変調の昇圧比が“0.97”近傍の時の前記各スイッチ素子のオン，オフ時の短絡防止用のデッドタイムの長さを、前記パルス幅変調の昇圧比が“1.10”以上の時のデッドタイムよりも長くした、
   電力変換装置。

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