JP2005160147A

JP2005160147A - モータ制御装置及びこれを用いた機器

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Publication number: JP2005160147A
Application number: JP2003391588A
Authority: JP
Inventors: Yukio Kawabata; 幸雄川端; Kenji Tamura; 建司田村
Original assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Home and Life Solutions Inc
Current assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Appliances Inc
Priority date: 2003-11-21
Filing date: 2003-11-21
Publication date: 2005-06-16
Anticipated expiration: 2023-11-21
Also published as: JP4349890B2

Abstract

【課題】
モータ起動時においてもブートストラップ回路の充電動作を確実に行い、通常運転時にはスイッチング損失を低減して高効率に運転するモータ制御装置を提供する。
【解決手段】
通常運転時には、２相線間変調することで、高効率に運転し、２相線間変調時を除く期間においては、電源電圧の最大電圧より小さな電圧を６０度期間の電圧値として決定して、インバータ回路のドライブに必要なブートストラップ回路の充電を確実に行う。
【選択図】図１

Description

本発明は、モータの制御装置及びこれを用いた機器に関する。

インバータ回路素子の駆動回路はＩＣ化されており、その駆動回路は、コンデンサを一時的な電源とするブートストラップ回路が使用されている。

図１７は、ブートストラップ回路を利用した駆動回路図である。ブートストラップ回路は、図１７に示す通り、下アームのスイッチング素子がオンした際に、上アームのスイッチング素子用の電源として作用するコンデンサに電荷が充電される。これにより、上アームのスイッチング素子用の電源を得ている。

そのため、起動時等の初期時で前記コンデンサに電荷がない状態では、下アームがスイッチングしなければ、上アームのスイッチング素子用の電源となるコンデンサが充電されないため、上アームのスイッチング素子が動作しない。

この課題を解決するために、従来は、強制的に下アームがスイッチングするように、オープンループで各相の最大出力電圧を規制する方法や、特開平５−２９２７５５号公報にあるように、電圧ゼロベクトルのＰＷＭ制御パターンを生成する方法が提案されていた。

特開平５−２９２７５５号公報

従来方式では、スイッチング素子がオン・オフする度にスイッチング損失が発生し、効率低下を招くという課題があった。

本発明は、スイッチング素子が確実に動作するために、モータ起動時のブートストラップ回路の充電動作を確実に行うことを課題としている。

また、通常運転時には、スイッチング損失を低減し、高効率なモータ駆動を実現することを課題としている。

また、モータ起動時と通常運転時での切替えショックなしに高効率なモータ駆動を実現することを課題としている。

また、モータ起動時において、直流電流からモータ電流情報を良好に得ることを課題としている。

更に、本発明は、上記のインバータ制御を行うモータ制御装置をパワーモジュールとすることや、空調装置，冷蔵庫，洗濯機，掃除機に組込むことを課題としている。

本発明の一つの目的は、スイッチング素子が確実に動作するために、モータ起動時のブートストラップ回路の充電動作を確実に行うことである。

本発明の一つの特徴は、モータ制御装置において、三相印加電圧が、電気角所定値期間毎に、最大相と最小相が交互にほぼ一定値であることである。

なお、本発明のその他の特徴は本願特許請求の範囲に記載のとおりである。

本発明の一つの特徴によれば、モータ起動時には、ブートストラップ回路の充電動作を確実に行うことができる。また、本発明の他の特徴によれば、通常運転時には、スイッチング損失を低減し、高効率なモータ駆動を実現できる。

以下実施例により、本発明の最良の形態について説明する。

本発明の実施例として、永久磁石同期モータを使用したモータ制御装置の実施形態について、図１乃至図１４を用いて説明する。

図１は、本発明になる同期モータ制御装置の一実施形態を示すブロック図である。この同期モータ制御装置は、直流電源１の電圧を、パルス幅変調された交流電圧に変換して同期モータ３のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の３相固定子巻線に供給することにより該同期モータ３を回転させるインバータ回路２と、速度指令信号に応じて前記同期モータ３の制御処理を行う制御回路（ワンチップマイクロコンピュータまたはこれを利用したハイブリットＩＣ）４と、この制御回路４からの信号に従ってインバータ回路２を駆動するドライバ５と、直流電源１からインバータ回路２に入力されるモータ電流が検出可能なセンサ６を備えている。上記インバータ回路２は、同図に示す通り、直列接続された２つのスイッチング素子対の３組が、それぞれ直流電源の正端子と負端子間に接続されたインバータであり、正端子側の上アーム側がＵ⁺ ，Ｖ⁺ ，Ｗ⁺ 、また負端子側の下アーム側がＵ^- ，Ｖ^- ，Ｗ^- として表している。

