WO2021251536A1 - 2상 모터 어셈블리 - Google Patents

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WO2021251536A1
WO2021251536A1 PCT/KR2020/007898 KR2020007898W WO2021251536A1 WO 2021251536 A1 WO2021251536 A1 WO 2021251536A1 KR 2020007898 W KR2020007898 W KR 2020007898W WO 2021251536 A1 WO2021251536 A1 WO 2021251536A1
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motor
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torque
motor assembly
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권선구
전차승
정재훈
하정익
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엘지전자 주식회사
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    • H02P6/28—Arrangements for controlling current

Definitions

  • the present invention relates to a motor assembly, and more particularly, to a motor having a two-phase input power source and a power conversion device for driving the two-phase motor.
  • an inverter which is a power conversion device that generates AC power from DC power, is used to drive and control a motor, and a single-phase, two-phase, or three-phase system can be configured for driving and controlling the motor.
  • control characteristics may be deteriorated due to an imbalance in DC-Link voltage.
  • a current of an electric frequency of the motor rotation speed component may flow into the capacitor at both ends of the DC-link through the neutral point, and due to this, a low-frequency large current flows into the capacitor under low-speed/high-torque conditions, thereby causing a problem in the life of the capacitor.
  • a motor capable of maximizing voltage utilization to the level of a three-phase motor or raising a maximum speed while using a two-phase motor and a driving device thereof are required.
  • the technical task to be solved is to drive a two-phase motor with the advantage of high-speed operation that raises the maximum speed. We would like to provide a motor assembly.
  • Another object of the present invention is to provide a two-phase motor assembly capable of reducing the weight and size of a motor based on the same output and increasing the motor output compared to the same volume.
  • the present invention by applying the high-speed operation technique, it is possible to reduce the weight and size of the reference motor of the same output, and it is possible to increase the motor output compared to the same volume.
  • the present invention when the present invention is applied to a vacuum cleaner fan motor, the maximum speed of the motor can be increased, thereby achieving high-speed operation of the vacuum cleaner, high-output and miniaturization of the motor for improving suction power.
  • an inverter structure optimized for driving a two-phase motor is proposed, and a high-speed operation method through this can be proposed.
  • a motor including a first winding and a second winding having an electrically insulated parallel structure and an inverter for driving the motor may be provided.
  • a first set of switching elements connected to the first winding and a second set of switching elements connected to the second winding may be included.
  • the phase difference between the first winding and the second winding may be 90 degrees or 270 degrees.
  • the present invention provides a motor assembly for driving a two-phase motor, comprising: a motor including a first winding and a second winding having an electrically insulated parallel structure; DC-link circuit supplying DC voltage; and a first set of switching elements connected to the DC-link circuit to convert the DC voltage into an alternating voltage to drive the motor, and a first set of switching elements connected to the first winding and a second set of switching elements connected to the second winding. It may be configured to include an inverter that includes.
  • currents applied from the inverter to the first winding and the second winding of the motor may be asymmetric.
  • the motor may not include a neutral point.
  • the DC-link circuit may include a neutral point.
  • it may further include a control unit for controlling the inverter.
  • the controller may operate the first phase of the motor as a half-bridge with the neutral point and operate the second phase as a full-bridge.
  • the controller may include: a speed controller configured to generate a target current based on the speed of the motor; and a torque control unit that generates a torque command of the motor based on the target current and differently controls the distribution of torque between the two phases according to the speed of the motor.
  • the torque control unit applies a torque command of half the torque required by the load side of the motor to the first phase and the second phase, respectively, in a region below the first speed of the motor, and is greater than the first speed In a region below the second speed, different torque commands may be applied to the first phase and the second phase.
  • the torque control unit up to a 1-1 speed greater than the first speed and lower than the second speed, the first phase is field-weakening, and the first phase output torque is subtracted from the torque requested by the load side.
  • a torque command may be applied to the second phase.
  • the torque control unit may apply a torque command corresponding to the torque of the load in the second phase while turning off the first phase until the second speed greater than the 1-1 speed.
  • the torque control unit may turn off the first phase and control the field weakening of the second phase until the second speed is greater than the second speed and up to the 2-1 speed.
  • the first speed may be a maximum torque of the first phase motor or a maximum speed at which a current value corresponding to the maximum torque is reached.
  • the second speed may be a maximum torque of the second phase motor or a maximum speed at which a current value corresponding to the maximum torque is reached.
  • first set of switching elements and the second set of switching elements may include different numbers of switching elements.
  • the first set of switching elements may include a pair of switching elements
  • the second set of switching elements may include two pairs of switching elements
  • the present invention by applying the high-speed operation technique, it is possible to reduce the weight and size of the reference motor of the same output, and it is possible to increase the motor output compared to the same volume.
  • the present invention when the present invention is applied to a vacuum cleaner fan motor, the maximum speed of the motor can be increased, thereby achieving high-speed operation of the vacuum cleaner, high-output and miniaturization of the motor for improving suction power.
  • the voltage utilization ratio may be the same as that of the three-phase inverter for driving the three-phase motor. Accordingly, the motor assembly according to the present invention may be advantageous for low voltage and high current applications such as vacuum cleaners.
  • the two-phase motor of the present invention is structurally similar to a general single-phase motor, there is an effect that allows arbitrary control of the torque ripple.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a motor assembly according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a waveform diagram illustrating an output voltage waveform by a motor assembly according to an embodiment of the present invention.
  • 3 to 6 are waveform diagrams illustrating current and torque waveforms according to a control method of a motor assembly according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a block diagram illustrating details of a control unit of a motor assembly according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a flowchart illustrating a method for controlling a motor assembly according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a graph showing the speed according to the control method of FIG. 8 .
  • 10 to 12 are schematic views illustrating a method of controlling a d-phase motor of a motor assembly according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 to 15 are schematic views illustrating a method of controlling a q-phase motor of a motor assembly according to an embodiment of the present invention.
  • 16 is a vector diagram illustrating an effective voltage vector of a motor assembly according to an embodiment of the present invention.
  • 17 is a diagram illustrating a PWM signal synthesized by an effective voltage vector of a motor assembly according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 18 is a signal diagram illustrating a current of a motor assembly according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 19 is a partially enlarged view of FIG. 18 .
  • FIG. 20 is a signal diagram illustrating a voltage of a motor assembly according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 21 is a partially enlarged view of FIG. 20 .
  • 22 is a circuit diagram of a motor assembly according to another embodiment of the present invention.
  • 23 is a vector diagram illustrating an effective voltage vector of a motor assembly according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a motor assembly according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 2 is a waveform diagram illustrating an output voltage waveform by the motor assembly according to an embodiment of the present invention.
  • the motor assembly may largely include a two-phase motor 200 and a power conversion device 100 for driving the motor 200 .
  • the two-phase motor 200 may include a first winding L1 of a first phase connected to the d axis among d and q axes of the synchronous coordinate system and a second winding L2 connected to the q axis.
  • terms such as d-axis, d-phase, and first phase may be used interchangeably.
  • terms such as q-axis, q-phase, and second phase may be used interchangeably.
  • first winding L1 may be connected between the first end 211 and the second end 212
  • second winding L2 may be connected between the third end 213 and the fourth end 214 .
  • the first winding L1 and the second winding L2 may have an electrically insulated parallel structure. That is, in the motor 200 , the first winding L1 and the second winding L2 may not be electrically connected to each other. Referring to FIG. 1 , it can be seen that the first end 211 and the third end 213 are electrically separated from each other at the central point 210 .
  • the power conversion device 100 for driving the two-phase motor 200 is connected to the DC-link circuit 110 and the DC-link circuit 110 for supplying a DC voltage, and converts the DC voltage into an AC voltage.
  • An inverter 140 for driving the phase motor 200 may be included.
  • DC-link circuit 110 may include a neutral point (n).
  • the DC-link circuit 110 is simplified using a first capacitor C1 and a second capacitor C2 positioned on both sides of the neutral point n.
  • the DC-link circuit 110 may be implemented by a battery system.
  • the DC-link circuit 110 may include a rectifier (not shown) for rectifying the system power. Accordingly, the DC voltage rectified by the rectifier may be accumulated in the first capacitor C1 and the second capacitor C2.
  • the first capacitor C1 and the second capacitor C2 may be referred to as DC-link capacitors.
  • the inverter 140 outputs a two-phase alternating current for driving the two-phase motor 200 , and this output current is supplied to the motor 200 .
  • the motor 200 may be a motor that drives the cleaner.
  • the motor 200 may be a motor for driving the cleaner, and the power conversion device 100 will be described as a motor driving device for driving such a motor as an example. That is, the power conversion device 100 may be the same component as the motor driving device.
  • the motor 200 is not limited to such a motor for a vacuum cleaner, and may be used in various application products using a frequency-variable AC voltage, for example, AC motors such as air conditioners, refrigerators, washing machines, electric vehicles, and automobiles.
  • AC motors such as air conditioners, refrigerators, washing machines, electric vehicles, and automobiles.
  • the inverter 140 may include a first switching element set 141 connected to the first winding L1 and a second switching element set 142 connected to the second winding L2 .
  • the first switching element set 141 and the second switching element set 142 may include different numbers of switching elements.
  • the first switching element set 141 includes a pair of switching elements (Sa: Sa1, Sa2)
  • the second switching element set 142 includes two pairs of switching elements (Sb: Sb1, Sb2/Sc: Sc1, Sc2) may be included.
  • Sa1 may be referred to as an upper arm switching element
  • Sa2 may be referred to as a lower arm switching element
  • Sb1 and Sc1 may be referred to as upper arm switching elements
  • Sb2 and Sc2 may be referred to as lower arm switching elements.
  • the switching elements Sa, Sb, and Sc of the inverter 140 may convert the DC power output from the DC-link circuit 110 into two-phase AC power of a predetermined frequency and output it to the motor 200 . .
  • the inverter 140 has a pair of upper switching elements (Sa1, Sb1, Sc1) and lower switching elements (Sa2, Sb2, Sc2) connected in series with each other, respectively, and a total of three pairs of upper and lower switching elements can be connected
  • the switching elements Sa, Sb, and Sc of the inverter 140 may use a power transistor, for example, an insulated gate bipolar mode transistor (IGBT).
  • IGBT insulated gate bipolar mode transistor
  • the power conversion device 100 may include a controller 150 that controls the inverter 140 .
  • the controller 150 may apply an inverter control signal to the inverter 140 to control the switching operation of the inverter 140 .
  • the inverter control signal is a pulse width modulation (PWM) switching control signal, and is generated based on the output current (i ds /i qs ) flowing through the motor 200 and the DC-link voltage of the DC-link circuit 110 . can be output. At this time, the output current i ds /i qs may be detected by the output current sensing units a, b, and c.
  • PWM pulse width modulation
  • the controller 150 may have a configuration including a gate driver (not shown) that transmits a PWM signal to the gate terminals of the switching elements Sa, Sb, and Sc included in the inverter 140 .
