CN1389619A - 洗衣机 - Google Patents

Abstract

提供一种通过更高精度进行电动机的转矩控制,能进一步抑制噪声和振动发生的洗衣机。在全自动洗衣机中,利用配置在构成逆变器电路(37)的下桥臂侧IGBT(38d、38f)的发射极侧的分流电阻(39u、39v),对产生进行洗涤、漂洗及脱水运转用的旋转驱动力的电动机(24)中流过的电流进行检测,并根据测出的电流Iu、Iv,通过DSP(45)以1毫秒控制周期对电动机(24)进行矢量控制,以此控制使产生的转矩对洗涤、漂洗和脱水运转分别为最佳转矩。

Description

洗衣机

技术领域

本发明涉及具有进行转矩控制的控制手段的洗衣机，该控制手段对产生进行洗涤、漂洗及脱水运转用的旋转驱动力的电动机进行转矩控制。

背景技术

历来在全自动洗衣机中，进行洗涤、漂洗及脱水运转时，使搅拌轮(波轮)或旋转桶旋转的电动机，使用无刷DC电动机，广泛采用利用逆变器电路驱动该无刷DC电动机的方式。根据电动机的驱动条件进行转矩控制时，使电动机所加的电压增加或减少。

图21所示为洗衣机用电动机控制系统的一构成例子。控制系统例如用微机等构成，作为功能块，具有PI控制单元1、洗涤模式输出单元2、UVW变换单元3、初始模式输出单元4、PWM形成单元5及位置检测单元6等。

从PWM形成单元5输出的各相PWM信号输出到驱动电动机7的逆变器电路8。另外，电动机7内安装有进行转子位置检测用的霍尔传感器9，霍尔传感器9对三相中的二相(U、V)进行位置检测，将位置检测信号输出到位置检测单元6。

PI控制单元1根据从进行洗衣机的运转控制的控制单元(未图示)输出的脱水运转时的目标速度指令ωref和从位置检测单元6输出的电动机7的检测速度ω，对电动机7的旋转速度进行PI控制，将PWM信号的占空比指令和相位指令输出到UVW变换单元3。此外，洗涤模式输出单元2将洗涤运转时的占空比指令和相位指令输出到UVW变换单元3，取代PI控制单元1的输出。

UVW变换单元3将PI控制单元1或洗涤模式输出单元2输出的指令变换成U、V、W各相的电压指令后，输出到PWM形成单元5。此外，初始模式输出单元4在从停止状态使电动机7起动时，例如将120度通电模式代替UVW变换单元3输出到逆变器电路8。

但是，在如上所述传统的控制方式中存在如下所述的问题。即，电动机7的转速是与产生转矩成正比的，但如果是如上所述构成，用所加电压进行控制，则产生的转矩与电压不成正比，所以目标速度指令ωref与电动机7的检测速度ω之间容易产生差异，控制往往变得不稳定。又因为洗涤运转时电动机7的速度变动很大(例如0.2秒钟从0→150rpm)，所以不能应用PI控制，必须切换到洗涤模式输出单元2。

此外，在逆变器电路8中，使IGBT等开关元件进行开关时，为了防止上桥臂侧元件与下桥臂侧元件同时导通而流过短路电流，在切换开关状态时，一定要设置两元件同时截止的期间即所谓的死区时间。因此，从逆变器电路8输出到电动机7各相绕组的电流波形为设置死区时间的调制波形。

该死区时间因为必须保证有最低限度的时间，所以PWM调制的载波频率设定得越高，对输出电流波形的影响相对就越大。例如，如果死区时间确保3μs，则导通时和截止时合计为6μs，在PWM调制的载波频率为5kHz(周期200ms)时占的比例为3％，而载波频率为16kHz(周期62.5μs)时占的比例为10％。一般情况下，洗衣机为了抑制PWM调制波产生可听到的噪声，往往将载波频率设定在10kHz，这很难避免死区时间对输出电流波形产生很大的影响。

即存在这样的问题：死区时间引起的调制使逆变器电路8的输出电压畸变，输出电流波形也发生畸变，该畸变导致产生转矩的变动。因此，随着电动机7的旋转，发生齿槽效应似的转矩(cogging torque)，从而引起噪声及振动。

发明内容

鉴于上述情况，本发明的目的在于，提供一种能更高精度进行电动机转矩控制、并能进一步抑制噪声和振动发生的洗衣机。

为了达到上述目的，权利要求1记载的洗衣机，其特征在于具有：

产生进行洗涤、漂洗及脱水运转用的旋转驱动力的电动机；

检测流过该电动机的电流的电流检测手段；以及，

转矩控制手段，该转矩控制手段根据所述电流检测手段测出的电流对所述电动机进行矢量控制，以此进行控制，使所述电动机产生的转矩至少对洗涤运转和脱水运转分别为最佳转矩。

即，通过转矩控制手段进行矢量控制，能够与q轴电流成正比，直接控制电动机转矩。因此，能比传统的电动机控制更提高响应性能，能降低噪声和振动。

在这样的情况下，最好如权利要求2所述，具有驱动电动机用的逆变器电路，并将电流检测手段这样配置，即检测与构成所述逆变器电路的下桥臂侧开关元件串联的电阻所流过的电流。即，不使用电流互感器等昂贵的电流传感器，用廉价的构成就能检测流过电动机的电流。

