JP2023523865A - プリチャージ動作モードを有する電力変換器 - Google Patents

Abstract

第１の変換器段（１１）と、出力フィルタ（１５）と、第１の変換器段と出力フィルタとの間に配置された第２の変換器段（１２）と、３相ＡＣ信号をＤＣ信号に変換するための第１の動作モードを実装されたコントローラ（４０）とを備える電気変換器（１００）。第１の変換器段は、３つの相端子を上位中間ノード（ｘ）および下位中間ノード（ｙ）に接続する３相ブリッジ整流器（２４）と、３つの相端子を中位中間ノード（ｚ）に接続する第１のアクティブスイッチ（Ｓａｚａ、Ｓｂｚｂ、Ｓｃｚｃ）を備える相セレクタ（２５）とを備える。第２の変換器段は、中位中間ノード（ｚ）に接続されたスイッチノード（ｔ）と、スイッチノード（ｔ）をＤＣ端子（Ｐ、Ｎ）のそれぞれ１つに接続する一対の第２のスイッチ（ＳＰｚ、ＳｚＮ）とを備える。電気変換器は、上位中間ノード（ｘ）および／または下位中間ノード（ｙ）をすべての相端子（Ａ、Ｂ、Ｃ）から切断するように構成される。コントローラ（４０）は、第１のスイッチ（Ｓａｚａ、Ｓｂｚｂ、Ｓｃｚｃ）が、上位中間ノード（ｘ）または下位中間ノード（ｙ）をすべての相端子（Ａ、Ｂ、Ｃ）から切断し続けながら、中位中間ノード（ｚ）と出力フィルタ（１５）との間に電流が流れることを可能にし、始動中にＤＣ端子（Ｐ、Ｎ）にわたる電圧を段階的に増加させることを可能にするように動作される第２の動作モードを実装される。

Description

本発明は、電力変換の分野に関する。特に、本発明は、電気変換器、および電気変換器を制御するための方法に関する。

米国特許第５７８４２６９号から、中間相を選択するために３相整流器に相選択スイッチング回路を追加することが知られている。相選択スイッチング回路は、３相ＡＣ入力電力に関連する高調波を低減するために、昇降圧型の電流注入スイッチング回路に結合される。３層整流器は、３相ＡＣ入力によって提供される電圧を超えてＤＣ出力電圧を増加させる昇圧回路をさらに備える。

上記のタイプの３相整流器は、約８００から１０００Ｖ ＤＣの典型的な出力電圧定格を有する、車両バッテリ充電システムおよび磁気共鳴撮像（ＭＲＩ）装置の勾配増幅器において有用な用途を見出す。

上記の整流器に関連する１つの欠点は、プリチャージ、すなわち、始動時の出力電圧の昇圧が簡単ではないことである。リレーを介して接続された抵抗素子を使用してプリチャージを実行することが知られている。しかしながら、この解決策は、大きい容積を必要とし、抵抗素子において電力損失を引き起こす。

米国特許第５７８４２６９号

したがって、当該技術分野では、上記のタイプの改善された３相整流器を提供する必要がある。特に、制限された追加コストにおいて、円滑かつ安全なプリチャージ（始動）手順を可能にする３相整流器を提供する必要がある。

したがって、本発明の第１の態様によれば、添付の特許請求の範囲に記載されているように、３つの相電圧を有するＡＣ信号をＤＣ信号に変換する、またはその逆に変換するための電気変換器が提供される。

本発明による電気変換器は、第１の変換器段を特徴とする。第１の変換器段は、３つの相端子におけるＡＣ信号を上位中間ノードおよび下位中間ノードにおいて第１のＤＣを信号に変換するように動作可能である。第１の変換器段は、例えば、中点がそれぞれ３つの相端子の各々に接続された３つのブリッジレッグを備えるか、またはそれらから構成された３相ブリッジ変換器／整流器を備えることができる（例えば、３ブリッジレッグ６スイッチ変換器／整流器）。第１の変換器段は、第１のアクティブ（制御可能）スイッチを介して３つの相端子を中位中間ノードに接続するように動作可能な相セレクタをさらに備える。第１のスイッチは、有利にはアクティブ半導体スイッチである。電気変換器は、第１の変換器段と出力フィルタとの間に配置された第２の変換器段をさらに備える。第２の変換器段は、スイッチノードと、スイッチノードをＤＣ端子のそれぞれ１つに接続する一対の第２のスイッチとを備える。中位中間ノードは、スイッチノードに接続される。第２のスイッチは、有利には、中位中間ノードをＤＣ端子に接続する電流注入回路を形成するように構成され、例えば、第２のスイッチは、パルス幅変調に通じて動作される。電流注入回路は、有利には、昇降圧回路である。電気変換器は、有利には、中位中間ノードを流れる電流をフィルタリングするように構成された第１のインダクタを有利には備える入力フィルタを備える。第１のインダクタは、中位中間ノードをスイッチノードに接続することができる。１つまたは複数のキャパシタを備える出力フィルタが、電気変換器の２つのＤＣ端子の間に接続される。

電気変換器は、３相ＡＣ信号をＤＣ信号に変換するための通常動作と呼ばれる第１の動作モードに従って電気変換器を動作させるように構成されたコントローラを備える。通常動作中、コントローラは、３つの相電圧の最高電圧と最低電圧との間の中間電圧を有する（すなわち、３つの相電圧の最小瞬間絶対値を有する）相端子が中位中間ノードに接続されるように、相セレクタの第１のスイッチを動作させる。同時に、３相ブリッジ整流器は、最高電圧を有する相端子を上位中間ノードに接続し、最低電圧を有する相端子を下位中間ノードに接続する。

本発明によれば、電気変換器は、すべての相端子から上位中間ノードおよび／または下位中間ノードを切断するように構成される。この機能は、３相ブリッジ変換器／整流器と上位中間ノードまたは下位中間ノードとの間の電気接続を遮断するように構成された第３のスイッチによって取得され得る。第３のスイッチは、最高電圧を有する相入力が上位中間ノードに印加されること、および／または最低電圧を有する相入力が下位中間ノードに印加されることを確実にするために、コントローラによって制御され、第１の動作モード（通常動作）において閉じられたままにされる。代替的には、上記の機能は、上位中間ノードおよび／または下位中間ノードがすべての相端子から（アクティブにまたは制御可能に）切断することを可能にするアクティブまたは制御可能スイッチを３相ブリッジ整流器に設けることによって取得され得る。

一態様によれば、コントローラは、第２の動作モードを実装される。第２の動作モード中、コントローラは、上位または下位中間ノードをすべての相端子から切断したまま、中位中間ノードと出力フィルタとの間に相電流を印加するように、第１のスイッチおよび場合によっては第２のスイッチの切り替えを制御するように構成される。第２の動作モード中、第１のスイッチは、有利には、電流が出力フィルタキャパシタを充電するように向けられるように（コントローラによって）制御される。

したがって、第２の動作モードにおいて、キャパシタを段階的に充電し、出力端子における出力電圧を増加させるように、相セレクタが、出力フィルタキャパシタに相電流を断続的に注入することを可能にするように制御されている間、上位または下位中間ノードは、３相ブリッジ整流器の動作を（部分的に）無効にするために、すべての相端子から切断されたままにされる。コントローラは、有利には、始動時に第２の動作モードにおいて動作し、所望の出力電圧が達成されると、第１の動作モードに切り替わるように構成される。