  • the gate driver may be included in the inverter 140 . That is, the inverter 140 may use an integrated power module (IPM) including a gate driver.
  • IPM integrated power module
  • the first switching element set 141 and the second switching element set 142 of the inverter 140 may include different numbers of switching elements.
  • currents applied from the inverter 140 to the first winding L1 and the second winding L2 of the motor 200 may be asymmetric.
  • the electrical phase difference between the first winding L1 and the second winding L2 may be 90 degrees or 270 degrees.
  • the phase difference between the two phases may be 120 degrees, and in the case of a single-phase motor, the phase difference between the two phases may be 180 degrees, but the two-phase motor according to the embodiment of the present invention In the case of , the electrical phase difference between the two phases may be 90 degrees or 270 degrees.
  • the stator windings of the two-phase motor 200 have a two-parallel structure, and the phase difference between the two windings L1 and L2 may have a range of 90 degrees.
  • the two-parallel structure of the stator may be electrically insulated. Accordingly, the insulated two-phase motor 200 may be provided, and in this case, the neutral point may not exist in the motor 200 .
  • the sqrt(2) that is, the sqrt(2) of the phase current of the other winding L2 in the electric circuit connected to this winding L1 and the inverter 140 ) ) times as much current flows in, so it may be advantageous to design the inverter current rating asymmetrically.
  • the two-parallel structure of the stator may be electrically isolated within the motor 200 .
  • the controller 150 may operate the first phase of the motor 200 as a neutral point n and a half-bridge and the second phase as a full-bridge.
  • the voltage utilization rate may be the same as that of the three-phase inverter for driving the three-phase motor. Accordingly, the motor assembly according to the present invention may be advantageous for low voltage and high current applications such as vacuum cleaners.
  • the two-phase motor of the present invention is structurally similar to a general single-phase motor, there is an effect that allows arbitrary control of the torque ripple.
  • This effect may be because the determination of the starting direction is easy by securing the flow path area equivalent to that of the single-phase motor, minimizing the flow path resistance, and securing the starting reliability.
  • the motor driving apparatus 100 may further include a DC-link voltage sensing unit detecting a DC-link voltage, an input voltage sensing unit, and an input current sensing unit.
  • the motor driving device 100 may receive AC power from a system, convert power, and supply the converted power to the motor 200 .
  • the DC-link circuit 110 may include a rectifier for rectifying AC power.
  • the rectifier receives and rectifies AC power, and outputs the rectified power to the inverter 140 side.
  • the rectifier may use a full-wave rectification circuit using a bridge diode.
  • FIG. 2 shows an output voltage waveform of the motor driving device 100 .
  • voltages of two phases including a first phase and a second phase are output. These two phases may respectively correspond to the d-axis and the q-axis of the synchronization coordinate system.
  • a dark line indicates a d-axis output current waveform
  • a thin line indicates a q-axis output current waveform.
  • the horizontal axis represents time and the vertical axis represents voltage Y1 .
  • 3 to 6 are waveform diagrams illustrating current and torque waveforms according to a control method of a motor assembly according to an embodiment of the present invention.
  • a method of controlling the two-phase motor 200 with an insulated neutral point a method of distributing torque or torque ripple and, accordingly, controlling the magnitude of the current in the d-axis and the q-axis can be used.
  • the magnitude of the phase current flowing into each phase can be controlled.
  • Fig. 3 shows a current waveform in the case where the phase current ratio is 1
  • Fig. 4 shows a taupe waveform in this case
  • 5 shows a current waveform in the case where the phase current ratio is 0.5
  • FIG. 6 shows a taupe waveform in this case.
  • i ds s and i qs s corresponding to the d-axis current and the q-axis current may be expressed as in Equation 1 below.
  • i ds s is the phase current flowing through the d-phase motor stator (stationary coordinate system d-axis current)
  • i qs s is the phase current flowing through the q-phase motor stator (stationary coordinate system q-axis current).
  • the torque T e.sum at this time may be expressed as in Equation 2 below.
  • Equation 2 the meaning of each symbol is as follows.
  • i ds s Phase current flowing through d-phase motor stator (stationary coordinate system d-axis current)
  • T e,sum motor output torque / sum of d-phase and q-phase motor output torque
  • T e,d individual output torque of d-phase motor
  • FIG. 7 is a block diagram illustrating details of a control unit of a motor assembly according to an embodiment of the present invention.
  • the controller 150 may mainly use a motor control method of a proportional integral control method.
  • control unit 150 of the proportional integral control method includes a speed control unit 152 , a current control unit 154 , a driving signal (PWM) generation unit 155 , a current sensing unit 156 , and a position estimation unit 157 .
  • PWM driving signal
  • the current sensing unit 156 may be the same as the current sensing unit described above.
  • the speed and position of the motor 200 may be implemented in a sensorless manner through the current sensing unit 156 . That is, the position estimating unit 157 may estimate the rotor position ⁇ M of the motor using the current sensed by the current sensing unit 156, and using this, the speed and the position of the motor 200 are determined can be detected. The rotor position ⁇ M of the motor estimated by the position estimator 157 may be fed back through the low-pass filter 158 .
  • the speed and position of the motor 200 when the speed and position of the motor 200 are sensed in a sensorless manner that does not include a sensor, the speed and position may be estimated using the current sensed using the current sensing unit 156 .
  • the speed control unit 152 may generate a target current based on the target speed (speed command value: W r * ) and the speed W M of the motor 200 sensed through the current sensing unit 156 .
  • the current sensed by the current sensing unit 156 may be fed back to the current controlling unit 154 .
  • a torque control unit 153 is provided between the speed control unit 152 and the current control unit 154 to separate the current command value (I * ) into a d-axis current command value (I d * ) and a q-axis current command value (I q * ). can do.
  • the current control unit 154 may generate a target voltage (V dq * : voltage command value) based on the target current (I *: current command value) output from the speed control unit 152 .
  • the driving signal generating unit 155 generates a driving signal (PWM signal) based on the target voltage V dq * generated by the current controlling unit 154 and the position of the motor 200 sensed by the current sensing unit 156 . can do.
  • a driving voltage may be generated in the inverter 140 by the driving signal (PWM signal), and the motor 200 may be driven by the driving voltage.
  • a frequency variable unit (not shown) may be positioned at the front end of the speed controller 152 to vary the switching frequency according to the efficiency of the inverter for each speed.
  • control unit 150 the speed control unit 152 for generating a target current based on the target speed and the speed of the motor 200 sensed through the current sensing unit 156, and the target voltage based on the target current
  • control unit 150 may include a current control unit 154 for generating the target voltage to be smaller than the output voltage of the rectifying unit 110 .
  • the speed control unit 152 of the control unit 150 may detect the speed control condition of the motor 200 and generate a speed command accordingly.
  • the torque control unit 153 may generate a torque command by varying a torque distribution ratio.
  • the current control unit 154 may separately control each phase according to the speed of the motor 200 .
  • FIG. 8 is a flowchart illustrating a method for controlling a motor assembly according to an embodiment of the present invention. Also, FIG. 9 is a graph showing the speed according to the control method of FIG. 8 .
  • Equation 8 shows a specific current command according to speed according to the torque command described in Equation 2 as an example.
  • the first phase (d-phase) motor 200 may be controlled by a half-bridge, and the second phase (q-phase) motor 200 may be controlled by a full-bridge. have. Therefore, the q-phase motor can apply twice the voltage compared to the d-phase motor. Therefore, it can be assumed that the q-phase motor is designed to have twice as much back EMF compared to the d-phase motor in order to maximize the voltage utilization rate.
  • the first speed may refer to a speed condition in which the back electromotive force voltage of the d-phase motor generated at this speed and the fundamental wave voltage that can be supplied from the half-bridge are the same.
  • a combined torque obtained by adding the torque output of the d-phase motor and the output of the q-phase motor can be output. Therefore, for example, when the motor assembly is applied to a vacuum cleaner, in actual use conditions, it can be defined as the maximum speed condition that can respond to the load torque increase condition such as clogging of the suction port of the vacuum cleaner or increase in the amount of dust in the dust bin (dust filling amount).
  • the d-phase motor may perform field-weakening control to reduce the back electromotive force voltage at the first speed or higher. It may be difficult to find a recognizable meaning in terms of product function, and it may be defined as a transition region for entering the second speed region rather than the normal operation region.
  • the field-weakening control may mean controlling the phase of the phase current of the motor stator to lead the phase of the counter electromotive force voltage.
  • the maximum operating speed that the vacuum cleaner fan motor can drive It can be defined as the maximum operating speed that the vacuum cleaner fan motor can drive.
  • the maximum speed indicated in the vacuum cleaner product specification may correspond to the second speed.
  • a torque/current command Tsum may be made ( S10 ).
  • the torque control unit 153 of the control unit 150 is a load of the motor 200 in the first phase (d-phase) and the second phase (q-phase) in the region below the first speed of the motor 200 , respectively.
  • a torque command of half the torque requested by the side can be applied.
  • a torque corresponding to half (Tsum/2) of the total torque may be applied as the torque/current command (Td) of the d-phase motor (S21). Also, as for the torque/current command (Tq) of the q-phase motor, a torque corresponding to half (Tsum/2) of the total torque may be applied (S22).
  • the torque control unit 153 controls the field weakening of the first phase until the first speed (S30), which is greater than the first speed and lower than the second speed (S31), at the torque requested by the load side.
  • the torque control unit 154 may turn off the first phase and control the field-weakening of the second phase until it is greater than the second speed and up to the 2-1 speed (S50) (S51).
  • the 2-1 speed may be defined as a theoretical maximum operation range, driving may not be possible after the 2-1 speed (S60).
  • the first speed may be the maximum torque of the first phase motor or the maximum speed at which the current value corresponding to the maximum torque is reached.
  • the second speed may be a maximum speed at which the maximum torque of the second phase motor or a current value corresponding to the maximum torque is reached.
  • 10 to 12 are schematic views illustrating a method of controlling a d-phase motor of a motor assembly according to an embodiment of the present invention.
  • the motor operation can be controlled by using two voltage vectors V1 and V3 as an operation of two switches as shown in the figure below.
  • These voltage vectors V1 and V3 may face in opposite directions, and may be generated by the first switching element set 141 in FIG. 1 . That is, voltage vectors V1 and V3 may be generated by the pair of switching elements Sa: Sa1 and Sa2 included in the first switching element set 141 .
  • the maximum synthesizable voltage is half (Vdc/2) of the DC-link voltage (Vdc; the output voltage of the DC-link circuit).
  • Vdc the DC-link voltage
  • these voltage vectors V1 and V3 are generated along the d-axis, and the directions are opposite to each other.
  • the lower switching element Sa2 of the first switching element set 141 operates, a voltage vector in the V3 direction may be generated. Accordingly, the third current i 3 flows in the opposite direction to the d-axis.
