JP2015220822A - 電力変換装置及びモータシステム - Google Patents

Abstract

【課題】単相交流電圧である入力電圧を任意の周波数の交流電圧である出力電圧に変換する際に、出力電圧に直流電圧が重畳されることを抑制することができる電力変換装置を提供する。【解決手段】電力変換装置は、１対の入力端子３、４と、第１相の出力電圧を第１軸巻線５１に出力する１対の第１出力端子６、７と、第２相の出力電圧を第２軸巻線５２に出力する１対の第２出力端子８、９と、第１双方向スイッチ１１〜１４と、第２双方向スイッチ１５〜１７と、目標電圧指定部、目標周波数指定部、制御信号生成部及びドライバを含むスイッチコントローラ２０と、１対の第１出力端子６、７の一方を介して第１軸巻線５１と直列に接続される第１コンデンサＣ１と、１対の第２出力端子８、７の一方を介して第２軸巻線５２と直列に接続される第２コンデンサＣ２とを備える。【選択図】図２

Description

本発明は、電力変換装置及び該電力変換装置を用いたモータシステムに関し、特に、交流電力を任意の交流電力に直接変換する電力変換装置及び該電力変換装置を用いたモータシステムに関する。

従来、交流電源から所望の交流電力を得る電力変換装置として、交流電力を整流器で整流して得られた脈流電力を大容量の平滑用電解コンデンサを用いて平滑し、得られた直流電力をインバータで交流電力に変換するという、交流−直流−交流間接変換装置が用いられている。しかしながら、脈動の少ない直流電圧を得るために用いられる大容量の平滑用電解コンデンサは、体積および重量が大きく、電力変換装置の小型化及び軽量化を阻害する。また、平滑用電解コンデンサは、２０００時間程度の寿命しかなく、定期的に交換する必要があるので、電力変換装置の維持管理費用の増加を招く。

このため、交流−交流変換において直流部を無くし、平滑用電解コンデンサを不要とする、いわゆる交流−交流直接変換装置として、マトリクスコンバータが提案されている（例えば、特許文献１）。

図１２は、特許文献１に開示されている単相入力マトリクスコンバータの回路図である。図１２に示すマトリクスコンバータ２００は、単相交流電源２０１にて三相モータ２０３を駆動するために、単相交流電源２０１から供給される入力交流電圧を、双方向スイッチ２０２ａ〜２０２ｆを用いて、三相の出力交流電圧に直接変換して、当該各相の出力交流電圧を三相モータ２０３の対応する相の巻線に供給する。

双方向スイッチ２０２ａ〜２０２ｆの各々は、片方向に導通状態と非導通状態とを制御できる２つのスイッチ素子を逆並列に接続して構成されている。大小判別手段２０４は、単相交流電源２０１の端子間電圧の大小関係を判別し、制御手段２０５は、大小判別手段２０４により判別された電圧の大小関係に応じて、単相交流電源２０１から三相モータ２０３の巻線に電流を供給し、また三相モータ２０３の巻線からの回生電流を還流させるように、双方向スイッチ２０２ａ〜２０２ｆの各々の導通を制御する。

上記のマトリクスコンバータ２００は、単相交流電源２０１の交流電力から任意の三相交流電力への変換が１回で完了するため、整流器とインバータとを用いた交流−直流−交流の２回変換と比較して電力損失が小さいという特徴を有する。

図１３は、三相交流の波形を示す図である。三相交流は、３つの相がそれぞれ１２０度の位相差を持った交流となっている。電源電圧の振幅の正側包絡線の最小値を結んだ直線と負側包絡線の最大値を結んだ直線の間に挟まれた領域を一定電圧の直流とみなすことができるため、この領域の相を、三相入力三相出力マトリクスコンバータを用いてスイッチングすることで、一定電力の三相交流電力を得ることができる。

特開２０１１−４４４９号公報

整流器とインバータを用いた交流−直流−交流間接変換装置は、出力電圧の振幅を電源電圧の振幅までとすることが可能であるが、従来の三相入力三相出力マトリクスコンバータは、昇圧機能を備えていないため、出力電圧の振幅は、電源電圧の振幅の０．８６６倍までとなる。

図１４は、単相交流の波形を示す図である。単相交流の場合、電源電圧が０Ｖとなる、いわゆるゼロクロスの点が存在し、一定電圧の直流とみなすことができる領域が存在しない。このため、従来の単相入力マトリクスコンバータ２００を用いてスイッチングした場合、出力の交流電圧には、ひずみや直流電圧重畳といった現象が発生する。直流電圧が重畳した交流電圧をモータに印加した場合、ステータコイルによって発生する回転磁界が偏るために、モータトルクが振動し、可聴域での騒音や振動が発生する。直流電圧の影響が大きくなると、モータ回転数が周期的に変動し、さらに影響が大きくなると、モータが回転しない、あるいは回転しても途中で停止するという問題が生じる。

本発明は、単相交流電圧である入力電圧を任意の周波数の交流電圧である出力電圧に変換する際に、出力電圧に直流電圧が重畳されることを抑制することができる電力変換装置及びモータシステムを提供することを目的とする。

本発明に係る電力変換装置は、単相交流電圧である入力電圧を、前記入力電圧の交流電圧とは異なる任意の周波数の交流電圧である出力電圧に変換して第１誘導性負荷及び第２誘導性負荷に与える電力変換装置であって、前記入力電圧が印加される１対の入力端子と、第１相の前記出力電圧を前記第１誘導性負荷に出力する１対の第１出力端子と、第２相の前記出力電圧を前記第２誘導性負荷に出力する１対の第２出力端子と、前記１対の入力端子のうちの１つと前記１対の第１出力端子のうちの１つとの各組み合わせに対応して設けられ、対応する入力端子と第１出力端子との間の接続及び切断を、第１制御信号に応じて切り替える４個の第１双方向スイッチと、前記１対の入力端子のうちの１つと前記１対の第２出力端子のうちの１つとの各組み合わせに対応して設けられ、対応する入力端子と第２出力端子との間の接続及び切断を、第２制御信号に応じて切り替える４個の第２双方向スイッチと、前記出力電圧の第１相及び第２相それぞれの逐次の目標値を二相交流電圧によって表す第１目標電圧及び第２目標電圧を指定する目標電圧指定部と、前記第１目標電圧及び前記第２目標電圧の周波数を指定する目標周波数指定部と、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第１目標電圧の絶対値の瞬時値よりも大きい期間に、前記１対の入力端子と前記１対の第１出力端子とが、前記第１双方向スイッチを介して、前記第１目標電圧の前記瞬時値の前記入力電圧の前記瞬時値に対する比に応じたデューティ比で周期的に接続及び切断されるように前記第１制御信号を生成し、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第２目標電圧の絶対値の瞬時値よりも大きい期間に、前記１対の入力端子と前記１対の第２出力端子とが、前記第２双方向スイッチを介して、前記第２目標電圧の前記瞬時値の前記入力電圧の前記瞬時値に対する比に応じたデューティ比で周期的に接続及び切断されるように前記第２制御信号を生成する制御信号生成部と、前記生成された第１制御信号及び第２制御信号を、それぞれ前記第１双方向スイッチ及び前記第２双方向スイッチに供給するドライバと、前記１対の第１出力端子の一方を介して前記第１誘導性負荷と直列に接続される第１コンデンサと、前記１対の第２出力端子の一方を介して前記第２誘導性負荷と直列に接続される第２コンデンサと、を備える。