第３のスイッチが使用される場合、第３のスイッチは、第２の動作モードにおいて開いたままにされる。第３のスイッチは、ＭＯＳＦＥＴなどのアクティブ半導体スイッチとして、またはリレーとして設けられ得、それらの両方は、コントローラによって動作され得る。

第２の動作モード中、第１のスイッチは、有利には、上位出力端子における電圧よりも高い立ち下がり／降下電圧を有する相入力を中位中間ノードに印加するように（コントローラによって）動作される。この相入力は、立ち下がり電圧が上位出力端子の瞬時電圧よりも高い所定のしきい値電圧未満に降下した瞬間から印加され得る。代替的には、第１のスイッチは、有利には、下位出力端子における電圧未満の立ち上がり電圧を有する相入力を中位中間ノードに印加するように（コントローラによって）動作される。この相入力は、立ち上がり電圧が下位出力端子の瞬時電圧未満の所定のしきい値電圧に達した瞬間から印加され得る。

本発明による電気変換器の設計は、最小限の追加ハードウェアを用いてＤＣバス電圧の制御されたプリチャージを可能にし、したがって、最小限のコストにおいて動作の改善された容易さとより長い耐用年数とを可能にする。

有利には、出力段は、出力フィルタと並列に上位中間ノードおよび下位中間ノードに接続された昇圧回路を備える。昇圧回路は、有利には、上位中間ノードに接続された上位昇圧回路と、下位中間電圧ノードに接続された下位昇圧回路とを備える。上位昇圧回路および下位昇圧回路は、それぞれ、共通ノードと上位および下位の出力端子との間に接続される。上位昇圧回路および下位昇圧回路は、各々、有利には、回路を流れる電流、特に昇圧回路の対応するインダクタを流れる電流を制御するためにパルス幅変調（ＰＷＭ）制御信号によって制御されるアクティブに切り替え可能な半導体スイッチを各々が備えるブリッジレッグを備えるか、またはブリッジレッグによって構成され得る。それとともに、第１の動作モードにおいて、上位昇圧回路は、３相ＡＣ入力電圧の最高電圧を有する相入力における電流を制御し、下位昇圧回路は、３相ＡＣ入力電圧の最低電圧を有する相入力における電流を制御する。加えて、電流注入回路は、最高電圧と最低電圧との間の電圧を有する相入力における電流を制御する。

有利には、各インダクタまたは相入力における電流を制御するために両方の（上位および下位）昇圧回路の半導体スイッチと電流注入回路の半導体スイッチとを制御する適切なパルス幅変調（ＰＷＭ）制御信号を生成する電流制御ループが設けられる。有利には、昇圧回路（上位および下位昇圧回路）の半導体スイッチと電流注入回路の半導体スイッチとを制御するパルス幅変調制御信号は、出力フィルタキャパシタの電流ストレスを（および、したがって潜在的にはサイズも）低減するためにインタリーブされ、例えば、出力キャパシタ電流のリップル値および／またはＲＭＳ値を最小化する。

有利には、この電気変換器は、入力フィルタを備える。入力フィルタは、昇圧回路に動作可能に結合され、その一部を形成するとみなされ得る。入力フィルタは、有利には、上位中間ノード、下位中間ノード、および場合によっては中位中間ノードの各々１つに動作可能に接続されたインダクタを備える。インダクタは、様々な方法で接続され得る。一例において、それらは、それぞれの中位ノードと昇圧回路との間に接続される。代替例において、それらは、相入力端子と３相ブリッジ整流器との間に接続される。

入力フィルタは、インダクタに動作可能に結合されたフィルタキャパシタをさらに備えることができる。フィルタキャパシタは、有利には、相入力端子と上記のインダクタとの間に接続される。インダクタがそれぞれの中間ノードと昇圧回路との間に接続されている場合、フィルタキャパシタは、中間ノードと上記のインダクタとの間、または相入力端子と３相ブリッジ整流器との間のいずれかに配置され得る。インダクタが相入力端子と３相ブリッジ整流器との間に接続されている場合、フィルタキャパシタは、相入力端子とインダクタとの間に接続される。フィルタキャパシタは、有利には、上位中間ノード、中位中間ノード、および下位中間ノードを相互接続する。いずれの場合にも、フィルタキャパシタは、有利には、スター構成において相互接続される。スター構成が使用される場合、スター点は、有利には、昇圧回路の共通ノード、例えば、上位昇圧回路と下位昇圧回路との間のノードに接続される。

上位昇圧回路、下位昇圧回路、および／または電流注入回路は、有利には、パルス幅変調によって制御されるアクティブにスイッチング可能な半導体スイッチを備える。パルス幅変調制御信号は、有利には、通常動作中に上位昇圧回路、下位昇圧回路、および電流注入回路の各々のための電流コントローラによって個別に生成される。

有利には、電気変換器は、３相ＡＣ入力電圧、（第１ならびに場合によっては第２および第３のインダクタの）インダクタ電流、相電流、およびＤＣ出力電圧のうちの１つまたは複数を測定するための手段を備える。測定手段は、コントローラに結合され得る。コントローラは、有利には、これらの測定値に基づいて、および場合によっては提供された設定値に基づいてこの電気変換器の（例えば、相セレクタおよび／または昇圧回路および／または電流注入回路の）半導体スイッチのための（ＰＷＭ）制御信号を生成するように構成される。

本発明の第２の態様によれば、バッテリ充電システム、または第１の態様の電気変換器を備える磁気共鳴イメージング装置が提供される。

第３の態様によれば、添付の特許請求の範囲に記載されているように、３相ＡＣ入力をＤＣ出力に変換する方法が提供される。この方法は、有利には、上記のようにこの電気変換器において実装される。

本発明の一態様は、低電圧（例えば、５０Ｈｚ周波数における３８０～４００Ｖｒｍｓ）であり得る電気グリッドからの３相ＡＣ電圧を高いＤＣ出力電圧（例えば、８００～１０００Ｖ）に変換するために使用され得る電気変換器に関する。