制御回路４は、キャリア周期情報１９ａを基に、前記モータ電流センサ６の出力信号
６ａを、アナログ値からディジタル値に変換するＡ／Ｄ変換ユニットを備えたＡ／Ｄ変換器７と、Ａ／Ｄ変換値７ａをモータ電流情報８ａとして出力するモータ電流情報部８と、モータ電流情報８ａを入力してｄ軸ｑ軸電流９ａに変換する３φ／ｄｑ座標変換部９と、３φ／ｄｑ座標変換部９により３相電流から変換されたｄ軸ｑ軸電流９ａとモータ定数
１８ａと速度指令、ｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令から演算したｄ軸ｑ軸電圧指令情報10ａを出力するモータ印加電圧生成部１０と、ｄ軸ｑ軸電圧指令情報１０ａを電圧の大きさ
Ｖ１に変換し、モータ印加電圧の大きさＶ１情報１１ａを出力するｄｑ／大きさＶ１変換部１１と、モータ印加電圧の大きさＶ１情報１１ａから、直流電源１に対する変調率KHV1情報１２ａを電圧大きさＶ１／変調率ＫＨＶ１変換部１２と、直流電源１に対する変調率ＫＨＶ１情報１２ａから直流電源１に対するｄ軸ｑ軸電圧指令のｄ軸電圧変調率ＫＨＶｄとｑ軸電圧変調率ＫＨＶｑ情報１３ａを出力する変調率ＫＨＶ１／変調率Ｖｄ、Ｖｑ変換部１３と、ｄ軸電圧変調率ＫＨＶｄとｑ軸電圧変調率ＫＨＶｑ情報１３ａから線間変調前の３相それぞれのモータ印加電圧情報１４ａを出力するｄｑ／３φ電圧逆変換部１４と、線間変調前の３相モータ印加電圧情報１４ａから直流電源１に対する変調率ＫＨＶ１と基準変調率情報２０ａから線間変調後の３相モータ印加電圧情報１５ａを出力する線間変調部１５と、線間変調後の３相モータ印加電圧情報１５ａとキャリア周期情報１９ａから
ＰＷＭ信号を生成するためのＰＷＭ信号生成タイマ情報１６ａを出力するＰＷＭ信号生成タイマ情報部１６と、ＰＷＭ信号生成タイマ情報１６ａからインバータ回路２をドライブするために必要なＰＷＭ信号１７ａを出力するＰＷＭ信号生成部１７と、キャリア周期情報１９ａを出力するキャリア周期情報生成部１９と、基準変調率情報２０ａを決定する基準変調率生成部２０とを備えている。

以下それぞれの主要部及び動作について説明する。

＜ＰＷＭ信号の作成（原理説明）＞
図２は、相電圧が正弦波の場合の各相印加電圧と、キャリア信号(搬送波信号)とＰＷＭ信号の関係を模式的に表した図の一例である。一般に同期モータに正弦波の電流を流す場合、インバータの出力電圧を正弦波とする。このために、一般には同図に示すように、三角波で示したキャリア信号と、各相印加電圧である正弦波で示した信号波Ｖｕ，Ｖｖ，
Ｖｗの交差する点において、スイッチングをオン・オフする信号いわゆるＰＷＭ信号を
ＰＷＭ信号生成部にて生成し、この信号に応じてインバータ回路を構成する６個のスイッチング素子をスイッチングさせてモータに電圧を印加する。ここで、図中ＰＷＭ信号のレベルがＨｉの時はインバータ回路の上アームがオン、Ｌｏｗの時は下アームがオンすることを表している。つまり、一般的な正弦波電圧を印加する場合、相電圧を正弦波とし、図１での動作に当てはめると、線間変調部１５から出力される線間変調信号を正弦波とすることで、ＰＷＭ信号生成タイマ情報部１６では、キャリア周期情報１９ａ及びモータ印加電圧情報１５ａの相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを実現するように、各相の電圧を表す時間データとキャリア周期を表す時間データの４種類のＰＷＭ信号生成タイマ情報１６ａを決定する。