この電力変換装置においては、第１コンデンサが１対の第１出力端子の一方を介して第１誘導性負荷と直列に接続され、第２コンデンサが１対の第２出力端子の一方を介して第２誘導性負荷と直列に接続されているので、交流電圧である入力電圧を任意の周波数の交流電圧である出力電圧に変換する際に、出力電圧に直流電圧が重畳されることを抑制することができる。

前記第１コンデンサの容量は、前記第１コンデンサと前記第１誘導性負荷とで構成されるフィルタのカットオフ周波数が１００Ｈｚ以上となる容量に設定され、前記第２コンデンサの容量は、前記第２コンデンサと前記第２誘導性負荷とで構成されるフィルタのカットオフ周波数が１００Ｈｚ以上となる容量に設定されることが好ましい。

この場合、第１コンデンサと第１誘導性負荷とで構成されるフィルタのカットオフ周波数が１００Ｈｚ以上に設定され、第２コンデンサと第２誘導性負荷とで構成されるフィルタのカットオフ周波数が１００Ｈｚ以上に設定されるので、１００Ｈｚ以上の高い周波数範囲では、第１相及び第２相の出力電圧の振幅を電源電圧の振幅以上とすることが可能となる。

例えば、第１及び第２誘導性負荷を含むモータに対して第１相及び第２相の出力電圧を与える場合、モータのトルクが低くなる１００Ｈｚ以上の高い周波数範囲に対して電源電圧の振幅以上の振幅を有する第１相及び第２相の出力電圧を供給することにより、モータのトルクを向上させることができ、また、１００Ｈｚより低い周波数範囲ではモータ自体のトルクが高いため、広い周波数範囲に対して高トルクでモータ５を回転させることができる。

前記第１相の前記出力電圧の定格周波数は、前記第１コンデンサと前記第１誘導性負荷とで構成されるフィルタの利得が０ｄＢ以上となる出力周波数範囲内に設定され、前記第２相の前記出力電圧の定格周波数は、前記第２コンデンサと前記第２誘導性負荷とで構成されるフィルタの利得が０ｄＢ以上となる出力周波数範囲内に設定されることが好ましい。

この場合、定格周波数において第１相及び第２相の出力電圧の振幅を常に電源電圧の振幅以上とすることが可能となる。

前記第１コンデンサ及び前記第２コンデンサは、フィルムコンデンサ又は積層セラミックコンデンサから構成されることが好ましい。

この場合、フィルムコンデンサ又は積層セラミックコンデンサは、従来の電力変換装置に用いられる平滑用電解コンデンサと異なり、電解液を使用していないため、その寿命が長く、長寿命の電力変換装置を実現することができる。

本発明に係るモータシステムは、上記の電力変換装置と、前記第１誘導性負荷及び前記第２誘導性負荷を含むモータと、を備える。

このモータシステムにおいては、単相交流電圧である入力電圧を任意の周波数の交流電圧である出力電圧に変換してモータに供給するときに、出力電圧に直流電圧が重畳されることを抑制することができるので、任意の回転数でモータを安定的に且つ低消費電力で回転させることができる。

本発明の電力変換装置によれば、単相交流電圧である入力電圧を任意の周波数の交流電圧である出力電圧に変換する際に、出力電圧に直流電圧が重畳されることを抑制することができる。

本発明の実施形態１による電力変換装置を含むモータシステムの機能的な構成の一例を示すブロック図である。 図１に示すモータ及びマトリクススイッチの詳細な構成の一例を示すブロック図である。 図１に示す電力変換装置に用いられる主要な電圧の波形の一例を示すグラフである。 図１に示す電力変換装置におけるゲート信号の一例を示すタイミングチャートである。 図１に示す電力変換装置におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１に示す電力変換装置におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１に示す電力変換装置におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１に示す電力変換装置におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１に示す電力変換装置におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１に示す電力変換装置におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１に示す電力変換装置におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１に示す電力変換装置におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 第１コンデンサ及び第２コンデンサを用いない電力変換装置にて生成した出力電圧で二相モータを回転させた場合の巻線電流のシミュレーション結果の一例を示すグラフである。 第１コンデンサ及び第２コンデンサを用いない電力変換装置にて生成した出力電圧で二相モータを回転させた場合の巻線電流のシミュレーション結果の一例を示すグラフである。 第１コンデンサ及び第２コンデンサを用いない電力変換装置にて生成した出力電圧で二相モータを回転させた場合の巻線電流のシミュレーション結果の一例を示すグラフである。 第１コンデンサ及び第２コンデンサを用いない電力変換装置における入力電圧、目標電圧、及び出力電圧の波形の一例を示すグラフである。 第１コンデンサ及び第２コンデンサを用いない電力変換装置にて生成した出力電圧でモータを回転させた場合の二相モータの回転数とトルクのシミュレーション結果の一例を示すグラフである。 第１コンデンサ及び第２コンデンサを用いない電力変換装置にて生成した出力電圧でモータを回転させた場合の二相モータの回転数とトルクのシミュレーション結果の一例を示すグラフである。 図２に示す第１コンデンサと第１軸巻線とで構成されるハイパスフィルタの周波数特性の第１の例を示すボーデ線図である。 図２に示す第１コンデンサと第１軸巻線とで構成されるハイパスフィルタの周波数特性の第２の例を示すボーデ線図である。 図２に示す第１コンデンサと第１軸巻線とで構成されるハイパスフィルタの周波数特性の第３の例を示すボーデ線図である。 従来の単相入力マトリクスコンバータの回路構成図である。 三相交流の電圧波形である。 単相交流の電圧波形である

以下、本発明の一態様に係る電力変換装置、該電力変換装置を用いたモータシステムについて、図面を参照しながら説明する。

なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも本発明の一具体例を示すものである。また、以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置位置及び接続形態、ステップ、ステップの順序などは、一例であり、本発明を限定する趣旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、最上位概念を示す独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１による電力変換装置を含むモータシステムの機能的な構成の一例を示すブロック図である。図１に示されるモータシステムは、電力変換装置１、モータ５、及び電力変換装置１とモータ５とを接続する給電線から構成される。単相交流電源２は、このモータシステムに単相交流電圧を供給する電源である。単相交流電源２は、例えば、一般家庭用の１００Ｖあるいは２００Ｖの商用電源であってもよい。

電力変換装置１は、単相交流電圧である入力電圧を、入力電圧の交流電圧とは異なる任意の周波数の交流電圧である出力電圧に変換してモータ５に与える電力変換装置である。具体的には、電力変換装置１は、単相交流電圧である入力電圧を二相交流電圧である出力電圧に変換する電力変換装置である。電力変換装置１は、単相交流電源２から入力電圧を印加される１対の入力端子３、４、第１相の出力電圧を出力する１対の第１出力端子６、７、第２相の出力電圧を出力する１対の第２出力端子８、９、マトリクススイッチ１０、第１コンデンサＣ１、第２コンデンサＣ２及びスイッチコントローラ２０を備える。