本発明の態様について、ここで、添付図面を参照してより詳細に説明し、同じ参照番号は、同じ特徴を示す。

本発明の一実施形態による、一方向性である電気変換器を概略的に示す図である。 ＡＣ相入力の電圧を有する図である。 中間ノードの電圧を有する図である。 入力フィルタキャパシタの電圧を有する図である。 入力フィルタインダクタの電流の図である。 相電流の図である。 通常動作（第１の動作モード）中の相セレクタスイッチのスイッチング状態の図であり、値０は、オフまたは開状態に対応し、値１は、オンまたは閉状態に対応する。 ＡＣ主電源電圧の３６０°期間中の昇圧回路（上位および下位）および昇降圧回路のスイッチのスイッチング状態を有する図であり、本発明の一実施形態による電気変換器の全体的な動作原理を示す図である。 本明細書に記載の電気変換器の第１の動作モードのための中央制御ユニットおよび制御方法の有利な一実装形態のブロック図である。 電気変換器の昇圧ブリッジレッグ（上位および下位）ならびに昇降圧ブリッジレッグの５つの連続するスイッチングサイクル内の電圧、電流、およびスイッチング状態を有する図であり、本発明の一実施形態によるこれらのブリッジレッグのＰＷＭ変調を示す図である。 電気変換器の昇圧ブリッジレッグ（上位および下位）ならびに昇降圧ブリッジレッグの５つの連続するスイッチングサイクル内の電圧、電流、およびスイッチング状態を有する図であり、本発明の一実施形態によるこれらのブリッジレッグのＰＷＭ変調を示す図である。 電気変換器の昇圧ブリッジレッグ（上位および下位）ならびに昇降圧ブリッジレッグの５つの連続するスイッチングサイクル内の電圧、電流、およびスイッチング状態を有する図であり、本発明の一実施形態によるこれらのブリッジレッグのＰＷＭ変調を示す図である。 本発明の一実施形態による、双方向性である電気変換器を概略的に示す図である。 上のグラフにおいて相入力電圧と出力電圧の段階的プリチャージとを表し、下のグラフにおいて図１または図５の電気変換器のプリチャージのために中位中間ノードに結合された第１のインダクタを流れる対応する相電流を表す図である。 本発明の一実施形態による代替の電気変換器を概略的に示す図である。 上のグラフにおいて相入力電圧と出力電圧の段階的プリチャージとを表し、下のグラフにおいて図７の電気変換器のプリチャージのために中位中間ノードに結合された第１のインダクタを流れる対応する相電流を表す図である。 本発明の一実施形態による、一方向性であり、相セレクタの後の代わりに相セレクタの前に配置される入力フィルタを有する電気変換器を概略的に示す図である。 本発明の電気変換器において使用され得る相セレクタの異なる一変形形態を示す図である。 本発明の電気変換器において使用され得る相セレクタの異なる一変形形態を示す図である。 本発明の電気変換器において使用され得る相セレクタの異なる一変形形態を示す図である。 本発明の電気変換器において使用され得る相セレクタの異なる一変形形態を示す図である。 出力変換器段において簡略化された昇圧回路を有する、本発明による電気変換器の変形例を表す図である。 グリッド中性導体（第４相）に接続するための接続端子を備える、本発明の態様による電気変換器を表す図である。 電気変換器のターンオフ時に入力フィルタインダクタのエネルギーを捕捉するためのバッファを備える、本発明による入力段の変形例を表す図である。 本開示の態様によるバッテリ充電システムを表す図である。

図１は、入力変換器段１１と出力変換器段１２とを備える、ダッチ整流器（ＤＵＴＣＨ ＲＥＣＴＩＦＩＥＲ）と呼ばれる電気変換器１００を示す。電気変換器１００は、入力フィルタ１３と、出力フィルタ１５とをさらに備える。

電気変換器１００は、３相ＡＣグリッド２１の３相電圧に接続された３つの相入力Ａ、Ｂ、Ｃと、例えば、電気自動車の高電圧（例えば、８００Ｖ）バッテリなどのＤＣ負荷２２に例えば接続され得る２つのＤＣ出力Ｐ、Ｎとを有するＡＣ－ＤＣ変換器である。

入力変換器段１１は、３つの相入力Ａ、Ｂ、Ｃに接続された３つの相接続ａ、ｂ、ｃと、３つの出力ｘ、ｙ、ｚとを備える。これらの出力は、上位中間電圧ノードｘ、下位中間電圧ノードｙ、および中位中間電圧ノードｚとみなされ得る。

入力変換器段１１は、ハーフブリッジ構成の形態で接続された２つのパッシブ半導体デバイス（レッグ１６のためのダイオードＤ_ａｘおよびＤ_ｙａ、レッグ１７のためのＤ_ｂｘおよびＤ_ｙｂ、ならびにレッグ１８のためのＤ_ｃｘおよびＤ_ｙｃ）を各ブリッジレッグが備える３つのブリッジレッグ１６、１７、１８から構成される３相ブリッジ整流器２４と、２つの逆直列に接続されたアクティブにスイッチング可能な半導体デバイスを各々が備える３つのセレクタスイッチ（Ｓ_ａｚａ、Ｓ_ｂｚｂ、およびＳ_ｃｚｃ）を備える相セレクタ２５とを備える。各々のそのようなスイッチング可能な半導体デバイスは、有利には、逆並列ダイオードを有する。この例において、金属酸化物電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ））が、アクティブにスイッチング可能な半導体デバイスに使用され、各々が、外部逆並列ダイオードを置き換え得る内部逆並列ボディダイオードを含む。

出力変換器段１２は、２つの積層された昇圧ブリッジレッグ１９、２０と、１つの昇降圧ブリッジレッグ１４とを備える、またはこれらから構成される。各昇圧ブリッジレッグ（１９、２０）は、ハーフブリッジ構成で接続された、昇圧スイッチ（上位昇圧ブリッジレッグ１９のためのＳ_ｘｍ、および下位昇圧ブリッジレッグ２０のためのＳ_ｍｙ）と、昇圧ダイオード（上位昇圧ブリッジレッグ１９のためのＤ_ｘＰ、および下位昇圧ブリッジレッグ２０のためのＤ_Ｎｙ）とを備える。昇降圧ブリッジレッグ１４は、ハーフブリッジ構成で接続された２つの昇降圧スイッチ（Ｓ_ＰｚおよびＳ_ｚＮ）を備える。上位昇圧ブリッジレッグ１９の中位ノードｒは、上位昇圧インダクタＬ_ｘを介して中間電圧ノードｘに接続され、下位昇圧ブリッジレッグ２０の中位ノードｓは、下位昇圧インダクタＬ_ｙを介して中間電圧ノードｙに接続され、昇降圧ブリッジレッグ１４の中位ノードｔは、中位昇降圧インダクタＬ_ｚを介して中間電圧ノードｚに接続される。

上位昇圧ブリッジレッグ１９および下位昇圧ブリッジレッグ２０の共通ノードｍは、有利には上位出力ノードＰと下位出力ノードＮとの間に直列に接続された２つの出力フィルタキャパシタＣ_Ｐｍ、Ｃ_ｍＮを備える出力フィルタ１５の中点ｑに接続され、中点ｑは、キャパシタＣ_ＰｍとキャパシタＣ_ｍＮとの間の中間ノードを形成する。

上位昇圧ブリッジレッグ１９は、上位出力ノードＰと共通ノードｍとの間に（すなわち、上位出力フィルタキャパシタＣ_Ｐｍと並列に）接続され、スイッチＳ_ｘｍが開いている（導通していない、オフ状態）ときにダイオードＤ_ｘＰを介して中間電圧ノードｘから上位出力ノードＰに電流が流れることができ、スイッチＳ_ｘｍが閉じている（導通している、オン状態）ときにスイッチＳ_ｘｍを介して中間電圧ノードｘから共通ノードｍに（またはその逆に）電流が流れることができるように配置される。昇圧ブリッジレッグ１９の昇圧スイッチ（Ｓ_ｘｍ）は、アクティブにスイッチング可能な半導体デバイス、例えば、ＭＯＳＦＥＴである。