そして、ＰＷＭ信号生成部１７では、ＰＷＭ信号生成タイマ情報１６ａに従って、アップダウン型のタイマを動作させて、各相の電圧を表す時間データとタイマ値が一致した時点でオン・オフする信号を作ることで、ＰＷＭ信号１７ａを実現する。

＜２相線間変調の概要＞
しかしながら、上記方法では、図２からも判るようにＰＷＭ周期毎に常に３相(６素子)がスイッチングする。また、スイッチングに伴い、各素子においてスイッチング損失が発生する。

本実施例では、これを回避し、スイッチング損失を低減するために、２相線間変調を行う。２相線間変調とは、特定の１相の電圧を一定とし、モータに印加する線間電圧を線間変調前後で一定に保たれるように、残りの２相の線間で変調する線間変調方式である。

図３は、線間変調後の３相のモータ印加電圧情報１５ａとキャリア信号とＰＷＭ信号の関係を模式的に表した図の一例である。比較のために、線間変調する前の正弦波電圧（以下、基本波と記す）とキャリア信号も合わせて記載している。なお前述同様、ＰＷＭ信号のレベルがＨｉの時はインバータ回路２の上アームがオン、Ｌｏｗの時は下アームがオンすることを表している。

２相線間変調では、任意時刻において基本波における最小電圧或いは最大電圧となる相の電気角６０度期間の電圧をインバータ最小出力電圧或いは最大出力電圧に固定することで、キャリア信号と交差する点を無くし、スイッチングしない期間を創出する。ここで、モータに印加される線間電圧を線間変調前後で一定に保つために、スイッチングしない相において、スイッチングしない電気角６０度期間でのインバータ最小出力電圧或いは最大出力電圧と、基本波との差を他相に加える。これにより、図３に示すように、２相線間変調後の各相の印加電圧は、一見、正弦波から大きく歪む形となるが、モータの線間電圧は、線間変調前後に関係なく正弦波が保たれる。

＜起動時の処理必要性説明＞
一方、モータ停止状態から運転を行う場合、回転子の位置を規定するために回転子位置決め処理後、オープンループによる同期運転を行い、その後位置センサレス運転に切替えるいわゆる低周波同期起動方法を用いる。前述の位置決め時において、相印加電圧が最大領域で上アームのみオンする場合、下アームがオンしないため、ブートストラップ回路に電荷が充電されない。その場合、上アーム動作用の電源がない状態となるため、インバータは正常に動作しない。

また、前述したように上アームのみがオンする場合でなくとも、起動時の極低速時には、ブートストラップ回路の充電が不充分、もしくは、放電してしまうことで、インバータが正常動作しない場合がある。

そこで、本実施例では、図１中の基準変調率生成部２０を設けると共に、基準変調率情報２０ａとモータ印加電圧Ｖ１における変調率ＫＨＶ１とから大きい方を選択して線間変調後の相電圧、つまり、モータ印加電圧情報１５ａを決定する機能を線間変調部１５に設ける。起動時及び極低速時には、インバータ素子のチョッピング動作を行い、ブートストラップ回路の充電不良を防止すると共に、通常運転時には、スイッチング損失を低減した２相線間変調による高効率運転を実現する。

図４は、位置決め、同期運転を含めた２相線間変調になるまでの動作波形の一例である。図に示すように、基本波の３相の内で、最も小さな相印加電圧或いは最も大きな相印加電圧となる６０度期間の電圧が、インバータ回路の最大出力電圧以下となる。また、この時の電圧レベルは、６０度期間変調率を基に決定する。そして、６０度期間電圧と基本波との差を２相線間変調時同様に、他の相に加算して、３相の印加電圧を決定し、モータ印加電圧情報１５ａとして出力する。

図５は、線間変調部１５における変調率選択の処理と、６０度期間一定電圧となる相の６０度期間変調率を決定する処理の流れを例示したものである。また、図中に示すように、６０度期間変調率決定後に、この値を基準変調率情報２０ａとすることで、次回の同処理を行う際の基準変調率とした。また、本実施例では、基準変調率情報２０ａの初期値をゼロとした。また、変調率増加量は、あらかじめ決められた定数であるが、回転速度に依存した変数と考えても良い。