  • FIG. 13 to 15 are schematic views illustrating a method of controlling a q-phase motor of a motor assembly according to an embodiment of the present invention.
  • the motor operation can be controlled using two voltage vectors V2 and V4 by operation of two switches.
  • voltage vectors V2 and V4 may face in opposite directions to each other, and may be generated by the second switching element set 142 in FIG. 1 . That is, voltage vectors V2 and V4 may be generated by the two pairs of switching elements Sb(Sb1, Sb2) and Sc(Sc1, Sc2) included in the second switching element set 142 .
  • the maximum synthesizable voltage is output as a DC-link voltage (Vdc). That is, it can be seen that the Vdc voltage is output as the maximum synthesizable voltage.
  • a voltage vector in the V2 direction may be generated when one upper switching element Sb1 and the other lower switching element Sc2 of the second switching element set 142 operate. Accordingly, the second current i 2 flows in the q-axis direction.
  • a voltage vector in the V4 direction may be generated when one lower switching element Sb2 and the other upper switching element Sc1 of the second switching element set 142 operate. Accordingly, the fourth current i 4 flows in the opposite direction to the q-axis.
  • 16 is a vector diagram illustrating an effective voltage vector of a motor assembly according to an embodiment of the present invention.
  • 17 is a diagram illustrating a PWM signal synthesized by an effective voltage vector of a motor assembly according to an embodiment of the present invention.
  • a voltage may be output in the order of V8 ⁇ V5 ⁇ V3 ⁇ V4 ⁇ V3 ⁇ V5 ⁇ V8, which is a combination of the effective voltage vectors shown in FIG. 16 with respect to the voltage command V*.
  • the magnitude of the voltage command V* means the length of each vector, and accordingly, the application time of the effective voltage vector increases proportionally.
  • FIG. 18 is a signal diagram illustrating a current of a motor assembly according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 19 is a partially enlarged view of FIG. 18 .
  • the two phase currents may have a phase difference of 90 degrees electrically. This may be a key feature of two-phase motors.
  • FIG. 19 is an enlarged view of a band portion (a time corresponding to an electrical angle of 180 degrees) in FIG. 18 .
  • FIG. 20 is a signal diagram illustrating a voltage of a motor assembly according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 21 is a partially enlarged view of FIG. 20 .
  • FIG. 20 shows a voltage vds applied to the d-phase winding (first winding; L1) and a voltage vqs applied to the q-phase winding (second winding) L2.
  • the voltage command (V*) for synthesizing the sinusoidal current at a specific point in time of FIG. 18 may be spatially mapped based on one electric angle/360 degree like the effective voltage vector of FIG. 16 .
  • 21 shows a diagram in which a voltage command is decomposed into an effective voltage vector.
  • 22 is a circuit diagram of a motor assembly according to another embodiment of the present invention.
  • 23 is a vector diagram illustrating an effective voltage vector of a motor assembly according to another embodiment of the present invention.
  • FIGS. 22 and 23 Another embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 22 and 23 .
  • the description when it is common to the description described with reference to FIG. 1, the description may be omitted.
  • the motor assembly may largely include a two-phase motor 200 and a power conversion device 100 for driving the motor 200 .
  • the two-phase motor 200 may include a first winding L1 of a first phase connected to the d axis among d and q axes of the synchronous coordinate system and a second winding L2 connected to the q axis.
  • first winding L1 may be connected between the first end 211 and the second end 212
  • second winding L2 may be connected between the third end 213 and the fourth end 214 .
  • the first winding L1 and the second winding L2 may have an electrically insulated parallel structure. That is, in the motor 200 , the first winding L1 and the second winding L2 may not be electrically connected to each other. Referring to FIG. 1 , it can be seen that the first end 211 and the third end 213 are electrically separated from each other at the central point 210 .
  • the power conversion device 100 for driving the two-phase motor 200 is connected to the DC-link circuit 110 and the DC-link circuit 110 for supplying a DC voltage, and converts the DC voltage into an AC voltage.
  • An inverter 140 for driving the phase motor 200 may be included.
  • DC-link circuit 110 may include a neutral point (n).
  • the DC-link circuit 110 is simplified using a first capacitor C1 and a second capacitor C2 positioned on both sides of the neutral point n.
  • the DC-link circuit 110 may be implemented by a battery system.
  • the first capacitor C1 and the second capacitor C2 of the DC-link circuit 110 may be referred to as DC-link capacitors.
  • the inverter 140 outputs a two-phase alternating current for driving the two-phase motor 200 , and this output current is supplied to the motor 200 .
  • the motor 200 may be a motor that drives the cleaner.
  • the inverter 140 may include a first switching element set 143 connected to the first winding L1 and a second switching element set 144 connected to the second winding L2 .
  • the first switching element set 143 and the second switching element set 144 may include the same number of switching elements.
  • the first switching element set 143 includes a pair of switching elements (Sa: Sa1, Sa2)
  • the second switching element set 144 includes a pair of switching elements (Sb: Sb1, Sb2) can do.
  • Sa1 may be referred to as an upper arm switching element, and Sa2 may be referred to as a lower arm switching element.
  • Sb1 may be referred to as an upper arm switching element, and Sb2 may be referred to as a lower arm switching element.
  • the switching elements Sa and Sb of the inverter 140 may convert the DC power output from the DC-link circuit 110 into two-phase AC power of a predetermined frequency, and output the converted DC power to the motor 200 .
  • the inverter 140 has a pair of upper switching elements Sa1 and Sb1 and lower switching elements Sa2 and Sb2 connected in series to each other, respectively, and a total of two pairs of upper and lower switching elements may be connected to each other.
  • the power conversion device 100 may include a controller 150 that controls the inverter 140 .
  • the controller 150 may apply an inverter control signal to the inverter 140 to control the switching operation of the inverter 140 .
  • the inverter control signal is a pulse width modulation (PWM) switching control signal, and is generated based on the output current (i ds /i qs ) flowing through the motor 200 and the DC-link voltage of the DC-link circuit 110 . can be output. At this time, the output current i ds /i qs may be detected from the output current sensing units e and f.
  • PWM pulse width modulation
  • the controller 150 may have a configuration including a gate driver (not shown) that transmits a PWM signal to the gate terminals of the switching elements Sa and Sb included in the inverter 140 .
  • the gate driver may be included in the inverter 140 . That is, the inverter 140 may use an integrated power module (IPM) including a gate driver.
  • IPM integrated power module
  • the first switching element set 141 and the second switching element set 142 of the inverter 140 may include the same number of switching elements.
  • currents applied from the inverter 140 to the first winding L1 and the second winding L2 of the motor 200 may be symmetrical.
  • the electrical phase difference between the first winding L1 and the second winding L2 may be 90 degrees or 270 degrees.
  • the stator windings of the two-phase motor 200 have a two-parallel structure, and the phase difference between the two windings L1 and L2 may have a range of 90 degrees.
  • the two-parallel structure of the stator may be electrically insulated. Accordingly, the insulated two-phase motor 200 may be provided, and in this case, the neutral point may not exist in the motor 200 .
  • the controller 150 may operate the two phases of the motor 200 as a neutral point and two half-bridges.
  • the voltage utilization ratio can be reduced compared to the embodiment described above.
  • the voltage utilization rate may be reduced by half from 4/ ⁇ *Vdc to 2/ ⁇ *Vdc compared to the above embodiment.
  • the voltage utilization ratio is 2/ ⁇ * Vdc, which is the same as in the above embodiment.
  • the q-phase motor can apply twice the voltage compared to the d-phase motor, the q-phase motor can be designed to have twice as much back EMF compared to the d-phase motor.
  • the d-phase motor and the q-phase motor may be designed to have the same counter electromotive force.
  • the second speed and the second speed 2-1 described above may not be defined.
  • the voltage utilization rate may be the same as that of the three-phase inverter for driving the three-phase motor. Accordingly, the motor assembly according to the present invention may be advantageous for low voltage and high current applications such as vacuum cleaners.
  • the present invention when the present invention is applied to a vacuum cleaner fan motor, the maximum speed of the motor can be increased, thereby achieving high-speed operation of the vacuum cleaner, high-output and miniaturization of the motor for improving suction power.
  • the voltage utilization ratio may be the same as that of the three-phase inverter for driving the three-phase motor. Accordingly, the motor assembly according to the present invention may be advantageous for low voltage and high current applications such as vacuum cleaners.
  • the two-phase motor of the present invention is structurally similar to a general single-phase motor, there is an effect that allows arbitrary control of the torque ripple.

Landscapes

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Abstract

본 발명은 모터 어셈블리에 관한 것으로, 특히, 2상 입력 전원을 가지는 모터 및 2상 모터를 구동하는 전력 변환 장치에 관한 것이다. 이러한 본 발명은, 2상 모터를 구동하는 모터 어셈블리에 있어서, 전기적으로 절연된 병렬구조를 가지는 제1 권선 및 제2 권선을 포함하는 모터; 직류 전압을 공급하는 DC-링크 회로; 및 상기 DC-링크 회로에 연결되어 상기 직류 전압을 교류 전압으로 변환하여 상기 모터를 구동하고, 상기 제1 권선과 연결되는 제1 스위칭 소자 세트 및 상기 제2 권선과 연결되는 제2 스위칭 소자 세트를 포함하는 인버터를 포함하여 구성될 수 있다.

Description

2상 모터 어셈블리
본 발명은 모터 어셈블리에 관한 것으로, 특히, 2상 입력 전원을 가지는 모터 및 2상 모터를 구동하는 전력 변환 장치에 관한 것이다.
일반적으로 모터의 구동 및 제어를 위해 직류 전원으로부터 교류 전원을 발생하는 전력 변환 장치인 인버터를 사용하는데, 모터의 구동 및 제어를 위해서 단상, 2상 또는 3상으로 시스템을 구성할 수 있다.
모터 및 구동장치가 청소기와 같은 소형 제품에 적용되기 위해서 제한된 체적 내에서 출력을 증가시키고, 모터의 운전 속도의 상승과 더불어 유로 효율 개선할 필요가 있다. 또한, 작은 체적을 차지하는 모터 설계 용량을 증가시킬 필요성이 있다.
단상 모터의 경우에는 기동 능력이 상대적으로 저하되고 특정 위치에서 기동 불가함 이를 극복하기 위해서 기동 캐패시터(Capacitor)를 사용하여야 하는 등의 한계점이 존재한다.
특히, 단상 모터의 구동 시, DC-링크(DC-Link) 전압의 불균형으로 인해 제어 특성이 열화될 수 있다.
또한, 중성점을 통해 DC-링크 양단 캐패시터에 모터 회전 속도 성분의 전기주파수의 전류가 유입될 수 있고, 이로 인하여 저속/고토크 조건에서는 저주파 대전류가 캐패시터로 유입되므로 캐패시터의 수명 문제가 유발될 수 있다.
더욱이, 일반적으로 단상 모터의 경우에는 고속 운전에 대한 설계가 적용되기 어려운 문제점이 있었다.