下位昇圧ブリッジレッグ２０は、共通ノードｍと下位出力ノードＮとの間に（すなわち、下位出力フィルタキャパシタＣ_ｍＮと並列に）接続され、スイッチＳ_ｍｙが開いている（導通していない、オフ状態）ときにダイオードＤ_Ｎｙを介して下位出力ノードＮから中間電圧ノードｙに電流が流れることができ、スイッチＳ_ｍｙが閉じている（導通している、オン状態）ときにスイッチＳ_ｍｙを介して共通ノードｍから中間電圧ノードｙに（またはその逆に）電流が流れることができるように配置される。昇圧ブリッジレッグ２０の昇圧スイッチ（Ｓ_ｍｙ）は、アクティブにスイッチング可能な半導体デバイス、例えば、ＭＯＳＦＥＴである。

昇降圧ブリッジレッグ１４は、上位出力ノードＰと下位出力ノードＮとの間に（すなわち、ＤＣ負荷２２と並列に）接続され、スイッチＳ_ｚＮが開いている（導通していない、オフ状態）間、スイッチＳ_Ｐｚが閉じている（導通している、オン状態）ときに中間電圧ノードｚから上位出力ノードＰに（またはその逆に）電流が流れ、スイッチＳ_Ｐｚが開いている（導通していない、オフ状態）間、スイッチＳ_ｚＮが閉じている（導通している、オン状態）ときに中間電圧ノードｚから下位出力ノードＮに（またはその逆に）電流が流れるように配置された電流注入回路として作用する。昇降圧ブリッジレッグ１４の昇降圧スイッチ（Ｓ_Ｐｚ、Ｓ_ｚＮ）は、相補的な方法で制御される（すなわち、他方が開いている間、一方が閉じている、またはその逆）、アクティブにスイッチング可能な半導体デバイス、例えば、ＭＯＳＦＥＴである。

有利には、入力フィルタ１３の一部である３つの高周波（ＨＦ）フィルタキャパシタＣ_ｘ、Ｃ_ｙ、Ｃ_ｚは、スター接続の形態において中間電圧ノードｘ、ｙ、ｚを相互接続している。一般に、ＡＣグリッドに対称的に負荷を掛けるために、３つのキャパシタＣ_ｘ、Ｃ_ｙ、Ｃ_ｚは、実質的に等しい値を有することが有利である。

本発明の一態様によれば、電気変換器１００は、ブリッジ整流器２４の上位ノードと上位中間ノードｘとの間に接続されたスイッチングデバイス２３を備える。スイッチングデバイス２３は、ブリッジ整流器２４と上位中間ノードｘとの間の電気接続を遮断することを可能にする。スイッチングデバイス２３は、図１においてリレースイッチとして表されているが、代替的には、アクティブまたは少なくとも制御可能な半導体スイッチ、例えば、ＭＯＳＦＥＴなどの任意の適切なスイッチングデバイスであり得る。スイッチングデバイス２３は、有利には、コントローラ４０に動作可能に接続される。

本発明の一態様によれば、コントローラは、本明細書においてさらに説明するように、通常動作と呼ばれる第１の動作モードと、始動動作と呼ばれる第２の動作モードとに従って動作するように構成される。

中央制御ユニット４０は、有利には、電気変換器１００のすべての制御可能な半導体デバイス（スイッチ）を制御し、通信インターフェース５０を介して各スイッチに制御信号を送信する。特に、半導体デバイスＳ_ａｚａ、Ｓ_ｂｚｂ、Ｓ_ｃｚｃ、Ｓ_ｘｍ、Ｓ_ｍｙ、Ｓ_Ｐｚ、Ｓ_ｚＮがコントローラ４０によって制御される。さらに、制御ユニットは、
・４２：ＡＣグリッド相電圧ｖ_ａ、ｖ_ｂ、ｖ_ｃ、
・４３：インダクタ電流ｉ_Ｌｘ、ｉ_Ｌｙ、ｉ_Ｌｚ、
・４４：ＤＣバス電圧Ｖ_ＰＮ、
・４５：ＤＣバス中点電圧Ｖ_ｍＮ＝－Ｖ_Ｎｍ
の測定値を受信するための測定値入力ポート（４２、４３、４４、４５）と、要求されたＤＣ出力電圧

であり得る設定値を受信するための入力ポート４１とを有する。コントローラの動作は、特に、通常の動作中にインダクタ電流ｉ_Ｌｘ、ｉ_Ｌｙ、ｉ_Ｌｚの区分的正弦波形状を達成することを可能にする。

図１に示す電気変換器１００は、入力段１１および出力変換器段１２がダイオードを含み、電力が電気ＡＣグリッド２１から引き出され、この電力を出力において負荷２２に提供することのみを可能にするので、一方向性である。一方、図５は、本発明による双方向性の電気変換器２００を示す。電気変換器２００は、図１に示す変換器の入力段１１のダイオード（Ｄ_ａｘ、Ｄ_ｂｘ、Ｄ_ｃｘ、Ｄ_ｙａ、Ｄ_ｙｂ、Ｄ_ｙｃ）および出力変換器段１２のダイオード（Ｄ_ｘＰ、Ｄ_Ｎｙ）が、それぞれ、入力段２１１内の制御可能な半導体スイッチ（Ｓ_ｘａ、Ｓ_ｘｂ、Ｓ_ｘｃ、Ｓ_ａｙ、Ｓ_ｂｙ、Ｓ_ｃｙ）および出力変換器段２１２内の（Ｓ_ｙＮ、Ｓ_Ｐｘ）に置き換えられている点で変換器１００とは異なる。スイッチングデバイス２３は、半導体スイッチ、例えば、ＭＯＳＦＥＴとして設けられる。

電気変換器の通常動作
通常動作中、スイッチングデバイス２３は、ブリッジ整流器２４によって最高電圧を有する相入力を上位中間ノードｘに印加するように閉じられたまま（導通状態）にされる。

再び図１を参照すると、３相ＡＣ入力電圧の最高電圧を有する相入力Ａ、Ｂ、またはＣに接続されたブリッジ整流器２４のブリッジレッグは、対応する相入力Ａ、Ｂ、またはＣが上位中間電圧ノードｘに接続されるように切り替えられる。これを達成するために、ブリッジレッグは、ブリッジレッグの対応するセレクタスイッチ（Ｓ_ａｚａ、Ｓ_ｂｚｂ、Ｓ_ｃｚｃ）が開いている（導通していない、オフ状態）間、対応する相接続ａ、ｂ、またはｃを、ブリッジレッグの上位ダイオード（Ｄ_ａｘ、Ｄ_ｂｘ、Ｄ_ｃｘ）を介してノードｘに接続する。３相ＡＣ入力電圧の最低電圧を有する相入力Ａ、Ｂ、またはＣに接続された整流器２４のブリッジレッグは、対応する相入力Ａ、Ｂ、またはＣが下位中間電圧ノードｙに接続されるように切り替えられる。これを達成するために、ブリッジレッグは、ブリッジレッグの対応するセレクタスイッチ（Ｓ_ａｚａ、Ｓ_ｂｚｂ、Ｓ_ｃｚｃ）が開いている（導通していない、オフ状態）間、対応する相接続ａ、ｂ、またはｃを、ブリッジレッグの下位ダイオード（Ｄ_ｙａ、Ｄ_ｙｂ、Ｄ_ｙｃ）を介してノードｙに接続する。３相ＡＣ入力電圧の最高電圧と最低電圧との間の電圧を有する相入力Ａ、Ｂ、またはＣは、相セレクタ２５によって中位中間電圧ノードｚに接続される。これを達成するために、相セレクタ２５は、対応する相接続ａ、ｂ、またはｃを、閉じている（導通している、オン状態）セレクタスイッチ（Ｓ_ａｚａ、Ｓ_ｂｚｂ、Ｓ_ｃｚｃ）を介してノードｚに接続する。