図６は、位置決め，同期運転，センサレス運転の各動作における変調率の変化を例示したものである。図６に示すように、基準変調率情報２０ａの初期値をゼロにすることで、位置決め，同期運転中は、モータ印加電圧Ｖ１に従って、変調率ＫＨＶ１が選択される。そしてこの時、変調率の最大値よりも変調率が小さいことから、上下アームが確実にスイッチング動作するため、ブートストラップ回路の充電不良の防止を実現できる。

＜起動及び極低速時と通常運転時の切替えショックレス＞
一方、起動を完了し、通常運転に動作が移行した場合、地球環境を踏まえてエネルギーの有効活用の観点から、高効率で運転することが望ましい。

このため、通常運転時には、スイッチング損失を低減する２相線間変調へ移行する。具体的には、図６に示すように、センサレス運転においては、６０度期間変調率が時間と共に増加して最大電圧値まで達する。最大値に達した時点で、６０度期間に１相チョッピング動作しない状態（２相線間変調）での運転へと移行する。

これらの処理により、位置決め，同期運転を含めた起動時には、確実に上下アームスイッチング動作を行い、センサレス切替え後に徐々に６０度期間変調率を増加し、そして、変調率の最大値まで、徐々に変調率を増加させて２相線間変調へと移行する。線間変調後の波形生成法を変えることなく、６０度期間電圧が徐々に大きくなり最大電圧になるまで変化するだけなので、切替え時のショック等なく、３相線間変調から２相線間変調へと円滑な推移を実現し、その後の通常運転時には、２相線間変調で動作してスイッチング損失を低減する。

＜運転結果の説明＞
図７及び図８は、本実施例における動作波形である。

図７は、位置決め，同期運転時の動作波形で、図中には、１相分の印加電圧の内部演算値と、端子電圧（インバータの負端子側とモータ端子間の電圧）を入力とした時のローパスフィルタ（抵抗とコンデンサにて構成）の出力値とを例示している。図８（ａ）は、通常運転時の動作波形で、端子電圧（インバータの負端子側とモータ端子間の電圧）とモータの相電流を例示している。図８（ｂ）は、通常運転時の動作波形で、１相分の印加電圧の内部演算値と、端子電圧（インバータの負端子側とモータ端子間の電圧）を入力とした時のローパスフィルタ（抵抗とコンデンサにて構成）の出力値とを例示している。図７において、起動時は、印加電圧が最大値に達していないため、上下アームがスイッチングするように動作していることが確認できる。また、図８（ａ）において、端子電圧が最大或いは最小（ゼロ）となっている期間がスイッチングしていない期間であることから、通常運転時には、電気角６０度の期間毎にスイッチング動作を止めてモータ駆動していることが確認できる。これらの動作波形から、モータ制御が良好に行われていることが確認できる。

また、図７，図８（ｂ）には、起動時、通常時のＰＷＭ信号のローパスフィルタ出力と、内部量が同じ形状であることを示している。なぜならば、ＰＷＭ信号は、内部量（相印加電圧）と搬送波（キャリア信号）で決定されるものである。従って、ＰＷＭ信号を、搬送波の成分のフィルタでカットすれば、明細書の図７や図８（ｂ）に示すように、もとの相印加電圧がおおよそ姿が現れる。これにより、本発明の特徴である印加電圧の波形は、起動時のＰＷＭ信号及び通常運転時のＰＷＭ信号に現れることがわかる。

これまで示した実施例では、モータ電流情報の検出にモータ電流センサ６を用いたが、本発明のアルゴリズムを用いると、直流シャント抵抗に流れる直流電流からモータ電流情報を抽出する構成やインバータ回路の下アームにシャント抵抗を設けて、そこに流れる電流情報からモータ電流情報を抽出する構成においても同様の効果が得られる。また、これまでの実施例では、モータに永久磁石モータを用いたが、永久磁石を有しないシンクロナスリラクタンスモータで知られるようなリラクタンスモータ等のように他の同期モータや、誘導モータにおいても同様の効果が得られる。