此外，最好如权利要求3所述，使电动机为三相结构，而电流检测手段根据通电电角度，对三相之中相电压不显示最高电平的二相进行电流检测。即，在电动机为三相结构的情况下，如果检测出其中二相电流，剩下一相的电流也能推算。

然而，为了检测电流，必须使下桥臂侧开关元件导通，使相电流流过电阻。因此，如果要想对三相之中相电压显示最高电平的相进行电流检测，则会使相电压的最大值下降。如果这样使电动机的驱动电压下降，则流过绕组的电流增加，所以电阻损耗增加，效率下降。因此，如果对三相之中相电压不显示最高电平的二相进行电流检测，则相电压的最大值不会受到限制，故电动机的效率提高。

还有，可以如权利要求4所述，将与下桥臂侧的开关元件串联连接的电阻采用数个组成串联电路，使电流检测手段根据负载条件切换所述串联电路中的检测位置。如果这样构成，例如当电流小时，检测数个电阻的端电压，而电流较大时，检测1个电阻的端电压，这样能取得更宽的电流检测范围。

在上述情况下，最好如权利要求5所述，在转矩控制手段的前级，具有根据速度指令和从电流检测手段测出的电流所获得的电动机转速，对电动机速度进行PI控制的速度控制手段。如果这样构成，即使电动机的负载发生变动，也能获得规定的转速，所以能使清洗力稳定。

此外可以如权利要求6所述，使速度控制手段对转矩控制手段输出q轴和d轴电流指令值，并使转矩控制手段根据所述q轴和d轴电流指令值以及从电流检测手段测出的电流获得的电动机的q轴和d轴电流值进行PI控制，生成q轴和d轴电压指令值。如果这样构成，因为能获得规定的转速，所以能获得适当的所需转矩。

还有，可以如权利要求7所述，使速度控制手段根据电动机转速改变PI控制使用的控制增益。例如，如果设定为，当电动机转速达到以旋转桶等为中心的振动系统的固有振动频率附近时，使控制增益的值变得更大，使PI控制起更强的作用，就能有效抑制振动的发生。

在这样的情况下，也可以如权利要求8所述，使速度控制手段至少在洗涤运转和脱水运转的各种场合，改变PI控制用的控制增益。即，因为在洗涤运转和脱水运转中，电动机的驱动条件有很大的不同，所以，如果根据各驱动条件，将控制增益设定为适当的值，就能有效抑制振动的发生。

此外，最好如权利要求9所述，将速度控制手段中的控制周期设定在50毫秒以内。如果这样构成，就能有效抑制运转时将发生的短周期的振动分量。

另外如权利要求10所述，可以使转矩控制手段从电动机转速上升至规定速度的时刻开始进行控制。即，在转速低的区域，由电流检测手段测出的电流检测值较小，故很难正确进行矢量控制。因此，利用如上所述的构成，能稳定进行矢量控制。

附图说明

图1所示为本发明第1实施例的全自动洗衣机控制系统构成的功能方框图。

图2所示为以逆变器电路为中心的详细电气构成图。

图3所示为全自动洗衣机整体构成的纵剖视图。

图4所示为主要是控制用微机进行的简要控制内容的流程图。

图5所示为PWM载波和上桥臂侧、下桥臂侧的门信号波形图。

图6所示为电动机相电流的反转I MINV与分流电阻中流过的电流I SR及相电压的关系的波形图。

图7所示为使旋转桶以250rpm旋转时的转速变动状态图，其中(a)为采用本实施例构成时的图，(b)所示为采用传统构成时的图。

图8所示为脱水运转开始时旋转桶的晃动量(位移量)的变化图(本实施例)。

图9所示为与图8相当的晃动量变化图(传统构成)。

图10所示为传统构成与本实施例的构成分别发生的噪声级大小的比较图。

图11所示为洗涤运转时的目标速度指令ωref和电动机的转速ω。

图12所示为在传统构成中，PI控制部输出的负载指令Duty和电动机转速ω的图。

图13所示为与本发明第2实施例所示的图2相当的构成图。

图14所示为A/D变换单元对双通道变换器的输入进行切换的状态图。

图15所示为电动机的相电压和各相电流进行检测的时序图。

图16所示为电动机的最大输出电压(相电压)与功耗的关系图。

图17所示为本发明第3实施例的与图2相当的构成图。

图18所示为本发明第4实施例的与图2相当的构成图。

图19所示为电流检测IC输出的PWM信号波形图。

图20(a)所示为电流检测IC输出的PWM信号波形及控制单元内的DSP具有的计数器的计数值的变化图，图20(b)所示为DSP进行的计算处理的流程图。

图21所示为现有技术的与图1相当的功能方框图。

附图中，11为全自动洗衣机，24为无刷电动机，27为速度PI控制单元(速度控制手段)，37为逆变器电路，38a-38f为IGBT(开关元件)，39u、39v、39w为分流电阻(电流检测手段)，45为DSP(转矩控制手段)，52v、52w为电流检测IC。