実質的に平衡な相電圧を有する３相ＡＣグリッドにおいて、例えば、図２Ａに示すように、３相ＡＣ入力電圧（図２Ａに示す）は、上位中間電圧ノードｘと、下位中間電圧ノードｙと、中位中間電圧ノードｚとの間に提供される３つの中間ＤＣ電圧（ｖ_ｘｚ、ｖ_ｚｙ、ｖ_ｘｙ；図２Ｂに示す）に変換される。したがって、これらのＤＣ電圧は、区分的正弦波形状を示す。３相ＡＣ入力電圧の３つの中間ＤＣ電圧への変換は、上で説明したように、入力段１１の動作の結果である。セレクタスイッチ（Ｓ_ａｚａ、Ｓ_ｂｚｂ、Ｓ_ｃｚｃ）のスイッチング状態（スイッチオン→Ｓ＝１、スイッチオフ→Ｓ＝０）が図２Ｆに示されている。ＡＣ主電源電圧の期間（３６０°）内の特定の６０°セクタ全体での間スイッチが継続的に「オン」または「オフ」になることがわかり得る。また、ブリッジ整流器２４のダイオードは、ＡＣ主電源電圧の期間（３６０°）内の、例えば、６０°の特定のセクタ全体での間「導通している」または「導通していない」。スイッチおよびダイオードの状態の組合せは、３相ＡＣ入力電圧の６０°セクタごとに固有であり、相入力（Ａ、Ｂ、Ｃ）の電圧値に依存する。スイッチおよびダイオードの６つの固有の状態のシーケンスは、ＡＣ主電源電圧の周期（３６０°）ごとにそれ自体繰り返される。

中間電圧ノードｘ、ｙ、ｚの視点から出力端子Ｐ、Ｎに向かって見ると、ＨＦフィルタキャパシタＣ_ｘと、上位昇圧インダクタＬ_ｘと、上位昇圧ブリッジレッグ１９と、上位出力キャパシタＣ_Ｐｍとを備える従来のＤＣ－ＤＣ昇圧回路（上位昇圧回路）が形成されている。この上位昇圧回路の入力電圧は、キャパシタＣ_ｘにわたる電圧ｖ_Ｃｘ（図２Ｃに示す）であり、この上位昇圧回路の出力電圧は、総ＤＣバス電圧の半分に実質的に等しい電圧値（Ｖ_Ｐｍ≒Ｖ_ＰＮ／２）を有する、上位出力キャパシタＣ_Ｐｍにわたる電圧Ｖ_Ｐｍである。形成された上位昇圧回路は、上位昇圧インダクタＬ_ｘにおける電流を制御するために、指定された、場合によっては可変のスイッチング周波数ｆ_ｓにおけるスイッチＳ_ｘｍのＰＷＭ変調によって動作され得る。

中間電圧ノードｘ、ｙ、ｚの視点から出力端子Ｐ、Ｎに向かって見ると、ＨＦフィルタキャパシタＣ_ｙと、下位昇圧インダクタＬ_ｙと、下位昇圧ブリッジレッグ２０と、下位出力キャパシタＣ_ｍＮとを備える従来の「反転」（負の入力電圧および負の出力電圧）ＤＣ－ＤＣ昇圧回路（下位昇圧回路）が形成されている。この下位昇圧回路の入力電圧は、キャパシタＣ_ｙにわたる電圧ｖ_Ｃｙ（図２Ｃに示す）であり、この下位昇圧回路の出力電圧は、総ＤＣバス電圧のマイナス半分に実質的に等しい電圧値（Ｖ_Ｎｍ≒－Ｖ_ＰＮ／２）を有する、下位出力キャパシタＣ_ｍＮにわたる電圧Ｖ_Ｎｍである。形成された下位昇圧回路は、下位昇圧インダクタＬ_ｙにおける電流を制御するために、指定された、場合によっては可変のスイッチング周波数ｆ_ｓにおけるスイッチＳ_ｍｙのＰＷＭ変調によって動作され得る。

中間電圧ノードｘ、ｙ、ｚの視点から出力端子Ｐ、Ｎに向かって見ると、ＨＦフィルタキャパシタＣ_ｚと、中位昇降圧インダクタＬ_ｚと、昇降圧ブリッジレッグ１４と、出力キャパシタＣ_Ｐｍ、Ｃ_ｍＮの直列接続とを備える従来のＤＣ－ＤＣ昇降圧回路（中位昇降圧回路）が形成されている。このＤＣ－ＤＣ昇降圧回路は、単相ハーフブリッジ電圧源変換器（ＶＳＣ：ｖｏｌｔａｇｅ－ｓｏｕｒｃｅ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）に類似しているように見られ得る。この中位昇降圧回路の入力電圧は、キャパシタＣ_ｚにわたる電圧ｖ_Ｃｚ（図２Ｃに示す）であり、この中位昇降圧回路の出力電圧は、出力キャパシタＣ_Ｐｍ、Ｃ_ｍＮの直列接続にわたる出力電圧Ｖ_ＰＮである。形成された中位昇降圧回路は、中位昇降圧インダクタＬ_ｚにおける電流を制御するために、指定された、場合によっては可変のスイッチング周波数ｆ_ｓにおけるスイッチＳ_Ｐｚ、Ｓ_ｚＮのＰＷＭ変調によって動作され得る。

図２Ｇは、上位昇圧ブリッジレッグ１９のスイッチＳ_ｘｍの状態と、下位昇圧ブリッジレッグ２０のスイッチＳ_ｍｙの状態と、中位昇降圧ブリッジレッグ１４のスイッチＳ_Ｐｚの状態（スイッチＳ_ｚＮの状態がスイッチＳ_Ｐｚの状態の補完であることに留意されたい）とを示す。スイッチＳ_ｘｍ、Ｓ_ｍｙ、Ｓ_Ｐｚ、Ｓ_ｚＮは、対応するスイッチのＰＷＭ変調を示す黒く着色されたバーからわかり得るように、すべてＰＷＭ変調されている。

インダクタＬ_ｘ、Ｌ_ｙ、Ｌ_ｚにおける電流ｉ_Ｌｘ、ｉ_Ｌｙ、ｉ_Ｌｚの例が図２Ｄに示されている。見てわかり得るように、これらの電流は、区分的正弦波形状を有するように制御され、すなわち、入力段１１の動作の結果として、図２Ｅに示す３つの正弦波ＡＣ相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、ｉｃに変換される。

図３は、通常動作と呼ばれる第１の動作モード中の図１の中央制御ユニット４０の有利な実装形態のブロック図を示す。電気変換器１００は、「単線」等価回路として図３に示されており、要素の注釈は、図１において与えられたものに対応する。信号線内の３つのスラッシュは、３つの相信号の束ねを示し、ベクトル表現への移行を表し得る。

