WO2018155949A1 - 모터 구동장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스 - Google Patents

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WO2018155949A1
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WO
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phase
motor
current
phase current
inverter
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PCT/KR2018/002244
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English (en)
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Inventor
정한수
김광식
장호용
Original Assignee
엘지전자 주식회사
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Publication date
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/18—Estimation of position or speed
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
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    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation

Definitions

  • the present invention relates to a motor drive device and a home appliance having the same, and more particularly, to a motor drive device and a home appliance including the same that can accurately calculate the phase current flowing through the motor using a dc stage resistance element. .
  • the motor drive device is a device for driving a motor having a rotor for rotating motion and a stator wound with a coil.
  • the motor driving apparatus may be classified into a sensor type motor driving apparatus using a sensor and a sensorless type motor driving apparatus without a sensor.
  • a method of detecting phase current using one dc stage resistor element disposed between the dc stage capacitor and the inverter in the motor driving apparatus may be used.
  • a section in which current detection measurement is impossible may occur through the dc stage resistance element.
  • the current detection is not performed, there is a disadvantage that accurate motor control is not performed.
  • An object of the present invention is to provide a motor drive device and a home appliance having the same that can accurately calculate the phase current flowing through the motor using a dc stage resistance element.
  • the control unit for controlling the inverter the control unit, by controlling the switching element in the inverter by the pulse width variable control based on the space vector, dc
  • the control unit by controlling the switching element in the inverter by the pulse width variable control based on the space vector, dc
  • the pole voltage which is the potential difference between the dc terminal and the output terminal of the phase arm switching element, becomes a continuous waveform.
  • the first phase current of the three phase current is detected and the second phase current is estimated.
  • control unit estimates the second phase current based on the second phase current value detected in the previous period when the second phase current is estimated.
  • control unit shifts at least one of the three phase vectors by the minimum value for detecting the first phase current among the three phase currents of the motor.
  • control unit controls the line voltage applied to the motor to be a sine wave when at least two phase currents of the three phase currents of the motor are not detectable through the dc stage resistance element.
  • control unit controls the phase voltage applied to the motor to be a sine wave when at least two phase currents of the three phase currents of the motor are not detectable through the dc stage resistance element.
  • control unit estimates the second phase current when only the first phase current of the three phase currents of the motor can be detected through the dc stage resistance element.
  • control unit the control unit
  • the second phase current is estimated based on the second phase current value detected in the previous period.
  • the motor driving apparatus may further include a converter for converting an AC power source into a DC power source, a dc terminal capacitor for storing a dc terminal voltage which is an output terminal of the converter, and a dc terminal voltage detector for detecting the dc terminal voltage.
  • control unit includes a speed calculating unit for calculating the rotor speed of the motor based on the detected output current, a current command generating unit for generating a current command value based on the calculated speed information and the speed command value, and a current command value; A voltage command generation unit for generating a voltage command value based on the detected output current, and a switching control signal output unit for outputting a switching control signal for driving the inverter based on the voltage command value.
  • the motor drive apparatus has a control unit for controlling the inverter, the control unit controls the switching element in the inverter by the pulse width variable control based on the space vector Based on the sampled phase current, the inverter is driven by using a first mode of estimating another phase current and a second mode of estimating both three-phase currents.
  • the control unit for controlling the inverter controls the switching element in the inverter by the pulse width variable control based on the space vector,
  • the control unit controls the switching element in the inverter by the pulse width variable control based on the space vector
  • the home appliance for achieving the above object, has a control unit for controlling the inverter, the control unit controls the switching element in the inverter by the pulse width variable control based on the space vector On the basis of the sampled phase current, the inverter is mixed by using a first mode of estimating another phase current and a second mode of estimating both three-phase currents.
  • a motor drive device and a home appliance having the same include a plurality of upper arm switching elements and a lower arm switching element, and by switching operation, the DC power supply of the dc terminal capacitor connected to the dc terminal is alternating.
  • a control unit that controls the inverter based on an inverter that converts to a power source and outputs the converted AC power to the motor, a dc stage resistor element disposed between the dc stage capacitor and the inverter, and a phase current sampled through the dc stage resistor element
  • the control unit may control the switching element in the inverter by pulse width variable control based on a space vector, and when at least two phase currents of the three phase currents of the motor are not detectable through the dc stage resistance element, the dc stage and the phase arm may be detected.
  • At least one of the three-phase vectors is shifted so that the pole voltage, which is the potential difference between the output terminals of the switching elements, becomes a continuous waveform so that the three-phase
  • phase current estimation is possible by estimating the second phase current based on the second phase current value detected in the previous period.
  • the control unit controls the switching element in the inverter by pulse width variable control based on the space vector, and at least two phase currents of the three phase currents of the motor are detected through the dc stage resistance element. If not possible, by shifting at least one of the three-phase vectors by a minimum value for detecting the first phase current of the three-phase current of the motor, detecting the first phase current of the three-phase current of the motor, and estimating the second phase current.
  • the dc current resistance element can be used to accurately calculate the phase current flowing through the motor.
  • FIG. 1 illustrates an example of an internal block diagram of a motor driving apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is an example of an internal circuit diagram of the motor driving device of FIG. 1.
  • FIG. 3 is an internal block diagram of the inverter controller of FIG. 2.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an example of the output current detector of FIG. 2.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an example of an output current detector of a motor driving apparatus according to an exemplary embodiment of the present invention.
  • 6 to 11D are views referred to for describing variable width control based on a space vector.
  • 12A to 12C are diagrams illustrating a case where current detection by a dc stage resistance element is impossible.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating a region in which current detection measurement is impossible through a dc stage resistance element.
  • 14A is a diagram illustrating an example of a current detection method by a dc stage resistance device according to an exemplary embodiment of the present invention.
  • FIG. 14B to 14D are views referred to in the description of FIG. 14A.
  • 15A is a diagram illustrating another example of a current detection method by a dc stage resistance device according to an exemplary embodiment of the present invention.
  • FIG. 15B is a diagram referred to the description of FIG. 15A.
  • FIG. 16 is a perspective view illustrating a laundry treatment device as an example of a home appliance according to an exemplary embodiment of the present invention.
  • FIG. 17 is an internal block diagram of the laundry treatment machine of FIG.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating a configuration of an air conditioner that is another example of a home appliance according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 19 is a schematic diagram of the outdoor unit and the indoor unit of FIG. 18.
  • FIG. 20 is a perspective view illustrating a refrigerator that is another example of a home appliance according to an exemplary embodiment of the present invention.
  • FIG. 21 is a view schematically illustrating the configuration of the refrigerator of FIG. 20.
  • module and “unit” for components used in the following description are merely given in consideration of ease of preparation of the present specification, and do not impart any particular meaning or role by themselves. Therefore, the “module” and “unit” may be used interchangeably.
  • the motor driving apparatus described herein estimates the rotor position of the motor by a sensorless method, which is not provided with a position sensing unit such as a hall sensor that senses the rotor position of the motor. It can be a motor drive.
  • a sensorless motor drive device will be described.
  • the motor drive device 220 may be referred to as a motor drive unit.
  • FIG. 1 illustrates an example of an internal block diagram of a motor driving apparatus according to an exemplary embodiment of the present invention
  • FIG. 2 illustrates an example of an internal circuit diagram of the motor driving apparatus of FIG. 1.
  • the motor driving apparatus 220 is for driving a motor in a sensorless manner, and may include an inverter 420 and an inverter controller 430. have.
  • the motor driving apparatus 220 may include a converter 410, a dc terminal voltage detector B, a smoothing capacitor C, and an output current detector E.
  • the driver 220 may further include an input current detector A, a reactor L, and the like.
  • the motor driving apparatus 220 detects the phase current by using one dc stage resistor disposed between the dc stage capacitor and the inverter.
  • the inverter controller 430 controls the switching device in the inverter 420 by controlling the variable width of the pulse vector based on the space vector.
  • the inverter controller 430 receives phase current information sequentially detected by using one dc stage resistance element, and based on this, in the inverter 420, by controlling a variable width of a pulse vector based on a space vector.
  • the switching element can be controlled.
  • the present invention proposes a method for reducing noise caused by the asymmetry described above.
  • the inverter controller 430 controls the switching element in the inverter 420 by controlling the variable pulse width based on the space vector, and through the dc stage resistance element Rdc, the motor (
  • the pole voltage which is the potential difference between the dc terminal and the output terminals of the phase-arm switching elements Sa to Sc, becomes a continuous waveform
  • phase current estimation is possible by estimating the second phase current based on the second phase current value detected in the previous period.
  • the inverter controller 430 by controlling the variable width of the pulse vector based on the space, controls the switching element in the inverter 420, through the dc stage resistance element (Rdc), If at least two phase currents of the three phase currents of 230 are not detectable, after shifting at least one of the three phase vectors by a minimum value for detecting the first phase current of the three phase currents of the motor 230, the motor 230 By detecting the first phase current of the three-phase current of and estimating the second phase current, it is possible to accurately calculate the phase current flowing through the motor 230 using the dc stage resistance element Rdc.
  • the reactor L is disposed between the commercial AC power supplies 405 and v s and the converter 410 to perform power factor correction or boost operation.
  • the reactor L may perform a function of limiting harmonic currents due to the fast switching of the converter 410.
  • the input current detector A can detect the input current i s input from the commercial AC power supply 405. To this end, a CT (current trnasformer), a shunt resistor, or the like may be used as the input current detector A.
  • FIG. The detected input current i s may be input to the inverter controller 430 as a discrete signal in the form of a pulse.
  • the converter 410 converts the commercial AC power supply 405 which passed through the reactor L into DC power, and outputs it.
  • the commercial AC power supply 405 is shown as a single phase AC power supply in the figure, it may be a three phase AC power supply.
  • the internal structure of the converter 410 also varies according to the type of the commercial AC power source 405.
  • the converter 410 may be formed of a diode or the like without a switching element, and may perform rectification without a separate switching operation.
  • diodes in the case of single phase AC power, four diodes may be used in the form of a bridge, and in the case of three phase AC power, six diodes may be used in the form of a bridge.
  • the converter 410 for example, a half-bridge type converter that is connected to two switching elements and four diodes may be used, and in the case of a three-phase AC power supply, six switching elements and six diodes may be used. .
  • the converter 410 includes a switching element
  • the boosting operation, the power factor improvement, and the DC power conversion may be performed by the switching operation of the switching element.
  • the smoothing capacitor C smoothes and stores the input power.
  • one element is illustrated as the smoothing capacitor C, but a plurality of elements may be provided to ensure device stability.
  • a direct current power may be input directly, for example, a direct current power from a solar cell is supplied to the smoothing capacitor (C). It may be input directly or DC / DC converted.
  • C smoothing capacitor
  • the dc end voltage detector B may detect a dc end voltage Vdc that is both ends of the smoothing capacitor C.
  • the dc terminal voltage detector B may include a resistor, an amplifier, and the like.
  • the detected dc terminal voltage Vdc may be input to the inverter controller 430 as a discrete signal in the form of a pulse.
  • the inverter 420 includes a plurality of inverter switching elements, converts the smoothed DC power supply Vdc into three-phase AC power supplies va, vb and vc of a predetermined frequency by turning on / off an operation of the switching device, It may output to the synchronous motor 230.
  • Inverter 420 is a pair of upper arm switching elements Sa, Sb, Sc and lower arm switching elements S'a, S'b, S'c, which are connected in series with each other, and a total of three pairs of upper and lower arms
  • the switching elements are connected in parallel with each other (Sa & S'a, Sb & S'b, Sc & S'c).
  • Diodes are connected in anti-parallel to each of the switching elements Sa, S'a, Sb, S'b, Sc, and S'c.
  • the switching elements in the inverter 420 perform on / off operations of the respective switching elements based on the inverter switching control signal Sic from the inverter controller 430. As a result, the three-phase AC power supply having the predetermined frequency is output to the three-phase synchronous motor 230.
  • the inverter controller 430 may control a switching operation of the inverter 420 based on a sensorless method. To this end, the inverter controller 430 may receive an output current i o detected by the output current detector E. FIG.
  • the inverter controller 430 outputs an inverter switching control signal Sic to the inverter 420 to control the switching operation of the inverter 420.
  • Inverter switching control signal (Sic) is output is generated by a switching control signal of a pulse width modulation (PWM), based on the output current (i o) detected by the output current detector (E).
  • PWM pulse width modulation
  • the output current detector E detects the output current i o flowing between the inverter 420 and the three-phase motor 230. That is, the current flowing through the motor 230 is detected.
  • the output current detector E may detect all of the output currents ia, ib, and ic of each phase, or may detect the output currents of two phases by using three-phase equilibrium.
  • the output current detector E may be located between the inverter 420 and the motor 230, and a current trnasformer (CT), a shunt resistor, or the like may be used for current detection.
  • CT current trnasformer
  • a shunt resistor When a shunt resistor is used, three shunt resistors are located between the inverter 420 and the synchronous motor 230 or the three lower arm switching elements S'a, S'b, S'c of the inverter 420. It is possible to connect one end to each). On the other hand, it is also possible to use two shunt resistors using three-phase equilibrium. On the other hand, when one shunt resistor is used, the corresponding shunt resistor may be disposed between the above-described capacitor C and the inverter 420.
  • the detected output current i o may be applied to the inverter controller 430, and the inverter switching control signal Sic based on the detected output current i o . Is generated.
  • the detected output current i o may be described in parallel as the three-phase output currents ia, ib and ic.
  • the three-phase motor 230 is provided with a stator and a rotor, each phase AC power of a predetermined frequency is applied to the coil of the stator of each phase (a, b, c phase), the rotor rotates Will be
  • Such a motor 230 may be, for example, a Surface-Mounted Permanent-Magnet Synchronous Motor (SMPMSM), an Interior Permanent Magnet Synchronous Motor (IPMSM), and a synchronous clock. Synchronous Reluctance Motor (Synrm) and the like. Of these, SMPMSM and IPMSM are permanent magnet synchronous motors (PMSMs) with permanent magnets, and synrms have no permanent magnets.
  • SMPMSM Surface-Mounted Permanent-Magnet Synchronous Motor
  • IPMSM Interior Permanent Magnet Synchronous Motor
  • Synchronous Reluctance Motor Synchronous Reluctance Motor
  • FIG. 3 is an internal block diagram of the inverter controller of FIG. 2.
  • the inverter controller 430 may include an axis converter 310, a speed calculator 320, a current command generator 330, a voltage command generator 340, an axis converter 350, and The switching control signal output unit 360 may be included.
  • the axis conversion unit 310 receives the three-phase output currents (ia, ib, ic) detected by the output current detection unit E, and converts the two-phase currents i ⁇ and i ⁇ of the stationary coordinate system.
  • the axis conversion unit 310 can convert the two-phase current (i ⁇ , i ⁇ ) of the stationary coordinate system into a two-phase current (id, iq) of the rotary coordinate system.
  • the speed calculator 320 calculates the calculated position (based on the two-phase currents i ⁇ and i ⁇ of the stationary coordinate system axially changed by the axis converter 310. ) And computed speed ( ) Can be printed.
  • the current command generation unit 330 has a calculation speed ( ) And the current command value i * q based on the speed command value ⁇ * r .
  • the current command generation unit 330 has a calculation speed ( ) Based on the difference between the speed command value ⁇ * r and the PI controller 335, the PI control may be performed, and the current command value i * q may be generated.
  • the q-axis current command value i * q is illustrated as a current command value, it is also possible to generate
  • the value of the d-axis current command value i * d may be set to zero.
  • the current command generation unit 330 may further include a limiter (not shown) for restricting the level so that the current command value i * q does not exceed the allowable range.
  • the voltage command generation unit 340 includes the d-axis and q-axis currents i d and i q which are axis-converted in the two-phase rotational coordinate system by the axis conversion unit, and the current command value in the current command generation unit 330 ( Based on i * d , i * q ), the d-axis and q-axis voltage command values v * d and v * q are generated.