따라서, 2상 모터를 이용하면서 3상 모터의 수준으로 전압 이용률을 극대화시키거나 최고 속도를 상향화할 수 있는 모터 및 그 구동장치가 요구된다.
해결하고자 하는 기술적 과제는 최고 속도를 상향화하는 고속 운전의 장점을 갖는 2상 모터를 구동하는 모터 어셈블리를 제공하고자 한다.
또한, 동일 출력 기준 모터의 경량화와 소형화가 가능하고, 동일 체적 대비 모터 출력을 증가시킬 수 있는 2상 모터 어셈블리를 제공하고자 한다.
본 발명에 의하면, 전압 이용률을 극대화하거나 인버터 출력 전압의 제한을 완화시켜서 최고 속도를 상향화하는 고속 운전의 장점을 갖는 2상 모터를 구동하는 모터 어셈블리를 제공할 수 있다.
또한, 본 발명에 의하면 고속 운전 기법을 적용함으로써, 동일 출력 기준 모터의 경량화와 소형화가 가능하고, 동일 체적 대비 모터 출력을 증가시킬 수 있다.
따라서, 본 발명이 청소기 팬 모터에 적용되는 경우에 모터의 최고 속도를 상향화시킬 수 있고, 이로 인한 청소기의 고속 운전, 흡입력 향상을 위한 모터의 고출력화 및 소형화를 달성할 수 있다.
이를 위하여, 본 발명에 의하면, 2상 모터 구동에 최적화된 인버터 구조가 제안되고, 이를 통한 고속 운전 방법이 제안될 수 있다.
본 발명에 의하면, 전기적으로 절연된 병렬구조를 가지는 제1 권선 및 제2 권선을 포함하는 모터 및 이러한 모터를 구동하기 위한 인버터가 구비될 수 있다.
이때, 제1 권선과 연결되는 제1 스위칭 소자 세트 및 상기 제2 권선과 연결되는 제2 스위칭 소자 세트를 포함할 수 있다.
이때, 제1 권선과 제2 권선 사이의 위상차는 90도 또는 270도일 수 있다.
구체적인 일례로서, 본 발명은, 2상 모터를 구동하는 모터 어셈블리에 있어서, 전기적으로 절연된 병렬구조를 가지는 제1 권선 및 제2 권선을 포함하는 모터; 직류 전압을 공급하는 DC-링크 회로; 및 상기 DC-링크 회로에 연결되어 상기 직류 전압을 교류 전압으로 변환하여 상기 모터를 구동하고, 상기 제1 권선과 연결되는 제1 스위칭 소자 세트 및 상기 제2 권선과 연결되는 제2 스위칭 소자 세트를 포함하는 인버터를 포함하여 구성될 수 있다.
또한, 상기 인버터에서 상기 모터의 제1 권선 및 제2 권선으로 인가되는 전류는 비대칭일 수 있다.
또한, 상기 모터는 중성점을 포함하지 않을 수 있다.
또한, 상기 DC-링크 회로는 중성점을 포함할 수 있다.
또한, 상기 인버터를 제어하는 제어부를 더 포함할 수 있다.
이때, 제어부는 상기 모터의 제1 상은 상기 중성점과 하프 브릿지(half-bridge)로 동작시키고 제2 상은 풀 브릿지(full-bridge)로 동작시킬 수 있다.
이때, 상기 제어부는, 상기 모터의 속도에 기초하여 목표 전류를 생성하는 속도 제어부; 및 상기 목표 전류에 기초하여 상기 모터의 토크 지령을 생성하되, 상기 모터의 속도에 따라 2상의 토크 배분을 다르게 제어하는 토크 제어부를 포함할 수 있다.
또한, 상기 토크 제어부는, 상기 모터의 제1 속도 이하의 영역에서는, 제1 상과 제2 상에는 각각 상기 모터의 부하 측에서 요구하는 토크의 절반의 토크 지령을 인가하고, 상기 제1 속도보다 크고 제2 속도 이하의 영역에서는, 상기 제1 상과 제2 상에 서로 다른 토크 지령을 인가할 수 있다.
또한, 상기 토크 제어부는, 상기 제1 속도보다 크고 상기 제2 속도보다 낮은 제1-1 속도까지는, 상기 제1 상은 약계자 제어하고, 상기 부하 측에서 요구하는 토크에서 제1 상 출력 토크를 감한 토크 지령을 제2 상에 인가할 수 있다.
또한, 상기 토크 제어부는, 상기 제1-1 속도보다 크고 상기 제2 속도까지는, 상기 제1 상은 오프시키고 제2 상은 상기 부하의 토크에 대응하는 토크 지령을 인가할 수 있다.
또한, 상기 토크 제어부는, 상기 제2 속도보다 크고 제2-1 속도까지는, 상기 제1 상은 오프시키고 상기 제2 상은 약계자 제어할 수 있다.
이때, 상기 제1 속도는, 상기 제1 상 모터의 최대 토크 또는 상기 최대 토크에 상응하는 전류값에 도달하는 최대 속도일 수 있다.
이때, 상기 제2 속도는, 상기 제2 상 모터의 최대 토크 또는 상기 최대 토크에 상응하는 전류값에 도달하는 최대 속도일 수 있다.
또한, 상기 제1 스위칭 소자 세트와 상기 제2 스위칭 소자 세트는 서로 다른 수의 스위칭 소자를 포함할 수 있다.
이때, 상기 제1 스위칭 소자 세트는 한 쌍의 스위칭 소자를 포함하고, 상기 제2 스위칭 소자 세트는 두 쌍의 스위칭 소자를 포함할 수 있다.
본 발명에 의하면 아래와 같은 효과가 있다.
먼저, 본 발명에 의하면, 고속 운전 기법을 적용함으로써, 동일 출력 기준 모터의 경량화와 소형화가 가능하고, 동일 체적 대비 모터 출력을 증가시킬 수 있다.
따라서, 본 발명이 청소기 팬 모터에 적용되는 경우에 모터의 최고 속도를 상향화시킬 수 있고, 이로 인한 청소기의 고속 운전, 흡입력 향상을 위한 모터의 고출력화 및 소형화를 달성할 수 있다.
즉, 본 발명에 의하면, 2상의 인버터(140)를 이용하는 경우에도, 전압 이용률은 3상 모터 구동을 위한 3상의 인버터와 동일할 수 있다. 따라서, 본 발명에 의한 모터 어셈블리는 청소기와 같은 저전압 고전류 응용 제품에 유리할 수 있다.
또한, 본 발명의 2상 모터는, 일반적인 단상 모터와 구조적으로는 유사함에도 불구하고 토크 리플의 임의 제어가 가능한 효과가 있다. 또한, 병렬 회로 구성이 용이하여 권선 간의 파라미터 불균형에 대응이 용이한 장점이 있다. 따라서 모터 설계의 자유도가 증가할 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 의한 모터 어셈블리를 나타내는 블록도이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 의한 모터 어셈블리에 의한 출력 전압 파형을 나타내는 파형도이다.
도 3 내지 도 6은 본 발명의 일 실시예에 의한 모터 어셈블리의 제어 방식에 의한 전류와 토크 파형을 나타내는 파형도이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 의한 모터 어셈블리의 제어부의 세부를 나타내는 블록도이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 의한 모터 어셈블리의 제어방법을 나타내는 순서도이다.
도 9는 도 8의 제어방법에 따른 속도를 나타내는 그래프이다.
도 10 내지 도 12는 본 발명의 일 실시예에 의한 모터 어셈블리의 d상 모터의 제어방법을 나타내는 개략도이다.
도 13 내지 도 15는 본 발명의 일 실시예에 의한 모터 어셈블리의 q상 모터의 제어방법을 나타내는 개략도이다.
도 16은 본 발명의 일 실시예에 의한 모터 어셈블리의 유효 전압 벡터를 나타내는 벡터 다이어그램이다.
도 17은 본 발명의 일 실시예에 의한 모터 어셈블리의 유효 전압 벡터에 의하여 합성되는 PWM 신호를 나타내는 다이어그램이다.
도 18은 본 발명의 일 실시예에 의한 모터 어셈블리의 전류를 나타내는 신호도이고, 도 19는 도 18의 일부 확대도이다.
도 20은 본 발명의 일 실시예에 의한 모터 어셈블리의 전압을 나타내는 신호도이고, 도 21은 도 20의 일부 확대도이다.
도 22는 본 발명의 다른 실시예에 의한 모터 어셈블리의 회로도이다. 또한, 도 23은 본 발명의 다른 실시예에 의한 모터 어셈블리의 유효 전압 벡터를 나타내는 벡터 다이어그램이다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 명세서에 개시된 실시 예를 상세히 설명하되, 도면 부호에 관계없이 동일하거나 유사한 구성요소는 동일한 참조 번호를 부여하고 이에 대한 중복되는 설명은 생략하기로 한다. 이하의 설명에서 사용되는 구성요소에 대한 접미사 "모듈" 및 "부"는 명세서 작성의 용이함만이 고려되어 부여되거나 혼용되는 것으로서, 그 자체로 서로 구별되는 의미 또는 역할을 갖는 것은 아니다. 또한, 본 명세서에 개시된 실시예를 설명함에 있어서 관련된 공지기술에 대한 구체적인 설명이 본 명세서에 개시된 실시 예의 요지를 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그 상세한 설명을 생략한다. 또한, 첨부된 도면은 본 명세서에 개시된 실시 예를 쉽게 이해할 수 있도록 하기 위한 것일 뿐, 첨부된 도면에 의해 본 명세서에 개시된 기술적 사상이 제한되는 것으로 해석되어서는 아니 됨을 유의해야 한다.
나아가, 설명의 편의를 위해 각각의 도면에 대해 설명하고 있으나, 당업자가 적어도 2개 이상의 도면을 결합하여 다른 실시예를 구현하는 것도 본 발명의 권리범위에 속한다.
또한, 층, 영역 또는 모듈과 같은 요소가 다른 구성요소 "상(on)"에 존재하는 것으로 언급될 때, 이것은 직접적으로 다른 요소 상에 존재하거나 또는 그 사이에 중간 요소가 존재할 수도 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 의한 모터 어셈블리를 나타내는 블록도이고, 도 2는 본 발명의 일 실시예에 의한 모터 어셈블리에 의한 출력 전압 파형을 나타내는 파형도이다.
도 1을 참조하면, 모터 어셈블리는, 크게, 2상 모터(200)와, 이 모터(200)를 구동하는 전력 변환 장치(100)를 포함할 수 있다.
2상 모터(200)는 동기 좌표계 d축, q축 중에서 d축과 연결되는 제1 상의 제1 권선(L1)과 q축과 연결되는 제2 권선(L2)을 포함할 수 있다. 이하의 설명에서, d축, d상, 제1 상 등의 용어는 서로 혼용될 수 있다. 더불어, q축, q상, 제2 상 등의 용어는 서로 혼용될 수 있다.