制御ユニット４０の目標は、出力電圧Ｖ_ＰＮを、入力ポート４１を介して外部ユニットから受信された要求された設定値

に制御すること、ならびに、例えば、下位出力キャパシタＣ_ｍＮにわたる電圧をＤＣバス電圧の半分に実質的に等しくなるように制御することによって、２つの出力キャパシタＣ_ＰｍおよびＣ_ｍＮにわたる電圧を平衡させることである。加えて、相入力（ａ、ｂ、ｃ）から引き出される電流は、実質的に正弦波の形状にされ、対応する相電圧と実質的に同相に制御される必要がある。前に説明したように、これは、すなわち、区分的正弦波形状を有するように、相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、ｉ_ｃを直接制御する代わりに、インダクタ電流ｉ_Ｌｘ、ｉ_Ｌｙ、ｉ_Ｌｚを制御することによっても達成され得る。具体的には、インダクタ電流の高周波リップルがＨＦフィルタキャパシタ（Ｃ_ｘ、Ｃ_ｙ、Ｃ_ｚ）によってフィルタリングされながら、インダクタ電流のローパスフィルタリングされた値が制御される。

出力電圧Ｖ_ＰＮの制御は、有利には、外部電圧制御ループ６０と内部電流制御ループ７０とを備えるカスケード制御構造を使用して行われる。出力電圧の設定値は、入力ポート４１を介して比較器６１に入力され、測定値処理ユニット９５（例えば、ローパスフィルタを備える）から取得される測定された出力電圧と比較される。比較器６１の出力は、出力電圧の制御エラー信号であり、制御エラー信号は、相電流の振幅の瞬間設定値を出力する制御要素６２（例えば、比例積分制御ブロックを備える）にさらに入力される。これらの振幅は、乗算器６３に入力され、相電圧の正規化された瞬間値を出力する計算要素６４から取得される信号と乗算される。計算要素６４の入力は、測定値処理ユニット９３（例えば、ローパスフィルタを備える）から取得される測定された相電圧である。乗算器６３の出力は、瞬間の、例えば、ローパスフィルタリングされた相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、ｉ_ｃのための設定値

であり、実質的に正弦波形状にされ、実質的に対応する相電圧と同相に配置される。設定値

は、それらの機能について以下の文章でさらに詳細に説明する加算要素６７と選択要素８１とを通過した後、電流コントローラ７０に入力される。

電流コントローラ７０は、３つの個別電流コントローラ７１、７４、７７に分割される。
・個別電流コントローラ７１は、中位昇降圧インダクタＬ_ｚにおける電流を制御するために使用される。この制御は、中位昇降圧ブリッジレッグ１４を含む中位昇降圧回路のスイッチＳ_Ｐｚ、Ｓ_ｚＮのＰＷＭ変調によって行われる。入力段１１の動作の結果として、それに伴い、コントローラ７１は、３相ＡＣ電圧の最高電圧と最低電圧との間の電圧を有する相入力Ａ、Ｂ、Ｃの電流を制御する。
・個別電流コントローラ７４は、上位昇圧インダクタＬ_ｘにおける電流を制御するために使用される。この制御は、上位昇圧ブリッジレッグ１９を含む上位昇圧回路のスイッチＳ_ｘｍのＰＷＭ変調によって行われる。入力段１１の動作の結果として、それに伴い、コントローラ７４は、３相ＡＣ電圧の最高電圧を有する相入力Ａ、Ｂ、Ｃの電流を制御する。
・個別電流コントローラ７７は、下位昇圧インダクタＬ_ｙにおける電流を制御するために使用される。この制御は、下位昇圧ブリッジレッグ２０を含む下位昇圧回路のスイッチＳ_ｍｙのＰＷＭ変調によって行われる。入力段１１の動作の結果として、それに伴い、コントローラ７７は、３相ＡＣ電圧の最低電圧を有する相入力Ａ、Ｂ、Ｃの電流を制御する。

セレクタ要素８１は、相入力（Ａ、Ｂ、Ｃ）の電圧値に応じて、瞬間相電流のための設定値

（図２Ｄに示す）を正しい個別電流コントローラ（７１、７４、７７）に送信するために使用され、その結果、各インダクタ電流コントローラのためのインダクタ電流設定値

（図２Ｅに示す）が得られ、
・３相ＡＣ電圧の最高電圧を有する相入力Ａ、Ｂ、Ｃの相電流の設定値が個別電流コントローラ７４に送信され、その結果、設定値

が得られ、
・３相ＡＣ電圧の最低電圧を有する相入力Ａ、Ｂ、Ｃの相電流の設定値が個別電流コントローラ７７に送信され、その結果、設定値

が得られ、
・３相ＡＣ電圧の最高電圧と最低電圧との間の電圧を有する相入力Ａ、Ｂ、Ｃの相電流の設定値が個別電流コントローラ７１に送信され、その結果、設定値

が得られる。

各個別電流コントローラにおいて、瞬間インダクタ電流のための受信された設定値

は、比較器、例えば、個別電流コントローラ７１の比較器７２に入力され、測定値処理ユニット９４（例えば、ローパスフィルタを備える）から取得される測定されたインダクタ電流と比較される。比較器の出力は、電流の制御エラー信号であり、この制御エラー信号は、制御要素、例えば、個別電流コントローラ７１の制御要素７３にさらに入力され、制御要素の出力は、ＰＷＭ生成要素、例えば、個別電流コントローラ７１のＰＷＭ生成要素５４に入力される。個別電流コントローラのＰＷＭ生成要素は、ＰＷＭ制御ブリッジレッグ、すなわち、上位昇圧回路の上位昇圧ブリッジレッグ１９、下位昇圧回路の下位昇圧ブリッジレッグ２０、および中位昇降圧回路の中位昇降圧ブリッジレッグ１４の制御可能な半導体スイッチのためのＰＷＭ変調制御信号を生成する。これらのＰＷＭ変調制御信号は、通信インターフェース５０を介して適切なブリッジレッグに送信される。

入力段１１のセレクタスイッチは、相入力（Ａ、Ｂ、Ｃ）の電圧値に応じて、３相ＡＣ入力電圧の各６０°セレクタの間、「オン」または「オフ」のいずれかである。セレクタスイッチのための制御信号は、スイッチ信号生成器５１、５２、５３によって生成される。

ＤＣバス中点平衡化は、乗算器６３によって出力される、瞬間の、例えば、ローパスフィルタリングされた相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、ｉ_ｃのための設定値

にオフセット値を加えることによって行われ得る。オフセット値は、比較器６５を使用して、測定値処理ユニット９６（例えば、ローパスフィルタを備える）から取得される測定されたＤＣバス中点電圧を設定値（例えば、Ｖ_ＰＮ／２）と比較し、比較器６５によって出力されたエラー信号を制御要素６６に供給することによって取得される。

図２Ｅに示す相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、ｉ_ｃは、前述の文章において説明したそのような制御ユニット４０と制御方法とを使用して電気変換器１００を制御することによって取得される。図２Ｅには、図３に示すセレクタ要素８１への入力としての、瞬間の、例えば、ローパスフィルタリングされた相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、ｉ_ｃのための設定値

も示されている。上で説明したように、相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、ｉ_ｃは、間接的に制御され、すなわち、それらは、インダクタ電流ｉ_Ｌｘ、ｉ_Ｌｙ、ｉ_Ｌｚ（図２Ｄに示す）の制御および入力段１１の動作の結果である。インダクタ電流のための設定値