  • the voltage command generation unit 340 performs the PI control in the PI controller 344 based on the difference between the q-axis current i q and the q-axis current command value i * q , and q
  • the axial voltage setpoint v * q can be generated.
  • the voltage command generation unit 340 performs the PI control in the PI controller 348 based on the difference between the d-axis current i d and the d-axis current command value i * d , and the d-axis voltage.
  • the setpoint (v * d ) can be generated.
  • the voltage command generation unit 340 may further include a limiter (not shown) for restricting the level so that the d-axis and q-axis voltage command values (v * d , v * q ) do not exceed the allowable range. .
  • the generated d-axis and q-axis voltage command values v * d and v * q are input to the axis conversion unit 350.
  • the axis conversion unit 350 may be a position calculated by the speed calculating unit 320 ( ), And the d-axis and q-axis voltage command values (v * d , v * q ) are input, and axis conversion is performed.
  • the axis conversion unit 350 converts from a two-phase rotation coordinate system to a two-phase stop coordinate system. At this time, the position calculated by the speed calculating unit 320 ( ) Can be used.
  • the axis conversion unit 350 performs a transformation from the two-phase stop coordinate system to the three-phase stop coordinate system. Through this conversion, the axis conversion unit 1050 outputs the three-phase output voltage command values v * a, v * b, v * c.
  • the switching control signal output unit 360 generates the switching control signal Sic for the inverter based on the pulse width modulation (PWM) method based on the three-phase output voltage command values (v * a, v * b, v * c). To print.
  • PWM pulse width modulation
  • the output inverter switching control signal Sic may be converted into a gate driving signal by a gate driver (not shown) and input to the gate of each switching element in the inverter 420.
  • a gate driver not shown
  • each of the switching elements Sa, S'a, Sb, S'b, Sc, and S'c in the inverter 420 performs a switching operation.
  • the motor drive device 100 through the control of the inverter 420, in order to perform vector control for driving the motor 230, the output current (io) flowing through the motor (motor) In particular, it is essential to detect phase current.
  • the inverter controller 430 may control the motor 230 at a desired speed and torque by using the current command generator 330 and the voltage command generator 340 by using the sensed phase current. Will be.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an example of the output current detector of FIG. 2.
  • the output current detector Ex of FIG. 4 includes two current sensors CSa for sensing a phase current and c phase current among three phase currents a, b, and c current flowing through the motor 230. And having CSc).
  • the b-phase current can be calculated using the condition that the sum of the three-phase current is zero.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an example of an output current detector of a motor driving apparatus according to an exemplary embodiment of the present invention.
  • the output current detector Edc may include a dc stage resistor Rdc disposed between the dc stage capacitor C and the inverter 420.
  • the inverter controller 430 may calculate the current flowing in the motor 230 based on the current flowing through the dc stage resistance element Rdc, and control the inverter 420 based on the calculated motor current.
  • a current acquisition method using a dc stage resistance element Rdc is called a shunt algorithm.
  • the shunt algorithm is classified into 1-shunt, 2-shunt, and 3-shunt according to the position and the number of shunt resistor elements.
  • the 1-shunt method is used. Describe it.
  • three-phase currents (a, b, c phase currents) flowing through the motor 230 are obtained using only one shunt resistor element disposed in the dc stage.
  • the current sensor can be reduced, and compared to the 2-shunt and 3-shunt methods, peripheral circuits such as a voltage amplifier and an A / D port can be reduced.
  • peripheral circuits such as a voltage amplifier and an A / D port can be reduced.
  • the manufacturing cost and volume of the motor driving device 220 may be reduced.
  • the motor driving apparatus 220 detects the phase current by using one dc stage resistor disposed between the dc stage capacitor and the inverter.
  • the inverter controller 430 by controlling the variable width of the pulse vector based on the space, controls the switching element in the inverter 420, through the dc-stage resistance element (Rdc), the motor (
  • Rdc dc-stage resistance element
  • the motor When at least two phase currents of the three phase currents of 230 cannot be detected, at least one of the three phase vectors is shifted so that the pole voltage, which is the potential difference between the dc terminal and the output terminals of the phase-arm switching elements Sa to Sc, becomes a continuous waveform,
  • the pole voltage which is the potential difference between the dc terminal and the output terminals of the phase-arm switching elements Sa to Sc
  • phase current estimation is possible by estimating the second phase current based on the second phase current value detected in the previous period.
  • the inverter controller 430 by controlling the variable width of the pulse vector based on the space, controls the switching element in the inverter 420, through the dc stage resistance element (Rdc), If at least two phase currents of the three phase currents of 230 are not detectable, after shifting at least one of the three phase vectors by a minimum value for detecting the first phase current of the three phase currents of the motor 230, the motor 230 By detecting the first phase current of the three-phase current of and estimating the second phase current, it is possible to accurately calculate the phase current flowing through the motor 230 using the dc stage resistance element Rdc.
  • 6 to 11D are views referred to for describing variable width control based on a space vector.
  • FIG. 6 illustrates a space vector based voltage vector, according to the switching combination of each switching element in the inverter.
  • phase arm switching elements Sa, Sb, and Sc in the inverter 420 are all On, they correspond to the zero vector of V0 111 and the lower arm switching element S '. a, S'b, S'c) correspond to the zero vector of V7 (000), which are all On. In other words, two zero vectors exist in the space vector region 800.
  • FIG. 7A to 7F are diagrams illustrating switching of each switching element in the inverter, corresponding to the zero vector and the effective vector of FIG.
  • FIG. 7A illustrates the switching timing of each switching element Sa, Sb, Sc in the inverter, in sector 1 of FIG. 6, and FIG. 7B shows in sector 2 of FIG. 6.
  • the switching timing of each switching element Sa, Sb, Sc in the inverter is illustrated, and FIG. 7C shows the switching timing of each switching element Sa, Sb, Sc in the inverter in sector 3 of FIG.
  • FIG. 7D illustrates the switching timing of each switching element Sa, Sb, Sc in the inverter, in sector 4 of FIG. 6, and FIG. 7E shows in sector 5 of FIG. 6.
  • FIG. 7F shows the switching timing of each switching element Sa, Sb, Sc in the inverter in sector 6 of FIG. To illustrate.
  • FIG. 8 illustrates the state of the motor current detected in the dc stage resistance element for each vector of FIG. 6.
  • Ias current which is a phase current
  • the effective vector V2 in sector 2 the dc stage resistance element Rdc.
  • the c-phase current -Ics current is detected, and for the effective vector V3 in sector 3, the b-phase current Ibs current is detected through the dc stage resistance element Rdc, and the effective vector V4 in sector 4 Is detected through the dc stage resistance element Rdc, and a -Ias current, which is a phase current, is detected through the dc stage resistance element Rdc, and an Ics current, which is a c phase current, is detected for the effective vector V5 in sector 5.
  • the b-phase current -Ibs current is detected through the dc stage resistance element Rdc.
  • FIG. 9A illustrates an example of a voltage vector
  • FIG. 9B is a diagram illustrating switching of each switching element in an inverter corresponding to the voltage vector of FIG. 9A.
  • a voltage vector V * may be generated as a combination of the effective vectors V1 and V2 in sector 1, a voltage vector V * may be generated.
  • the voltage vector V * may be generated by the voltage command generator 340 described above.
  • the 1-shunt method detects a phase current from a dc stage resistance element Rdc when an effective vector is applied in a control period Ts for a space vector based PWM (SVPWM), and detects the detected phase current.
  • the analog-digital (A / D) conversion is performed, and the gate signal generation unit (not shown) in the switching control signal output unit 360 determines the current sector and the effective vector to restore the phase current.
  • 10 is a diagram illustrating switching of each switching element in the inverter, corresponding to the first valid vector and the second valid vector.
  • ib which is the current of the other one phase (b phase) is obtained through internal calculation in the inverter control unit 430.
  • the inverter controller 430 performs vector control using the three-phase current thus obtained.
  • the basic principle is to recover the phase current by detecting the current flowing through the dc stage resistance element (Rdc) in the effective vector interval.
  • Equation 1 the minimum effective vector application time T min for detecting the current flowing through the dc stage resistance element Rdc is calculated as shown in Equation 1 below.
  • the minimum voltage vector application time T min is a settling time T settling according to a ringing phenomenon occurring during switching of the switching element in the inverter, a dead time time T dead of the inverter, and an analog-digital digital signal during sampling. It may correspond to the sum of the conversion times T A / D.
  • 11A-11B illustrate that the effective vector is applied less than the minimum valid vector application time.
  • Figure 11a is an example of a case where the space vector based on the PWM (SVPWM) hexagon, the application of the effective vector within a switching cycle time, is less than the minimum effective vector time (T min).
  • an area 1101 in which the current detection measurement cannot be made through the dc terminal resistance element Rdc occurs in the region Ar1 to Ar6 around the V1 to V6 vectors, and this cannot be measured or dead band. band).
  • FIG. 11B illustrates a case where the application time of two valid vectors within a switching period is smaller than the minimum effective vector application time T min in a space vector based PWM (SVPWM) hexagon.
  • SVPWM space vector based PWM
  • FIGS. 11C to 11D are diagrams illustrating the switching of each switching element in the inverter corresponding to the voltage vector, which is not detectable of current, in FIGS. 11A to 11B.
  • the section T2 / 2 (1105) by the V1 (100) vector is larger than T min , but the section T1 / 2 (1110) by the V2 (110) vector is smaller than T min . Accordingly, in phase T2 / 2, a phase current can be detected, but in phase T1 / 2, c phase current cannot be detected.
  • both the section T2 / 2 (1115) by the V1 (100) vector and the section T1 / 2 (1120) by the V2 (110) vector are smaller than T min . Accordingly, it is impossible to detect currents of phases a and c in the T2 / 2 section and the T1 / 2 section mode.
  • 12A to 12C are diagrams illustrating a case where current detection by a dc stage resistance element is impossible.
  • FIG. 12A illustrates a case in which the T1 section of the T1 section and the T2 section is smaller than the minimum time that can be detected by the current. Accordingly, in addition to Sa, the b-phase vector and the c-phase vector corresponding to Sb and Sc may be moved to the right. Each shift is illustrated. According to this scheme, the symmetrical switching timing is changed to asymmetrical.
  • FIG. 12B illustrates a case in which the T1 section of the T1 section and the T2 section is smaller than the minimum time that can be detected by the current. Accordingly, only the b phase vector corresponding to Sb is shifted to the right. According to this scheme, the symmetrical switching timing is changed to asymmetrical.
  • At least one of the three-phase vectors is shifted so that the pole voltage which is the potential difference between the dc terminal and the output terminals of the phase-arm switching elements Sa to Sc becomes a continuous waveform in the region where current detection is impossible.
  • the first phase current of the three phase current of 230 is detected and the second phase current is estimated.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating a region in which current detection measurement is impossible through a dc stage resistance element.
  • FIG. 13 shows an area 1101 where a current detection measurement is not possible through a dc stage resistance element Rdc of a region around the V1 to V6 vectors Ar1 to Ar6 in a space vector based PWM (SVPWM) hexagon. (zero vector) illustrates a region 1102 in which current detection measurement is not possible through the dc stage resistance element Rdc of the peripheral region Ara.
  • SVPWM space vector based PWM
  • the region 1101, in which the current detection measurement is not possible through the dc stage resistance element Rdc of the regions V1 to V6 vector Ar1 to Ar6, corresponds to FIG. 11A and corresponds to the dc stage resistance element Rdc.
  • the first phase current of the three-phase current of the motor 230 may be detected, and the second phase current may not be detected.
  • the region 1102 in which current detection measurement is not possible through the dc terminal resistance element Rdc of the region Ara around the zero vector corresponds to FIG. 11B and corresponds to at least two of three-phase currents of the motor 230. The case where the phase current is not detectable is illustrated.
  • Inverter control unit 430 if at least two phase current of the three-phase current of the motor 230 is not detectable, the dc stage and the phase arm switching element (Sa) for the region 1102 where the current detection measurement is impossible By shifting at least one of the three-phase vectors so that the pole voltage, which is the potential difference between the output terminals of ⁇ Sc), becomes a continuous waveform, detecting the first phase current among the three phase currents of the motor 230 and estimating the second phase current. do. This will be described with reference to FIG. 14A.
  • FIG. 14A is a view showing an example of a current detection method by a dc stage resistance element according to an embodiment of the present invention
  • FIGS. 14B to 14D are views referred to in the description of FIG. 14A.
  • FIG. 14A illustrates a case in which both the T1 section and the T2 section are smaller than the minimum time for which the current can be detected.
  • the inverter controller 430 according to the embodiment of the present invention may shift at least one of the three-phase vectors.
  • the inverter controller 430 according to the embodiment of the present invention may shift the PWM duty corresponding to at least one of the three-phase vectors.
  • FIG. 14A illustrates shifting the b phase vector and the c phase vector corresponding to Sb and Sc to the right, in addition to Sa.
  • the inverter control unit 430 according to the embodiment of the present invention, the pole voltage (Van, Vbn, Vcn) that is the potential difference between the dc terminal and the output terminal of the phase arm switching elements Sa to Sc, as shown in Figure 14b, the continuous waveform At least one of the three-phase vectors can be shifted so that
  • the inverter controller 430 detects the first phase current among the three phase currents of the motor and estimates the second phase current, thereby accurately calculating the phase current flowing through the motor using the dc stage resistance element. Will be.
  • the inverter controller 430 may estimate the second phase current based on the second phase current value detected in the previous period, as shown in Equations 2 and 3 below. This enables accurate current estimation.
  • ide is the d-axis estimated current
  • iqe is the q-axis estimated current
  • Ts is the control period
  • Vde is the d-axis estimated voltage
  • fq is the q-axis estimated voltage
  • we is the estimated speed of the motor
  • Ke is It can represent the estimated back EMF.
  • the inverter controller 430 may shift at least one of the three-phase vectors by a minimum value for detecting the first phase current among the three-phase currents of the motor 230. As a result, noise due to asymmetry can be reduced.
  • the inverter controller 430 may apply a phase voltage to the motor 230 as illustrated in FIG. 14C. (Va, Vb, Vc) can be controlled to be a sine wave. As a result, noise due to asymmetry can be reduced.
  • the inverter controller 430 may apply the line voltage to the motor 230 as illustrated in FIG. 14D. (Vab, Vbc, Vca) can be controlled to be a sine wave. As a result, noise due to asymmetry can be reduced.
  • FIG. 15A is a diagram illustrating another example of a current detection method using a dc stage resistance element according to an exemplary embodiment of the present invention
  • FIG. 15B is a diagram referred to the description of FIG. 15A.
  • FIG. 15A is a diagram referred to explain phase current detection or estimation in the vicinity of the first region 1101a around the region 1101 V1 vector in which current detection measurement is impossible.
  • the voltage vector is sequentially generated in the counterclockwise direction, and as shown in FIG. 15A, in the Vtpp vector, a Vtip vector is generated in the inverter controller 430.
  • the inverter controller 430 may detect the first phase current through the dc terminal resistance element when switching the inverter according to the Vtpp vector.
  • the inverter controller 430 may estimate the second phase current by a variable pulse width control based on a space vector.
  • the second phase current may be estimated based on the second phase current value detected in the previous period based on the above-described Equations 2 and 3 above. This enables accurate phase current estimation.
  • the above-described motor driving device 220 may be provided and used in various devices.
  • the home appliance may be used for a laundry treatment device, an air conditioner, a refrigerator, a water purifier, a cleaner, and the like.
  • the present invention can be applied to a vehicle, a robot, a drone, and the like, which can be operated by a motor.
  • 16 is a perspective view showing a laundry treatment machine according to an embodiment of the present invention.
  • the laundry treatment machine 100a is a laundry machine of a front load type in which a cloth is inserted into a washing tank in a front direction.
  • the laundry treatment apparatus of the front type is a concept including a washing machine in which a cloth is inserted to perform washing, rinsing and dehydration, or a dryer in which a wet cloth is inserted to perform drying.
  • a washing machine will be described.
  • the laundry treatment apparatus 100a of FIG. 16 is a laundry tub laundry treatment apparatus, and includes a cabinet 110 forming an exterior of the laundry treatment apparatus 100a and a cabinet 110 that are supported by the cabinet 110.