具体实施方式

下面参照图1至图12对纵轴型的全自动洗衣机应用本发明的第1实施例进行说明。

首先，图3所示为全自动洗衣机11的整体结构的纵剖视图。即，整体呈矩形的外箱12内，盛水桶13通过4组(仅示出1组)防振机构14被弹性支承。在这样的情况下，防振机构14具有上端在外箱12内悬挂在上方的吊杆14a，以及安装在该吊杆14a的另一端的振动衰减用阻尼器14b。利用这些防振机构14弹性支承盛水桶，尽量使洗涤运转时产生的振动不传递到外箱12。

在上述盛水桶13内，设有洗涤兼脱水用的旋转桶15，在该旋转桶15的内底部设有搅拌体(波轮)16。上述旋转桶15由桶本体15a、设于该桶本体15a内侧的内桶15b及设于它们上端部的平衡环15c所构成。如果该旋转桶15旋转，由于旋转离心力，使内部的水向上甩，从桶本体15a上部的脱水孔15d排放到盛水桶13内。

此外，在旋转桶15的底部，形成有出水口17，该出水口17通过排水通道17a与排水口18连通。在排水口18上连接着具有排水阀19的排水通道20。因此，如果在排水阀19关闭的状态下对旋转桶15内供水，则旋转桶15内就积水，而如果打开排水阀19，则旋转桶15内的水通过排水通道17a、排水口18及排水通道20被排出。

在盛水桶13的底部形成有辅助排水口18a，该辅助排水口18通过未图示的连接软管将所述排水阀19旁路，与所述排水通道20连接，在所述旋转桶15旋转时，将从其上部排放到盛水桶13内的水排出。

此外，在所述盛水桶13的外底部安装有机构部壳体21，该机构部壳体21上设有可自由旋转的中空的桶轴22，该桶轴22与旋转桶15连接。此外，在桶轴22的内部，设有可自由旋转的搅拌轴23，在该搅拌轴23的上端部连接着搅拌体16。搅拌轴23的下端部与作为电动机的外转子型无刷电机24的转子24a连接。该无刷电机24在洗涤时，直接驱动搅拌体16作正反旋转。

此外，无刷电机24在脱水时，利用未图示的离合器，在桶轴22与搅拌轴23连接的状态下，直接驱动旋转桶15和搅拌体16向一个方向旋转。因此，在本实施例中，无刷电机24的转速在洗涤时与搅拌体16的转速相同，而在脱水时与旋转桶15及搅拌体16的转速相同，采用所谓的直接驱动方式。

图1所示为洗衣机11的控制系统构成的功能方框图。在图1中，(α，β)表示将与三相无刷电机24的各相对应的相隔电角度120度的三相(UVW)座标系正交变换后的直角坐标系，(d、q)表示随着无刷电机24的转子24a的旋转而旋转的二次磁通的座标系。

将目标速度指令ωref作为被减数，将估算器(Estimator)26测出的无刷电机24的检测速度ω作为减数，提供给减法器25。目标速度指令ωref是从对洗衣机11的整个运转进行控制的控制用微机46输出的。减法器25的计算结果提供给速度PI控制单元27。

速度PI控制单元27根据目标速度指令ωref与检测速度ω之差的量进行PI控制，生成q轴电流指令值Iqref和d轴电流指令值Idref，并将它们作为被减数分别输出到减法器28和29。另外，洗涤或漂洗运转时的d轴电流指令值Idref设定为“0”，而脱水运转时，为了进行削弱励磁控制，d轴电流指令值Idref设定为规定值。减法器28、29中分别输入从αβ/dq变换单元30输出的q轴电流值Iq和d轴电流值Id作为减数，减去后的结果供给电流PI控制单元31q、31d。