図２は、図１に示すモータ５及びマトリクススイッチ１０の詳細な構成の一例を示すブロック図である。モータ５は、二相モータであり、第１軸巻線５１、第２軸巻線５２、ロータ５３、第１軸巻線５１から引き出された１対の第１受電端子５６、５７、及び第２軸巻線５２から引き出された１対の第２受電端子５８、５９を備える。

第１軸巻線５１と第２軸巻線５２とは、モータ５の内部で電気的に接続されていない。第１軸巻線５１と第２軸巻線５２とは、誘導性負荷であり、同一の電気的特性を有していることが好ましいが、異なる電気的特性を有していてもよい。第１受電端子５６、５７は、第１給電線で電力変換装置１の第１出力端子６、７に接続され、第２受電端子５８、５９は、第２給電線で電力変換装置１の第２出力端子８、９に接続される。

なお、第１軸巻線５１と第２軸巻線５２とは、それぞれただ１つずつである必要はなく、２個以上の同数の第１軸巻線５１と第２軸巻線５２とを用いて多極のモータを構成することもできる。また、モータ５の相数も、上記の例に特に限定されず、三相モータ等の他の相数のモータを用いてもよい。

マトリクススイッチ１０は、第１双方向スイッチ１１〜１４と、第２双方向スイッチ１５〜１８とから構成される。第１双方向スイッチ１１〜１４は、入力端子３、４と第１出力端子６、７との各組み合わせに対応して設けられ、入力端子３、４のうちの対応する１つと第１出力端子６、７のうちの対応する１つとの接続及び切断を、スイッチコントローラ２０から供給される第１制御信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂに応じて切り替える。

第２双方向スイッチ１５〜１８は、入力端子３、４と第２出力端子８、９との各組み合わせに対応して設けられ、入力端子３、４のうちの対応する１つと第２出力端子８、９のうちの対応する１つとの接続及び切断を、スイッチコントローラ２０から供給される第２制御信号Ｇ５ａ〜Ｇ８ｂに応じて切り替える。

第１双方向スイッチ１３で代表して示しているように、第１双方向スイッチ１１〜１４及び第２双方向スイッチ１５〜１８の各々は、２つの単方向スイッチを逆並列に接続してなる。１つの単方向スイッチは、例えば、逆阻止型のＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）Ｍ１又はＭ２で構成されてもよく、また、ＩＧＢＴＭ３とダイオードＤ１とが直列に接続された回路、又はＩＧＢＴＭ４とダイオードＤ２とが直列に接続された回路で構成されてもよい。１つの単方向スイッチは、第１制御信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂ及び第２制御信号Ｇ５ａ〜Ｇ８ｂのうちの１つに応じて一方向にのみ導通状態及び非導通状態を切り替え、かつ逆方向には導通しない。

また、各双方向スイッチは、単一のスイッチング素子Ｍ５で構成することもできる。スイッチング素子Ｍ５は、例えば、ＧａＮ（窒化ガリウム）系半導体によるＨＦＥＴ（Ｈｅｔｅｒｏ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）又はＧＩＴ（Ｇａｔｅ Ｉｎｊｅｃｔｉｏｎ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）であってもよい。ＨＦＥＴ又はＧＩＴのソースとドレインとの間に、それぞれ独立した制御信号が印加される２つのゲートを形成することで双方向スイッチが構成できる。

上記のような構成のために、各双方向スイッチは、電流を双方向に流せる導通状態、電流を紙面の上方向又は下方向の何れか一方向にのみ流せる導通状態、及び非導通状態のなかから任意の状態に切り替えることができる。そして、マトリクススイッチ１０は、第１制御信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂに応じて、第１双方向スイッチ１１〜１４を介して、１対の入力端子３、４と１対の第１出力端子６、７とを接続、また切断することができる。

特に、各双方向スイッチを単一のスイッチング素子Ｍ５で構成すれば、回路規模を小さくできる。さらに、スイッチング素子Ｍ５内に、２つのゲートが隣接していることから、２本のゲート信号線路をほぼ同等の長さで形成することが可能となり、ゲート信号間の遅れをなくすることができる。その結果、デッドタイムや転流回路の制御性が向上して、誤動作が防止される。

第１コンデンサＣ１は、第１双方向スイッチ１３、１４の出力の接続点Ｎ１と第１出力端子６との間に接続され、第１出力端子６及び第１受電端子５６を介して第１軸巻線５１と直列に接続される。第２コンデンサＣ２は、第２双方向スイッチ１７、１８の出力の接続点Ｎ２と第２出力端子８との間に接続され、第２出力端子８及び第２受電端子５８を介して第２軸巻線５２と直列に接続される。

なお、図１及び図２では、マトリクススイッチ１０の外部に第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２を配置したが、この例に特に限定されず、第１軸巻線５１及び第２軸巻線５２と電気的に直列に接続されていれば、マトリクススイッチ１０の内部に配置する等の種々の変更が可能である。

スイッチコントローラ２０は、マトリクススイッチ１０のコントローラであり、単相交流電圧である入力電圧が、マトリクススイッチ１０を介して二相交流電圧である出力電圧に変換されるように、第１制御信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂ及び第２制御信号Ｇ５ａ〜Ｇ８ｂを生成して、マトリクススイッチ１０に供給する。スイッチコントローラ２０は、発振器、比較器及び乗算器などを含むアナログ回路によって実現されてもよく、また、プロセッサが所定のプログラムを実行することにより果たされるソフトウェアの機能によって実現されてもよい。

再び図１を参照して、スイッチコントローラ２０は、目標電圧指定部２３、制御信号生成部２４、ドライバ２５、及び目標周波数指定部２６から構成される。

目標周波数指定部２６は、任意の周波数となる目標周波数を指定する。

目標電圧指定部２３は、出力電圧の第１相及び第２相それぞれの逐次の目標値として、目標周波数指定部２６で指定された目標周波数の二相交流電圧によって表される第１目標電圧及び第２目標電圧を指定する。目標電圧指定部２３は、当該第１目標電圧及び当該第２目標電圧を指定するアナログ二相交流電圧を生成してもよく、当該第１目標電圧及び当該第２目標電圧のそれぞれの時間ごとの瞬時値を表す２つの数値列を生成してもよい。

制御信号生成部２４は、第１制御信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂ及び第２制御信号Ｇ５ａ〜Ｇ８ｂを生成する。第１制御信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂは、１対の入力端子３、４と１対の第１出力端子６、７とを周期的に接続及び切断するための制御信号であり、入力電圧及び第１目標電圧それぞれの極性及び絶対値の瞬時値の比較に基づいて生成される。第２制御信号Ｇ５ａ〜Ｇ８ｂは、１対の入力端子３、４と１対の第２出力端子８、９とを周期的に接続及び切断するための制御信号であり、入力電圧及び第２目標電圧それぞれの極性及び絶対値の瞬時値の比較に基づいて生成される。

ここで、制御信号生成部２４には、入力電圧３ａおよび入力電圧４ａが入力されており、入力端子４が接地されていない場合は、入力電圧３ａと入力電圧４ａを取得することにより、入力電圧３ａと入力電圧４ａとの差分である線間電圧から単相交流電源２の電圧を入力電圧として正確に検出することができる。