  • the tub 120, the tub 120 is disposed inside the tub 120 is washed with cloth, the motor 130 for driving the washing tank 122, and the cabinet 110 is disposed outside the cabinet 110 It includes a washing water supply device (not shown) for supplying the wash water therein, and a drainage device (not shown) formed under the tub 120 to discharge the wash water to the outside.
  • a plurality of through holes 122A are formed in the washing tub 122 to allow the washing water to pass therethrough, and when the laundry is rotated, the laundry is lifted to a certain height and then lifted on the inner side of the washing tub 112 so as to fall by gravity. 124 may be deployed.
  • the cabinet 110 includes a cabinet main body 111, a cabinet cover 112 disposed at the front of the cabinet main body 111 and coupled thereto, and a control disposed at the upper side of the cabinet cover 112 and coupled with the cabinet main body 111.
  • the panel 115 and a top plate 116 disposed above the control panel 115 and coupled to the cabinet body 111 are included.
  • the cabinet cover 112 includes a fabric access hole 114 formed to allow the fabric to enter and exit, and a door 113 disposed to be rotatable from side to side to allow the fabric access hole 114 to be opened and closed.
  • the control panel 115 is provided with operation keys 117 for operating the operation state of the laundry processing apparatus 100a and a display device disposed on one side of the operation keys 117 and displaying an operation state of the laundry processing apparatus 100a ( 118).
  • the operation keys 117 and the display device 118 in the control panel 115 are electrically connected to a controller (not shown), and the controller (not shown) electrically controls each component of the laundry processing apparatus 100a. do. The operation of the controller (not shown) will be described later.
  • the washing tank 122 may be provided with an auto balance (not shown).
  • Auto balance (not shown) is to reduce the vibration caused by the eccentric amount of the laundry contained in the washing tank 122, it may be implemented as a liquid balance, ball balance and the like.
  • the laundry treatment apparatus 100a may further include a vibration sensor for measuring the vibration amount of the washing tank 122 or the vibration amount of the cabinet 110.
  • FIG. 17 is an internal block diagram of the laundry treatment machine of FIG.
  • the driving unit 220 is controlled by the control operation of the control unit 210, and the driving unit 220 drives the motor 230. Accordingly, the washing tank 122 is rotated by the motor 230.
  • the control unit 210 receives an operation signal from the operation key 1017 and operates. Accordingly, washing, rinsing, and dehydration strokes can be performed.
  • controller 210 may control the display 18 to display a washing course, a washing time, a dehydration time, a rinsing time, or a current operation state.
  • control unit 210 controls the drive unit 220, and the drive unit 220 controls the motor 230 to operate.
  • the drive unit 220 controls the motor 230 to operate.
  • a position sensing unit for sensing the rotor position of the motor is not provided. That is, the driving unit 220 controls the motor 230 by a sensorless method.
  • the driver 220 drives the motor 230, and an output current detector (E in FIG. 2) that detects an output current flowing through the inverter (not shown), the inverter controller (not shown), and the motor 230. And an output voltage detector (F in FIG. 2) for detecting the output voltage vo applied to the motor 230.
  • the driving unit 220 may be a concept that further includes a converter, which supplies a DC power input to an inverter (not shown).
  • the inverter controller 430 in FIG. 2 in the driver 220 estimates the rotor position of the motor 230 based on the output current io and the output voltage vo. Then, based on the estimated rotor position, the motor 230 is controlled to rotate.
  • the inverter control unit 430 of FIG. 2 generates a switching control signal (Sic of FIG. 2) of the pulse width modulation (PWM) method based on the output current io and the output voltage vo, thereby inverting the inverter.
  • a switching control signal Sic of FIG. 2 of the pulse width modulation (PWM) method based on the output current io and the output voltage vo, thereby inverting the inverter.
  • PWM pulse width modulation
  • the driving unit 220 may correspond to the motor driving device 220 of FIG. 1.
  • control unit 210 based on the output current (i o ) flowing through the motor 230, it can detect the amount of quantity. For example, while the washing tub 122 rotates, the amount of quantity can be sensed based on the current value i o of the motor 230.
  • control unit 210 when detecting the amount of capacity, by using the stator resistance and inductance value of the motor measured in the motor alignment section, it is possible to accurately detect the amount of quantity.
  • control unit 210 may detect the unbalance (UB) of the washing tank 122, that is, the unbalance (UB) of the washing tank 122.
  • the eccentricity detection may be performed based on the ripple component of the output current i o flowing through the motor 230 or the rotation speed change amount of the washing tub 122.
  • control unit 210 by detecting the amount of capacity, by using the stator resistance and inductance value of the motor measured in the motor alignment section, it is possible to accurately detect the eccentric amount.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating a configuration of an air conditioner that is another example of a home appliance according to an embodiment of the present invention.
  • the air conditioner 100b may include an indoor unit 31b and an outdoor unit 21b connected to the indoor unit 31b.
  • the indoor unit 31b of the air conditioner may be any of a stand type air conditioner, a wall-mounted air conditioner, and a ceiling type air conditioner, but the drawing illustrates the stand type indoor unit 31b.
  • the air conditioner 100b may further include at least one of a ventilation device, an air cleaning device, a humidifier, and a heater, and may operate in conjunction with the operation of the indoor unit and the outdoor unit.
  • the outdoor unit 21b includes a compressor (not shown) for receiving and compressing a refrigerant, an outdoor heat exchanger (not shown) for exchanging refrigerant and outdoor air, and an accumulator for extracting a gas refrigerant from the supplied refrigerant and supplying it to the compressor (not shown). And a four-way valve (not shown) for selecting a flow path of the refrigerant according to the heating operation.
  • a compressor for receiving and compressing a refrigerant
  • an outdoor heat exchanger for exchanging refrigerant and outdoor air
  • an accumulator for extracting a gas refrigerant from the supplied refrigerant and supplying it to the compressor (not shown).
  • a four-way valve (not shown) for selecting a flow path of the refrigerant according to the heating operation.
  • the outdoor unit 21b operates the compressor and the outdoor heat exchanger, and compresses or heat exchanges the refrigerant according to a setting to supply the refrigerant to the indoor unit 31b.
  • the outdoor unit 21b may be driven by the demand of the remote controller (not shown) or the indoor unit 31b. In this case, as the cooling / heating capacity is changed corresponding to the indoor unit being driven, the number of operation of the outdoor unit and the number of operation of the compressor installed in the outdoor unit may be changed.
  • the outdoor unit 21b supplies the compressed refrigerant to the connected indoor unit 310b.
  • the indoor unit 31b receives a coolant from the outdoor unit 21b and discharges cold air into the room.
  • the indoor unit 31b includes an indoor heat exchanger (not shown), an indoor fan (not shown), an expansion valve (not shown) in which the refrigerant supplied is expanded, and a plurality of sensors (not shown).
  • the outdoor unit 21b and the indoor unit 31b are connected by a communication line to transmit and receive data, and the outdoor unit and the indoor unit are connected to a remote controller (not shown) by wire or wirelessly and operate under the control of a remote controller (not shown). can do.
  • the remote controller (not shown) may be connected to the indoor unit 31b to input a user's control command to the indoor unit, and receive and display state information of the indoor unit. At this time, the remote control may communicate by wire or wirelessly according to the connection form with the indoor unit.
  • FIG. 19 is a schematic diagram of the outdoor unit and the indoor unit of FIG. 18.
  • the air conditioner 100b is largely divided into an indoor unit 31b and an outdoor unit 21b.
  • the outdoor unit 21b includes a compressor 102b that serves to compress the refrigerant, a compressor electric motor 102bb that drives the compressor, an outdoor side heat exchanger 104b that serves to radiate the compressed refrigerant, and an outdoor unit.
  • An outdoor blower 105b disposed at one side of the heat exchanger 104b and including an outdoor fan 105ab for promoting heat dissipation of the refrigerant and an electric motor 105bb for rotating the outdoor fan 105ab, and an expansion for expanding the condensed refrigerant;
  • the indoor unit 31b is an indoor side heat exchanger 109b disposed indoors to perform a cooling / heating function, and an indoor fan 109ab and an indoor side disposed on one side of the indoor side heat exchanger 109b to promote heat dissipation of the refrigerant.
  • the indoor blower 109b etc. which consist of the electric motor 109bb which rotates the fan 109ab are included.
  • At least one indoor side heat exchanger 109b may be installed.
  • the compressor 102b may be at least one of an inverter compressor and a constant speed compressor.
  • the air conditioner 100b may be configured as a cooler for cooling the room, or may be configured as a heat pump for cooling or heating the room.
  • the compressor 102b in the outdoor unit 21b of FIG. 18 may be driven by a motor driving device, such as FIG. 1, which drives the compressor motor 250b.
  • the indoor fan 109ab or the outdoor fan 105ab may be driven by a motor driving device, as shown in FIG. 1, which drives the indoor fan motor 109bb and the outdoor fan motor 150bb, respectively.
  • FIG. 20 is a perspective view illustrating a refrigerator that is another example of a home appliance according to an exemplary embodiment of the present invention.
  • the refrigerator 100c has a case 110c having an inner space partitioned into a freezer compartment and a refrigerator compartment, a freezer compartment door 120c that shields the freezer compartment, and a refrigerator compartment.
  • a rough appearance is formed by the refrigerating compartment door 140c.
  • the front surface of the freezing compartment door 120c and the refrigerating compartment door 140c is further provided with a door handle 121c protruding forward, so that the user easily grips and rotates the freezing compartment door 120c and the refrigerating compartment door 140c. Make it work.
  • the front of the refrigerator compartment door 140c may be further provided with a home bar 180c, which is a convenient means for allowing a user to take out a storage such as a beverage contained therein without opening the refrigerator compartment door 140c.
  • the front of the freezer compartment door 120c may be provided with a dispenser 160c, which is a convenience means for allowing the user to easily take out ice or drinking water without opening the freezer compartment door 120c, such a dispenser 160c.
  • An upper side of the control panel 210c may be further provided to control the driving operation of the refrigerator 100c and to show a state of the refrigerator 100c being operated on the screen.
  • dispenser 160c is illustrated as being disposed on the front surface of the freezer compartment door 120c, the present invention is not limited thereto, and the dispenser 160c may be disposed on the front side of the refrigerator compartment door 140c.
  • the inner upper portion of the freezer compartment (not shown) is an ice maker 190c for making water supplied using cold air in the freezer compartment, and an ice bank mounted inside the freezer compartment (not shown) so that the ice iced from the ice maker is iced and contained therein.
  • 195c may be further provided.
  • an ice chute (not shown) may be further provided to guide the ice contained in the ice bank 195c to fall into the dispenser 160c.
  • the control panel 210c may include an input unit 220c including a plurality of buttons, and a display unit 230c for displaying a control screen and an operation state.
  • the display unit 230c displays information such as a control screen, an operation state, and a temperature inside the refrigerator.
  • the display unit 230c may display a service type (eg, ice, water, or flake ice) of the dispenser, a set temperature of the freezer compartment, and a set temperature of the refrigerator compartment.
  • a service type eg, ice, water, or flake ice
  • the display unit 230c may be implemented in various ways, such as a liquid crystal display (LCD), a light emitting diode (LED), and an organic light emitting diode (OLED).
  • the display unit 230c may be implemented as a touch screen capable of performing the function of the input unit 220c.
  • the input unit 220c may include a plurality of operation buttons.
  • the input unit 220c may include a dispenser setting button (not shown) for setting a service type of the dispenser (ice cube, water, ice cubes, etc.) and a freezer compartment temperature setting button (not shown) for setting a freezer temperature. And, it may include a refrigerator compartment temperature setting button (not shown) for setting the freezer compartment temperature.
  • the input unit 220c may be implemented as a touch screen that can also perform the function of the display unit 230c.
  • the refrigerator according to the embodiment of the present invention is not limited to the double door type shown in the drawings, but is a one door type, a sliding door type, a curtain door type. (Curtain Door Type) and other forms.
  • FIG. 21 is a view schematically illustrating the configuration of the refrigerator of FIG. 20.
  • the refrigerator 100c is provided with a compressor 112c, a condenser 116c for condensing the refrigerant compressed by the compressor 112c, and a refrigerant condensed by the condenser 116c, and evaporated.
  • a freezer compartment evaporator 124c disposed in a freezer compartment (not shown) and a freezer compartment expansion valve 134c for expanding the refrigerant supplied to the freezer compartment evaporator 124c may be included.
  • each evaporator in the drawing, but illustrated as using one evaporator, it is also possible to use each evaporator in the refrigerating chamber and freezing chamber.
  • the refrigerator 100c is a three-way valve for supplying a refrigerator evaporator (not shown) arranged in the refrigerator compartment (not shown) and a refrigerant condensed in the condenser 116c to the refrigerator compartment evaporator (not shown) or the freezer compartment evaporator 124c. (Not shown) and a refrigerator compartment expansion valve (not shown) for expanding the refrigerant supplied to the refrigerator compartment evaporator (not shown).
  • the refrigerator 100c may further include a gas-liquid separator (not shown) in which the refrigerant passing through the evaporator 124c is separated into a liquid and a gas.
  • a gas-liquid separator (not shown) in which the refrigerant passing through the evaporator 124c is separated into a liquid and a gas.
  • the refrigerator 100c further includes a refrigerator compartment fan (not shown) and a freezer compartment 144c that suck cold air that has passed through the freezer compartment evaporator 124c and blow it into a refrigerator compartment (not shown) and a freezer compartment (not shown), respectively. can do.
  • compressor driving unit 113c for driving the compressor 112c a refrigerator compartment fan (not shown) and a refrigerator compartment fan driver (not shown) and a freezer compartment driver 145c for driving the freezer compartment 144c may be further included. have.
  • a damper (not shown) may be installed between the refrigerating compartment and the freezing compartment, and the fan (not shown) is one evaporator.
  • the cold air generated in the air may be forced to be supplied to the freezing compartment and the refrigerating compartment.
  • the compressor 112c of FIG. 21 may be driven by a motor drive, such as FIG. 1, which drives the compressor motor.
  • the refrigerating compartment fan (not shown) or the freezer compartment fan 144c may be driven by a motor driving device, such as FIG. 1, respectively driving a refrigerating compartment fan motor (not shown) and a freezer compartment fan motor (not shown). .
  • the motor driving apparatus and the home appliance having the same according to the embodiment of the present invention are not limited to the configuration and method of the embodiments described as described above, but the embodiments may be modified in various ways. All or some of the embodiments may be optionally combined.
  • the processor may be implemented as code that can be read by the processor on a recording medium that can be read by the processor provided in the motor drive device or home appliance.
  • the processor-readable recording medium includes all kinds of recording devices that store data that can be read by the processor.

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Abstract

본 발명은 모터 구동장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스에 관한 것이다. 본 발명의 실시예에 따른 모터 구동장치는, 복수의 상암 스위칭 소자와 하암 스위칭 소자를 구비하며, 스위칭 동작에 의해, dc단에 접속되는 dc단 커패시터의 직류 전원을 교류 전원으로 변환하고, 변환된 교류 전원을 모터에 출력하는 인버터와, dc단 커패시터와 인버터 사이에 배치되는 dc단 저항 소자와, dc단 저항 소자를 통해 샘플링된 상전류에 기초하여, 인버터를 제어하는 제어부를 구비하고, 제어부는, 공간 벡터 기반의 펄스폭 가변 제어에 의해, 인버터 내의 스위칭 소자를 제어하며, dc단 저항 소자를 통해, 모터의 삼상 전류 중 적어도 두 상 전류가 검출 불가능한 경우, dc단과 상암 스위칭 소자의 출력단 사이의 전위차인 극전압이 연속 파형으로 되도록, 삼상 벡터 중 적어도 하나를 시프트시켜, 모터의 삼상 전류 중 제1 상 전류를 검출하고, 제2 상 전류를 추정한다. 이에 따라, dc단 저항 소자를 이용하여 모터에 흐르는 상전류를 정확하게 연산할 수 있게 된다.