は、測定された相電圧に基づいて、セレクタ要素８１によって設定値

から導出される。

図４Ａ～図４Ｃは、３相ＡＣ入力電圧のここで０≦ωｔ＜６０°（図２参照）のセクタ内にあるωｔ＝４５°付近の時間間隔について、電気変換器１００のブリッジレッグの５つの連続するスイッチングサイクル（すなわち、各々が１／ｆ_ｓに等しいスイッチング周期Ｔ_ｓを有し、ｆ_ｓがスイッチング周波数である）内の図を示す。このセクタ内で、入力段１１のセレクタスイッチおよびダイオードは、以下のスイッチング状態、
・スイッチＳ_ａｚａ＝０（オフ）、ダイオードＤ_ａｘ＝１（導通）、ダイオードＤ_ｙａ＝０（阻止）、相接続ａがノードｘに接続される、
・スイッチＳ_ｂｚｂ＝０（オフ）、ダイオードＤ_ｂｘ＝０（阻止）、ダイオードＤ_ｙｂ＝１（導通）、相接続ｂがノードｙに接続される、
・スイッチＳ_ｃｚｃ＝１（オン）、ダイオードＤ_ｃｘ＝０（阻止）、ダイオードＤ_ｙｃ＝１（導通）、相接続ｃがノードｚに接続される
にある。

図４Ａ～図４Ｃの図は、ミリ秒の時間軸上の電圧、電流、およびスイッチング信号を示す。図４Ａは、上位昇圧回路の動作に対応し、対応するインダクタ電流ｉ_Ｌｘ（およびこの電流の設定値

）と、インダクタ電圧ｖ_Ｌｘと、ＰＷＭ変調上位昇圧ブリッジレッグ１９のスイッチの制御信号Ｓ_ｘｍとを示す。図４Ｂは、下位昇圧回路の動作に対応し、対応するインダクタ電流ｉ_Ｌｙ（およびこの電流の設定値

）と、インダクタ電圧ｖ_Ｌｙと、ＰＷＭ変調下位昇圧ブリッジレッグ２０のスイッチの制御信号Ｓ_ｍｙとを示す。図４Ｃは、中位昇降圧回路の動作に対応し、対応するインダクタ電流ｉ_Ｌｚ（およびこの電流の設定値

）と、インダクタ電圧ｖ_Ｌｚと、ＰＷＭ変調ブリッジレッグ１４の上位スイッチの制御信号Ｓ_Ｐｚとを示す。ＰＷＭ変調ブリッジレッグ１４の下位スイッチの制御信号Ｓ_ｚＮは、制御信号Ｓ_Ｐｚの補完であることに留意されたい。

電気変換器のＡＣ入力電流の全高調波歪（ＴＨＤ）を最小化するために、相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、ｉ_ｃの高周波リップルが有利には最小化される。

電気変換器１００の利点は、上位昇圧インダクタの半スイッチング周期電圧時間積／面積および下位昇圧インダクタの半スイッチング周期電圧時間積／面積が従来の６スイッチ昇圧型ＰＦＣ整流器の昇圧インダクタの電圧時間積／面積よりも小さいことである。これは、これらのインダクタに印加される電圧が、従来の６スイッチ昇圧型ＰＦＣ整流器の場合よりも低いためである。中位昇降圧インダクタについて、印加される電圧は、必ずしもより低くはないが、インダクタを流れる電流の値は、従来の６スイッチ昇圧型ＰＦＣ整流器のインダクタを流れる電流の値よりも小さい。結果として、より少ない磁気エネルギー貯蔵を有するより小さいインダクタが実現可能であり、本発明によって提供される電気的３相ＡＣ－ＤＣ変換器１００のより高い電力容積比を結果としてもたらす。

電気変換器の始動（プリチャージ）動作
始動時、電気構成要素の耐用年数にとって、出力電圧Ｖ_ＰＮを徐々に上げることが重要である。本発明によれば、専用の動作モードがコントローラ４０において実装される。図５を参照すると、スイッチングデバイス２３は、ブリッジ整流器２４の上位ノードと上位中間ノードｘとの間の導通を遮断するように開かれる。電流は、インダクタＬ_ｘを通って流れない。ここで、相セレクタ２５は、中位中間ノードｚにおいて、出力端子Ｐ、Ｎにわたる（瞬時の）出力電圧Ｖ_ＰＮよりもわずかに高い相入力電圧を印加するように動作される。そうすることによって、スイッチノードｔと端子Ｐとの間のスイッチＳ_Ｐｚに接続された（内部）逆並列ダイオードＤ_ｚＰの導通により、相電流がインダクタＬ_ｚを通り、さらに上位出力端子Ｐまで流れる。電流経路は、図５において矢印によって示されており、したがって、中位中間ノードｚから、スイッチノードｔを通り、逆並列ダイオードＤ_ｚＰを通り、出力フィルタ１５のキャパシタＣ_Ｐｍ、Ｃ_ｍＮを通り、下位中間ノードｙに戻る。

スイッチＳ_ＰｚおよびＳ_ｙＮのいずれも動作される必要がなく、これらのスイッチが非導通状態（開）のままでよいことに留意すると便利であろう。代替的には、以下でさらに説明するように、スイッチＳ_ＰｚおよびＳ_ｙＮは、利用されるスイッチング方式に応じて、Ｓ_ｙＮが開いたままにされている間、Ｓ_Ｐｚが導通しているように、またはその逆であるように、コントローラ４０によってアクティブに動作され得る。そうすることによって、逆並列ダイオードＤ_ｚＰのみによって動作させる場合と比較して損失が低減される。

図６を参照すると、相セレクタ２５は、有利には、立ち下がり（降下）電圧が端子Ｐにおける瞬時電圧電位よりも高いレベルを有する場合、この立ち下がり電圧を有する相入力Ａ、Ｂ、Ｃを中位中間ノードｚに接続するように動作される。立ち下がり電圧を有する相入力を中位中間ノードｚに接続する時刻ｔ_１は、好ましくは、相電圧ｖ_ａ、ｖ_ｂ、ｖ_ｃが、Ｐにおける電位（Ｖ_ＰＮ）を上回る、例えば、Ｐにおける電位の瞬時値を５Ｖから１０Ｖ上回るしきい値未満に降下する瞬時として選択され得る。第２の代替案において、ｔ_１は、例えば、ｔ_２の１μｓから１０μｓ前の所定の時間として選択され、ｔ_２は、立ち下がり相電圧がＰにおける電位の値に達する／交差する時刻である。第２の代替案は、例えば、前のサイクルのデータに基づいて、および／または相入力電圧および出力電圧の測定値に基づいて、時刻ｔ２を予測することによって実施され得る。

立ち下がり相電圧を中位中間ノードに接続するために相セレクタ２５のスイッチＳ_ａｚａ、Ｓ_ｂｚｂ、およびＳ_ｃｚｃが動作されるたびに、インダクタＬ_ｚおよび出力フィルタを通って電流パルスが流れ、それによってキャパシタＣ_Ｐｍ、Ｃ_ｍＮを充電し、Ｖ_ＰＮをさらに一段増加させる。時刻ｔ_１を適切に選択することによって、電流パルスの大きさと、したがって、出力段のプリチャージのダイナミクスとを制御することが可能であることに留意すると便利であろう。