なお、入力端子４が十分に低いインピーダンスで接地されている場合は、制御信号生成部２４が入力端子３の電圧を取得することにより、接地電圧を基準とした入力端子３の電圧を入力電圧として検出することができ、単相交流電源２の電圧を測定することができる。

ドライバ２５は、生成された第１制御信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂ及び第２制御信号Ｇ５ａ〜Ｇ８ｂを、それぞれ第１双方向スイッチ１１〜１４及び第２双方向スイッチ１５〜１８に供給する。

次に、上述のように構成された電力変換装置１において実行される電力変換方法について説明する。図３は、入力電圧と出力電圧の周波数が同じ場合において、電力変換装置１に用いられる主要な電圧の波形の一例を示すグラフである。

図３を参照して、まず、電力変換装置１の電力変換方法の基本的な考え方を説明する。図３には、入力電圧ｉｎ、−ｉｎ、第１目標電圧ｒｅｆ１、第２目標電圧ｒｅｆ２、第１相の出力電圧ｏｕｔ１、及び第２相の出力電圧ｏｕｔ２の、それぞれの波形の典型的な一例が示されている。入力電圧ｉｎ、−ｉｎは、単相交流電源２から入力端子３、４に印加される単相交流電圧である。入力電圧ｉｎは、入力端子４を基準にした入力端子３の電圧であり、入力電圧−ｉｎは、入力端子３を基準にした入力端子４の電圧である。

一例として、電圧の実効値がＶである正弦波交流電圧が入力端子３、４間に印加されるとき、入力電圧ｉｎ＝（√２）Ｖｓｉｎ（ωｔ）と表記される。ここで、ωは角周波数であり、当該正弦波交流電圧の周波数をｆとすると、ω＝２πｆであり、ｔは時間である。日本の一般家庭用の商用電源を入力電圧に用いる場合は、Ｖ＝１００［Ｖ］、ｆ＝５０又は６０［Ｈｚ］である。

第１目標電圧ｒｅｆ１及び第２目標電圧ｒｅｆ２はそれぞれ、目標電圧指定部２３によって指定される二相交流電圧である。第１目標電圧ｒｅｆ１及び第２目標電圧ｒｅｆ２はそれぞれ、第１相の出力電圧ｏｕｔ１及び第２相の出力電圧ｏｕｔ２の逐次の（つまり、各時間における）目標値を表す。例えば、第１相の出力電圧ｏｕｔ１及び第２相の出力電圧ｏｕｔ２で二相モータを駆動する場合、第１目標電圧ｒｅｆ１及び第２目標電圧ｒｅｆ２には、同一の周波数で互いに位相差がある交流電圧が用いられる。第１目標電圧ｒｅｆ１及び第２目標電圧ｒｅｆ２の各々の振幅、及び互いの位相差は、回転速度やトルクを制御するため、また、駆動する二相モータの構造に応じて、適宜定められる。

例えば、第１目標電圧ｒｅｆ１及び第２目標電圧ｒｅｆ２は、何れも入力電圧ｉｎと同じ周波数を持ち、入力電圧ｉｎに対してそれぞれ＋４５度、−４５度の位相差を持つ正弦波交流電圧であってもよい。

電力変換装置１は、入力電圧ｉｎの絶対値の瞬時値が第１目標電圧ｒｅｆ１の絶対値の瞬時値よりも大きい（言い換えれば、入力電圧の絶対値が過剰である）期間Ｔ２、Ｔ３、Ｔ６、Ｔ７に、１対の入力端子３、４と１対の第１出力端子６、７とを第１双方向スイッチ１１〜１４を介して周期的に接続及び切断することで、第１相の出力電圧ｏｕｔ１の短時間の（例えば周期ごとの）平均値が第１目標電圧ｒｅｆ１の瞬時値になるように調整する。

そのような制御は、例えば、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御により行われてもよい。当該ＰＷＭ制御の周期には、入力電圧ｉｎ、第１目標電圧ｒｅｆ１及び第２目標電圧ｒｅｆ２の周期と比べて十分に短い周期（例えば、周波数が１０ｋＨｚのＰＷＭキャリア信号の周期）が用いられる。

当該ＰＷＭ制御では、接続時間のＰＷＭ周期に占める比率であるデューティ比が、第１目標電圧ｒｅｆ１の瞬時値の入力電圧ｉｎの瞬時値に対する比に等しくなるように、周期ごとの接続時間を逐次変更する。その結果、第１相の出力電圧ｏｕｔ１の周期ごとの平均値は、第１目標電圧ｒｅｆ１の瞬時値になるように調整される。図３の第１相の出力電圧ｏｕｔ１の波形は、第１相の出力電圧ｏｕｔ１の周期ごとの平均値を示している。

なお、同様の調整は、ＰＷＭ制御に限らず、接続時間を一定として各周期の長さが逐次変更されるＰＤＭ（パルス密度変調）制御などの他の周知の制御方法を用いて行うこともできる。

電力変換装置１は、入力電圧ｉｎの絶対値の瞬時値が第１目標電圧ｒｅｆ１の絶対値の瞬時値以下である（言い換えれば、入力電圧の絶対値が不足する）期間Ｔ１、Ｔ４、Ｔ５、Ｔ８に、１対の入力端子３、４と１対の第１出力端子６、７とを第１双方向スイッチ１１〜１４を介して常時接続することにより、第１相の出力電圧ｏｕｔ１の絶対値が生成可能な最大値になるように調整する。ただし、入力電圧の絶対値が不足する期間については、１対の入力端子３、４と１対の第１出力端子６、７とを常時切断して、第１相の出力電圧ｏｕｔ１を０にしても（つまり、電圧供給を停止しても）よい。

電力変換装置１は、同様の考え方を入力電圧ｉｎ及び第２目標電圧ｒｅｆ２に適用することにより、入力電圧ｉｎを第２相の出力電圧ｏｕｔ２に変換する。

図３に示される期間Ｓ１〜Ｓ８において、符号及び絶対値の瞬時値について、期間Ｔ１〜Ｔ８に入力電圧ｉｎと第１目標電圧ｒｅｆ１との間に成り立つ関係と同一の関係が、入力電圧ｉｎと第２目標電圧ｒｅｆ２との間に成り立つ。従って、入力電圧ｉｎを第２相の出力電圧ｏｕｔ２に変換するために、期間Ｓ１、Ｓ５において連続した非反転電圧供給を行い、期間Ｓ２、Ｓ６においてＰＷＭ制御による非反転電圧供給を行い、期間Ｓ３、Ｓ７においてＰＷＭ制御による反転電圧供給を行い、期間Ｓ４、Ｓ８において連続した反転電圧供給を行う。その結果、入力電圧ｉｎが、図３に示すような第２相の出力電圧ｏｕｔ２に変換される。図３の第２相の出力電圧ｏｕｔ２の波形は、第１相の出力電圧ｏｕｔ１の波形と同様、周期ごとの平均値によって示されている。

次に、このような電力変換方法を実行するために、スイッチコントローラ２０が行う処理について説明する。図４は、電力変換装置１におけるゲート信号の一例を示すタイミングチャートである。