Description

모터 구동장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스
본 발명은 모터 구동장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스에 관한 것으로, 더욱 상세하게는, dc단 저항 소자를 이용하여 모터에 흐르는 상전류를 정확하게 연산할 수 있는 모터 구동장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스에 관한 것이다.
모터 구동장치는, 회전 운동을 하는 회전자와 코일이 감긴 고정자를 구비하는 모터를 구동하기 위한 장치이다.
한편, 모터 구동장치는, 센서를 이용한 센서 방식의 모터 구동장치와 센서가 없는 센서리스(sensorless) 방식의 모터 구동장치로 구분될 수 있다.
최근, 제조 비용 저감 등을 이유로, 센서리스 방식의 모터 구동장치가 많이 사용되고 있으며, 이에 따라, 효율적인 모터 구동을 위해, 센서리스 방식의 모터 구동장치에 대한 연구가 수행되고 있다.
한편, 센서리스 방식의 모터 구동장치에서, 모터 구동장치 내의 dc단 커패시터와 인버터 사이에 배치되는 1개의 dc단 저항 소자를 이용하여 상전류를 검출하는 방식을 사용할 수 있다. 그러나, 이러한 방식에 의하면, dc단 저항 소자를 통해, 전류 검출 측정이 불가능한 구간이 발생할 수 있다. 그리고, 이러한 전류 검출 불가능한 영역에서, 전류 검출을 수행하지 않게 되면, 정확한 모터 제어가 수행되지 못하는 단점이 있다.
본 발명의 목적은, dc단 저항 소자를 이용하여 모터에 흐르는 상전류를 정확하게 연산할 수 있는 모터 구동장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스를 제공함에 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 실시예에 따른 모터 구동장치는, 인버터를 제어하는 제어부를 구비하고, 제어부는, 공간 벡터 기반의 펄스폭 가변 제어에 의해, 인버터 내의 스위칭 소자를 제어하며, dc단 저항 소자를 통해, 모터의 삼상 전류 중 적어도 두 상 전류가 검출 불가능한 경우, dc단과 상암 스위칭 소자의 출력단 사이의 전위차인 극전압이 연속 파형으로 되도록, 삼상 벡터 중 적어도 하나를 시프트시켜, 모터의 삼상 전류 중 제1 상 전류를 검출하고, 제2 상 전류를 추정한다.
한편, 제어부는, 제2 상 전류 추정시, 이전 주기에 검출된 제2 상 전류값에 기초하여, 제2 상 전류를 추정한다.
한편, 제어부는, 모터의 삼상 전류 중 제1 상 전류를 검출을 위한 최소치만큼, 삼상 벡터 중 적어도 하나를, 시프트시킨다.
한편, 제어부는, dc단 저항 소자를 통해, 모터의 삼상 전류 중 적어도 두 상 전류가 검출 불가능한 경우, 모터에 인가되는 선간 전압이 정현파가 되도록 제어한다.
한편, 제어부는, dc단 저항 소자를 통해, 모터의 삼상 전류 중 적어도 두 상 전류가 검출 불가능한 경우, 모터에 인가되는 상전압이 정현파가 되도록 제어한다.
한편, 제어부는, dc단 저항 소자를 통해, 모터의 삼상 전류 중 제1 상 전류만 검출가능한 경우, 제2 상 전류를 추정한다.
한편, 제어부는,
제2 상 전류 추정시, 이전 주기에 검출된 제2 상 전류값에 기초하여, 제2 상 전류를 추정한다.
한편, 모터 구동장치는, 교류 전원을 직류 전원으로 변환하는 컨버터와, 컨버터의 출력단인 dc단 전압을 저장하는 dc단 커패시터와, dc단 전압을 검출하는 dc단 전압 검출부를 더 포함할 수 있다.
한편, 제어부는, 검출된 출력 전류에 기초하여 모터의 회전자 속도를 연산하는 속도 연산부와, 연산된 속도 정보와, 속도 지령치에 기초하여, 전류 지령치를 생성하는 전류 지령 생성부와, 전류 지령치와 검출된 출력 전류에 기초하여, 전압 지령치를 생성하는 전압 지령 생성부와, 전압 지령치에 기초하여, 인버터를 구동하기 위한 스위칭 제어 신호를 출력하는 스위칭 제어신호 출력부를 포함할 수 있다.
또한, 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 다른 실시예에 따른 모터 구동장치는, 인버터를 제어하는 제어부를 구비하고, 제어부는, 공간 벡터 기반의 펄스폭 가변 제어에 의해, 인버터 내의 스위칭 소자를 제어하며, 샘플링된 상전류에 기초하여, 다른 상 전류를 추정하는 제1 모드와, 삼상 전류 모두를 추정하는 제2 모드를 혼용하여, 인버터를 구동한다.
또한, 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 실시예에 따른 홈 어플라이언스는, 인버터를 제어하는 제어부를 구비하고, 제어부는, 공간 벡터 기반의 펄스폭 가변 제어에 의해, 인버터 내의 스위칭 소자를 제어하며, dc단 저항 소자를 통해, 모터의 삼상 전류 중 적어도 두 상 전류가 검출 불가능한 경우, dc단과 상암 스위칭 소자의 출력단 사이의 전위차인 극전압이 연속 파형으로 되도록, 삼상 벡터 중 적어도 하나를 시프트시켜, 모터의 삼상 전류 중 제1 상 전류를 검출하고, 제2 상 전류를 추정한다.
또한, 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 다른 실시예에 따른 홈 어플라이언스는, 인버터를 제어하는 제어부를 구비하고, 제어부는, 공간 벡터 기반의 펄스폭 가변 제어에 의해, 인버터 내의 스위칭 소자를 제어하며, 샘플링된 상전류에 기초하여, 다른 상 전류를 추정하는 제1 모드와, 삼상 전류 모두를 추정하는 제2 모드를 혼용하여, 인버터를 구동한다.
본 발명의 실시예에 따르면, 모터 구동장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스는, 복수의 상암 스위칭 소자와 하암 스위칭 소자를 구비하며, 스위칭 동작에 의해, dc단에 접속되는 dc단 커패시터의 직류 전원을 교류 전원으로 변환하고, 변환된 교류 전원을 모터에 출력하는 인버터와, dc단 커패시터와 인버터 사이에 배치되는 dc단 저항 소자와, dc단 저항 소자를 통해 샘플링된 상전류에 기초하여, 인버터를 제어하는 제어부를 구비하고, 제어부는, 공간 벡터 기반의 펄스폭 가변 제어에 의해, 인버터 내의 스위칭 소자를 제어하며, dc단 저항 소자를 통해, 모터의 삼상 전류 중 적어도 두 상 전류가 검출 불가능한 경우, dc단과 상암 스위칭 소자의 출력단 사이의 전위차인 극전압이 연속 파형으로 되도록, 삼상 벡터 중 적어도 하나를 시프트시켜, 모터의 삼상 전류 중 제1 상 전류를 검출하고, 제2 상 전류를 추정함으로써, dc단 저항 소자를 이용하여 모터에 흐르는 상전류를 정확하게 연산할 수 있게 된다.
특히, dc단과 상암 스위칭 소자의 출력단 사이의 전위차인 극전압이 연속 파형으로 되도록, 삼상 벡터 중 적어도 하나를 시프트(shift)시킴으로써, 비대칭에 의한 소음을 저감할 수 있게 된다.
한편, 제2 상 전류 추정시, 이전 주기에 검출된 제2 상 전류값에 기초하여, 제2 상 전류를 추정함으로써, 정확한 상 전류 추정이 가능하게 된다
특히, 모터의 삼상 전류 중 제1 상 전류를 검출을 위한 최소치만큼, 삼상 벡터 중 적어도 하나를, 시프트(shift)시킴으로써, 비대칭에 의한 소음을 저감할 수 있게 된다.
한편, 1개의 dc단의 저항 소자를 이용하여, 시분할로, 상 전류를 검출함으로써, 제조 비용이 저감되며, 설치가 용이해지는 장점이 있다.
한편 본 발명의 다른 실시예에 따르면, 제어부는, 공간 벡터 기반의 펄스폭 가변 제어에 의해, 인버터 내의 스위칭 소자를 제어하며, dc단 저항 소자를 통해, 모터의 삼상 전류 중 적어도 두 상 전류가 검출 불가능한 경우, 모터의 삼상 전류 중 제1 상 전류를 검출을 위한 최소치만큼, 삼상 벡터 중 적어도 하나를, 시프트시킨 후, 모터의 삼상 전류 중 제1 상 전류를 검출하고, 제2 상 전류를 추정함으로써, dc단 저항 소자를 이용하여 모터에 흐르는 상전류를 정확하게 연산할 수 있게 된다.
특히, 모터의 삼상 전류 중 제1 상 전류를 검출을 위한 최소치만큼, 삼상 벡터 중 적어도 하나를, 시프트(shift)시킴으로써, 비대칭에 의한 소음을 저감할 수 있게 된다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 모터 구동장치의 내부 블록도의 일예를 예시한다.
도 2는 도 1의 모터 구동장치의 내부 회로도의 일예이다.
도 3은 도 2의 인버터 제어부의 내부 블록도이다.
도 4는 도 2의 출력 전류 검출부의 일예를 예시하는 도면이다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 모터 구동장치의 출력 전류 검출부의 일예를 예시하는 도면이다.
도 6 내지 도 11d는 공간 벡터 기반의 펄스폭 가변 제어를 설명하기 위해 참조되는 도면이다.
도 12a 내지 도 12c는 dc단 저항 소자에 의한 전류 검출이 불가능한 경우를 예시하는 도면이다.
도 13은 dc단 저항 소자를 통해 전류 검출 측정이 불가능한 영역을 도시한 도면이다.
도 14a는 본 발명의 실시예에 따른 dc단 저항 소자에 의한 전류 검출 방법의 일예를 도시한 도면이다.
도 14b 내지 도 14d는 도 14a의 설명에 참조되는 도면이다.
도 15a는 본 발명의 실시예에 따른 dc단 저항 소자에 의한 전류 검출 방법의 다른 예를 도시한 도면이다.
도 15b는 도 15a의 설명에 참조되는 도면이다.
도 16은 본 발명의 실시예에 따른 홈 어플라이언스의 일예인 세탁물 처리기기를 도시한 사시도이다.
도 17은 도 16의 세탁물 처리기기의 내부 블록도이다.
도 18은 본 발명의 실시예에 따른 홈 어플라이언스의 다른 예인 공기조화기의 구성을 예시하는 도면이다.
도 19는 도 18의 실외기와 실내기의 개략도이다.
도 20은 본 발명의 실시예에 따른 홈 어플라이언스의 또 다른 예인 냉장고를 도시한 사시도이다.
도 21은 도 20의 냉장고의 구성을 간략히 도시한 도면이다.
이하에서는 도면을 참조하여 본 발명을 보다 상세하게 설명한다.
이하의 설명에서 사용되는 구성요소에 대한 접미사 "모듈" 및 "부"는 단순히 본 명세서 작성의 용이함만이 고려되어 부여되는 것으로서, 그 자체로 특별히 중요한 의미 또는 역할을 부여하는 것은 아니다. 따라서, 상기 "모듈" 및 "부"는 서로 혼용되어 사용될 수도 있다.
본 명세서에서 기술되는 모터 구동장치는, 모터의 회전자 위치를 감지하는 홀 센서(hall sensor)와 같은 위치 감지부가 구비되지 않는, 센서리스(sensorless) 방식에 의해, 모터의 회전자 위치를 추정할 수 있는 모터 구동장치이다. 이하에서는, 센서리스 방식의 모터 구동장치에 대해 설명한다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 모터 구동장치(220)는, 모터 구동부로 명명할 수도 있다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 모터 구동장치의 내부 블록도의 일예를 예시하고, 도 2는 도 1의 모터 구동장치의 내부 회로도의 일예이다.
도면을 참조하여 설명하면, 본 발명의 실시예에 따른 모터 구동장치(220)는, 센서리스(sensorless) 방식으로 모터를 구동하기 위한 것으로서, 인버터(420), 인버터 제어부(430)를 포함할 수 있다.
또한, 본 발명의 실시예에 따른 모터 구동장치(220)는, 컨버터(410), dc 단 전압 검출부(B), 평활 커패시터(C), 출력전류 검출부(E)를 포함할 수 있다. 또한, 구동부(220)는, 입력 전류 검출부(A), 리액터(L) 등을 더 포함할 수도 있다.
본 발명의 실시예에 따른 모터 구동장치(220)는, dc단 커패시터와 인버터 사이에 배치되는 1개의 dc단 저항 소자를 이용하여 상전류를 검출한다.
이때, 인버터 제어부(430)는, 공간 벡터 기반의 펄스폭 가변 제어에 의해, 인버터(420) 내의 스위칭 소자를 제어한다.
이를 위해, 인버터 제어부(430)는, 1개의 dc단 저항 소자를 이용하여, 순차적으로 검출되는 상전류 정보를 수신하고, 이에 기초하여, 공간 벡터 기반의 펄스폭 가변 제어에 의해, 인버터(420) 내의 스위칭 소자를 제어할 수 있다.
한편, 1개의 dc단 저항 소자를 이용하여, 순차적으로 상전류를 검출할 때, 상 전류를 위한 최소 시간이 요구되며, 최소 시간 이내에, 인버터(420) 내의 스위칭 소자가 스위칭을 하는 경우, 1개의 dc단 저항 소자를 사용하여, 상전류 검출이 불가능한 경우가 발생할 수 있다. 이러한 최소 시간 이내의 경우를 데드 타임이라 명명할 수 있다.
이러한 데드 타임 문제를 해결하기 위해, 삼상 벡터 중 일부 벡터를 시프트(shift)시키는 기법이 있으나, 공간 벡터 기반의 펄스폭 가변 제어시, PWM 형상이 대칭이 되지 않고, 비대칭이 되어, 순시적으로 전압 벡터가 왜곡되는 현상이 발생하게 된다. 그리고, 이로 인한 전기적 소음이 발생하며, 특히, 세탁기의 경우, 드럼의 울림으로 인해 소음의 영향도가 크게 나타나는 문제가 발생할 수 있다.
이에 본 발명에서는, 상술한 비대칭에 의한 소음을 저감하는 방안을 제시한다.
즉, 본 발명의 실시예에 따른 인버터 제어부(430)는, 공간 벡터 기반의 펄스폭 가변 제어에 의해, 인버터(420) 내의 스위칭 소자를 제어하며, dc단 저항 소자(Rdc)를 통해, 모터(230)의 삼상 전류 중 적어도 두 상 전류가 검출 불가능한 경우, dc단과 상암 스위칭 소자(Sa~Sc)의 출력단 사이의 전위차인 극전압이 연속 파형으로 되도록, 삼상 벡터 중 적어도 하나를 시프트시켜, 모터(230)의 삼상 전류 중 제1 상 전류를 검출하고, 제2 상 전류를 추정함으로써, dc단 저항 소자(Rdc)를 이용하여 모터(230)에 흐르는 상전류를 정확하게 연산할 수 있게 된다.
특히, dc단과 상암 스위칭 소자(Sa~Sc)의 출력단 사이의 전위차인 극전압이 연속 파형으로 되도록, 삼상 벡터 중 적어도 하나를 시프트(shift)시킴으로써, 비대칭에 의한 소음을 저감할 수 있게 된다.
한편, 제2 상 전류 추정시, 이전 주기에 검출된 제2 상 전류값에 기초하여, 제2 상 전류를 추정함으로써, 정확한 상 전류 추정이 가능하게 된다
특히, 모터(230)의 삼상 전류 중 제1 상 전류를 검출을 위한 최소치만큼, 삼상 벡터 중 적어도 하나를, 시프트(shift)시킴으로써, 비대칭에 의한 소음을 저감할 수 있게 된다.
한편, 1개의 dc단 저항 소자(Rdc)를 이용하여, 시분할로, 상 전류를 검출함으로써, 제조 비용이 저감되며, 설치가 용이해지는 장점이 있다.