이때, 제1 권선(L1)은 제1 단(211)과 제2 단(212) 사이에 연결될 수 있고, 제2 권선(L2)은 제3 단(213)과 제4 단(214) 사이에 연결될 수 있다.
이러한 제1 권선(L1)과 제2 권선(L2)은 전기적으로 절연된 병렬구조를 가질 수 있다. 즉, 모터(200)에서 제1 권선(L1)과 제2 권선(L2)은 서로 전기적으로 연결되지 않을 수 있다. 도 1을 참조하면 중심점(210)에서 제1 단(211)과 제3 단(213)은 전기적으로 서로 분리되어 있는 것을 알 수 있다.
이러한 2상 모터(200)를 구동하는 전력 변환 장치(100)는 직류 전압을 공급하는 DC-링크 회로(110) 및 이 DC-링크 회로(110)에 연결되어 직류 전압을 교류 전압으로 변환하여 2상 모터(200)를 구동하는 인버터(140)를 포함할 수 있다.
DC-링크 회로(110)는 중성점(n)을 포함할 수 있다.
도 1에서, DC-링크 회로(110)는 이러한 중성점(n)의 양측에 위치하는 제1 캐패시터(C1) 및 제2 캐패시터(C2)를 이용하여 간략하게 표현되어 있다.
일례로, 이러한 DC-링크 회로(110)는 배터리 시스템에 의하여 구현될 수 있다.
그러, 다른 예로, 이러한 DC-링크 회로(110)는 계통 전원을 정류하는 정류부(도시되지 않음)를 포함할 수 있다. 따라서, 이러한 정류부에서 정류된 직류 전압이 제1 캐패시터(C1) 및 제2 캐패시터(C2)에 축적될 수 있다. 이러한 제1 캐패시터(C1) 및 제2 캐패시터(C2)는 DC-링크(DC-link) 캐패시터라고 칭할 수 있다.
인버터(140)는 2상 모터(200)를 구동하기 위한 2상 교류 전류를 출력하며, 이러한 출력 전류는 모터(200)에 공급된다. 여기서, 일례로, 모터(200)는 청소기를 구동하는 모터일 수 있다. 이하, 모터(200)는 청소기를 구동하기 위한 모터일 수 있고, 전력 변환 장치(100)는 이러한 모터를 구동하는 모터 구동장치인 것을 예로 설명한다. 즉, 전력 변환 장치(100)는 모터 구동장치와 동일한 구성요소일 수 있다.
그러나 여기서 모터(200)는 이러한 청소기용 모터에 제한되지 않으며, 주파수 가변된 교류 전압을 이용하는 다양한 응용제품, 예를 들어, 에어컨, 냉장고, 세탁기, 전동차, 자동차 등의 교류 모터에 이용될 수 있다.
인버터(140)는 제1 권선(L1)과 연결되는 제1 스위칭 소자 세트(141) 및 제2 권선(L2)과 연결되는 제2 스위칭 소자 세트(142)를 포함할 수 있다.
본 실시예에 의하면, 제1 스위칭 소자 세트(141)와 제2 스위칭 소자 세트(142)는 서로 다른 수의 스위칭 소자를 포함할 수 있다.
이때, 제1 스위칭 소자 세트(141)는 한 쌍의 스위칭 소자(Sa: Sa1, Sa2)를 포함하고, 제2 스위칭 소자 세트(142)는 두 쌍의 스위칭 소자(Sb: Sb1, Sb2/Sc: Sc1, Sc2)를 포함할 수 있다.
이러한 제1 스위칭 소자 세트(141) 중 Sa1은 상부(upper arm) 스위칭 소자라 칭할 수 있고, Sa2는 하부(lower arm) 스위칭 소자라고 칭할 수 있다. 마찬가지로, 제2 스위칭 소자 세트(142) 중에서 Sb1, Sc1은 상부(upper arm) 스위칭 소자라 칭할 수 있고, Sb2, Sc2는 하부(lower arm) 스위칭 소자라고 칭할 수 있다.
이와 같은 인버터(140)의 스위칭 소자(Sa, Sb, Sc)는 DC-링크 회로(110)에서 출력되는 직류 전원을 소정 주파수의 2상 교류 전원으로 변환하여, 모터(200)에 출력할 수 있다.
구체적으로, 인버터(140)는 각각 서로 직렬 연결되는 상측 스위칭 소자(Sa1, Sb1, Sc1) 및 하측 스위칭 소자(Sa2, Sb2, Sc2)가 각각 한 쌍이 되며, 총 세 쌍의 상,하측 스위칭 소자가 연결될 수 있다.
인버터(140)의 스위칭 소자(Sa, Sb, Sc)는, 전력 트랜지스터를 이용할 수 있으며, 예를 들어, 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(insulated gate bipolar mode transistor; IGBT)를 이용할 수 있다.
전력 변환 장치(100)는 이러한 인버터(140)를 제어하는 제어부(150)를 포함할 수 있다.
제어부(150)는, 인버터(140)의 스위칭 동작을 제어하기 위해, 인버터 제어 신호를 인버터(140)에 인가할 수 있다. 인버터 제어 신호는 펄스 폭 변조 방식(PWM)의 스위칭 제어신호로서, 모터(200)에 흐르는 출력 전류(i ds/i qs) 및 DC-링크 회로(110)의 DC-링크 전압에 기초하여 생성되어 출력될 수 있다. 이때의 출력 전류(i ds/i qs)는, 출력 전류 감지부(a, b, c)로부터 검출될 수 있다.
제어부(150)는 인버터(140)에 포함되는 스위칭 소자(Sa, Sb, Sc)의 게이트 단에 PWM 신호를 전달하는 게이트 구동부(gate driver; 도시되지 않음)를 포함한 구성일 수 있다. 여기서, 게이트 구동부는 인버터(140)에 포함될 수 있다. 즉, 인버터(140)는 게이트 구동부를 포함한 통합 전력 모듈(Integrated Power Module; IPM)을 이용할 수 있다.
위에서 언급한 바와 같이, 인버터(140)의 제1 스위칭 소자 세트(141)와 제2 스위칭 소자 세트(142)는 서로 다른 수의 스위칭 소자를 포함할 수 있다.
따라서, 인버터(140)에서 모터(200)의 제1 권선(L1) 및 제2 권선(L2)으로 인가되는 전류는 비대칭일 수 있다. 또한, 이 제1 권선(L1) 및 제2 권선(L2) 사이의 전기적인 위상 차이는 90도 또는 270도일 수 있다.
일반적으로 삼상을 이용하는 모터의 경우는 두 상 사이의 위상 차이가 120도가 될 수 있고, 단상 모터의 경우에는 두 상 사이의 위상 차이가 180도가 될 수 있으나, 본 발명의 실시예에 의한 2상 모터의 경우에는 두 상 사이의 전기적인 위상 차이는 90도 또는 270도일 수 있는 것이다.
이와 같이, 2상 모터(200)의 고정자 권선은 2-병렬 구조로 구성되고, 두 권선(L1, L2)의 위상 차이는 90도 범위를 가질 수 있다. 이때, 고정자의 2-병렬 구조는 전기적으로 절연되어 있을 수 있다. 따라서, 절연 2상 모터(200)를 구비할 수 있으며, 이때, 모터(200)에 중성점은 존재하지 않을 수 있다.
전기적인 결선을 형성(모터 중성점)하면, 이 권선(L1)과 인버터(140)와 연결된 전기 회로로 다른 권선(L2)의 상전류의 sqrt(2)(즉,
Figure PCTKR2020007898-appb-img-000001
)배 만큼의 전류가 유입되므로 인버터 전류 정격을 비대칭적으로 설계하는 것이 유리할 수 있다.
이러한 모터 어셈블리의 특성 때문에 고정자의 2-병렬 구조는 모터(200) 내에서는 전기적으로 분리되는 것이 유리할 수 있다.
이때, 제어부(150)는 모터(200)의 제1 상은 중성점(n)과 하프 브릿지(half-bridge)로 동작시키고 제2 상은 풀 브릿지(full-bridge)로 동작시킬 수 있다.
본 발명에 의하면, 2상의 인버터(140)를 이용하는 경우에도, 전압 이용률은 3상 모터 구동을 위한 3상의 인버터와 동일할 수 있다. 따라서, 본 발명에 의한 모터 어셈블리는 청소기와 같은 저전압 고전류 응용 제품에 유리할 수 있다.
또한, 본 발명의 2상 모터는, 일반적인 단상 모터와 구조적으로는 유사함에도 불구하고 토크 리플의 임의 제어가 가능한 효과가 있다. 또한, 병렬 회로 구성이 용이하여 권선 간의 파라미터 불균형에 대응이 용이한 장점이 있다. 따라서 모터 설계의 자유도가 증가할 수 있다.
이러한 효과는, 단상 모터와 동등한 유로 면적 확보하고, 유로 저항 최소화하며, 기동 신뢰성 확보함으로써, 기동 방향의 결정이 용이하기 때문일 수 있다.
또한, 배터리에 의한 전압 공급 시스템(저전압/고전류)에서 최적화된 고속 운전 기법 적용할 수 있다. 이러한 사항에 대해서는 자세히 후술한다.
한편, 별도로 도시되지 않았으나, 모터 구동장치(100)는, DC-링크 전압을 검출하는 DC-링크 전압 감지부, 입력 전압 감지부 및 입력 전류 감지부를 더 포함할 수 있다.
모터 구동장치(100)는, 계통으로부터의 교류 전원을 공급받아, 전력 변환하여, 모터(200)에 변환된 전력을 공급할 수 있다.
도시되지 않았으나, DC-링크 회로(110)는 교류 전원을 정류하는 정류부를 포함할 수 있다. 이러한 정류부는, 교류 전원을 입력받아 정류하고, 이와 같이 정류된 전력을 인버터(140) 측으로 출력한다. 이를 위해, 정류부는 브리지 다이오드를 이용한 전파 정류 회로를 이용할 수 있다.
도 2는 이러한 모터 구동장치(100)의 출력 전압 파형을 도시하고 있다.
도 2를 참조하면, 제1 상 및 제2 상을 포함하는 두 상의 전압이 출력되는 것을 알 수 있다. 이러한 두 상은 동기 좌표계의 d축 및 q축에 각각 대응될 수 있다.
도 2에서, 진한 선은 d축 출력 전류 파형이고 옅은 선은 q축 출력 전류 파형을 나타내고 있다. 도 2에서, 가로축은 시간(Time)을 나타내고 세로축은 전압(Y1)을 나타내고 있다.
또한, 위에서 언급한 바와 같이, 이들 두 전류 파형 사이의 전기적 위상차는 90도인 것을 알 수 있다.
도 3 내지 도 6은 본 발명의 일 실시예에 의한 모터 어셈블리의 제어 방식에 의한 전류와 토크 파형을 나타내는 파형도이다.