図４及び以下の説明では、第１双方向スイッチ１１〜１４は、それぞれＳＷ１１〜ＳＷ１４と表記され、第１制御信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂは、ＳＷ１１〜ＳＷ１４の各々のゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂとして表記される。ゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂのＯＮレベル、ＯＦＦレベルは、それぞれＳＷ１１〜ＳＷ１４を構成する単方向スイッチを導通状態及び非導通状態にするための信号レベルを意味している。

図５Ａ〜図５Ｈは、期間Ｔ１〜Ｔ８のそれぞれにおいて、図４に示されるゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂに応じて設定されるＳＷ１１〜１４の導通状態、及び第１軸巻線５１の電流の経路を示す回路図である。図５Ａ〜図５Ｈにおいて、ＳＷ１１〜１４を構成する個々の単方向スイッチの導通状態及び非導通状態がそれぞれ実線及び点線で表記され、第１軸巻線５１の電流の経路が太い破線矢印で表記される。また、図５Ａ〜図５Ｈは、図示を容易にするため、第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２の図示を省略している。

図４、図５Ａ〜図５Ｈ、及び以下の説明は、簡明のため、入力電圧ｉｎを第１相の出力電圧ｏｕｔ１に変換するための第１目標電圧ｒｅｆ１、ゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂ、及びＳＷ１１〜１４についてのみ記述されるが、同様のことは、入力電圧ｉｎを第２相の出力電圧ｏｕｔ２に変換するための第２目標電圧ｒｅｆ２、第２制御信号Ｇ５ａ〜Ｇ８ｂ、及び双方向スイッチ１５〜１８についても成り立つ。

目標電圧指定部２３は、二相交流電圧の１つの相である第１目標電圧ｒｅｆ１を指定する。目標電圧指定部２３は、例えば、発振器を用いて、第１目標電圧ｒｅｆ１を実際に生成するか、又は第１目標電圧ｒｅｆ１の逐次の瞬時値を時系列データとして示すことで、第１目標電圧ｒｅｆ１を指定する。

制御信号生成部２４は、入力電圧ｉｎの瞬時値と第１目標電圧ｒｅｆ１の瞬時値との比較に基づいて、期間Ｔ１〜Ｔ８を逐次（例えば、ＰＷＭ周期ごとに）識別する。そして、識別された期間に応じて、連続した非反転電圧供給、ＰＷＭ制御による非反転電圧供給、連続した反転電圧供給、及びＰＷＭ制御による反転電圧供給のうちの１つを行うためのゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂを生成する。

期間Ｔ１、Ｔ５では、連続した非反転電圧供給のためのゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂが生成される。制御信号生成部２４は、０＜ｉｎ≦ｒｅｆ１（条件１）によって期間Ｔ１を識別し、０＞ｉｎ≧ｒｅｆ１（条件５）によって期間Ｔ５を識別する。期間Ｔ１またはＴ５が識別されると、制御信号生成部２４は、ＳＷ１２のゲート信号Ｇ２ａ、Ｇ２ｂ、及びＳＷ１３のゲート信号Ｇ３ａ、Ｇ３ｂをＯＮレベルに設定し、ＳＷ１１のゲート信号Ｇ１ａ、Ｇ１ｂ、及びＳＷ１４のゲート信号Ｇ４ａ、Ｇ４ｂをＯＦＦレベルに設定する。

このようなゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂに従って、期間Ｔ１、Ｔ５に、それぞれ図５Ａ、図５Ｅに示されるような、１対の入力端子３、４と１対の第１出力端子６、７とをストレート接続するためのＳＷ１１〜１４の導通状態及び第１軸巻線５１の電流の経路が設定され、連続した非反転電圧供給が行われる。また、条件１や条件５の場合には、スイッチングを行わないため、スイッチング損失が低減される。

期間Ｔ２、Ｔ６では、ＰＷＭ制御による非反転電圧供給のための第１制御信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂが生成される。制御信号生成部２４は、０＜ｒｅｆ１＜ｉｎ（条件２）によって期間Ｔ２を識別し、０＞ｒｅｆ１＞ｉｎ（条件６）によって期間Ｔ６を識別する。期間Ｔ２またはＴ６が識別されると、制御信号生成部２４は、ＰＷＭ周期の一部である給電期間Ｔ２ａ、Ｔ６ａにおいて、ゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂのレベルを、期間Ｔ１、Ｔ５と同様に設定する。

制御信号生成部２４は、給電期間Ｔ２ａ、Ｔ６ａのＰＷＭ周期に占める割合が、第１目標電圧ｒｅｆ１の瞬時値の入力電圧ｉｎの瞬時値に対する比に等しくなるように、給電期間Ｔ２ａ、Ｔ６ａの長さを逐次変更する。図４の例では、給電期間Ｔ２ａ、Ｔ６ａの長さは次第に短くなり、期間Ｔ２、Ｔ６の最後には０となる。

また、制御信号生成部２４は、ＰＷＭ周期の残部である回生期間Ｔ２ｂ、Ｔ６ｂにおいて、ＳＷ１１のゲート信号Ｇ１ａ、Ｇ１ｂ、及びＳＷ１３のゲート信号Ｇ３ａ、Ｇ３ｂをＯＮレベルに設定し、ＳＷ１２のゲート信号Ｇ２ａ、Ｇ２ｂ、及びＳＷ１４のゲート信号Ｇ４ａ、Ｇ４ｂをＯＦＦレベルに設定する。

このようなゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂに従って、期間Ｔ２ａ、Ｔ６ａに、それぞれ図５Ａ、図５Ｅに示されるような、１対の入力端子３、４と１対の第１出力端子６、７とをストレート接続するためのＳＷ１１〜１４の導通状態及び第１軸巻線５１の電流の経路が設定され、非反転電圧供給が行われる。

また、期間Ｔ２ｂ、Ｔ６ｂに、それぞれ図５Ｂ、図５Ｆに示されるような、１対の第１出力端子６、７同士を短絡するためのＳＷ１１〜１４の導通状態及び第１軸巻線５１の電流の経路が設定され、第１軸巻線５１からの回生電流をマトリクススイッチ１０内で還流させる電力回生が行われる。その結果、期間Ｔ２、Ｔ６において、ＰＷＭ制御による非反転電圧供給が行われる。

期間Ｔ３、Ｔ７では、ＰＷＭ制御による反転電圧供給のためのゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂが生成される。制御信号生成部２４は、０＞ｒｅｆ１＞−ｉｎ（条件３）によって期間Ｔ３を識別し、０＜ｒｅｆ１＜−ｉｎ（条件７）によって期間Ｔ７を識別する。期間Ｔ３またはＴ７が識別されると、制御信号生成部２４は、ＰＷＭ周期の一部である給電期間Ｔ３ａ、Ｔ７ａにおいて、ＳＷ１１のゲート信号Ｇ１ａ、Ｇ１ｂ、及びＳＷ１４のゲート信号Ｇ４ａ、Ｇ４ｂをＯＮレベルに設定し、ＳＷ１２のゲート信号Ｇ２ａ、Ｇ２ｂ、及びＳＷ１３のゲート信号Ｇ３ａ、Ｇ３ｂをＯＦＦレベルに設定する。