한편, 본 발명의 다른 실시예에 따른 인버터 제어부(430)는, 공간 벡터 기반의 펄스폭 가변 제어에 의해, 인버터(420) 내의 스위칭 소자를 제어하며, dc단 저항 소자(Rdc)를 통해, 모터(230)의 삼상 전류 중 적어도 두 상 전류가 검출 불가능한 경우, 모터(230)의 삼상 전류 중 제1 상 전류를 검출을 위한 최소치만큼, 삼상 벡터 중 적어도 하나를, 시프트시킨 후, 모터(230)의 삼상 전류 중 제1 상 전류를 검출하고, 제2 상 전류를 추정함으로써, dc단 저항 소자(Rdc)를 이용하여 모터(230)에 흐르는 상전류를 정확하게 연산할 수 있게 된다.
특히, 모터(230)의 삼상 전류 중 제1 상 전류를 검출을 위한 최소치만큼, 삼상 벡터 중 적어도 하나를, 시프트(shift)시킴으로써, 비대칭에 의한 소음을 저감할 수 있게 된다.
이하에서는, 도 1, 및 도 2의 모터 구동장치(220) 내의 각 구성 유닛들의 동작에 대해 설명한다.
리액터(L)는, 상용 교류 전원(405, vs)과 컨버터(410) 사이에 배치되어, 역률 보정 또는 승압동작을 수행한다. 또한, 리액터(L)는 컨버터(410)의 고속 스위칭에 의한 고조파 전류를 제한하는 기능을 수행할 수도 있다.
입력 전류 검출부(A)는, 상용 교류 전원(405)으로부터 입력되는 입력 전류(is)를 검출할 수 있다. 이를 위하여, 입력 전류 검출부(A)로, CT(current trnasformer), 션트 저항 등이 사용될 수 있다. 검출되는 입력 전류(is)는, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, 인버터 제어부(430)에 입력될 수 있다.
컨버터(410)는, 리액터(L)를 거친 상용 교류 전원(405)을 직류 전원으로 변환하여 출력한다. 도면에서는 상용 교류 전원(405)을 단상 교류 전원으로 도시하고 있으나, 삼상 교류 전원일 수도 있다. 상용 교류 전원(405)의 종류에 따라 컨버터(410)의 내부 구조도 달라진다.
한편, 컨버터(410)는, 스위칭 소자 없이 다이오드 등으로 이루어져, 별도의 스위칭 동작 없이 정류 동작을 수행할 수도 있다.
예를 들어, 단상 교류 전원인 경우, 4개의 다이오드가 브릿지 형태로 사용될 수 있으며, 삼상 교류 전원인 경우, 6개의 다이오드가 브릿지 형태로 사용될 수 있다.
한편, 컨버터(410)는, 예를 들어, 2개의 스위칭 소자 및 4개의 다이오드가 연결된 하프 브릿지형의 컨버터가 사용될 수 있으며, 삼상 교류 전원의 경우, 6개의 스위칭 소자 및 6개의 다이오드가 사용될 수도 있다.
컨버터(410)가, 스위칭 소자를 구비하는 경우, 해당 스위칭 소자의 스위칭 동작에 의해, 승압 동작, 역률 개선 및 직류전원 변환을 수행할 수 있다.
평활 커패시터(C)는, 입력되는 전원을 평활하고 이를 저장한다. 도면에서는, 평활 커패시터(C)로 하나의 소자를 예시하나, 복수개가 구비되어, 소자 안정성을 확보할 수도 있다.
한편, 도면에서는, 컨버터(410)의 출력단에 접속되는 것으로 예시하나, 이에 한정되지 않고, 직류 전원이 바로 입력될 수도 있다., 예를 들어, 태양 전지로부터의 직류 전원이 평활 커패시터(C)에 바로 입력되거나 직류/직류 변환되어 입력될 수도 있다. 이하에서는, 도면에 예시된 부분을 위주로 기술한다.
한편, 평활 커패시터(C) 양단은, 직류 전원이 저장되므로, 이를 dc 단 또는 dc 링크단이라 명명할 수도 있다.
dc 단 전압 검출부(B)는 평활 커패시터(C)의 양단인 dc 단 전압(Vdc)을 검출할 수 있다. 이를 위하여, dc 단 전압 검출부(B)는 저항 소자, 증폭기 등을 포함할 수 있다. 검출되는 dc 단 전압(Vdc)은, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, 인버터 제어부(430)에 입력될 수 있다.
인버터(420)는, 복수개의 인버터 스위칭 소자를 구비하고, 스위칭 소자의 온/오프 동작에 의해 평활된 직류 전원(Vdc)을 소정 주파수의 삼상 교류 전원(va,vb,vc)으로 변환하여, 삼상 동기 모터(230)에 출력할 수 있다.
인버터(420)는, 각각 서로 직렬 연결되는 상암 스위칭 소자(Sa,Sb,Sc) 및 하암 스위칭 소자(S'a,S'b,S'c)가 한 쌍이 되며, 총 세 쌍의 상,하암 스위칭 소자가 서로 병렬(Sa&S'a,Sb&S'b,Sc&S'c)로 연결된다. 각 스위칭 소자(Sa,S'a,Sb,S'b,Sc,S'c)에는 다이오드가 역병렬로 연결된다.
인버터(420) 내의 스위칭 소자들은 인버터 제어부(430)로부터의 인버터 스위칭 제어신호(Sic)에 기초하여 각 스위칭 소자들의 온/오프 동작을 하게 된다. 이에 의해, 소정 주파수를 갖는 삼상 교류 전원이 삼상 동기 모터(230)에 출력되게 된다.
인버터 제어부(430)는, 센서리스 방식을 기반으로, 인버터(420)의 스위칭 동작을 제어할 수 있다. 이를 위해, 인버터 제어부(430)는, 출력전류 검출부(E)에서 검출되는 출력전류(io)를 입력받을 수 있다.
인버터 제어부(430)는, 인버터(420)의 스위칭 동작을 제어하기 위해, 인버터 스위칭 제어신호(Sic)를 인버터(420)에 출력한다. 인버터 스위칭 제어신호(Sic)는 펄스폭 변조 방식(PWM)의 스위칭 제어신호로서, 출력전류 검출부(E)에서 검출되는 출력전류(io)을 기초로 생성되어 출력된다. 인버터 제어부(430) 내의 인버터 스위칭 제어신호(Sic)의 출력에 대한 상세 동작은 도 3를 참조하여 후술한다.
출력전류 검출부(E)는, 인버터(420)와 삼상 모터(230) 사이에 흐르는 출력전류(io)를 검출한다. 즉, 모터(230)에 흐르는 전류를 검출한다. 출력전류 검출부(E)는 각 상의 출력 전류(ia,ib,ic)를 모두 검출할 수 있으며, 또는 삼상 평형을 이용하여 두 상의 출력 전류를 검출할 수도 있다.
출력전류 검출부(E)는 인버터(420)와 모터(230) 사이에 위치할 수 있으며, 전류 검출을 위해, CT(current trnasformer), 션트 저항 등이 사용될 수 있다.
션트 저항이 사용되는 경우, 3개의 션트 저항이, 인버터(420)와 동기 모터(230) 사이에 위치하거나, 인버터(420)의 3개의 하암 스위칭 소자(S'a,S'b,S'c)에 일단이 각각 접속되는 것이 가능하다. 한편, 삼상 평형을 이용하여, 2개의 션트 저항이 사용되는 것도 가능하다. 한편, 1개의 션트 저항이 사용되는 경우, 상술한 커패시터(C)와 인버터(420) 사이에서 해당 션트 저항이 배치되는 것도 가능하다.
검출된 출력전류(io)는, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, 인버터 제어부(430)에 인가될 수 있으며, 검출된 출력전류(io)에 기초하여 인버터 스위칭 제어신호(Sic)가 생성된다. 이하에서는 검출된 출력전류(io)가 삼상의 출력 전류(ia,ib,ic)인 것으로 병행하여 기술할 수도 있다.
한편, 삼상 모터(230)는, 고정자(stator)와 회전자(rotar)를 구비하며, 각상(a,b,c 상)의 고정자의 코일에 소정 주파수의 각상 교류 전원이 인가되어, 회전자가 회전을 하게 된다.
이러한 모터(230)는, 예를 들어, 표면 부착형 영구자석 동기전동기(Surface-Mounted Permanent-Magnet Synchronous Motor; SMPMSM), 매입형 영구자석 동기전동기(Interior Permanent Magnet Synchronous Motor; IPMSM), 및 동기 릴럭턴스 전동기(Synchronous Reluctance Motor; Synrm) 등을 포함할 수 있다. 이 중 SMPMSM과 IPMSM은 영구자석을 적용한 동기 전동기(Permanent Magnet Synchronous Motor; PMSM)이며, Synrm은 영구자석이 없는 것이 특징이다.
도 3은 도 2의 인버터 제어부의 내부 블록도이다.
도 3을 참조하면, 인버터 제어부(430)는, 축변환부(310), 속도 연산부(320), 전류 지령 생성부(330), 전압 지령 생성부(340), 축변환부(350), 및 스위칭 제어신호 출력부(360)를 포함할 수 있다.
축변환부(310)는, 출력 전류 검출부(E)에서 검출된 삼상 출력 전류(ia,ib,ic)를 입력받아, 정지좌표계의 2상 전류(iα,iβ)로 변환한다.
한편, 축변환부(310)는, 정지좌표계의 2상 전류(iα,iβ)를 회전좌표계의 2상 전류(id,iq)로 변환할 수 있다.
속도 연산부(320)는, 축변환부(310)에서 축변화된 정지좌표계의 2상 전류(iα,iβ)에 기초하여, 연산된 위치(
Figure PCTKR2018002244-appb-I000001
)와 연산된 속도(
Figure PCTKR2018002244-appb-I000002
)를 출력할 수 있다.
한편, 전류 지령 생성부(330)는, 연산 속도(
Figure PCTKR2018002244-appb-I000003
)와 속도 지령치(ω* r)에 기초하여, 전류 지령치(i* q)를 생성한다. 예를 들어, 전류 지령 생성부(330)는, 연산 속도(
Figure PCTKR2018002244-appb-I000004
)와 속도 지령치(ω* r)의 차이에 기초하여, PI 제어기(335)에서 PI 제어를 수행하며, 전류 지령치(i* q)를 생성할 수 있다. 도면에서는, 전류 지령치로, q축 전류 지령치(i* q)를 예시하나, 도면과 달리, d축 전류 지령치(i* d)를 함께 생성하는 것도 가능하다. 한편, d축 전류 지령치(i* d)의 값은 0으로 설정될 수도 있다.
한편, 전류 지령 생성부(330)는, 전류 지령치(i* q)가 허용 범위를 초과하지 않도록 그 레벨을 제한하는 리미터(미도시)를 더 구비할 수도 있다.
다음, 전압 지령 생성부(340)는, 축변환부에서 2상 회전 좌표계로 축변환된 d축, q축 전류(id,iq)와, 전류 지령 생성부(330) 등에서의 전류 지령치(i* d,i* q)에 기초하여, d축, q축 전압 지령치(v* d,v* q)를 생성한다. 예를 들어, 전압 지령 생성부(340)는, q축 전류(iq)와, q축 전류 지령치(i* q)의 차이에 기초하여, PI 제어기(344)에서 PI 제어를 수행하며, q축 전압 지령치(v* q)를 생성할 수 있다. 또한, 전압 지령 생성부(340)는, d축 전류(id)와, d축 전류 지령치(i* d)의 차이에 기초하여, PI 제어기(348)에서 PI 제어를 수행하며, d축 전압 지령치(v* d)를 생성할 수 있다. 한편, 전압 지령 생성부(340)는, d 축, q축 전압 지령치(v* d,v* q)가 허용 범위를 초과하지 않도록 그 레벨을 제한하는 리미터(미도시)를 더 구비할 수도 있다.
한편, 생성된 d축, q축 전압 지령치(v* d,v* q)는, 축변환부(350)에 입력된다.
축변환부(350)는, 속도 연산부(320)에서 연산된 위치(
Figure PCTKR2018002244-appb-I000005
)와, d축, q축 전압 지령치(v* d,v* q)를 입력받아, 축변환을 수행한다.
먼저, 축변환부(350)는, 2상 회전 좌표계에서 2상 정지 좌표계로 변환을 수행한다. 이때, 속도 연산부(320)에서 연산된 위치(
Figure PCTKR2018002244-appb-I000006
)가 사용될 수 있다.
그리고, 축변환부(350)는, 2상 정지 좌표계에서 3상 정지 좌표계로 변환을 수행한다. 이러한 변환을 통해, 축변환부(1050)는, 3상 출력 전압 지령치(v*a,v*b,v*c)를 출력하게 된다.
스위칭 제어 신호 출력부(360)는, 3상 출력 전압 지령치(v*a,v*b,v*c)에 기초하여 펄스폭 변조(PWM) 방식에 따른 인버터용 스위칭 제어 신호(Sic)를 생성하여 출력한다.
출력되는 인버터 스위칭 제어 신호(Sic)는, 게이트 구동부(미도시)에서 게이트 구동 신호로 변환되어, 인버터(420) 내의 각 스위칭 소자의 게이트에 입력될 수 있다. 이에 의해, 인버터(420) 내의 각 스위칭 소자들(Sa,S'a,Sb,S'b,Sc,S'c)이 스위칭 동작을 하게 된다.
한편, 상술한 바와 같이, 모터 구동장치(100)는, 인버터(420) 제어를 통하여, 모터(230)를 구동하는 벡터(vector) 제어를 하기 위해서, 모터(motor)에 흐르는 츨력 전류(io), 특히, 상전류(Phase current)를 감지하는 것이 필수적이다.
인버터 제어부(430)는, 감지된 상전류를 이용하여, 전류 지령 생성부(330), 전압 지령 생성부(340)를 이용하여, 모터(230)를, 원하는 속도와 토크(torque)로 제어할 수 있게 된다.
도 4는 도 2의 출력 전류 검출부의 일예를 예시하는 도면이다.
도면을 참조하면, 도 4의 출력 전류 검출부(Ex)는, 모터(230)에 흐르는 3 상전류(a,b,c 상전류) 중 a 상전류와, c 상전류의 센싱을 위해, 2개의 전류 센서(CSa,CSc)를 구비하는 것을 예시한다.
한편, b 상 전류는, 3상의 전류의 합이 0이라는 조건을 이용하여, 연산될 수 있다.
한편, 이러한 도 4의 방식 보다, 도 5와 같이, 1개의 dc단의 저항 소자를 이용하여 모터 전류를 센싱하는 방식이, 제조 비용이 저감되며, 설치가 용이하다는 장점이 있다.
이에 따라, 본 발명에서는, 도 5와 같은, 1 션트(shunt) 저항 소자를 이용하여, 모터 전류를 센싱하는 방안을 중심으로 기술한다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 모터 구동장치의 출력 전류 검출부의 일예를 예시하는 도면이다.
도면을 참조하면, 출력 전류 검출부(Edc)는, dc단 커패시터(C)와 인버터(420) 사이에 배치되는 dc단 저항 소자(Rdc)를 구비할 수 있다.
인버터 제어부(430)는, dc단 저항 소자(Rdc)에 흐르는 전류에 기초하여, 모터(230)에 흐르는 전류를 연산하고, 연산된 모터 전류에 기초하여 인버터(420)를 제어할 수 있다.
도면과 같이, dc단 저항 소자(Rdc)를 이용한, 전류 획득 방법을 션트(shunt) 알고리즘이라 한다.
션트(shunt) 알고리즘은, 션트 저항 소자의 위치와 개수에 따라 1-션트(shunt), 2-션트(shunt), 3-션트(shunt)로 구분되는데, 본 발명에서는 1-션트(shunt) 방식에 대해 기술한다.
이러한 1-션트(shunt) 방식에 따르면, 모터(230)에 흐르는 3 상전류(a,b,c 상전류)를, dc단에 배치되는, 하나의 션트(shunt) 저항 소자만으로 획득한다.