위에서 설명한 바와 같은 중성점이 절연된 2상 모터(200)를 제어하는 방법으로서, 먼저, 토크 또는 토크 리플을 배분하는 방법이 있고, 둘째, 모터 파라미터의 선정/설계에 따라 조건이 고정되는 방법이 있다. 이하에서는 본 발명의 실시예에 적용되는 토크 또는 토크 리플을 배분하는 방법에 대하여 주로 설명한다.
즉, 본 발명에서는, 중성점이 절연된 2상 모터(200)를 제어하는 방법으로서, 토크 또는 토크 리플을 배분하고, 이에 따라, d축 및 q축의 전류의 크기를 제어하는 방법을 이용할 수 있다.
이러한 제어 방법에 의하면, 각 상에 유입되는 상전류의 크기를 제어할 수 있다.
도 3은 상전류 비율이 1인 경우의 전류 파형을 나타내고, 도 4는 이 경우의 토프 파형을 나타내고 있다. 또한, 도 5는 상전류 비율이 0.5인 경우의 전류 파형을 나타내고, 도 6은 이 경우의 토프 파형을 나타내고 있다.
도 3에서, 각각 d축 전류 및 q축 전류에 해당하는 i ds s와, i qs s는 아래의 수학식 1과 같이 표현될 수 있다. 구체적으로, i ds s는 d상 모터 고정자에 흐르는 상전류(정지좌표계 d축 전류)이고, i qs s는 q상 모터 고정자에 흐르는 상전류(정지좌표계 q축 전류)이다.
Figure PCTKR2020007898-appb-img-000002
도 4를 참조하면, 이때의 토크 T e.sum은 아래의 수학식 2와 같이 표현될 수 있다.
Figure PCTKR2020007898-appb-img-000003
수학식 2에서, 각 기호의 의미는 아래와 같다.
i ds s: d상 모터 고정자에 흐르는 상전류 (정지좌표계 d축 전류)
i qs s: q상 모터 고정자에 흐르는 상전류 (정지좌표계 q축 전류)
I dm: d상 모터에 흐르는 상전류의 최대값
I qm: q상 모터에 흐르는 상전류의 최대값
i qs,d r: d상 모터의 회전좌표계 q축 전류
i qs,q r: q상 모터의 회전좌표계 q축 전류
T e,sum: 모터 출력 토크 / d상, q상 모터 출력 토크의 합
T e,d: d상 모터의 개별 출력 토크
T e,q: q상 모터의 개별 출력 토크
P: 회전자의 극수
λ d: d상 모터의 역기전력 전압 [V/rad/s]
λ q: q상 모터의 역기전력 전압 [V/rad/s]
θ r: 회전자의 전기각 / 위치
도 7은 본 발명의 일 실시예에 의한 모터 어셈블리의 제어부의 세부를 나타내는 블록도이다.
도 7을 참조하면, 위에서 설명한 제어부(150)의 세부 구성이 도시되어 있고, 여기에 인버터(140) 및 모터(200)가 함께 표현되어 있다.
일례로, 이러한 제어부(150)는 비례 적분 제어(Proportional Integral Control) 방식의 모터 제어 방법을 주로 이용할 수 있다.
즉, 이러한 비례 적분 제어 방식의 제어부(150)는, 속도 제어부(152), 전류 제어부(154), 구동신호(PWM) 생성부(155), 전류 감지부(156) 및 위치 추정부(157)를 포함할 수 있다.
여기서, 전류 감지부(156)는 위에서 설명한 전류 감지부와 동일할 수 있다.
모터(200)의 속도 및 위치는 전류 감지부(156)를 통하여 센서리스 방식으로 구현될 수 있다. 즉, 전류 감지부(156)를 통해 감지된 전류를 이용하여 위치 추정부(157)에서는 모터의 회전자 위치(θ M)를 추정할 수 있고, 이를 이용하여 모터(200)의 속도 및 위치가 검출될 수 있다. 이러한 위치 추정부(157)에서 추정된 모터의 회전자 위치(θ M)는 저역 통과 필터(158)를 통하여 피드백될 수 있다.
즉, 센서를 포함하지 않는 센서리스 방식으로 모터(200)의 속도 및 위치를 감지하는 경우에는, 전류 감지부(156)를 이용하여 감지된 전류를 이용하여 속도 및 위치를 추정할 수 있다.
속도 제어부(152)는 목표 속도(속도 지령치: W r *) 및 전류 감지부(156)를 통하여 감지된 모터(200)의 속도(W M)에 기초하여 목표 전류를 생성할 수 있다. 전류 감지부(156)에서 감지된 전류는 전류 제어부(154)로 피드백될 수 있다.
속도 제어부(152)와 전류 제어부(154) 사이에는 토크 제어부(153)가 구비되어, 전류 지령치(I *)를 d축 전류 지령치(I d *)와 q축 전류 지령치(I q *)로 분리할 수 있다.
또한, 전류 제어부(154)는 이러한 속도 제어부(152)에서 출력되는 목표 전류(I *: 전류 지령치)에 기초하여 목표 전압(V dq *: 전압 지령치)을 생성할 수 있다.
구동신호 생성부(155)에서는 전류 제어부(154)에서 생성된 목표 전압(V dq *) 및 전류 감지부(156)에서 감지된 모터(200)의 위치에 기초하여 구동 신호(PWM 신호)를 생성할 수 있다.
이러한 구동 신호(PWM 신호)에 의하여 인버터(140)에서는 구동 전압이 생성되고, 이러한 구동 전압에 의하여 모터(200)가 구동될 수 있다.
경우에 따라, 속도 제어부(152)의 전단에는 주파수 가변부(도시되지 않음)가 위치하여, 인버터의 속도별 효율에 따라 스위칭 주파수를 가변할 수 있다.
이와 같이, 제어부(150)는, 목표 속도 및 전류 감지부(156)를 통하여 감지된 모터(200)의 속도에 기초하여 목표 전류를 생성하는 속도 제어부(152) 및 목표 전류에 기초하여 목표 전압을 생성하되, 이 목표 전압이 정류부(110)의 출력 전압보다 작도록 하는 전류 제어부(154)를 포함할 수 있다.
위에서 언급한 바와 같이, 제어부(150)의 속도 제어부(152)에서는 모터(200)의 속도 제어 조건을 검출하고, 이에 따른 속도 지령을 생성할 수 있다.
또한, 토크 제어부(153)에서는 위에서 설명한 바와 같이, 토크의 배분 비율을 달리하여 토크 지령을 생성할 수 있다.
한편, 전류 제어부(154)에서는 모터(200)의 속도에 따라서 각 상을 별도로 약계자 제어할 수 있다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 의한 모터 어셈블리의 제어방법을 나타내는 순서도이다. 또한, 도 9는 도 8의 제어방법에 따른 속도를 나타내는 그래프이다.
도 8은 일례로, 수학식 2에서 설명된 토크 지령에 따른 속도에 따른 구체적인 전류 지령을 나타내고 있다.
위에서 설명한 바와 같이, 제1 상(d상) 모터(200)는 하프 브릿시(Half-bridge), 제2 상(q상) 모터(200)는 풀 브릿지(Full-bridge)에 의해 제어될 수 있다. 따라서 q상 모터는 d상 모터 대비 2배의 전압을 인가할 수 있다. 따라서, 전압 이용률의 최대화를 위해 q상 모터는 d상 모터 대비 2배의 역기전력을 가지도록 설계된다고 가정할 수 있다.
도 8 및 도 9를 참조하여, 각 속도 및 각 속도에서의 전류 지령을 설명한다.
1. 제1 속도
제1 속도는 이 속도에서 발생하는 d상 모터의 역기전력 전압과 하프 브릿지(Half-bridge)에서 공급할 수 있는 기본파 전압이 동일한 속도 조건을 의미할 수 있다.
d상 모터의 토크 출력과 q상 모터의 출력을 합한 합성 토크를 출력할 수 있다. 따라서, 모터 어셈블리가 청소기에 적용되는 경우의 예를 들면, 실사용 조건에서는 청소기의 흡입구 막힘 또는 먼지 통의 먼지 량(먼지 충진량) 증가 등의 부하 토크 증가 조건에 대응할 수 있는 최대 속도 조건으로 정의할 수 있다.
2. 제1-1 속도
d상 모터는 제1 속도 이상에서는 역기전력 전압을 감소시키기 위한 약계자 제어를 수행할 수 있다. 이는 제품 기능 측면에서 인지 가능한 의미는 찾기 어려울 수 있고, 상시 정상 운전 영역이 아니라 제2 속도 영역에 진입하기 위한 천이 영역으로 정의할 수 있다.
여기서, 약계자 제어는 역기전력 전압의 위상보다 모터 고정자의 상전류의 위상이 앞서도록(Leading) 제어함을 의미할 수 있다.
3. 제2 속도
청소기 팬 모터가 운전할 수 있는 최대 운전 속도로 정의할 수 있다. 예를 들어, 청소기 제품 명세서에 표기된 최대 속도가 제2 속도에 해당할 수 있다.
4. 제2-1 속도
제품 기능 측면에서는 정상 운전 영역으로는 정의하기 어렵고 모터 설계 측면에서의 학술적/이론적인 최대 운전 영역으로 정의할 수 있다.
도 8을 참조하면, 토크/전류 지령(Tsum)이 이루어질 수 있다(S10).
이때, 제어부(150)의 토크 제어부(153)는, 모터(200)의 제1 속도 이하의 영역에서는, 제1 상(d상)과 제2 상(q상)에는 각각 모터(200)의 부하 측에서 요구하는 토크의 절반의 토크 지령을 인가할 수 있다.
즉, 제1 속도에 도달하기 전까지(S20), d상 모터의 토크/전류 지령(Td)으로서 전체 토크의 절반(Tsum/2)에 해당하는 토크가 인가될 수 있다(S21). 또한, 마찬가지로 q상 모터의 토크/전류 지령(Tq)은 전체 토크의 절반(Tsum/2)에 해당하는 토크가 인가될 수 있다(S22).
이후, 제1 속도보다 크고 제2 속도 이하의 영역에서는, 제1 상과 제2 상에 서로 다른 토크 지령을 인가할 수 있다.
예를 들어, 토크 제어부(153)는, 제1 속도보다 크고 제2 속도보다 낮은 제1-1 속도까지(S30)는, 제1 상은 약계자 제어하고(S31), 부하 측에서 요구하는 토크에서 제1 상 출력 토크를 감한 토크 지령(Tq=Tsum-Td)을 제2 상에 인가할 수 있다(S32).
또한, 토크 제어부(154)는, 제1-1 속도보다 크고 제2 속도까지(S40)는, 제1 상은 오프시키고 제2 상은 부하의 토크에 대응하는 토크 지령(Tq=Tsum)을 인가할 수 있다(S41).
이후, 토크 제어부(154)는, 제2 속도보다 크고 제2-1 속도까지(S50)는, 제1 상은 오프시키고 제2 상은 약계자 제어할 수 있다(S51).