制御信号生成部２４は、給電期間Ｔ３ａ、Ｔ７ａのＰＷＭ周期に占める割合が、第１目標電圧ｒｅｆ１の瞬時値の入力電圧ｉｎの瞬時値に対する比に等しくなるように、給電期間Ｔ３ａ、Ｔ７ａの長さを逐次変更する。図４の例では、給電期間Ｔ３ａ、Ｔ７ａの長さは期間Ｔ３、Ｔ７の最初には０であり、次第に長くなる。

また、制御信号生成部２４は、ＰＷＭ周期の残部である回生期間Ｔ３ｂ、Ｔ７ｂにおいて、ゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂのレベルを、期間Ｔ２ｂ、Ｔ６ｂと同様に設定する。このようなゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂに従って、期間Ｔ３ａ、Ｔ７ａに、それぞれ図５Ｃ、図５Ｇに示されるような、１対の入力端子３、４と１対の第１出力端子６、７とをクロス接続するためのＳＷ１１〜１４の導通状態及び第１軸巻線５１の電流の経路が設定され、反転電圧供給が行われる。

また、期間Ｔ３ｂ、Ｔ７ｂに、それぞれ図５Ｄ、図５Ｈに示されるような、１対の第１出力端子６、７同士を短絡するためのＳＷ１１〜１４の導通状態及び第１軸巻線５１の電流の経路が設定され、第１軸巻線５１からの回生電流をマトリクススイッチ１０内で還流させる電力回生が行われる。その結果、期間Ｔ３、Ｔ７において、ＰＷＭ制御による反転電圧供給が行われる。

期間Ｔ４、Ｔ８では、連続した反転電圧供給のためのゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂが生成される。制御信号生成部２４は、０＞−ｉｎ≧ｒｅｆ１（条件４）によって期間Ｔ４を識別し、０＜−ｉｎ≦ｒｅｆ１（条件８）によって期間Ｔ８を識別する。期間Ｔ４またはＴ８が識別されると、制御信号生成部２４は、ゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂのレベルを、期間Ｔ３ａ、Ｔ７ａと同様に設定する。

このようなゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂに従って、期間Ｔ４及び期間Ｔ８に、それぞれ図５Ｄ、図５Ｈに示されるような、１対の入力端子３、４と１対の第１出力端子６、７とをクロス接続するためのＳＷ１１〜１４の導通状態及び第１軸巻線５１の電流の経路が設定され、連続した反転電圧供給が行われる。また、条件４や条件８の場合も、条件１や条件５と同様に、スイッチングを行わないため、スイッチング損失が低減される。

次に、第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２を用いない場合の電力変換装置の動作について説明する。本発明者らは、第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２を省略した電力変換装置を用いて、可変の回転数で二相モータを回転させる実験を行った。

具体的には、周波数が６０Ｈｚの入力電圧を電力変換装置に供給し、目標周波数として３０Ｈｚ、６０Ｈｚ、１２０Ｈｚの周波数を指定した。これにより、電力変換装置にて、周波数が３０Ｈｚ、６０Ｈｚ、１２０Ｈｚで、かつ入力電圧に対して±４５度の位相差を持つ二相の出力電圧を生成して二相モータに印加した。すると、出力電圧の周波数が６０Ｈｚの場合と３０Ｈｚの場合は、二相モータが回転したが、出力電圧の周波数が１２０Ｈｚの場合は、二相モータが回転しなかった。

本発明者らは、二相モータのこのような挙動を考察するため、二相モータの巻線電流、回転数、トルクを、シミュレーションにより求めた。

図６Ａ〜図６Ｃは、二相モータの第１軸巻線の電流ｉｌｏａｄ１及び第２軸巻線の電流ｉｌｏａｄ２の時間変化を示すグラフであり、シミュレーションによる計算値が示されている。図６Ａ〜図６Ｃには、入力電圧の周波数（以下、入力周波数という）が６０Ｈｚであり、出力電圧の周波数（以下、出力周波数という）が、６０Ｈｚ、１２０Ｈｚ、３０Ｈｚである場合について、第１軸巻線の電流ｉｌｏａｄ１と、第２軸巻線の電流ｉｌｏａｄ２が示されている。

出力周波数が入力周波数と同じ６０Ｈｚの場合（図６Ａ）、および出力周波数が入力周波数の半分の３０Ｈｚの場合（図６Ｃ）は、ｉｌｏａｄ１のピーク値とｉｌｏａｄ２のピーク値とはほぼ同一であり、ｉｌｏａｄ１の１周期の単純加算平均及びｉｌｏａｄ２の１周期の単純加算平均はいずれも、ほぼ０となった。

一方、出力周波数が入力周波数の２倍の１２０Ｈｚの場合（図６Ｂ）は、ｉｌｏａｄ１のピーク値とｉｌｏａｄ２のピーク値とは互いに異なり、ｉｌｏａｄ１の１周期の単純加算平均及びｉｌｏａｄ２の１周期の単純加算平均は、それぞれ正値及び負値を示した。

図６Ａ〜図６Ｃ及び以下の説明では、巻線電流の１周期の単純加算平均を、オフセット電流と呼ぶ。

図７は、一例として、出力周波数の入力周波数に対する比率（以下、出力周波数比という）が２の場合における、入力電圧、目標電圧、及び出力電圧を示すグラフである。ここで、目標電圧及び出力電圧には、第１相及び第２相のうちのいずれか一方の目標電圧及び出力電圧を示している。

目標電圧が負の期間には、目標電圧に対して入力電圧の絶対値が不足しないために、目標電圧に等しい電圧が出力電圧として供給される。他方、目標電圧が正の期間のうち、図７において斜線を付して示した部分では、目標電圧に対して入力電圧の絶対値が不足するために、出力電圧は目標電圧を下回る。その結果、出力電圧の１周期の単純加算平均は、入力電圧のピーク値（絶対値）に対する比で−０．１５である。

出力電圧の１周期の単純加算平均をオフセット電圧と呼び、オフセット電圧値の入力電圧のピーク値（絶対値）に対する比を、オフセット電圧比と呼ぶ。オフセット電圧比は、正値及び負値のいずれも取り得る。出力電圧に含まれるこのようなオフセット電圧が、巻線電流に前述したオフセット電流を発生させていると考えられる。

上記の検討結果から、本発明者らは、二相モータが回転しない原因を次のように考察した。すなわち、出力電圧にオフセット電圧が含まれていると、巻線電流に生じるオフセット電流によって対向したステータコイルに常に一方向の磁場（つまり、回転しない磁場）が形成されるために、二相モータの回転動作が妨げられる。

検証のため、オフセット電圧が含まれる出力電圧を模して、意図的にオフセット電圧を加算した正弦波を二相モータに印加した場合における、二相モータの回転動作をシミュレーションした。出力電圧の周波数は、二相モータの回転数として１０００ＲＰＭに対応する周波数とし、意図的に加えるオフセット電圧のオフセット電圧比は０（オフセット加算なし）又は０．１４とした。

図８Ａ及び図８Ｂは、上記のシミュレーションの結果を示すグラフである。図８Ａに示すように、オフセット電圧比が０の場合には、二相モータは回転を始め、回転安定時間の経過後に、目標の回転数である１０００ＲＰＭで回転した。トルクは、起動時には小さく、安定した値を示した。