따라서, 도 4에 비해, 전류 센서를 줄일 수 있고, 2-션트(shunt), 3-션트(shunt) 방법에 비해, 전압 증폭기, A/D 포트 등의 주변 회로를 감소시킬 수 있게 된다. 또한, 모터 구동 장치(220)의 제조 비용 및 부피가 감소하는 등의 많은 장점이 있다.
본 발명의 실시예에 따른 모터 구동장치(220)는, dc단 커패시터와 인버터 사이에 배치되는 1개의 dc단 저항 소자를 이용하여 상전류를 검출한다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 인버터 제어부(430)는, 공간 벡터 기반의 펄스폭 가변 제어에 의해, 인버터(420) 내의 스위칭 소자를 제어하며, dc단 저항 소자(Rdc)를 통해, 모터(230)의 삼상 전류 중 적어도 두 상 전류가 검출 불가능한 경우, dc단과 상암 스위칭 소자(Sa~Sc)의 출력단 사이의 전위차인 극전압이 연속 파형으로 되도록, 삼상 벡터 중 적어도 하나를 시프트시켜, 모터(230)의 삼상 전류 중 제1 상 전류를 검출하고, 제2 상 전류를 추정함으로써, dc단 저항 소자(Rdc)를 이용하여 모터(230)에 흐르는 상전류를 정확하게 연산할 수 있게 된다.
특히, dc단과 상암 스위칭 소자(Sa~Sc)의 출력단 사이의 전위차인 극전압이 연속 파형으로 되도록, 삼상 벡터 중 적어도 하나를 시프트(shift)시킴으로써, 비대칭에 의한 소음을 저감할 수 있게 된다.
한편, 제2 상 전류 추정시, 이전 주기에 검출된 제2 상 전류값에 기초하여, 제2 상 전류를 추정함으로써, 정확한 상 전류 추정이 가능하게 된다
특히, 모터(230)의 삼상 전류 중 제1 상 전류를 검출을 위한 최소치만큼, 삼상 벡터 중 적어도 하나를, 시프트(shift)시킴으로써, 비대칭에 의한 소음을 저감할 수 있게 된다.
한편, 1개의 dc단 저항 소자(Rdc)를 이용하여, 시분할로, 상 전류를 검출함으로써, 제조 비용이 저감되며, 설치가 용이해지는 장점이 있다.
한편, 본 발명의 다른 실시예에 따른 인버터 제어부(430)는, 공간 벡터 기반의 펄스폭 가변 제어에 의해, 인버터(420) 내의 스위칭 소자를 제어하며, dc단 저항 소자(Rdc)를 통해, 모터(230)의 삼상 전류 중 적어도 두 상 전류가 검출 불가능한 경우, 모터(230)의 삼상 전류 중 제1 상 전류를 검출을 위한 최소치만큼, 삼상 벡터 중 적어도 하나를, 시프트시킨 후, 모터(230)의 삼상 전류 중 제1 상 전류를 검출하고, 제2 상 전류를 추정함으로써, dc단 저항 소자(Rdc)를 이용하여 모터(230)에 흐르는 상전류를 정확하게 연산할 수 있게 된다.
특히, 모터(230)의 삼상 전류 중 제1 상 전류를 검출을 위한 최소치만큼, 삼상 벡터 중 적어도 하나를, 시프트(shift)시킴으로써, 비대칭에 의한 소음을 저감할 수 있게 된다.
도 6 내지 도 11d는 공간 벡터 기반의 펄스폭 가변 제어를 설명하기 위해 참조되는 도면이다.
먼저, 도 6은 인버터 내의 각 스위칭 소자의 스위칭 조합에 따른, 공간 벡터 기반의 전압 벡터를 예시한다.
도면을 참조하면, 인버터(420) 내의 상암 스위칭 소자(Sa,Sb,Sc)가 모두 온(On)인 경우, V0(111)의 영 벡터(zero vector)에 대응하며, 하암 스위칭 소자(S'a,S'b,S'c)가 모두 온(On)인 V7(000)의 영 벡터에 대응하게 된다. 즉, 공간 벡터 영역(800)에, 2개의 영 벡터가 존재한다.
한편, 그 외, 도면에서는, 6개의 유효 벡터(V1~V6)를 예시한다.
도 7a 내지 도 7f는 도 6의 영 벡터와 유효 벡터에 대응하여, 인버터 내의 각 스위칭 소자의 스위칭을 예시하는 도면이다.
도면을 참조하면, 도 7a는 도 6의 섹터(sector) 1에서의, 인버터 내의 각 스위칭 소자(Sa,Sb,Sc)의 스위칭 타이밍을 예시하며, 도 7b는 도 6의 섹터(sector) 2에서의, 인버터 내의 각 스위칭 소자(Sa,Sb,Sc)의 스위칭 타이밍을 예시하며, 도 7c는 도 6의 섹터(sector) 3에서의, 인버터 내의 각 스위칭 소자(Sa,Sb,Sc)의 스위칭 타이밍을 예시하며, 도 7d는 도 6의 섹터(sector) 4에서의, 인버터 내의 각 스위칭 소자(Sa,Sb,Sc)의 스위칭 타이밍을 예시하며, 도 7e는 도 6의 섹터(sector) 5에서의, 인버터 내의 각 스위칭 소자(Sa,Sb,Sc)의 스위칭 타이밍을 예시하며, 도 7f는 도 6의 섹터(sector) 6에서의, 인버터 내의 각 스위칭 소자(Sa,Sb,Sc)의 스위칭 타이밍을 예시한다.
도 8은, 도 6의 각 벡터에 대해 dc단 저항 소자에서 검출되는 모터 전류의 상태를 예시한다.
도면을 참조하면, 섹터 1에서의 유효 벡터 V1에 대해, dc단 저항 소자(Rdc)를 통해, a 상전류인 Ias 전류가 검출되며, 섹터 2에서의 유효 벡터 V2에 대해, dc단 저항 소자(Rdc)를 통해, c 상전류인 -Ics 전류가 검출되며, 섹터 3에서의 유효 벡터 V3에 대해, dc단 저항 소자(Rdc)를 통해, b 상전류인 Ibs 전류가 검출되며, 섹터 4에서의 유효 벡터 V4에 대해, dc단 저항 소자(Rdc)를 통해, a 상전류인 -Ias 전류가 검출되며, 섹터 5에서의 유효 벡터 V5에 대해, dc단 저항 소자(Rdc)를 통해, c 상전류인 Ics 전류가 검출되며, 섹터 6에서의 유효 벡터 V6에 대해, dc단 저항 소자(Rdc)를 통해, b 상전류인 -Ibs 전류가 검출된다.
한편, 영 벡터인, V0,V7 벡터에 대해, dc단 저항 소자(Rdc)를 통해, 전류 검출이 불가능하게 된다.
도 9a는 전압 벡터의 일예를 나타내며, 도 9b는 도 9a의 전압 벡터에 대응하는 인버터 내의 각 스위칭 소자의 스위칭을 예시하는 도면이다.
먼저, 도 9a를 참조하면, 섹터 1에서의 유효 벡터 V1과 V2의 조합으로, 전압 벡터(V*)가 생성될 수 있다. 한편, 이러한 전압 벡터(V*)는, 상술한 전압 지령 생성부(340)에서 생성될 수 있다.
1-션트(shunt) 방식은, 한 공간 벡터 기반의 PWM(SVPWM)을 위한 제어 주기(Ts)에서, 유효 벡터가 인가될 때, dc단 저항 소자(Rdc)로부터 상전류를 검출하고, 검출된 상전류를 아날로그 디지털(A/D)변환하고, 스위칭 제어 신호 출력부(360) 내의 게이트 신호 생성부(미도시)에서, 현재의 섹터와, 유효 벡터를 판단하여, 상전류를 복원한다.
이때, 벡터가 한 주기(Ts) 내에서 인가되므로, 2상의 상전류를 복원할 수 있으며, 나머지 한 상의 전류는 세 상의 전류의 합이 0이라는 것을 이용하여 구한다.
도 10은 제1 유효 벡터와 제2 유효 벡터에 대응하여, 인버터 내의 각 스위칭 소자의 스위칭을 예시하는 도면이다.
이하에서는, 제1 유효 벡터와 제2 유효 벡터의 인가 기간(1010)을 중심으로 기술한다.
도 10에서는, 첫 유효 벡터가 V1(100) 이므로 T2/2 시간 동안에, a 상전류인 ia를 검출하고 다음의 유효 벡터 V2(110)에서는 T1/2시간 동안, c 상전류인 -ic 전류를 검출하는 것을 나타낸다.
한편, 나머지 한 상(b 상)의 전류인 ib는, 인버터 제어부(430) 내의 내부 연산을 통하여 얻는다. 인버터 제어부(430)는, 이렇게 획득한 3상의 전류를 이용해 벡터 제어를 수행한다.
한편, dc단 저항 소자(Rdc)를 이용한 전류 복원은, 유효 벡터 구간에서, dc단 저항 소자(Rdc)에 흐르는 전류를 감지하여 상전류를 복원하는 것이 기본 원리이다.
이때, 유효 벡터가 인가되는 구간이 짧을 경우, dc단 저항 소자(Rdc)에 흐르는 전류를 감지하는데 문제가 발생하게 된다.
한편, 인버터(420) 내의 스위칭 소자가 스위칭을 할 경우, 스위칭 시 발생하는 링잉(ringing) 현상에 따른 안정 시간(settling time)(Tsettling), 인버터(420)의 데드 타임(dead time)(Tdead), A/D 변환 시간(TA/D)에 의해 문제가 발생하게 되는데, 이에 따라, 정상적인 전류를 검출하기 위해서는, 이러한 시간이 지난 다음에 샘플링해야한다.
결국, dc단 저항 소자(Rdc)에 흐르는 전류 검출을 위한 최소한의 유효벡터 인가 시간(Tmin)은, 다음의 수학식 1과 같이 연산된다.
수학식 1
Figure PCTKR2018002244-appb-M000001
즉, 최소한의 전압 벡터 인가 시간(Tmin)은, 인버터 내의 스위칭 소자의 스위칭 시 발생하는 링잉 현상에 따른 안정 시간(Tsettling), 인버터의 데드 타임 시간(Tdead), 및 샘플링시의 아날로그 디지털 변환 시간(TA/D)의 합에 대응될 수 있다.
한편, 유효 벡터가, 최소한의 유효벡터 인가 시간 보다 적게 인가되는 경우에 대해서는, 도 11a 내지 도 11d를 참조하여 설명한다.
도 11a 내지 도 11b는, 유효 벡터가, 최소한의 유효벡터 인가 시간 보다 적게 인가되는 것을 예시한다.
도 11a는, 공간 벡터 기반의 PWM(SVPWM) 육각형에서, 스위칭 한 주기 내에서 한 유효 벡터의 인가시간이, 최소한의 유효벡터 인가 시간(Tmin)보다 작은 경우를 예시한다.
도 11a에 따르면, V1 내지 V6 벡터 주변 영역(Ar1 ~Ar6)에서, dc단 저항 소자(Rdc)를 통해 전류 검출 측정이 불가능한 영역(1101)이 발생하게 되며, 이를 측정 불가영역 또는 데드 밴드(dead band)라 명명할 수 있다.
도 11b는, 공간 벡터 기반의 PWM(SVPWM) 육각형에서, 스위칭 한 주기 내에서 두 유효 벡터의 인가시간이, 최소한의 유효벡터 인가 시간(Tmin)보다 작은 경우를 예시한다.
도 11b에 따르면, 영 벡터(zero vector) 주변 영역(Ara)에서, dc단 저항 소자(Rdc)를 통해 전류 검출 측정이 불가능한 영역(1102)이 발생하게 된다.
도 11c 내지 도 11d는, 도 11a 내지 도 11b의, 전류 검출 불가능한, 전압 벡터에 대응하는 인버터 내의 각 스위칭 소자의 스위칭을 예시하는 도면이다.
도 11c를 참조하면, V1(100) 벡터에 의한 구간 T2/2(1105)는, Tmin보다 크나, V2(110) 벡터에 의한 구간 T1/2(1110)는, Tmin보다 작게 된다. 이에 따라, T2/2 구간에서는 a 상의 전류 검출이 가능하나, T1/2 구간 에서는 c 상의 전류 검출이 불가능하게 된다.
도 11d를 참조하면, V1(100) 벡터에 의한 구간 T2/2(1115), 및 V2(110) 벡터에 의한 구간 T1/2(1120) 모두, Tmin보다 작게 된다. 이에 따라, T2/2 구간, 및 T1/2 구간 모드에서 a 상 및 c 상의 전류 검출이 불가능하게 된다.
한편, 이러한 전류 검출 불가능한 영역에서, 전류 검출을 수행하지 않게 되면, 정확한 모터 제어가 수행되지 못하는 단점이 있다.
한편, 이러한 전류 검출 불가능한 영역이 발생하는 것을 방지하기 위해, 최소한의 유효벡터 인가 시간(Tmin) 확보하는 방안이 있다.
이러한 방안에 따르면, 강제로, 대칭형 스위칭 타이밍을 비대칭형으로 변경하거나, 턴 온 타이밍을 시프트(shift)할 수 있게 된다. 그러나, 순시적으로 보면, 전압 벡터에 왜곡이 생겨, 노이즈가 발생할 수 있다.
도 12a 내지 도 12c는 dc단 저항 소자에 의한 전류 검출이 불가능한 경우를 예시하는 도면이다.
먼저, 도 12a는, T1 구간과 T2 구간 중 T1 구간이, 전류 검출 가능한 최소 시간 보다 작은 경우를 예시하며, 이에 따라, Sa 외에, Sb, Sc에 대응하는 b 상 벡터와 c 상 벡터를 우측으로 각각 시프트시키는 것을 예시한다. 이러한 방안에 따르면, 대칭형 스위칭 타이밍이 비대칭형으로 변경되게 된다.
다음, 도 12b는, T1 구간과 T2 구간 중 T1 구간이, 전류 검출 가능한 최소 시간 보다 작은 경우를 예시하며, 이에 따라, Sb에 대응하는 b 상 벡터만을 우측으로 각각 시프트시키는 것을 예시한다. 이러한 방안에 따르면, 대칭형 스위칭 타이밍이 비대칭형으로 변경되게 된다.
즉, 도 12c와 같이, 스위칭 벡터의 시프트가 수행되게 된다.
이러한 방안에 따르면, 강제로, 대칭형 스위칭 타이밍을 비대칭형으로 변경하거나, 턴 온 타이밍을 시프트(shift)할 수 있게 된다. 그러나, 순시적으로 보면, 전압 벡터에 왜곡이 생겨, 노이즈가 발생할 수 있다.
이에 따라, 본 발명에서는, 전류 검출이 불가능한 영역에 대해, dc단과 상암 스위칭 소자(Sa~Sc)의 출력단 사이의 전위차인 극전압이 연속 파형으로 되도록, 삼상 벡터 중 적어도 하나를 시프트시켜, 모터(230)의 삼상 전류 중 제1 상 전류를 검출하고, 제2 상 전류를 추정한다. 이에 따라, dc단 저항 소자를 이용하여 모터에 흐르는 상전류를 정확하게 연산할 수 있게 된다. 이에 대해서는, 도 14a 이하를 참조하여 기술한다.
도 13은 dc단 저항 소자를 통해 전류 검출 측정이 불가능한 영역을 도시한 도면이다.
도 13은, 공간 벡터 기반의 PWM(SVPWM) 육각형에서, V1 내지 V6 벡터 주변 영역(Ar1 ~Ar6)의, dc단 저항 소자(Rdc)를 통해 전류 검출 측정이 불가능한 영역(1101), 및 영 벡터(zero vector) 주변 영역(Ara)의 dc단 저항 소자(Rdc)를 통해 전류 검출 측정이 불가능한 영역(1102)을 예시한다.
이 중 V1 내지 V6 벡터 주변 영역(Ar1 ~Ar6)의, dc단 저항 소자(Rdc)를 통해 전류 검출 측정이 불가능한 영역(1101)은, 도 11a에 대응하며, dc단 저항 소자(Rdc)를 통해, 모터(230)의 삼상 전류 중 제1 상 전류는 검출 가능하고, 제2 상 전류는 검출 불가능한 경우에 해당한다.