図９は、直流シャント抵抗に流れる直流電流からモータ電流を抽出する構成における本発明の一実施形態を示すブロック図である。

この同期モータ制御装置は、直流電源１の電圧を、パルス幅変調された交流電圧に変換して同期モータ３のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の３相固定子巻線に供給することにより該同期モータ３を回転させるインバータ回路２と、速度指令信号に応じて前記同期モータ３の制御処理を行う制御回路（ワンチップマイクロコンピュータまたはこれを利用したハイブリットＩＣ）４と、この制御回路４からの信号に従ってインバータ回路２を駆動するドライバ５と、直流電源１からインバータ回路２に入力される直流電流ＩＤＣが検出可能な抵抗器
９６を備えている。上記インバータ回路２は、同図に示す通り、直列接続された２つのスイッチング素子対の３組が、それぞれ直流電源の正端子と負端子間に接続されたインバータであり、正端子側の上アーム側がＵ⁺ ，Ｖ⁺ ，Ｗ⁺ 、また負端子側の下アーム側がＵ^- ，Ｖ^- ，Ｗ^- として表している。

制御回路４は、前記抵抗器９６と一緒に直流電流検出回路を構成して、抵抗器９６の電圧である直流電流検出電圧９６ａを増幅する増幅器９７と、増幅器９７の出力電圧９７ａを、Ａ／Ｄ起動時間決定部９１１から出力されるＡ／Ｄ起動時間９１１ａに従い、サンプリングしてアナログ値をディジタル値に変換するＡ／Ｄ変換ユニットを備えたＡ／Ｄ変換部９８と、Ａ／Ｄ変換値９８ａを、通電モード情報９２３ａを基にゼロ電流情報９９ａとモータ電流情報９９ｂに分けて出力する選択器９９と、通電モード情報９２３ａとＡ／Ｄ起動間隔設定部９１２から出力されるＡ／Ｄ起動間隔ＴｗとＡ／Ｄ変換器サンプリング時間設定器９２２にて設定されるＡ／Ｄサンプリング時間９２２ａからＡ／Ｄ起動時間911aを決定するＡ／Ｄ起動時間決定部９１１と、通電モード情報９２３ａとゼロ電流情報99ａとモータ電流情報９９ｂと３相モータ電流推定値９１６ａを基に、モータ電流を再現してモータ電流再現値９１３ａを出力するモータ電流再現部９１３と、モータ電流再現値913aを入力してｄ軸ｑ軸電流値９１４ａに変換する３φ／ｄｑ座標変換部９１４と、ｄ軸ｑ軸電流９１４ａを入力して平均値９１５ａを出力するフィルタ９１５とその平均されたｄ軸電流とｑ軸電流９１５ａを入力して３相モータ電流推定値９１６ａを出力するｄｑ／３φ逆変換部９１６とｄ軸ｑ軸電流９１４ａ，モータ定数９２６ａ，速度指令，ｄ軸電流指令、及びｑ軸電流指令から、モータへ印加するｄ軸ｑ軸電圧指令情報９１７ａを生成するモータ印加電圧生成部９１７と、ｄ軸ｑ軸電圧指令情報９１７ａを電圧の大きさＶ１に変換し、モータ印加電圧の大きさＶ１情報９１８ａを出力するｄｑ／大きさＶ１変換部９１８と、モータ印加電圧の大きさＶ１情報９１８ａから、直流電源１に対する変調率ＫＨＶ１情報９１９ａを出力する大きさＶ１／変調率ＫＨＶ１変換部９１９と、直流電源１に対する変調率ＫＨＶ１情報９１９ａからｄ軸ｑ軸電圧指令の直流電源１に対するｄ軸電圧変調率ＫＨＶｄとｑ軸電圧変調率ＫＨＶｑ情報９２０ａを出力する変調率ＫＨＶ１／変調率
Ｖｄ、Ｖｑ変換部９２０と、ｄ軸電圧変調率ＫＨＶｄとｑ軸電圧変調率ＫＨＶｑ情報920aからキャリア周期情報と線間変調前の３相それぞれのモータ印加電圧を合わせた４つの情報９２１ａを出力するｄｑ／３φ電圧座標逆変換部９２１と、線間変調前の３相モータ印加電圧情報９２１ａから直流電源１に対する変調率ＫＨＶ１と基準変調率情報９２５ａから線間変調後の３相モータ印加電圧情報９２２ａを出力する線間変調部９２２と、キャリア周期情報と線間変調後の３相モータ印加電圧情報を合わせた４つの情報９２２ａから
ＰＷＭ信号を生成するためのタイマ情報９２３ｂ、及びＡ／Ｄ変換起動時間９１１ａの決定とモータ電流再現に必要な通電モード情報９２３ａを出力するＰＷＭ信号生成タイマ情報部９２３と、ＰＷＭ信号を生成するためのタイマ情報９２３ｂからインバータ回路２をドライブするために必要なＰＷＭ信号９２４ａを出力するＰＷＭ信号生成部９２４と、基準変調率情報９２５ａを決定する基準変調率生成部９２５とを備えている。