电流PI控制单元31q、31d根据q轴电流指令值Iqref与d轴电流指令值Idref之差的量进行PI控制，生成q轴电压指令值Vq及d轴电压指令值Vd，输出到dq/αβ变换单元32。dq/αβ变换单元32中输入由估算器26测出的无刷电机24中的二次磁通旋转相位角(转子位置角)θ，根据该旋转相位角θ，将电压指令值Vd、Vq变换成电压指令值Vα、Vβ。

dq/αβ变换单元32输出的电压指令值Vα、Vβ供给αβ/UVW变换单元33。αβ/UVW变换单元33将电压指令值Vα、Vβ变换成三相电压指令值Vu、Vv、Vw并输出。。电压指令值Vu、Vv、Vw供给切换开关34u、34v、34w的一个静触点34ua、34va、34wa，对另一静触点34ub、34vb、34wb供给由初始模式输出单元35输出的起动用电压指令值Vus、Vvs、Vws。而切换开关34u、34v、34w的动触点34uc、34vc、34wc与PWM形成单元36的输入端连接。

PWM形成单元36将根据电压指令值Vus、Vvs、Vws对16kHz的载波(三角波)进行调制后的各相PWM信号Vup(+，-)、Vvp(+，-)、Vwp(+，-)输出到逆变器电路37。PWM信号Vup-Vwp作为与基于正弦波的电压振幅对应的脉冲宽度的信号被输出，使例如电动机24的各相绕组24u、24v和24w(参见图2)中流过正弦波状的电流。

逆变器电路37如图2所示，由6个IGBT(开关元件)38a-38f接成三相桥式电路而构成，下桥臂侧的IGBT38d、38e的发射极分别通过电流检测用的分流电阻(电流检测手段)39u、39v接地。此外，两者的公共连接点通过放大偏压电路40u、40v与图1所示的A/D变换单元41连接。又，分流电阻39的电阻值为0.1Ω左右。

放大偏压电路40构成中含有运算放大器等，将分流电阻39的端电压放大，并提供偏压，以使该放大信号的输出范围限制在正的一侧(例如0至+5v)。此外，放大偏压电路40u、40v的输出端通过二极管42u、42v后共同连接在过电流检测单元43的输入端上。

过电流检测单元43如果参照放大偏压电路40u、40v的输出信号电平，检测出某相流过过电流，即将过电流检测信号输出到控制单元47(包括控制用微机和后述的DSP45)，使利用逆变器电路37对电动机24的驱动停止。又，关于W相的电流，可以根据U、V相的电流间接推算。

此外，将100V的交流电源48经过二极管桥式电路构成的全波整流电路49及串联连接的两个电容器50a、50b进行倍压全波整流后的约280V直流电压供给逆变器电路37。

再参照图1，A/D变换单元41对放大偏压电路40u、40v的输出信号进行A/D变换，并将变换后的电流数据Iu、Iv输出到UVW/αβ变换单元44。UVW/αβ变换单元44根据电流数据Iu、Iv推算W相的电流数据Iw，并将三相电流数据Iu、Iv、Iw按式(1)变换成直角坐标系的2轴电流数据Iα、Iβ。 $\left[\begin{array}{c}\mathrm{I\α}\\ \mathrm{I\β}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}\cos \left(0\right)& \cos (2\mathrm{\π}/3)& \cos (4\mathrm{\π}/3)\\ \sin \left(0\right)& \sin (2\mathrm{\π}/3)& \sin (4\mathrm{\π}/3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{Iu}\\ \mathrm{Iv}\\ \mathrm{Iw}\end{array}\right]......\left(1\right)$

再将2轴电流数据Iα、Iβ输出到αβ/dq变换单元30。

αβ/dq变换单元30在矢量控制时，从估算器26获得电动机24的转子位置角θ，再根据式(2)将2轴电流数据Iα、Iβ变换为旋转座标系(d、q)上的d轴电流值Id和q轴电流值Iq。 $\left[\begin{array}{c}\mathrm{Id}\\ \mathrm{Iq}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& \sin \mathrm{\θ}\\ -\sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{I\α}\\ \mathrm{I\β}\end{array}\right].......\left(2\right)$

然后，将d轴电流值Id和q轴电波值Iq如前所述输出到估算器26和减法器28、29。

估算器26根据d轴电流值Id和q轴电流值Iq，推算转子24a的位置角θ及转速ω，输出到各单元。在此，电动机24在起动时，由初始模式输出单元35进行直流励磁，在转子24a的旋转位置初始化之后，施加起动模式，进行强制换流。在通过该施加起动模式来进行强制换流时，显然没有必要推算位置角θ。而αβ/dq变换单元30在即将开始进行矢量控制时，将从初始模式输出单元35获得的位置角θinit作为初始值，计算电流值Id、Iq并输出。

开始矢量控制之后，起动估算器26，推算转子24a位置角θ及转速ω。此时，如果设估算器26输出到αβ/dq变换单元30的转子位置角为θn，则估算器26从根据电流值Id和Iq经矢量运算推算的转子位置角θn-1与其一周期之前推算的转子位置角θn-2的相互关系，推算转子位置角θn。