한편, 영 벡터(zero vector) 주변 영역(Ara)의 dc단 저항 소자(Rdc)를 통해 전류 검출 측정이 불가능한 영역(1102)은, 도 11b에 대응하며, 모터(230)의 삼상 전류 중 적어도 2상 전류가 검출 불가능한 경우를 예시한다.
본 발명의 실시예에 따른 인버터 제어부(430)는, 모터(230)의 삼상 전류 중 적어도 두 상 전류가 검출 불가능한 경우, 전류 검출 측정이 불가능한 영역(1102)에 대해, dc단과 상암 스위칭 소자(Sa~Sc)의 출력단 사이의 전위차인 극전압이 연속 파형으로 되도록, 삼상 벡터 중 적어도 하나를 시프트시켜, 모터(230)의 삼상 전류 중 제1 상 전류를 검출하고, 제2 상 전류를 추정하는 것으로 한다. 이에 대해서는 도 14a를 참조하여 기술한다.
도 14a는 본 발명의 실시예에 따른 dc단 저항 소자에 의한 전류 검출 방법의 일예를 도시한 도면이고 도 14b 내지 도 14d는 도 14a의 설명에 참조되는 도면이다.
도 14a의 (a)는, T1 구간과 T2 구간 모두, 전류 검출 가능한 최소 시간 보다 작은 경우를 예시한다.
이때, 본 발명의 실시예에 따른 인버터 제어부(430)는, 삼상 벡터 중 적어도 하나를 시프트시킬 수 있다. 특히, 본 발명의 실시예에 따른 인버터 제어부(430)는, 삼상 벡터 중 적어도 하나에 대응하는 PWM 듀티(duty)를 시프트시킬 수 있다.
도 14a의 (a)는, Sa 외에, Sb, Sc에 대응하는 b 상 벡터와 c 상 벡터를 우측으로 각각 시프트시키는 것을 예시한다.
특히, 본 발명의 실시예에 따른 인버터 제어부(430)는, dc단과 상암 스위칭 소자(Sa~Sc)의 출력단 사이의 전위차인 극전압(Van,Vbn,Vcn)이, 도 14b와 같이, 연속 파형으로 되도록, 삼상 벡터 중 적어도 하나를 시프트시킬 수 있다.
이와 같이, 벡터 시프트시, 극전압에 분연속 영역이 발생하지 않도록, 즉, 이, 도 14b와 같이, 연속 파형으로 되도록, 제어하는 경우, 소음이 거의 발생하지 않게 된다. 따라서, 비대칭에 의한 소음을 저감할 수 있게 된다.
한편, 인버터 제어부(430)는, 벡터 시프트 이후, 모터의 삼상 전류 중 제1 상 전류를 검출하고, 제2 상 전류를 추정함으로써, dc단 저항 소자를 이용하여 모터에 흐르는 상전류를 정확하게 연산할 수 있게 된다.
특히, 인버터 제어부(430)는, 제2 상 전류 추정시, 다음의 수학식 2, 3과 같이, 이전 주기에 검출된 제2 상 전류값에 기초하여, 제2 상 전류를 추정할 수 있다. 이에 따라, 정확한 전류 추정이 가능하게 된다.
수학식 2
Figure PCTKR2018002244-appb-M000002
수학식 3
Figure PCTKR2018002244-appb-M000003
여기서, ide는 d축 추정 전류, iqe는 q축 추정 전류를 나타내며, Ts는 제어 주기, Vde는 d축 추정 전압, ㅍqe는 q축 추정 전압을 나타내며 we는 모터의 추정 속도를 나타내며, Ke는 추정된 역기전력을 나타낼 수 있다.
한편, 인버터 제어부(430)는, 모터(230)의 삼상 전류 중 제1 상 전류를 검출을 위한 최소치만큼, 삼상 벡터 중 적어도 하나를, 시프트시킬 수 있다. 이에 따라, 비대칭에 의한 소음을 저감할 수 있게 된다.
한편, 인버터 제어부(430)는, dc단 저항 소자(Rdc)를 통해, 모터(230)의 삼상 전류 중 적어도 두 상 전류가 검출 불가능한 경우, 도 14c와 같이, 모터(230)에 인가되는 상 전압(Va,Vb,Vc)이 정현파가 되도록 제어할 수 있다. 이에 따라, 비대칭에 의한 소음을 저감할 수 있게 된다.
다음, 인버터 제어부(430)는, dc단 저항 소자(Rdc)를 통해, 모터(230)의 삼상 전류 중 적어도 두 상 전류가 검출 불가능한 경우, 도 14d와 같이, 모터(230)에 인가되는 선간 전압(Vab,Vbc,Vca)이 정현파가 되도록 제어할 수 있다. 이에 따라, 비대칭에 의한 소음을 저감할 수 있게 된다.
도 15a는 본 발명의 실시예에 따른 dc단 저항 소자에 의한 전류 검출 방법의 다른 예를 도시한 도면이고, 도 15b는 도 15a의 설명에 참조되는 도면이다.
먼저, 도 15a는, 전류 검출 측정이 불가능한 영역(1101) V1 벡터 주변의 제1 영역(1101a) 부근에서의, 상전류 검출 또는 추정을 설명하기 위해 참조되는 도면이다.
전압 벡터는, 순차적으로, 시계 반대 방향으로 생성되며, 도 15a와 같이, Vtpp 벡터에서, Vtip 벡터가, 인버터 제어부(430) 내에서 생성된다.
한편, Vtpp 벡터는, 전류 검출 측정이 불가능한 영역(1101)의 외부이므로, 전류 검출이 가능하게 된다.
따라서, 인버터 제어부(430)는, Vtpp 벡터에 따른 인버터의 스위칭시, dc단 저항 소자를 통해, 제1 상 전류를 검출할 수 있게 된다.
한편, Vtip 벡터는, 전류 검출 측정이 불가능한 영역(1101) 내에 있으므로, 전류 검출이 불가능하게 된다.
전류 검출 측정이 불가능한 영역(1101) 내에 있는 경우, 인버터 제어부(430)는, 공간 벡터 기반의 펄스폭 가변 제어에 의해, 제2 상 전류를 추정할 수 있다. 특히, 상술한 수학식 2, 및 3에 기초하여, 이전 주기에 검출된 제2 상 전류값에 기초하여, 제2 상 전류를 추정할 수 있다. 이에 의해, 정확한 상 전류 추정이 가능하게 된다.
한편, 상술한 모터 구동장치(220)는, 다양한 기기에 구비되어 사용될 수 있다. 예를 들어, 홈 어플라이언스 중 세탁물 처리기기, 공기조화기, 냉장고, 정수기, 청소기 등에 사용될 수 있다. 또한, 모터로 동작 가능한 차량(vehicle), 로봇(robot), 드론(drone) 등에 적용 가능하다.
도 16은 본 발명의 일 실시예에 따른 세탁물 처리기기를 도시한 사시도이다.
도면을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 세탁물 처리기기(100a)는, 포가 전면 방향으로 세탁조 내로 삽입되는 프론트 로드(front load) 방식의 세탁물 처리기기이다. 이러한 프론트 방식의 세탁물 처리기기는, 포가 삽입되어 세탁, 헹굼 탈수 등을 수행하는 세탁기 또는 습포가 삽입되어 건조를 수행하는 건조기 등을 포함하는 개념으로서, 이하에서는 세탁기를 중심으로 기술한다.
도 16의 세탁물 처리기기(100a)는, 세탁조식 세탁물 처리기기로서, 세탁물 처리기기(100a)의 외관을 형성하는 캐비닛(110)과, 캐비닛(110) 내부에 배치되며 캐비닛(110)에 의해 지지되는 터브(120)와, 터브(120) 내부에 배치되며 포가 세탁되는 세탁조(122)과, 세탁조(122)을 구동시키는 모터(130)와, 캐비닛 본체(111) 외측에 배치되며 캐비닛(110) 내부로 세탁수를 공급하는 세탁수 공급장치(미도시)와, 터브(120) 하측에 형성되어 세탁수를 외부로 배출하는 배수장치(미도시)를 포함한다.
세탁조(122)에는 세탁수가 통과되도록 복수개의 통공(122A)이 형성되며, 세탁조(122)의 회전시 세탁물이 일정 높이로 들어 올려진 후, 중력에 의해 낙하되도록 세탁조(112)의 내 측면에 리프터(124)가 배치될 수 있다.
캐비닛(110)은, 캐비닛 본체(111)와, 캐비닛 본체(111)의 전면에 배치되어 결합하는 캐비닛 커버(112)와, 캐비닛 커버(112) 상측에 배치되며 캐비닛 본체(111)와 결합하는 컨트롤패널(115)과, 컨트롤패널(115) 상측에 배치되며 캐비닛 본체(111)와 결합하는 탑플레이트(116)를 포함한다.
캐비닛 커버(112)는 포의 출입이 가능하도록 형성되는 포 출입홀(114)과, 포 출입홀(114)의 개폐가 가능하도록 좌우로 회동 가능하게 배치되는 도어(113)를 포함한다.
컨트롤패널(115)은 세탁물 처리기기(100a)의 운전상태를 조작하는 조작키들(117)과, 조작키들(117)의 일측에 배치되며 세탁물 처리기기(100a)의 운전상태를 표시하는 디스플레이장치(118)를 포함한다.
컨트롤패널(115) 내의 조작키들(117) 및 디스플레이 장치(118)는 제어부(미도시)에 전기적으로 연결되며, 제어부(미도시)는 세탁물 처리기기(100a)의 각 구성요소등을 전기적으로 제어한다. 제어부(미도시)의 동작에 대해서는 후술하기로 한다.
한편, 세탁조(122)에는 오토 밸런스(미도시)가 구비될 수 있다. 오토 밸런스(미도시)는 세탁조(122) 내에 수용된 세탁물의 편심량에 따라 발생하는 진동을 저감하기 위한 것으로, 액체밸런스, 볼밸런스 등으로 구현될 수 있다.
한편, 도면에는 도시하지 않았지만, 세탁물 처리기기(100a)는, 세탁조(122)의 진동량 또는 캐비닛(110)의 진동량을 측정하는 진동 센서를 더 구비할 수 있다.
도 17은 도 16의 세탁물 처리기기의 내부 블록도이다.
도면을 참조하여 설명하면, 세탁물 처리기기(100a)는, 제어부(210)의 제어 동작에 의해, 구동부(220)가 제어되며, 구동부(220)는 모터(230)를 구동하게 된다. 이에 따라, 세탁조(122)에 모터(230)에 의해 회전하게 된다.
제어부(210)는, 조작키(1017)로부터 동작 신호를 입력받아 동작을 한다. 이에 따라, 세탁, 헹굼, 탈수 행정이 수행될 수 있다.
또한, 제어부(210)는, 디스플레이(18)를 제어하여, 세탁 코스, 세탁 시간, 탈수 시간, 헹굼 시간 등, 또는 현재 동작 상태 등을 표시하도록 제어할 수 있다.
한편, 제어부(210)는, 구동부(220)를 제어하여, 구동부(220)는, 모터(230)를 동작시키도록 제어한다. 이때, 모터(230) 내부 또는 외부에는, 모터의 회전자 위치를 감지하기 위한, 위치 감지부가 구비되지 않는다. 즉, 구동부(220)는, 센서리스(sensorless) 방식에 의해 모터(230)를 제어한다.
구동부(220)는, 모터(230)를 구동시키기 위한 것으로, 인버터(미도시), 및 인버터 제어부(미도시), 모터(230)에 흐르는 출력 전류를 검출하는 출력전류 검출부(도 2의 E)와, 모터(230)에 인가되는 출력 전압(vo)을 검출하는 출력전압 검출부(도 2의 F)를 구비할 수 있다. 또한, 구동부(220)는, 인버터(미도시)에 입력되는 직류 전원을 공급하는, 컨버터 등을 더 포함하는 개념일 수 있다.
예를 들어, 구동부(220) 내의 인버터 제어부(도 2의 430)는, 출력 전류(io) 및 출력 전압(vo)에 기초하여, 모터(230)의 회전자 위치를 추정한다. 그리고, 추정된 회전자 위치에 기초하여, 모터(230)가 회전하도록 제어한다.
구체적으로, 인버터 제어부(도 2의 430)가, 출력 전류(io) 및 출력 전압(vo)에 기초하여, 펄스폭 변조(PWM) 방식의 스위칭 제어 신호(도 2의 Sic)를 생성하여, 인버터(미도시)로 출력하면, 인버터(미도시)는 고속 스위칭 동작을 하여, 소정 주파수의 교류 전원을 모터(230)에 공급한다. 그리고, 모터(230)는, 소정 주파수의 교류 전원에 의해, 회전하게 된다.
한편, 구동부(220)는, 도 1의 모터 구동장치(220)에 대응할 수 있다.
한편, 제어부(210)는, 모터(230)에 흐르는 출력 전류(io) 등에 기초하여, 포량을 감지할 수 있다. 예를 들어, 세탁조(122)가 회전하는 동안에, 모터(230)의 전류값(io)에 기초하여 포량을 감지할 수 있다.
특히, 제어부(210)는, 포량 감지시, 모터 정렬 구간에서 측정된 모터의 고정자 저항과 인덕턴스 값을 이용하여, 포량을 정확히 감지할 수 있게 된다.
한편, 제어부(210)는, 세탁조(122)의 편심량, 즉 세탁조(122)의 언밸런스(unbalance; UB)를 감지할 수도 있다. 이러한 편심량 감지는, 모터(230)에 흐르는 출력 전류(io)의 리플 성분 또는 세탁조(122)의 회전 속도 변화량에 기초하여, 수행될 수 있다.
특히, 제어부(210)는, 포량 감지시, 모터 정렬 구간에서 측정된 모터의 고정자 저항과 인덕턴스 값을 이용하여, 편심량을 정확히 감지할 수 있게 된다.
도 18은 본 발명의 실시예에 따른 홈 어플라이언스의 다른 예인 공기조화기의 구성을 예시하는 도면이다.
본 발명에 따른 공기조화기(100b)는, 도 18에 도시된 바와 같이, 실내기(31b), 실내기(31b)에 연결되는 실외기(21b)를 포함할 수 있다.
공기조화기의 실내기(31b)는 스탠드형 공기조화기, 벽걸이형 공기조화기 및 천장형 공기조화기 중 어느 것이라도 적용 가능하나, 도면에서는, 스탠드형 실내기(31b)를 예시한다.
한편, 공기조화기(100b)는 환기장치, 공기청정장치, 가습장치 및 히터 중 적어도 하나를 더 포함할 수 있으며, 실내기 및 실외기의 동작에 연동하여 동작할 수 있다.
실외기(21b)는 냉매를 공급받아 압축하는 압축기(미도시)와, 냉매와 실외공기를 열교환하는 실외 열교환기(미도시)와, 공급되는 냉매로부터 기체 냉매를 추출하여 압축기로 공급하는 어큐뮬레이터(미도시)와, 난방운전에 따른 냉매의 유로를 선택하는 사방밸브(미도시)를 포함한다. 또한, 다수의 센서, 밸브 및 오일회수기 등을 더 포함하나, 그 구성에 대한 설명은 하기에서 생략하기로 한다.
실외기(21b)는 구비되는 압축기 및 실외 열교환기를 동작시켜 설정에 따라 냉매를 압축하거나 열교환하여 실내기(31b)로 냉매를 공급한다. 실외기(21b)는 원격제어기(미도시) 또는 실내기(31b)의 요구(demand)에 의해 구동될 수 있다. 이때, 구동되는 실내기에 대응하여 냉/난방 용량이 가변 됨에 따라 실외기의 작동 개수 및 실외기에 설치된 압축기의 작동 개수가 가변되는 것도 가능하다.
이때, 실외기(21b)는, 연결된 실내기(310b)로 압축된 냉매를 공급한다.