他方、図８Ｂに示すように、オフセット電圧比が０．１４の場合には、二相モータの回転数は目標値まで増加しなかった。また、トルクは回転初期から大きなトルクを示しており、正負の値で振動した。図８Ｂでは、回転数は周期的に正と負の値を示しており、回転しないで正回転方向および逆回転方向に振動している状況が示されている。

上記のシミュレーションから、二相モータが回転しない原因が、入力周波数と出力周波数の特定の組合せにあるのではなく、オフセット電圧にあることが特定された。このため、本実施の形態では、上記のオフセット電圧による出力電流のオフセットをすべての周波数で抑制するために、第１コンデンサＣ１を第１双方向スイッチ１３、１４の出力の接続点Ｎ１と第１出力端子６との間に接続し、第２コンデンサＣ２を、第２双方向スイッチ１７、１８の出力の接続点Ｎ２と第２出力端子８との間に接続している。

この結果、本実施の形態では、第１コンデンサＣ１により第１相の出力電圧ｏｕｔ１からＤＣ成分が除去されるとともに、第２コンデンサＣ２により第２相の出力電圧ｏｕｔ２からＤＣ成分が除去されるので、すべての周波数で出力電流のオフセットを抑制し、出力電圧の周波数を連続的に変化させることができる。

また、第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２の挿入により第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２と第１軸巻線５１及び第２軸巻線５２とからハイパスフィルタが構成される。ここで、第１軸巻線５１と第２軸巻線５２とは、誘導性負荷であり、例えば、モータ５が定格出力１．５ｋＷの誘導モータである場合、第１軸巻線５１のインダクタンス成分Ｌは１８ｍＨ、抵抗成分Ｒは１Ωであり、２軸巻線５２のインダクタンス成分Ｌは１８ｍＨ、抵抗成分Ｒは１Ωであり、この例におけるハイパスフィルタの周波数特性を以下に説明する。

図９〜図１１は、図２に示す第１コンデンサＣ１と第１軸巻線５１とで構成されるハイパスフィルタの周波数特性の第１〜第３の例を示すボーデ線図である。なお、以下の説明では、第１コンデンサＣ１と第１軸巻線５１とで構成されるハイパスフィルタについて説明するが、第２コンデンサＣ２と第２軸巻線５２とで構成されるハイパスフィルタも、図９〜図１１にボーデ線図と同様の特性を有する。

まず、図９に示す第１の例は、静電容量Ｃ＝４７μＦの第１コンデンサＣ１と第１軸巻線５１（インダクタンス成分Ｌ＝１８ｍＨ、抵抗成分Ｒ＝１Ω）とで構成されるハイパスフィルタの例である。図９に示すように、ハイパスフィルタのカットオフ周波数ｆｃは、約１７０Ｈｚであり、ハイパスフィルタのゲイン（利得）が０ｄＢ以上となる第１の出力周波数範囲ＯＲは、約１２０Ｈｚ以上の範囲である。

従って、静電容量Ｃ＝４７μＦの第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２を用いて定格出力１．５ｋＷのモータ５を定格回転数で回転させるとき、目標周波数指定部２６が指定する出力電圧の目標周波数すなわち第１軸巻線５１及び第２軸巻線５２に与えられる第１相及び第２相の出力電圧の定格周波数を、第１の出力周波数範囲ＯＲ内（１２０Ｈｚ以上の周波数範囲）に設定することが好ましい。この場合、第１相及び第２相の出力電圧の振幅を常に単相交流電源２の単相交流電圧の振幅以上とすることが可能となる。

次に、図１０に示す第２の例は、静電容量Ｃ＝９４μＦの第１コンデンサと第１軸巻線５１（インダクタンス成分Ｌ＝１８ｍＨ、抵抗成分Ｒ＝１Ω）とで構成されるハイパスフィルタの例である。図１０に示すように、ハイパスフィルタのカットオフ周波数ｆｃは、約１２０Ｈｚであり、ハイパスフィルタのゲイン（利得）が０ｄＢ以上となる第２の出力周波数範囲ＯＲは、約８５Ｈｚ以上の範囲である。

従って、静電容量Ｃ＝９４μＦの第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２を用いて定格出力１．５ｋＷのモータ５を定格回転数で回転させるとき、目標周波数指定部２６が指定する出力電圧の目標周波数すなわち第１軸巻線５１及び第２軸巻線５２に与えられる第１相及び第２相の出力電圧の定格周波数を、第２の出力周波数範囲ＯＲ内（８５Ｈｚ以上の周波数範囲）に設定することが好ましい。この場合も、第１相及び第２相の出力電圧の振幅を常に単相交流電源２の単相交流電圧の振幅以上とすることが可能となる。

次に、図１１に示す第３の例は、静電容量Ｃ＝１４１μＦの第１コンデンサと第１軸巻線５１（インダクタンス成分Ｌ＝１８ｍＨ、抵抗成分Ｒ＝１Ω）とで構成されるハイパスフィルタの例である。図１１に示すように、ハイパスフィルタのカットオフ周波数ｆｃは、約１００Ｈｚであり、ハイパスフィルタのゲイン（利得）が０ｄＢ以上となる第３の出力周波数範囲ＯＲは、約７０Ｈｚ以上の範囲である。

従って、静電容量Ｃ＝１４１μＦの第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２を用いて定格出力１．５ｋＷのモータ５を定格回転数で回転させるとき、目標周波数指定部２６が指定する出力電圧の目標周波数すなわち第１軸巻線５１及び第２軸巻線５２に与えられる第１相及び第２相の出力電圧の定格周波数を、第３の出力周波数範囲ＯＲ内（７０Ｈｚ以上の周波数範囲）に設定することが好ましい。この場合も、第１相及び第２相の出力電圧の振幅を常に単相交流電源２の単相交流電圧の振幅以上とすることが可能となる。

上記のように、第１相の出力電圧の定格周波数は、第１コンデンサＣ１と第１軸巻線５１とで構成されるフィルタの利得が０ｄＢ以上となる出力周波数範囲内に設定され、第２相の出力電圧の定格周波数は、第２コンデンサＣ２と第２軸巻線５２とで構成されるフィルタの利得が０ｄＢ以上となる出力周波数範囲内に設定されることが好ましい。この場合、定格周波数において第１相及び第２相の出力電圧の振幅を常に電源電圧の振幅以上とすることが可能となり、モータ５の定格回転時のトルクを向上させることができる。

また、上記の第１〜第３の例のように、第１コンデンサＣ１の静電容量は、第１コンデンサＣ１と第１軸巻線５１とで構成されるハイパスフィルタのカットオフ周波数ｆｃが１００Ｈｚ以上となる容量に設定され、第２コンデンサＣ２の静電容量は、第２コンデンサＣ２と第２軸巻線５２とで構成されるハイパスフィルタのカットオフ周波数ｆｃが１００Ｈｚ以上となる容量に設定されることが好ましい。