在以上构成中，除了逆变器电路37、放大偏压电路40、二极管42及过电流检测单元43之外的构成，主要是由DSP(数字信号处理器，转矩控制手段)45的软件实现的功能。其控制周期设定为1毫秒以下。此外，使DSP45开始矢量控制及对其供给目标速度指令ωref则由控制用微机46进行。

在本实施例中，在起动电动机24时，如后所述，在矢量控制开始之前，暂时进行与传统构成相同的PI控制。因此，并列设有图21所示的PI控制单元1和UVW变换单元3，实际上，对从UVW变换单元3输出的电压指令Vu、Vv、Vw，也能用切换开关34的部分进行切换，输出到PWM形成单元36。

下面还参照图4至图12，说明本实施例的作用。图4所示为主要是控制用微机46所进行的简要控制内容的流程图。控制用微机46例如在指令开始进行洗涤运转时，进行如上所述的起动处理(步骤S1)。即，使切换开关34u-34w的动触点34uc-34wc与静触点34ub-34wb连接，由初始模式输出单元35进行直流励磁，使转子24a的旋转位置初始化之后，将电压指令值Vus-Vws提供给逆变器电路37，使电动机24强制换流(步骤S2)。于是，电动机24开始旋转，转速渐渐上升。

此后，控制用微机46例如根据初始模式输出单元35供给的检测信号，判断电动机24的转速达到了20rpm(步骤S3的“是”)，则将切换开关34u-34w的动触点34uc-34wc切换成与静触点34ua-34wa连接，并开始输出目标速度指令ωref，利用与现有相同的构成进行电压控制(PI控制)(步骤S4)。即，因为在转速较低的区域，很难高精度进行矢量控制。

接着，一旦控制用微机46参照估算器26提供的转速ω，判断电动机24的转速达到了60rpm(步骤S5的“是”)，即开始进行矢量控制(步骤S6)。然后，一直运转至出现运转停止指令(步骤S7)。

下面对步骤S6之后的矢量控制说明处理流程。PWM形成单元36根据内部的可逆计数器(未图示)的计数输出生成16kHz的PWM载波，在该计数值为“0”即到达三角波的谷底时刻，将变换时序信号输出到A/D变换单元41。(参见图5)。

如图5所示，PWM形成单元36将αβ/UVW变换单元33输出的电压指令值Vu-Vw与PWM载波的电平进行比较，在后者的电平超过前者的期间，输出PWM信号Vup(+)-Vwp(+)，使上桥臂侧的IGBT38a-38c导通。而下桥臂侧的IGBT38d-38f在上桥臂侧的IGBT38a-38c截止期间导通，两者之间隔着死区时间。

此外，图6为示出电动机24的相电流的反转I MINV与流过分流电阻39的电流I SR及相电压的关系的波形图。即，流过电流I SR的期间是下桥臂侧的IGBT38导通、相电压为0V的时候。因此，三角波的谷底表示下桥臂侧IGBTE38d-38f导通期间的中间相位。即，A/D变换单元41如果在PWM形成单元36内部的计数值为“0”的时刻进行A/D变换，则能可靠地对流过逆变器电路37下桥臂侧的相电流取样。

经A/D变换单元41进行A/D变换后的电流值Iu、Iv与推算的电流值Iw一起，经UVW/αβ变换单元44和αβ/dq变换单元30，变换成2轴电流数据Iα、Iβ，再变换成Id、Iq，输出到估算器26及减法器28、29，由估算器26推算位置角θ及转速ω。又，电流Iq是相对于电动机24的二次磁通方向为垂直方向流动的电流，是有利于转矩产生的电流分量。而电流Id是相对于二次磁通方向为水平方向流动的电流，是对转矩的产生不作出贡献的电流分量。

速度PI控制单元27根据控制用微机46供给的目标速度指令ωref与检测速度ω之差的量，输出q轴、d轴电流指令值Iqref、Idref，电流PI控制单元31q、31d根据指令值Iqref、Idref与测出的电流值Iq、Id之差，输出电压指令值Vq、Vd。电压指令值Vq、Vd经dq/αβ变换单元32和αβ/UVW变换单元33变换成电压指令值Vu、Vv、Vw，输出到PWM形成单元36，PWM形成单元36向逆变器电路37输出PWM信号Vup-Vwp。这样对电动机24各相绕组24u-24w进行通电。

在此，图7示出使旋转桶15以250rpm的速度旋转时的转速变动状态，(a)所示为本实施例的情况，(b)所示为传统构成的情况。圆的直径方向表示转速的大小(以250rpm为中心±3rpm)。圆周方向表示旋转桶15的旋转位置。又，在旋转桶15内配置16kg的配重，作为与(洗涤物+水分)相当的载荷。另外，在旋转桶15的上端部和下端部分别配置有400g和300g的流体平衡器。