실내기(31b)는, 실외기(21b)로부터 냉매를 공급받아 실내로 냉온의 공기를 토출한다. 실내기(31b)는 실내 열교환기(미도시)와, 실내기팬(미도시), 공급되는 냉매가 팽창되는 팽창밸브(미도시), 다수의 센서(미도시)를 포함한다.
이때, 실외기(21b) 및 실내기(31b)는 통신선으로 연결되어 상호 데이터를 송수신하며, 실외기 및 실내기는 원격제어기(미도시)와 유선 또는 무선으로 연결되어 원격제어기(미도시)의 제어에 따라 동작할 수 있다.
리모컨(미도시)은 실내기(31b)에 연결되어, 실내기로 사용자의 제어명령을 입력하고, 실내기의 상태정보를 수신하여 표시할 수 있다. 이때 리모컨은 실내기와의 연결 형태에 따라 유선 또는 무선으로 통신할 수 있다.
도 19는 도 18의 실외기와 실내기의 개략도이다.
도면을 참조하여 설명하면, 공기조화기(100b)는, 크게 실내기(31b)와 실외기(21b)로 구분된다.
실외기(21b)는, 냉매를 압축시키는 역할을 하는 압축기(102b)와, 압축기를 구동하는 압축기용 전동기(102bb)와, 압축된 냉매를 방열시키는 역할을 하는 실외측 열교환기(104b)와, 실외 열교환기(104b)의 일측에 배치되어 냉매의 방열을 촉진시키는 실외팬(105ab)과 실외팬(105ab)을 회전시키는 전동기(105bb)로 이루어진 실외 송풍기(105b)와, 응축된 냉매를 팽창하는 팽창기구(106b)와, 압축된 냉매의 유로를 바꾸는 냉/난방 절환밸브(110b)와, 기체화된 냉매를 잠시 저장하여 수분과 이물질을 제거한 뒤 일정한 압력의 냉매를 압축기로 공급하는 어큐뮬레이터(103b) 등을 포함한다.
실내기(31b)는 실내에 배치되어 냉/난방 기능을 수행하는 실내측 열교환기(109b)와, 실내측 열교환기(109b)의 일측에 배치되어 냉매의 방열을 촉진시키는 실내팬(109ab)과 실내팬(109ab)을 회전시키는 전동기(109bb)로 이루어진 실내 송풍기(109b) 등을 포함한다.
실내측 열교환기(109b)는 적어도 하나가 설치될 수 있다. 압축기(102b)는 인버터 압축기, 정속 압축기 중 적어도 하나가 사용될 수 있다.
또한, 공기조화기(100b)는 실내를 냉방시키는 냉방기로 구성되는 것도 가능하고, 실내를 냉방시키거나 난방시키는 히트 펌프로 구성되는 것도 가능하다.
도 18의 실외기(21b) 내의 압축기(102b)는, 압축기 모터(250b)를 구동하는, 도 1과 같은, 모터 구동장치에 의해 구동될 수 있다.
또는, 실내팬(109ab) 또는 실외팬(105ab)은, 각각 실내팬 모터(109bb), 실외 팬 모터(150bb)를 구동하는, 도 1과 같은, 모터 구동장치에 의해 구동될 수 있다.
도 20은 본 발명의 실시예에 따른 홈 어플라이언스의 또 다른 예인 냉장고를 도시한 사시도이다.
도면을 참조하여 설명하면, 본 발명과 관련한 냉장고(100c)는, 도시되지는 않았지만 냉동실 및 냉장실로 구획된 내부공간을 가지는 케이스(110c)와, 냉동실을 차폐하는 냉동실 도어(120c)와 냉장실을 차폐하는 냉장실 도어(140c)에 의해 개략적인 외관이 형성된다.
그리고, 냉동실 도어(120c)와 냉장실 도어(140c)의 전면에는 전방으로 돌출형성되는 도어핸들(121c)이 더 구비되어, 사용자가 용이하게 파지하고 냉동실 도어(120c)와 냉장실 도어(140c)를 회동시킬 수 있도록 한다.
한편, 냉장실 도어(140c)의 전면에는 사용자가 냉장실 도어(140c)를 개방하지 않고서도 내부에 수용된 음료와 같은 저장물을 취출할 수 있도록 하는 편의수단인 홈바(180c)가 더 구비될 수 있다.
그리고, 냉동실 도어(120c)의 전면에는 사용자가 냉동실 도어(120c)를 개방하지 않고 얼음 또는 식수를 용이하게 취출할 수 있도록 하는 편의수단인 디스펜서(160c)가 구비될 수 있고, 이러한 디스펜서(160c)의 상측에는, 냉장고(100c)의 구동운전을 제어하고 운전중인 냉장고(100c)의 상태를 화면에 도시하는 컨트롤패널(210c)이 더 구비될 수 있다.
한편, 도면에서는, 디스펜서(160c)가 냉동실 도어(120c)의 전면에 배치되는 것으로 도시하나, 이에 한정되지 않으며, 냉장실 도어(140c)의 전면에 배치되는 것도 가능하다.
한편, 냉동실(미도시)의 내측 상부에는 냉동실 내의 냉기를 이용하여 급수된 물을 제빙하는 제빙기(190c)와, 제빙기에서 제빙된 얼음이 이빙되어 담겨지도록 냉동실(미도시) 내측에 장착된 아이스 뱅크(195c)가 더 구비될 수 있다. 또한, 도면에서는 도시하지 않았지만, 아이스 뱅크(195c)에 담겨진 얼음이 디스펜서(160c)로 낙하되도록 안내하는 아이스 슈트(미도시)가 더 구비될 수 있다.
컨트롤패널(210c)은, 다수개의 버튼으로 구성되는 입력부(220c), 및 제어 화면 및 작동 상태 등을 디스플레이하는 표시부(230c)를 포함할 수 있다.
표시부(230c)는, 제어 화면, 작동 상태 및 고내 온도 등의 정보를 표시한다. 예를 들어, 표시부(230c)는 디스펜서의 서비스 형태(각얼음, 물, 조각얼음), 냉동실의 설정 온도, 냉장실의 설정 온도를 표시할 수 있다.
이러한 표시부(230c)는, 액정 디스플레이(LCD), 발광다이오드(LED), 유기발광다이오드(OLED) 등 다양하게 구현될 수 있다. 또한, 표시부(230c)는 입력부(220c)의 기능도 수행 가능한 터치스크린(touch screen)으로 구현될 수도 있다.
입력부(220c)는, 다수개의 조작 버튼을 구비할 수 있다. 예를 들어, 입력부(220c)는, 디스펜서의 서비스 형태(각얼음, 물, 조각 얼음 등)를 설정하기 위한 디스펜서 설정버튼(미도시)과, 냉동실 온도설정을 위한 냉동실 온도설정 버튼(미도시)과, 냉동실 온도설정을 위한 냉장실 온도 설정 버튼(미도시) 등을 포함할 수 있다. 한편, 입력부(220c)는 표시부(230c)의 기능도 수행 가능한 터치스크린(touch screen)으로 구현될 수도 있다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 냉장고는, 도면에 도시된 더블도어형(Double Door Type)에 한정되지 않으며, 원 도어형(One Door Type), 슬라이딩 도어형(Sliding Door Type), 커튼 도어형(Curtain Door Type) 등 그 형태를 불문한다.
도 21은 도 20의 냉장고의 구성을 간략히 도시한 도면이다.
도면을 참조하여 설명하면, 냉장고(100c)는, 압축기(112c)와, 압축기(112c)에서 압축된 냉매를 응축시키는 응축기(116c)와, 응축기(116c)에서 응축된 냉매를 공급받아 증발시키되, 냉동실(미도시)에 배치되는 냉동실 증발기(124c)와, 냉동실 증발기(124c)에 공급되는 냉매를 팽창시키는 냉동실 팽창밸브(134c)를 포함할 수 있다.
한편, 도면에서는, 하나의 증발기를 사용하는 것으로 예시하나, 냉장실과 냉동실에 각각의 증발기를 사용하는 것도 가능하다.
즉, 냉장고(100c)는, 냉장실(미도시)에 배치되는 냉장실 증발기(미도시), 응축기(116c)에서 응축된 냉매를 냉장실 증발기(미도시) 또는 냉동실 증발기(124c)에 공급하는 3방향 밸브(미도시)와, 냉장실 증발기(미도시)에 공급되는 냉매를 팽창시키는 냉장실 팽창밸브(미도시)를 더 포함할 수 있다.
또한, 냉장고(100c)는 증발기(124c)를 통과한 냉매가 액체와 기체로 분리되는 기액 분리기(미도시)를 더 포함할 수 있다.
또한, 냉장고(100c)는, 냉동실 증발기(124c)를 통과한 냉기를 흡입하여 각각 냉장실(미도시) 및 냉동실(미도시)로 불어주는 냉장실 팬(미도시) 및 냉동실 팬(144c)을 더 포함할 수 있다.
또한, 압축기(112c)를 구동하는 압축기 구동부(113c)와, 냉장실 팬(미도시) 및 냉동실 팬(144c)을 구동하는 냉장실 팬 구동부(미도시) 및 냉동실 팬 구동부(145c)를 더 포함할 수 있다.
한편, 도면에 따르면, 냉장실 및 냉동실에 공통의 증발기(124c)가 사용되므로, 이러한 경우에, 냉장실 및 냉동실 사이에 댐퍼(미도시)가 설치되될 수 있으며, 팬(미도시)은 하나의 증발기에서 생성된 냉기를 냉동실과 냉장실로 공급되도록 강제 송풍시킬 수 있다.
도 21의 압축기(112c)는, 압축기 모터를 구동하는, 도 1과 같은, 모터 구동장치에 의해 구동될 수 있다.
또는, 냉장실 팬(미도시) 또는 냉동실 팬(144c)은, 각각 냉장실 팬 모터(미도시), 냉동실 팬 모터(미도시)를 구동하는, 도 1과 같은, 모터 구동장치에 의해 구동될 수 있다.
본 발명의 실시예에 따른 모터 구동장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스는, 상기한 바와 같이 설명된 실시예들의 구성과 방법이 한정되게 적용될 수 있는 것이 아니라, 상기 실시예들은 다양한 변형이 이루어질 수 있도록 각 실시예들의 전부 또는 일부가 선택적으로 조합되어 구성될 수도 있다.
한편, 본 발명의 모터 구동방법 또는 홈 어플라이언스의 동작방법은, 모터 구동장치 또는 홈 어플라이언스에 구비된 프로세서가 읽을 수 있는 기록매체에 프로세서가 읽을 수 있는 코드로서 구현하는 것이 가능하다. 프로세서가 읽을 수 있는 기록매체는 프로세서에 의해 읽혀질 수 있는 데이터가 저장되는 모든 종류의 기록장치를 포함한다.
또한, 이상에서는 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 도시하고 설명하였지만, 본 발명은 상술한 특정의 실시예에 한정되지 아니하며, 청구범위에서 청구하는 본 발명의 요지를 벗어남이 없이 당해 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진자에 의해 다양한 변형실시가 가능한 것은 물론이고, 이러한 변형실시들은 본 발명의 기술적 사상이나 전망으로부터 개별적으로 이해되어져서는 안될 것이다.

Claims (12)

  1. 복수의 상암 스위칭 소자와 하암 스위칭 소자를 구비하며, 스위칭 동작에 의해, dc단에 접속되는 dc단 커패시터의 직류 전원을 교류 전원으로 변환하고, 상기 변환된 교류 전원을 모터에 출력하는 인버터;
    상기 dc단 커패시터와 상기 인버터 사이에 배치되는 dc단 저항 소자;
    상기 dc단 저항 소자를 통해 샘플링된 상전류에 기초하여, 상기 인버터를 제어하는 제어부;를 구비하고,
    상기 제어부는,
    공간 벡터 기반의 펄스폭 가변 제어에 의해, 상기 인버터 내의 스위칭 소자를 제어하며, 상기 dc단 저항 소자를 통해, 상기 모터의 삼상 전류 중 적어도 두 상 전류가 검출 불가능한 경우, 상기 dc단과 상기 상암 스위칭 소자의 출력단 사이의 전위차인 극전압이 연속 파형으로 되도록, 삼상 벡터 중 적어도 하나를 시프트시켜, 상기 모터의 삼상 전류 중 제1 상 전류를 검출하고, 제2 상 전류를 추정하는 것을 특징으로 하는 모터 구동장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 제2 상 전류 추정시, 이전 주기에 검출된 제2 상 전류값에 기초하여, 상기 제2 상 전류를 추정하는 것을 특징으로 하는 모터 구동장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 모터의 삼상 전류 중 제1 상 전류를 검출을 위한 최소치만큼, 상기 삼상 벡터 중 적어도 하나를, 시프트시키는 것을 특징으로 하는 모터 구동장치.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 dc단 저항 소자를 통해, 상기 모터의 삼상 전류 중 적어도 두 상 전류가 검출 불가능한 경우, 상기 모터에 인가되는 선간 전압이 정현파가 되도록 제어하는 것을 특징으로 하는 모터 구동장치.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 dc단 저항 소자를 통해, 상기 모터의 삼상 전류 중 적어도 두 상 전류가 검출 불가능한 경우, 상기 모터에 인가되는 상전압이 정현파가 되도록 제어하는 것을 특징으로 하는 모터 구동장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 dc단 저항 소자를 통해, 상기 모터의 삼상 전류 중 제1 상 전류만 검출가능한 경우, 제2 상 전류를 추정하는 것을 특징으로 하는 모터 구동장치.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 제2 상 전류 추정시, 이전 주기에 검출된 제2 상 전류값에 기초하여, 상기 제2 상 전류를 추정하는 것을 특징으로 하는 모터 구동장치.
  8. 제1항에 있어서,
    교류 전원을 직류 전원으로 변환하는 컨버터;
    상기 컨버터의 출력단인 dc단 전압을 저장하는 상기 dc단 커패시터;
    상기 dc단 전압을 검출하는 dc단 전압 검출부;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 모터 구동장치.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 검출된 출력 전류에 기초하여 상기 모터의 회전자 속도를 연산하는 속도 연산부;
    상기 연산된 속도 정보와, 상기 속도 지령치에 기초하여, 상기 전류 지령치를 생성하는 전류 지령 생성부;
    상기 전류 지령치와 상기 검출된 출력 전류에 기초하여, 전압 지령치를 생성하는 전압 지령 생성부; 및
    상기 전압 지령치에 기초하여, 상기 인버터를 구동하기 위한 스위칭 제어 신호를 출력하는 스위칭 제어신호 출력부;를 포함하는 것을 특징으로 하는 모터 구동장치.
  10. 복수의 상암 스위칭 소자와 하암 스위칭 소자를 구비하며, 스위칭 동작에 의해, dc단에 접속되는 dc단 커패시터의 직류 전원을 교류 전원으로 변환하고, 상기 변환된 교류 전원을 모터에 출력하는 인버터;
    상기 dc단 커패시터와 상기 인버터 사이에 배치되는 dc단 저항 소자;
    상기 dc단 저항 소자를 통해 샘플링된 상전류에 기초하여, 상기 인버터를 제어하는 제어부;를 구비하고,
    상기 제어부는,
    공간 벡터 기반의 펄스폭 가변 제어에 의해, 상기 인버터 내의 스위칭 소자를 제어하며, 상기 dc단 저항 소자를 통해, 상기 모터의 삼상 전류 중 적어도 두 상 전류가 검출 불가능한 경우, 상기 모터의 삼상 전류 중 제1 상 전류를 검출을 위한 최소치만큼, 상기 삼상 벡터 중 적어도 하나를, 시프트시킨 후, 상기 모터의 삼상 전류 중 제1 상 전류를 검출하고, 제2 상 전류를 추정하는 것을 특징으로 하는 모터 구동장치.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 제2 상 전류 추정시, 이전 주기에 검출된 제2 상 전류값에 기초하여, 상기 제2 상 전류를 추정하는 것을 특징으로 하는 모터 구동장치.
  12. 제1항 내지 제11항 중 어느 한 항의 모터 구동장치를 구비하는 홈 어플라이언스.
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