図１０は、本発明による相印加電圧とＰＷＭ信号と直流電流の関係を拡大して例示した模式図である。尚、比較のために本発明を適用しない場合について同様の信号を図１１に例示する。

本発明では、前述の構成により、直流シャント抵抗に流れる直流電流情報９６ａからモータ電流９１３ａを再現する。この時、実施例１同様、本発明の処理を行うことで、図
１１と比べ、図１０に示すように、図中ｂとｃの時間間隔を広くとることができる
（Ｔｗｂｃｎ＞Ｔｗｂｃ）ため、ｂでのＡ／Ｄ変換終了前に、ｃにおけるＡ／Ｄ変換が始まることを防止でき、直流電流からモータ電流情報を確実に得ることができる。

一方、前記実施例１同様、位置決め，同期運転を含めた起動時には、確実に上下アームスイッチング動作を行い、センサレス切替え後に徐々に変調率を増加し、通常運転時には、２相線間変調で動作してスイッチング損失を低減する。この際、前述したように２相線間変調時と同様に、３相の内で、最も小さな相印加電圧或いは最も大きな相印加電圧となる６０度期間の電圧が、その相の最小或いは最大ピーク電圧と等しく、その電圧と線間変調前の正弦波電圧との差を他の相に加算して、３相の印加電圧が決定する。その後、変調率の限界まで、徐々に変調率を増加させて２相線間変調へと移行することにより、切替え時のショック等なく、３相線間変調から２相線間変調へと円滑な推移を実現する。

図１２は、本発明を適用した同期モータ制御装置のインバータ回路２と制御回路４を１つのパッケージ内に内蔵したモジュール１００の模式図の一例である。本発明の同期モータ制御装置の制御回路を使用すると、高効率運転可能でかつ小型で良好なモータ制御モジュールが実現できる。

図１３は、本発明を適用した制御回路４を含む同期モータ制御装置１１０ａを圧縮機の駆動源として備えた空調機１１０の模式図の一例である。本発明の同期モータ制御装置を圧縮機の駆動源として使用すると、高効率運転可能でかつ良好な空調機が実現できる。

同様に、図１４は、本発明を適用した制御回路４を含む同期モータ制御装置１２０ａを冷蔵庫用の圧縮機の駆動源として備えた冷蔵庫１２０の模式図の一例である。本発明のモータ制御装置を冷蔵庫用の圧縮機の駆動源として使用すると、高効率運転可能でかつ良好な冷蔵庫が実現できる。

また、図１５は、本発明を適用したモータ制御装置を洗濯機の駆動源として備えた洗濯機１３０模式図である。本発明のモータ制御装置を洗濯機の駆動源として使用すると、高効率運転可能でかつ良好な洗濯機の一例を実現できる。

また、図１６は、本発明を適用したモータ制御装置１４０ａを掃除機の駆動源として備えた掃除機１４０の模式図の一例である。本発明を適用した同期モータの制御装置を掃除機の駆動源として使用すると、高効率運転可能でかつ良好な掃除機が実現できる。