위에서 설명한 바와 같이, 제2-1 속도는 이론적인 최대 운전 영역으로 정의될 수 있으므로, 이 제2-1 속도 이후에는 운전이 불가할 수 있다(S60).
이때, 위에서 언급한 바와 같이, 제1 속도는, 제1 상 모터의 최대 토크 또는 이 최대 토크에 상응하는 전류값에 도달하는 최대 속도일 수 있다.
또한, 제2 속도는, 제2 상 모터의 최대 토크 또는 이 최대 토크에 상응하는 전류값에 도달하는 최대 속도일 수 있다.
도 10 내지 도 12는 본 발명의 일 실시예에 의한 모터 어셈블리의 d상 모터의 제어방법을 나타내는 개략도이다.
도 10 내지 도 12에서 도시하는 바와 같이, 아래 그림과 같이 스위치 2개의 동작으로 V1, V3 전압 벡터 2개를 이용해서 모터 동작을 제어할 수 있다. 이러한 V1, V3 전압 벡터는 서로 반대방향을 향할 수 있고, 도 1에서의 제1 스위칭 소자 세트(141)에 의해서 생성될 수 있다. 즉, 제1 스위칭 소자 세트(141)에 포함된 한 쌍의 스위칭 소자(Sa: Sa1, Sa2)에 의하여 V1, V3 전압 벡터가 생성될 수 있다.
여기서, 최대 합성 가능한 전압은 DC-링크 전압(Vdc; DC-링크 회로의 출력 전압)의 절반(Vdc/2)이 출력됨을 알 수 있다. 또한, 이러한 V1, V3 전압 벡터는 d축을 따라 생성되고, 방향은 서로 반대방향임을 알 수 있다.
도 11 및 도 12는 스위치 상태에 따른 전류 흐름을 도시하고 있다.
먼저, 도 11을 참조하면, 제1 스위칭 소자 세트(141)의 상부 스위칭 소자(Sa1)가 동작할 때 V1 방향의 전압 벡터가 생성될 수 있다. 이에 따라 d축 방향으로 제1 전류(i 1)가 흐르게 된다.
또한, 제1 스위칭 소자 세트(141)의 하부 스위칭 소자(Sa2)가 동작할 때 V3 방향의 전압 벡터가 생성될 수 있다. 이에 따라 d축 반대 방향으로 제3 전류(i 3)가 흐르게 된다.
한편, 각각 전압 벡터의 인가시간이 미소한 차이를 갖게 되면 상부 캐패시터(C1)와 하부 캐패시터(C2) 전압의 불균형이 발생할 가능성이 있다.
그러나 아래에서 설명하는 q상 모터 제어를 위한 스위칭 상태에 의해서 이러한 가능성에 의한 문제점은 다소 완화될 수 있다.
도 13 내지 도 15는 본 발명의 일 실시예에 의한 모터 어셈블리의 q상 모터의 제어방법을 나타내는 개략도이다.
도 13 내지 도 15에서 도시하는 바와 같이, 아래 그림과 같이 스위치 2개의 동작으로 V2, V4 전압 벡터 2개를 이용해서 모터 동작을 제어할 수 있다.
이러한 V2, V4 전압 벡터는 서로 반대방향을 향할 수 있고, 도 1에서의 제2 스위칭 소자 세트(142)에 의해서 생성될 수 있다. 즉, 제2 스위칭 소자 세트(142)에 포함된 두 쌍의 스위칭 소자(Sb(Sb1, Sb2), Sc(Sc1, Sc2))에 의하여 V2, V4 전압 벡터가 생성될 수 있다.
여기서, 최대 합성 가능한 전압은 DC-링크 전압(Vdc)으로 출력됨을 알 수 있다. 즉, 여기서, 최대 합성 가능한 전압으로서 Vdc 전압이 출력됨을 알 수 있다.
또한, 이러한 V2, V4 전압 벡터는 q축을 따라 생성되고, 방향은 서로 반대방향임을 알 수 있다.
도 14 및 도 15는 스위치 상태에 따른 전류 흐름을 도시하고 있다.
먼저, 도 14를 참조하면, 제2 스위칭 소자 세트(142)의 일측 상부 스위칭 소자(Sb1) 및 타측의 하부 스위칭 소자(Sc2)가 동작할 때 V2 방향의 전압 벡터가 생성될 수 있다. 이에 따라 q축 방향으로 제2 전류(i 2)가 흐르게 된다.
또한, 제2 스위칭 소자 세트(142)의 일측 하부 스위칭 소자(Sb2) 및 타측의 상부 스위칭 소자(Sc1)가 동작할 때 V4 방향의 전압 벡터가 생성될 수 있다. 이에 따라 q축 반대 방향으로 제4 전류(i 4)가 흐르게 된다.
도 16은 본 발명의 일 실시예에 의한 모터 어셈블리의 유효 전압 벡터를 나타내는 벡터 다이어그램이다.
앞에서 설명한 V1 내지 V4의 독립된 4개의 전압 벡터를 동일한 전압 평면에 도식하면 도 16에서 도시하는 바와 같이, V1 내지 V8를 포함하는 8개의 유효 전압 벡터가 생성될 수 있다.
도 17은 본 발명의 일 실시예에 의한 모터 어셈블리의 유효 전압 벡터에 의하여 합성되는 PWM 신호를 나타내는 다이어그램이다.
도 17을 참조하면, 전압 지령 (V*)에 대해서 도 16에서 도시하는 유효 전압 벡터의 조합인 V8→V5→V3→V4 →V3→V5→V8의 순서로 전압이 출력될 수 있다.
이때, 전압 지령(V*)의 크기는 각 벡터의 길이를 의미하고, 이에 따라 유효 전압 벡터의 인가 시간이 비례적으로 증가함을 알 수 있다.
도 18은 본 발명의 일 실시예에 의한 모터 어셈블리의 전류를 나타내는 신호도이고, 도 19는 도 18의 일부 확대도이다.
도 18은 모터(200)의 d상 권선(제1 권선; L1)에 흐르는 전류(ids)와 모터(200)의 q상 권선(제2 권선; L2)에 흐르는 전류(iqs)를 표현하고 있다.
위에서 설명한 바와 같이, 이상의 두 상 전류는 전기적으로 90도의 위상차를 가질 수 있다. 이는 2상 모터의 주요한 특징일 수 있다.
도 19는 도 18에서 띠 부분(전기각 180도에 해당하는 시간)의 확대도를 나타내고 있다.
도 20은 본 발명의 일 실시예에 의한 모터 어셈블리의 전압을 나타내는 신호도이고, 도 21은 도 20의 일부 확대도이다.
도 20은 d상 권선(제1 권선; L1)에 인가되는 전압(vds)과, q상 권선(제2 권선; L2)에 인가되는 전압(vqs)을 표현하고 있다.
도 18의 특정 시점에서의 정현파 전류를 합성하기 위한 전압 지령(V*)을 도 16의 유효 전압 벡터와 같이 전기각 1주기/360도를 기준으로 공간적으로 매핑할 수 있다.
도 21에서는 전압 지령을 유효 전압 벡터로 분해한 도식을 나타내고 있다.
도 22는 본 발명의 다른 실시예에 의한 모터 어셈블리의 회로도이다. 또한, 도 23은 본 발명의 다른 실시예에 의한 모터 어셈블리의 유효 전압 벡터를 나타내는 벡터 다이어그램이다.
이하, 도 22 및 도 23을 참조하여 본 발명의 다른 실시예를 설명한다. 아래의 설명에서 도 1을 참조하여 설명한 설명과 공통되는 경우에 그 설명을 생략할 수도 있다.
도 22를 참조하면, 모터 어셈블리는, 크게, 2상 모터(200)와, 이 모터(200)를 구동하는 전력 변환 장치(100)를 포함할 수 있다.
2상 모터(200)는 동기 좌표계 d축, q축 중에서 d축과 연결되는 제1 상의 제1 권선(L1)과 q축과 연결되는 제2 권선(L2)을 포함할 수 있다.
이때, 제1 권선(L1)은 제1 단(211)과 제2 단(212) 사이에 연결될 수 있고, 제2 권선(L2)은 제3 단(213)과 제4 단(214) 사이에 연결될 수 있다.
이러한 제1 권선(L1)과 제2 권선(L2)은 전기적으로 절연된 병렬구조를 가질 수 있다. 즉, 모터(200)에서 제1 권선(L1)과 제2 권선(L2)은 서로 전기적으로 연결되지 않을 수 있다. 도 1을 참조하면 중심점(210)에서 제1 단(211)과 제3 단(213)은 전기적으로 서로 분리되어 있는 것을 알 수 있다.
이러한 2상 모터(200)를 구동하는 전력 변환 장치(100)는 직류 전압을 공급하는 DC-링크 회로(110) 및 이 DC-링크 회로(110)에 연결되어 직류 전압을 교류 전압으로 변환하여 2상 모터(200)를 구동하는 인버터(140)를 포함할 수 있다.
DC-링크 회로(110)는 중성점(n)을 포함할 수 있다.
도 1에서, DC-링크 회로(110)는 이러한 중성점(n)의 양측에 위치하는 제1 캐패시터(C1) 및 제2 캐패시터(C2)를 이용하여 간략하게 표현되어 있다.
일례로, 이러한 DC-링크 회로(110)는 배터리 시스템에 의하여 구현될 수 있다. DC-링크 회로(110)의 제1 캐패시터(C1) 및 제2 캐패시터(C2)는 DC-링크(DC-link) 캐패시터라고 칭할 수 있다.
인버터(140)는 2상 모터(200)를 구동하기 위한 2상 교류 전류를 출력하며, 이러한 출력 전류는 모터(200)에 공급된다. 여기서, 일례로, 모터(200)는 청소기를 구동하는 모터일 수 있다.
인버터(140)는 제1 권선(L1)과 연결되는 제1 스위칭 소자 세트(143) 및 제2 권선(L2)과 연결되는 제2 스위칭 소자 세트(144)를 포함할 수 있다.
본 실시예에 의하면, 제1 스위칭 소자 세트(143)와 제2 스위칭 소자 세트(144)는 동일한 수의 스위칭 소자를 포함할 수 있다.
이때, 제1 스위칭 소자 세트(143)는 한 쌍의 스위칭 소자(Sa: Sa1, Sa2)를 포함하고, 제2 스위칭 소자 세트(144)는 한 쌍의 스위칭 소자(Sb: Sb1, Sb2)를 포함할 수 있다.
이러한 제1 스위칭 소자 세트(143) 중 Sa1은 상부(upper arm) 스위칭 소자라 칭할 수 있고, Sa2는 하부(lower arm) 스위칭 소자라고 칭할 수 있다. 마찬가지로, 제2 스위칭 소자 세트(144) 중에서 Sb1은 상부(upper arm) 스위칭 소자라 칭할 수 있고, Sb2는 하부(lower arm) 스위칭 소자라고 칭할 수 있다.