この場合、第１コンデンサＣ１と第１軸巻線５１とで構成されるハイパスフィルタのカットオフ周波数ｆｃが１００Ｈｚ以上に設定され、第２コンデンサＣ２と第２軸巻線５２とで構成されるハイパスフィルタのカットオフ周波数ｆｃが１００Ｈｚ以上に設定されるので、１００Ｈｚ以上の高い周波数範囲では、第１相及び第２相の出力電圧の振幅を単相交流電源２の単相交流電圧の振幅以上とすることが可能となる。

この結果、モータ５のトルクが低くなる１００Ｈｚ以上の高い周波数範囲に対して単相交流電源２の単相交流電圧の振幅以上の振幅を有する第１相及び第２相の出力電圧を供給することにより、モータ５のトルクを向上させることができ、また、１００Ｈｚより低い周波数範囲ではモータ５自体のトルクが高いため、広い周波数範囲に対して高トルクでモータ５を回転させることができる。

また、第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２は、電解コンデンサ以外のコンデンサ、例えば、フィルムコンデンサ又は積層セラミックコンデンサから構成されることが好ましい。具体的には、第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２として、パナソニック株式会社製の「電気機器用フィルムコンデンサ、ＰＭＦシリーズ」、「メタライズドＰＥＴフィルムコンデンサ、ＥＣＱＥ（Ｆ）」等を用いることができる。

この場合、フィルムコンデンサ又は積層セラミックコンデンサは、従来の電力変換装置に用いられる平滑用電解コンデンサと異なり、電解液を使用していないため、その寿命が長く、長寿命の電力変換装置を実現することができる。

以上説明した電力変換装置１によれば、単相交流電圧である入力電圧を、マトリクススイッチ１０を用いることにより、直流電圧を介在することなく、高い効率で二相交流電圧に変換することができるとともに、交流電圧である入力電圧を任意の周波数の交流電圧である出力電圧に変換する際に、出力電圧に直流電圧が重畳されることを抑制することができる。

また、電力変換装置１で変換された二相交流電圧は、例えば、第１軸巻線５１と第２軸巻線５２とが内部で電気的に接続されていないモータ５を駆動するために用いられる。従って、本実施の形態では、交流電圧である入力電圧を任意の周波数の交流電圧である出力電圧に変換してモータ５に供給するときに、出力電圧に直流電圧が重畳されることを抑制することができるので、任意の回転数でモータ５を安定的に且つ低消費電力で回転させることができる。また、電力変換装置１は、装置の寿命や信頼性を損なう要因となる平滑用電解コンデンサを用いることなく、電解液を使用していないフィルムコンデンサ等から構成される第１コンデンサＣ１及び第２コンデンサＣ２を用いているので、電力変換装置１とモータ５とを組み合わせることにより、寿命及び信頼性に優れたモータシステムが得られる。

以上、本発明の電力変換装置について、実施の形態に基づいて説明したが、本発明は、これらの実施の形態に限定されるものではない。本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、当業者が想到する各種変形を本実施の形態に施し、また、各構成要素を任意に組み合わせて得られる形態も本発明の範囲内に含まれる。

本発明の電力変換装置は、単相交流電圧である入力電圧を、任意の周波数の交流電圧である出力電圧に変換して第１及び第２誘導性負荷に与えることができ、特に、モータの駆動に好適に利用することができる。

１ 電力変換装置
２ 単相交流電源
３、４ 入力端子
５ モータ
６、７ 第１出力端子
８、９ 第２出力端子
１０ マトリクススイッチ
１１〜１４ 第１双方向スイッチ
１５〜１８ 第２双方向スイッチ
２０ スイッチコントローラ
２３ 目標電圧指定部
２４ 制御信号生成部
２５ ドライバ
２６ 目標周波数指定部
５１ 第１軸巻線
５２ 第２軸巻線
５３ ロータ
５６、５７ 第１受電端子
５８、５９ 第２受電端子

Claims (5)

1. 単相交流電圧である入力電圧を、任意の周波数の交流電圧である出力電圧に変換して第１誘導性負荷及び第２誘導性負荷に与える電力変換装置であって、
   前記入力電圧が印加される１対の入力端子と、
   第１相の前記出力電圧を前記第１誘導性負荷に出力する１対の第１出力端子と、
   第２相の前記出力電圧を前記第２誘導性負荷に出力する１対の第２出力端子と、
   前記１対の入力端子のうちの１つと前記１対の第１出力端子のうちの１つとの各組み合わせに対応して設けられ、対応する入力端子と第１出力端子との間の接続及び切断を、第１制御信号に応じて切り替える４個の第１双方向スイッチと、
   前記１対の入力端子のうちの１つと前記１対の第２出力端子のうちの１つとの各組み合わせに対応して設けられ、対応する入力端子と第２出力端子との間の接続及び切断を、第２制御信号に応じて切り替える４個の第２双方向スイッチと、
   前記出力電圧の第１相及び第２相それぞれの逐次の目標値を二相交流電圧によって表す第１目標電圧及び第２目標電圧を指定する目標電圧指定部と、
   前記第１目標電圧及び前記第２目標電圧の周波数を指定する目標周波数指定部と、
   前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第１目標電圧の絶対値の瞬時値よりも大きい期間に、前記１対の入力端子と前記１対の第１出力端子とが、前記第１双方向スイッチを介して、前記第１目標電圧の前記瞬時値の前記入力電圧の前記瞬時値に対する比に応じたデューティ比で周期的に接続及び切断されるように前記第１制御信号を生成し、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第２目標電圧の絶対値の瞬時値よりも大きい期間に、前記１対の入力端子と前記１対の第２出力端子とが、前記第２双方向スイッチを介して、前記第２目標電圧の前記瞬時値の前記入力電圧の前記瞬時値に対する比に応じたデューティ比で周期的に接続及び切断されるように前記第２制御信号を生成する制御信号生成部と、
   前記生成された第１制御信号及び第２制御信号を、それぞれ前記第１双方向スイッチ及び前記第２双方向スイッチに供給するドライバと、
   前記１対の第１出力端子の一方を介して前記第１誘導性負荷と直列に接続される第１コンデンサと、
   前記１対の第２出力端子の一方を介して前記第２誘導性負荷と直列に接続される第２コンデンサと、
   を備えることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記第１コンデンサの容量は、前記第１コンデンサと前記第１誘導性負荷とで構成されるフィルタのカットオフ周波数が１００Ｈｚ以上となる容量に設定され、
   前記第２コンデンサの容量は、前記第２コンデンサと前記第２誘導性負荷とで構成されるフィルタのカットオフ周波数が１００Ｈｚ以上となる容量に設定されることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記第１相の前記出力電圧の定格周波数は、前記第１コンデンサと前記第１誘導性負荷とで構成されるフィルタの利得が０ｄＢ以上となる出力周波数範囲内に設定され、
   前記第２相の前記出力電圧の定格周波数は、前記第２コンデンサと前記第２誘導性負荷とで構成されるフィルタの利得が０ｄＢ以上となる出力周波数範囲内に設定されることを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。
4. 前記第１コンデンサ及び前記第２コンデンサは、フィルムコンデンサ又は積層セラミックコンデンサから構成されることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置と、
   前記第１誘導性負荷及び前記第２誘導性負荷を含むモータと、
   を備えることを特徴とするモータシステム。

Images