また、本発明を適用したモータ制御装置を駆動源とすると、高効率運転可能でかつ良好な機器を実現できる。

以上のように、本発明によれば、スイッチング素子が確実に動作するために、モータ起動時のブートストラップ回路の充電動作を確実に行うことができる。

また、本発明によれば、通常運転時には、スイッチング損失を低減し、高効率なモータ駆動を実現できる。

また、本発明によれば、モータ起動時と通常運転時での切替えショックなしに高効率なモータ駆動を実現できる。

また、本発明によれば、モータ起動時においても、直流電流からモータ電流情報を良好に得ることができる。

そして、このモータ制御装置を動力源として使用することにより、高効率で高品質な空調機，冷蔵庫，洗濯機，掃除機、その他機器を実現することができる。

本発明になるモータ制御装置の一実施形態を例示するブロック図。相印加電圧とキャリア信号とＰＷＭ信号の関係を例示する説明模式図。本実施例の２相線間変調時における相印加電圧とキャリア信号とＰＷＭ信号の関係を例示する説明模式図。本実施例の変調率決定のアルゴリズムを例示する流れ図。本実施例の起動時における変調率の変化を例示する説明図。本実施例の２相線間変調時を除く相印加電圧とキャリア信号とＰＷＭ信号の関係を例示する説明模式図。実施例における起動時の相端子電圧と相印加電圧の内部量を例示する図。実施例における通常運転時の相端子電圧とモータ電流波形を例示する図。本発明になるモータ制御装置の一実施形態を例示するブロック図。実施例における相印加電圧とＰＷＭ信号と直流電流を例示する模式図。本発明を適用しない場合の相印加電圧とＰＷＭ信号と直流電流を例示する模式図。本発明になる同期モータ制御装置のモジュールを例示する模式図。本発明になる同期モータ制御装置を駆動源とする空調機の一例の模式図。本発明になる同期モータ制御装置を駆動源とする冷蔵庫の一例の模式図。本発明になる同期モータ制御装置を駆動源とする洗濯機の一例の模式図。本発明になる同期モータ制御装置を駆動源とする掃除機の一例の模式図。ブートストラップ回路動作を例示する説明模式図。

符号の説明

１…直流電源、２…インバータ回路、３…同期モータ、４…制御回路、５…ドライバ、６…モータ電流センサ、６ａ…モータ電流センサの出力信号、７…Ａ／Ｄ変換器、７ａ…Ａ／Ｄ変換値、８…モータ電流情報部、８ａ…モータ電流情報、９…３φ／ｄｑ座標変換部、９ａ…ｄ軸ｑ軸電流、１０…モータ印加電圧生成部、１０ａ…ｄ軸ｑ軸電圧指令情報、１１…ｄｑ電圧／大きさＶ１変換部、１１ａ…モータ印加電圧大きさＶ１情報、１２…電圧大きさＶ１／変調率ＫＨＶ１変換部、１４…ｄｑ／３φ逆変換部、１４ａ…３相モータ印加電圧情報、１５…線間変調部、１５ａ…モータ印加電圧情報、１６…ＰＷＭ信号生成タイマ情報部、１６ａ…ＰＷＭ信号生成タイマ情報、１７…ＰＷＭ信号生成部、１７ａ…ＰＷＭ信号、１８…モータ定数部、１８ａ…モータ定数情報、１９…キャリア周期情報生成部、１９ａ…キャリア周期情報、２０…基準変調率生成部、２０ａ…基準変調率情報。

Claims

直流を交流に変換する三相ＰＷＭインバータのスイッチング素子をドライブするドライブ回路と、前記ドライブ回路に三相印加電圧と搬送波との比較により得られる三相ＰＷＭ信号を出力する制御部とを有するモータ制御装置において、
三相印加電圧が、電気角所定値期間毎に、最大相と最小相が交互にほぼ一定値であることを特徴とするモータ制御装置。
請求項１において、
前記電気角所定値期間毎とはほぼ電気角６０度期間毎であることを特徴とするモータ制御装置。
請求項１において、
モータ起動時には、前記ほぼ一定値は、搬送波の振幅より小さいことを特徴とするモータ制御装置。
請求項１において、
モータ起動時には、前記電気角所定値期間に、前記スイッチング素子の上下アームとも必ずスイッチングすることを特徴とするモータ制御装置。
請求項１において、
通常運転時には、前記ほぼ一定値は、搬送波の振幅以下であることを特徴とするモータ制御装置。
請求項１において、
通常運転時には、前記電気角所定値期間に、何れかの相で、前記スイッチング素子がスイッチングしないことを特徴とするモータ制御装置。
請求項１において、
前記ほぼ一定値である相の印加電圧に基づいて、各相の印加電圧を決定することを特徴とするモータ制御装置。
請求項１乃至請求項７のいずれかのモータ制御装置を有することを特徴とするパワーモジュール。
請求項１乃至請求項７のいずれかのモータ制御装置によって制御される圧縮機および／または送風機を有することを特徴とする空調機。
請求項１乃至請求項７のいずれかのモータ制御装置によって制御される圧縮機および／または送風機を有することを特徴とする冷蔵庫。
請求項１乃至請求項７のいずれかのモータ制御装置を有することを特徴とする洗濯機。
請求項１乃至請求項７のいずれかのモータ制御装置を有することを特徴とする掃除機。