图7(b)所示的传统构成，旋转变动具有与旋转角联动的周期性，发生的旋转变动在特定的旋转位置有很大的偏移(最大变动差为6rpm左右)。而在图7(a)所示的本实施例的情况下，转速在整个旋转位置基本为250rpm(最大变动差为1rpm左右)。可以清楚看出，利用本实施例的构成，能有效抑制旋转变动。

图8和图9所示为本实施例的构成和传统构成中脱水运转开始时的旋转桶15的晃动量(位移量)。图8所示的本实施例的场合，与图9所示的传统构成的场合相比，晃动程度小，晃动量的峰值较早发生并迅速收敛。即，由于转速的变动减少，故能抑制运转时发生的振动。在图10中，将传统构成与本实施例构成分别发生的噪声级作比较示出。利用本实施例的构成，噪声级最多可降低2db。

而且，图11中示出了本实施例构成中洗涤运转时的目标速度指令ωref和电动机24的转速ω，图12示出在传统构成中PI控制单元1输出的占空比指令Duty和电动机7的转速ω。从这些图可清楚看出，在本实施例的情况下，转速ω对目标速度指令ωref的跟踪性良好，旋转变动也小，很稳定。

如上所述，根据本实施例，全自动洗衣机11这样构成，即，电动机24产生进行洗涤、漂洗和脱水运转用的旋转驱动力，通过在构成逆变器电路37的下桥臂侧IGBT38d-38f的发射极侧配置的分流电阻39u、39v，对流过电动机24的电流进行检测，根据测出的电流Iu、Iv，利用DSP45以1毫秒的控制周期对电动机24进行矢量控制，从而使产生的转矩相对于洗涤、漂洗运转和脱水运转分别为最佳转矩。

即，通过矢量控制，能够与q轴电流成正比，直接控制电动机24的转矩，所以与现有的控制方式相比可以提高响应性能，能有效抑制运转时将产生的短周期的振动分量，能有效降低噪声及振动。因此，能将洗衣机的外箱做成小型外箱，此外，通过减少电动机24的无效驱动力，也能获得节能效果，能提高洗涤能力。

此外，因为使用分流电阻39u、39v进行电流检测，所以，不必使用电流互感器等昂贵的电流传感器，能以廉价的构成对流过电动机的电流进行检测。而且因为测出三相中的任二相(U、V)电流，通过推算就可以求出剩下一相的电流，所以可以使结构更简单。

还有，根据本实施例，在DSP45内部，在实际进行转矩控制的dq/αβ变换单元32的前级，通过速度PI控制单元27和电流PI控制单元31，根据目标速度指令ωref和转速ω，对电动机24的速度进行PI控制，所以即使电动机24的负载发生变动，也能获得规定的转速，能使洗涤能力稳定。而电流PI控制单元31q、31d对电流也进行PI控制，对dq/αβ变换单元输出q轴和d轴电压指令值Vq、Vd，所以，能获得适当的为获得规定的转速所必需的转矩。此外，根据本实施例，因为从电动机24的转速上升至60rpm的时刻起开始进行矢量控制，所以能高精度稳定进行矢量控制。

而且，一旦配置在放大偏压电路40u、40v的输出侧的过电流检测单元43测出电动机24的绕组24u-24w中流过过电流，即将检测信号输出到控制用微机46，使电动机24的驱动控制停止，所以，在电动机24至少一相发生了短路的情况下，也能测出过电流，能实现安全运行。

图13至图16所示为本发明的第2实施例，与第1实施例相同的部分标上相同的符号，省略说明，下面仅对不同的部分进行说明。在第2实施例的构成中，作为电流检测用，补充了W相用的分流电阻39w和放大偏压电路40w，对三相全部进行电流检测。此外除去了二极管42u、42v，过电流检测单元43与各相对应配置3个(43u、43v、43w)。这3个过电流检测单元43u、43v、43w的输出端子连接在一起，与控制单元47A的输入口连接。

此时，例如将过电流检测信号作为低电平有效，将过电流检测单元43u、43v、43w的输出部分构成漏极开路输出。此外，如图14所示，控制单元47A的A/D变换单元41A是这样构成的，其内部具有2个通道的变换器41A(1)、41A(2)，对三相电流输入切换这2个通道，进行对应连接。变换器41A(1)、41A(2)的切换根据从PWM形成单元36输出的PWM信号的通电相位角(电角度)进行，其它的构成与

第1实施例相同。

下面还参照图15及图16对第2实施例的作用进行说明。图15所示为在对电动机24进行二相调制波通电时，各相绕组出现的相电压Vmu、Vmv、Vmw及A/D变换单元41A中的各相电流的检测时序。例如，电角度从(π/6)至(5π/6)的相位区间，U相电压比V、W相电压要高，是显示最高电平的区间，在该区间，用变换器41A(1)、41A(2)检测V、W相电流。即，在V、W相的下桥臂侧IGBT39e、39f导通的时间进行电流检测。