이와 같은 인버터(140)의 스위칭 소자(Sa, Sb)는 DC-링크 회로(110)에서 출력되는 직류 전원을 소정 주파수의 2상 교류 전원으로 변환하여, 모터(200)에 출력할 수 있다.
구체적으로, 인버터(140)는 각각 서로 직렬 연결되는 상측 스위칭 소자(Sa1, Sb1) 및 하측 스위칭 소자(Sa2, Sb2)가 각각 한 쌍이 되며, 총 두 쌍의 상, 하측 스위칭 소자가 연결될 수 있다.
전력 변환 장치(100)는 이러한 인버터(140)를 제어하는 제어부(150)를 포함할 수 있다.
제어부(150)는, 인버터(140)의 스위칭 동작을 제어하기 위해, 인버터 제어 신호를 인버터(140)에 인가할 수 있다. 인버터 제어 신호는 펄스 폭 변조 방식(PWM)의 스위칭 제어신호로서, 모터(200)에 흐르는 출력 전류(i ds/i qs) 및 DC-링크 회로(110)의 DC-링크 전압에 기초하여 생성되어 출력될 수 있다. 이때의 출력 전류(i ds/i qs)는, 출력 전류 감지부(e, f)로부터 검출될 수 있다.
제어부(150)는 인버터(140)에 포함되는 스위칭 소자(Sa, Sb)의 게이트 단에 PWM 신호를 전달하는 게이트 구동부(gate driver; 도시되지 않음)를 포함한 구성일 수 있다. 여기서, 게이트 구동부는 인버터(140)에 포함될 수 있다. 즉, 인버터(140)는 게이트 구동부를 포함한 통합 전력 모듈(Integrated Power Module; IPM)을 이용할 수 있다.
위에서 언급한 바와 같이, 인버터(140)의 제1 스위칭 소자 세트(141)와 제2 스위칭 소자 세트(142)는 동일한 수의 스위칭 소자를 포함할 수 있다.
따라서, 인버터(140)에서 모터(200)의 제1 권선(L1) 및 제2 권선(L2)으로 인가되는 전류는 대칭일 수 있다. 또한, 이 제1 권선(L1) 및 제2 권선(L2) 사이의 전기적인 위상 차이는 90도 또는 270도일 수 있다.
이와 같이, 2상 모터(200)의 고정자 권선은 2-병렬 구조로 구성되고, 두 권선(L1, L2)의 위상 차이는 90도 범위를 가질 수 있다. 이때, 고정자의 2-병렬 구조는 전기적으로 절연되어 있을 수 있다. 따라서, 절연 2상 모터(200)를 구비할 수 있으며, 이때, 모터(200)에 중성점은 존재하지 않을 수 있다.
이때, 제어부(150)는 모터(200)의 두 상을 중성점과 두 하프 브릿지(half-bridge)로 동작시킬 수 있다. 본 실시예의 경우, 전압 이용률은 위에서 설명한 실시예에 비하여 감소될 수 있다.
구체적으로, q상의 경우에는 전압 이용률이 4/π* Vdc에서 2/π*Vdc로, 위의 실시예에 비하여 절반으로 감소할 수 있다.
그러나, d상의 경우에는 전압 이용률이 2/π* Vdc로서, 위의 실시예와 동일하다.
위에서 설명한 실시예에서, q상 모터는 d상 모터 대비 2배의 전압을 인가할 수 있으므로 q상 모터는 d상 모터 대비 2배의 역기전력이 크도록 설계될 수 있다.
그러나 본 실시예에 의하면 d상 모터와 q상 모터는 동일한 역기전력이 되도록 설계할 수 있다.
도 23을 참조하면, 전압 벡터 V1, V3의 크기는 전압 벡터 V2, V4의 크기와 동일한 것을 알 수 있다.
또한, 본 실시예에 의하면, 위에서 설명한 제2 속도 및 제2-1 속도는 정의되지 않을 수 있다.
한편, 제2 속도 이전 영역, 즉, 제1 속도 및 제1-1 속도와 관련된 설명은 위에서 설명한 실시예의 경우와 동일하다.
본 발명에 의하면, 2상의 인버터(140)를 이용하는 경우에도, 전압 이용률은 3상 모터 구동을 위한 3상의 인버터와 동일할 수 있다. 따라서, 본 발명에 의한 모터 어셈블리는 청소기와 같은 저전압 고전류 응용 제품에 유리할 수 있다.
이상 설명한 바와 같은 본 발명에 의하면 고속 운전 기법을 적용함으로써, 동일 출력 기준 모터의 경량화와 소형화가 가능하고, 동일 체적 대비 모터 출력을 증가시킬 수 있다.
따라서, 본 발명이 청소기 팬 모터에 적용되는 경우에 모터의 최고 속도를 상향화시킬 수 있고, 이로 인한 청소기의 고속 운전, 흡입력 향상을 위한 모터의 고출력화 및 소형화를 달성할 수 있다.
즉, 본 발명에 의하면, 2상의 인버터(140)를 이용하는 경우에도, 전압 이용률은 3상 모터 구동을 위한 3상의 인버터와 동일할 수 있다. 따라서, 본 발명에 의한 모터 어셈블리는 청소기와 같은 저전압 고전류 응용 제품에 유리할 수 있다.
또한, 본 발명의 2상 모터는, 일반적인 단상 모터와 구조적으로는 유사함에도 불구하고 토크 리플의 임의 제어가 가능한 효과가 있다. 또한, 병렬 회로 구성이 용이하여 권선 간의 파라미터 불균형에 대응이 용이한 장점이 있다. 따라서 모터 설계의 자유도가 증가할 수 있다.
이상의 설명은 본 발명의 기술 사상을 예시적으로 설명한 것에 불과한 것으로서, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 다양한 수정 및 변형이 가능할 것이다.
따라서, 본 발명에 개시된 실시 예들은 본 발명의 기술 사상을 한정하기 위한 것이 아니라 설명하기 위한 것이고, 이러한 실시 예에 의하여 본 발명의 기술 사상의 범위가 한정되는 것은 아니다.
본 발명의 보호 범위는 아래의 청구범위에 의하여 해석되어야 하며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 기술 사상은 본 발명의 권리범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.
본 발명에 의하면 2상 입력 전원을 가지는 모터 어셈블리를 제공할 수 있다.

Claims (16)

  1. 2상 모터를 구동하는 모터 어셈블리에 있어서,
    전기적으로 절연된 병렬구조를 가지는 제1 권선 및 제2 권선을 포함하는 모터;
    직류 전압을 공급하는 DC-링크 회로; 및
    상기 DC-링크 회로에 연결되어 상기 직류 전압을 교류 전압으로 변환하여 상기 모터를 구동하고, 상기 제1 권선과 연결되는 제1 스위칭 소자 세트 및 상기 제2 권선과 연결되는 제2 스위칭 소자 세트를 포함하는 인버터를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 2상 모터 어셈블리.
  2. 제1항에 있어서, 상기 인버터에서 상기 모터의 제1 권선 및 제2 권선으로 인가되는 전류는 비대칭인 것을 특징으로 하는 2상 모터 어셈블리.
  3. 제1항에 있어서, 상기 모터는 중성점을 포함하지 않는 것을 특징으로 하는 2상 모터 어셈블리.
  4. 제1항에 있어서, 상기 DC-링크 회로는 중성점을 포함하는 것을 특징으로 하는 2상 모터 어셈블리.
  5. 제4항에 있어서, 상기 인버터를 제어하는 제어부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 2상 모터 어셈블리.
  6. 제5항에 있어서, 상기 제어부는 상기 모터의 제1 상은 상기 중성점과 하프 브릿지(half-bridge)로 동작시키고 제2 상은 풀 브릿지(full-bridge)로 동작시키는 것을 특징으로 하는 2상 모터 어셈블리.
  7. 제5항에 있어서, 상기 제어부는,
    상기 모터의 속도에 기초하여 목표 전류를 생성하는 속도 제어부; 및
    상기 목표 전류에 기초하여 상기 모터의 토크 지령을 생성하되, 상기 모터의 속도에 따라 2상의 토크 배분을 다르게 제어하는 토크 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 2상 모터 어셈블리.
  8. 제7항에 있어서, 상기 토크 제어부는,
    상기 모터의 제1 속도 이하의 영역에서는, 제1 상과 제2 상에는 각각 상기 모터의 부하 측에서 요구하는 토크의 절반의 토크 지령을 인가하고,
    상기 제1 속도보다 크고 제2 속도 이하의 영역에서는, 상기 제1 상과 제2 상에 서로 다른 토크 지령을 인가하는 것을 특징으로 하는 2상 모터 어셈블리.
  9. 제8항에 있어서, 상기 토크 제어부는,
    상기 제1 속도보다 크고 상기 제2 속도보다 낮은 제1-1 속도까지는, 상기 제1 상은 약계자 제어하고, 상기 부하 측에서 요구하는 토크에서 제1 상 출력 토크를 감한 토크 지령을 상기 제2 상에 인가하는 것을 특징으로 하는 2상 모터 어셈블리.
  10. 제8항에 있어서, 상기 토크 제어부는,
    상기 제1-1 속도보다 크고 상기 제2 속도까지는, 상기 제1 상은 오프시키고 제2 상은 상기 부하의 토크에 대응하는 토크 지령을 인가하는 것을 특징으로 하는 2상 모터 어셈블리.
  11. 제8항에 있어서, 상기 토크 제어부는,
    상기 제2 속도보다 크고 제2-1 속도까지는, 상기 제1 상은 오프시키고 상기 제2 상은 약계자 제어하는 것을 특징으로 하는 2상 모터 어셈블리.
  12. 제8항에 있어서, 상기 제1 속도는, 상기 제1 상 모터의 최대 토크 또는 상기 최대 토크에 상응하는 전류값에 도달하는 최대 속도인 것을 특징으로 하는 2상 모터 어셈블리.
  13. 제8항에 있어서, 상기 제2 속도는, 상기 제2 상 모터의 최대 토크 또는 상기 최대 토크에 상응하는 전류값에 도달하는 최대 속도인 것을 특징으로 하는 2상 모터 어셈블리.
  14. 제1항에 있어서, 상기 제1 스위칭 소자 세트와 상기 제2 스위칭 소자 세트에는 서로 다른 수의 스위칭 소자를 포함하는 것을 특징으로 하는 2상 모터 어셈블리.
  15. 제14항에 있어서, 상기 제1 스위칭 소자 세트는 한 쌍의 스위칭 소자를 포함하고, 상기 제2 스위칭 소자 세트는 두 쌍의 스위칭 소자를 포함하는 것을 특징으로 하는 2상 모터 어셈블리.
  16. 제1항에 있어서, 상기 모터의 제1 권선 및 제2 권선 사이의 위상차는 90도 또는 270도인 것을 특징으로 하는 2상 모터 어셈블리.
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