然后的电角度从(5π/6)至(3π/2)的相位区间，是V相电压比U、W相电压要高的区间，在该区间，用变换器41A(1)、41A(2)检测U、W相电流，而电角度从(3π/2)至(2π+π/6)的相位区间，是W相电压比V、U相电压要高区间，在该区间检测V、U相电流，如此进行切换。

即，为了检测电流，必须使下桥臂侧的IGBT38导通，使相电流流过电阻39。因此，如果要想对三相之中的相电压电平最高的相检测电流，就要降低相电压的最大值，流过电动机24的绕组的电流就增大，所以电阻损耗增加，效率下降。图16示出了电动机24的最大输出电压(相电压)与功耗的关系。

例如，在对显示最高电平的相进行电流检测的情况下，逆变器电路37的驱动电压为280V程度时，须将所加电压限制在250V程度。因此，如果对三相中相电压不显示最高电平的二相进行电流检测，则相电压的最大值不受到限制，因此电动机24的效率提高。

根据如上所述构成的第2实施例，因为A/D变换单元41A根据通电电角度，对三相之中相电压不显示最高电平的二相进行电流检测，所以，不会在相电压显示最高电平的区间使下桥臂侧的IGBT导通，能将PWM信号的占空比设定为100％，所以能提高电动机24的效率。在逆变器电路37的驱动电压为280V左右的情况下，能降低功耗约15W。

另外，利用三相调制波进行正弦波通电时，也能同样应用。

图17所示为本发明的第3实施例，仅对与第1实施例不同的部分进行说明。在第3实施例中，与逆变器电路37的下桥臂侧连接的分流电阻各相分别串联连接2个。即，对U相配置电阻39ua和39ub，对V相配置电阻39va和39vb，对W相配置电阻39wa和39wb。

并且，IGBT38d、38e、38f的发射极与电阻39ua、39va39wa的公共连接点上，连接着放大偏压电路40ua、40va、40wa的输入端，各电阻的串联电路的公共连接点与放大偏压电路40ub、40vb、40wb的输入端连接。各放大偏压电路40的输出端与控制单元47B的输入口连接。

下面对第3实施例的作用进行说明。按洗衣机11的运转形式，加在电动机24上的负载发生变动，流过绕组的电流量发生变化，在该电流量较大的运转期间，在电阻39ub、39vb、39wb侧进行电流检测，而在电流量较小的运转期间，在电阻39ua、39va、39wa侧进行电流检测。

根据如上所述构成的第3实施例，因为根据电动机24的绕组中流过的电流量相应切换检测用电阻的电阻值，所以用于载荷变动大的洗衣机11时，也始终能高精度进行电流检测。

图18至图20所示为本发明的第4实施例。在第4实施例中，除去了分流电阻39u、39v、39w。在逆变器电路37的输出端37v、37w与电动机24的绕组24v、24w之间，分别插入了分流电阻51v、51w。这些分流电阻51v、51w的两端与电流检测IC52v、52w的输入端连接。

电流检测IC52v、52w例如是International Rectifier公司的IR2171等，如图19所示，将与分流电阻51v、51w的端电压对应的PWM信号以40kHz的载波输出到控制单元47C。即，如果输入端Vin+与Vin-之间的电位差以±260mV的范围发生变化，则PWM信号的占空比在93％至7％的范围发生变化，然后输出。从电流检测IC52v、52w输出的PWM信号供给控制单元47C的输入口。

下面也参照图20，对第4实施例的作用进行说明。图20(a)示出了电流检测IC52输出的PWM信号波形及控制单元47C内部的DSP具有的计数器(均未图示)的计数值的变化，图20(b)所示为所述DSP执行处理的流程图。在DSP中，由电流检测IC52v、52w输出的PWM信号利用下降沿中断，变为执行图20的流程图(子程序XINTxSVR)

如图20(a)所示，计数器的计数值在PWM信号的上升和下降沿的瞬时由捕捉单元CAPxFIFO(old)和CAPxFIFO(new)分别锁定。DSP一旦开始图20(b)的处理，即将由这两个捕捉单元CAPxFIFO(old)和CAPxFIFO(new)锁定的数据读入寄存器AR5、AR6(步骤D1)。

接着，DSP计算PWM信号的断开期间IxDelta1(步骤D2)。此时，将寄存器AR5的值代入变量IxTime1，用下式计算断开期间IxDelta1。

IxDelta1＝IxTime1-IxTime2                             ……(3)

在此，IxTime2是在前一周期的PWM信号的下降沿瞬时进行的计数值，在下面所述的步骤D3代入。

接着，DSP计算PWM信号的导通期间IxDelta2(步骤D3)。此时，将寄存器AR6的值代入变量IxTime2，用下式计算导通期间IxDelta2。

IxDelta2＝IxTime2-IxTime1                             ……(4)

然后，DSP计算电流值Ix(步骤D4)。电流值Ix用断开期间IxDelta1与导通期间IxDelta2之和除导通期间IxDelta2而求出。即：

Ix＝IxDelta2/(IxDelta1+IxDelta2)                      ……(5)

根据如上所述的第4实施例，因为在逆变器电路37的输出端37v、37w与电动机24的绕组24v、24w之间插入分流电阻51v、51w，在这些分流电阻51v、51w的两端连接电流检测IC52v、52w，并根据这些电流检测IC52v、52w输出的PWM信号进行电流检测，所以能获得与第1或第2实施例相同的效果。

本发明并不限于上述且附图所示的实施例，可以作如下所述的变形或扩展。

矢量控制只要至少在洗涤运转和脱水运转时进行即可。

矢量控制的控制周期不限于1毫秒，如果在50毫秒以内的范围适当设定，对噪声和振动的抑制就能获得满意的效果。

还有，也可以使速度PI控制使用的控制增益随电动机24的转速而作变更。例如，如果设定为，当电动机24的转速达到以旋转桶15等为中心的振动系统的固有振动频率附近时，使控制增益的值变得更大，使PI控制起更强的作用，就能有效抑制振动的发生。

此时，也可以使速度PI控制使用的控制增益至少在洗涤运转和脱水运转的不同情况进行变更。即，因为洗涤运转和脱水运转时电动机24的驱动条件有很大的不同，所以如果根据各驱动条件将控制增益设定为适当的值，就能有效抑制振动的发生。

电动机的电流检测也可以使用电流互感器进行。

在第3实施例中，电流检测用的电阻也可以串联连接3个以上。

在第4实施例中，也可以这样构成：与第3实施例一样，串联连接数个分流电阻，并按分流电阻数准备电流检测IC，根据电流量的大小切换检测点。

根据本发明的洗衣机，由于转矩控制手段对产生进行洗涤、漂洗及脱水运转用的旋转驱动力的电动机中流过的电流进行检测，根据该检测电流，对电动机进行矢量控制，以此将该电动机产生的转矩控制为至少对于洗涤运转和脱水运转分别为最佳的转矩，因此，能与q轴电流成正比，直接控制电动机的转矩。所以，可以比现有的电动机控制进一步提高响应性能，能降低噪声和振动。而且能使洗衣机的外箱小型化，此外，由于减少了电动机的无效驱动力，故能获得节能效果，也能提高洗涤能力。

Claims (10)

1.一种洗衣机，其特征在于，具有：

产生进行洗涤、漂洗及脱水运转用的旋转驱动力的电动机；

检测流过该电动机的电流的电流检测手段；以及，

转矩控制手段，该转矩控制手段根据所述电流检测手段测出的电流对所述电动机进行矢量控制，通过这样的控制，使所述电动机产生的转矩至少对洗涤运转和脱水运转分别为最佳转矩。

2.根据权利要求1所述的洗衣机，其特征在于，

具有驱动电动机用的逆变器电路；

所述电流检测手段对与构成所述逆变器电路的下桥臂侧开关元件串联连接的电阻中流过的电流进行检测。

3.根据权利要求2所述的洗衣机，其特征在于，

电动机为三相结构，

所述电流检测手段根据通电电角度，对三相之中相电压不显示最高电平的二相进行电流检测。

4.根据权利要求2或3所述的洗衣机，其特征在于，

与下桥臂侧的开关元件串联连接的电阻采用数个构成串联电路，

电流检测手段根据负载条件切换所述串联电路中的检测位置。

5.根据权利要求1至3中的任一项所述的洗衣机，其特征在于，

在所述转矩控制手段的前级，具有根据速度指令和从电流检测手段测出的电流所获得的电动机转速，对电动机速度进行PI控制的速度控制手段。

6.根据权利要求5所述的洗衣机，其特征在于，

所述速度控制手段对转矩控制手段输出q轴和d轴电流指令值，

所述转矩控制手段根据所述q轴和d轴电流指令值以及从电流检测手段测出的电流获得的电动机的q轴和d轴电流值进行PI控制，生成q轴和d轴电压指令值。

7.根据权利要求5所述的洗衣机，其特征在于，所述速度控制手段根据电动机转速改变PI控制用的控制增益。

8.根据权利要求5所述的洗衣机，其特征在于，所述速度控制手段至少在洗涤运转和脱水运转的不同情况，改变PI控制用的控制增益。

9.根据权利要求5所述的洗衣机，其特征在于，将所述速度控制手段的控制周期设定在50毫秒以内。

10.根据权利要求1至3中的任一项所述的洗衣机，所述转矩控制手段从电动机转速上升至规定速度的时刻开始进行控制。

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