時刻ｔ_２において、立ち下がり相電圧は、電流パルスの最大値に対応するＰにおける電位の値に達する／交差する。その後、インダクタＬ_ｚを流れる電流の大きさは、時刻ｔ_３においてゼロになるまで減少する。ｔ_３において、ダイオードＤ_ｚＰは、非導通状態に切り替わり、スイッチＳ_Ｐｚがプリチャージ動作中にアクティブに制御される場合、コントローラ４０は、非導通状態に切り替わるようにスイッチＳ_Ｐｚを制御する。これは、電流が負になり、出力フィルタのキャパシタを放電するのを防ぐ。

コントローラ４０は、上記で説明したように、適切な相入力を中位中間ノードに選択的に接続するように相セレクタ２５のスイッチＳ_ａｚａ、Ｓ_ｂｚｂ、およびＳ_ｃｚｃを動作させるように構成される。すなわち、適切なスイッチＳ_ａｚａ、Ｓ_ｂｚｂ、およびＳ_ｃｚｃが時刻ｔ_１において導通状態に切り替えられ、時刻ｔ_３またはその後に切断される。例えば、電流の双方向性を得るために、相セレクタスイッチＳ_ａｚａ、Ｓ_ｂｚｂ、およびＳ_ｃｚｃが、各々が逆並列ダイオードを有する逆直列に配置された２つの半導体スイッチ（ＦＥＴ）によって形成されている場合、２つのＦＥＴスイッチの他方が逆並列ダイオードを介して導通している間に、２つのＦＥＴスイッチの一方のみを動作させることが可能である。そうすることによって、それぞれの逆並列ダイオードは、電流が負になると自動的に非導通状態になる。結果として、ｔ_３におけるＳ_Ｐｚの切り替えは、あまり重要ではなくなる。電気変換器は、有利には、入力端子Ａ、Ｂ、Ｃにおける相電圧を測定するための電圧測定センサを備え、電圧測定センサは、時刻ｔ_１を選択する際に、感知された電圧レベルを使用するために、コントローラ４０に動作可能に結合される。

ここで、図７に関連して本発明による始動動作のための代替実施形態について説明し、スイッチ２３の位置において電気変換器１００または２００とは異なる電気変換器４００を提示する。整流器ブリッジ１６、１７、１８の上位ノードと上位中間ノードｘとの間のスイッチ２３は、省略され、整流器ブリッジ１６、１７、１８の下位ノードと下位中間ノードｙとの間のスイッチ４３によって置き換えられる。そのような配置は、図７の矢印によって示されるように、逆電流フロー方式によるＤＣバス電圧Ｖ_ＰＮの段階的なプリチャージを得ることを可能にする。

始動動作モード中、コントローラ４０は、スイッチ４３（または図１の場合にはスイッチ２３）を開（非導通）状態になるように動作させる。整流器ブリッジ２４は、入力端子Ａ、Ｂ、Ｃにおける最高相電圧が上位中間ノードｘに印加されることを保証し、結果として出力ノードＰが高電位になる。次いで、コントローラ４０は、下位整流器ブリッジスイッチＤ_ｙａ、Ｄ_ｙｂ、Ｄ_ｙｃが下位中間ノードから切断された今、戻り電流経路を可能にするために相セレクタ２５のスイッチを動作させる。そうすることによって、図８に示すようにキャパシタＣ_ＰｍおよびＣ_ｍＮを充電する電流が出力フィルタ１５を通って流され得る。したがって、電流の流れは、上位中間ノードからノードｒおよびＤ_ｘＰを通って出力フィルタ１５へ、そして下位スイッチＳ_ｚＮ（の並列ダイオード）を通ってスイッチノードｔに、そして中位中間ノードｚに戻り、そこから電流は、相セレクタ２５の適切な切り替えによって入力端子に送り返される。この動作中、昇降圧回路のスイッチＳ_Ｐｚは、開状態（非導通）のままであり、スイッチＳ_ｚＮは、開または閉状態であり得る。開いたままである場合、電流経路は、Ｓ_ｚＮに結合された逆並列ダイオードを通って流れる。

変換器４００の相セレクタ２５のスイッチの有利なスイッチング方式が、図８にグラフで示されている。相セレクタ２５は、相セレクタ２５は、有利には、立ち上がり（上昇）電圧が端子Ｎにおける瞬時電圧電位よりも低いレベルを有する場合、この立ち上がり電圧を有する相入力Ａ、Ｂ、Ｃを中位中間ノードｚに接続するように動作される。立ち上がり電圧を有する相入力を中位中間ノードｚに接続する時刻ｔ_１は、好ましくは、相電圧ｖ_ａ、ｖ_ｂ、ｖ_ｃが、Ｎにおける瞬時電位を下回る、例えば、Ｎにおける瞬時電位を５Ｖから１０Ｖ下回るしきい値を超えて上昇する瞬時として選択され得る。第２の代替案において、ｔ_１は、例えば、ｔ_２の１μｓから１０μｓ前の所定の時間として選択され、ｔ_２は、立ち上がり相電圧がＮにおける電位の値に達する／交差する時刻である。第２の代替案は、例えば、前のサイクルのデータに基づいて、および／または相入力電圧および出力電圧の測定値に基づいて、時刻ｔ２を予測することによって実施され得る。時刻ｔ_３において、電流は、再びゼロになり、Ｓ_ｚＮに結合された逆並列ダイオードは、非導通状態に切り替わる。Ｓ_ｚＮがアクティブに切り替えられる場合、ｔ_３においてオフにされる。また、ｔ_３から始まり、ｔ_１～ｔ_３の間導通状態にある相セレクタスイッチは、非導通状態に切り替えられ得る。例えば、電流の双方向性を得るために、相セレクタスイッチＳ_ａｚａ、Ｓ_ｂｚｂ、およびＳ_ｃｚｃが、各々が逆並列ダイオードを有する逆直列に配置された２つの半導体スイッチ（ＦＥＴ）によって形成されている場合、２つのＦＥＴスイッチの他方が逆並列ダイオードを介して導通している間に、２つのＦＥＴスイッチの一方のみを動作させることが可能である。そうすることによって、それぞれの逆並列ダイオードは、電流が負になると自動的に非導通状態になる。結果として、ｔ_３におけるＳ_ｚＮの切り替えは、あまり重要ではなくなる。

図９において、入力フィルタ１３が入力段１１の前（後ではなく）に配置されている点、すなわち、入力フィルタ１３が相入力端子Ａ、Ｂ、Ｃと入力段１１との間に接続されている点で変換器１００とは異なる電気変換器３００が示されている。入力段１１は、入力フィルタ１３の対応するインダクタＬ_ａ、Ｌ_ｂ、Ｌ_ｃを介して、相入力端子Ａ、Ｂ、Ｃを中間ノードｘ、ｙ、ｚに接続する。キャパシタＣ_ａ、Ｃ_ｂ、Ｃ_ｃは、相入力端子とインダクタとの間に配置される。前述の例のように、キャパシタは、スター構成において接続され、有利には、スター点が出力フィルタ１５の中点に接続される。代替的には、キャパシタＣ_ａ、Ｃ_ｂ、Ｃ_ｃは、３つの相入力線にわたってデルタ構成において配置され得る。図９の例において、スイッチノードｒ、ｓ、およびｔにおける電圧は、中間ノードｘ、ｙ、ｚにおける電圧と同一であるので、３つの中間ノードｘ、ｙ、ｚにおける電圧信号は、前の例（図１、図５、および図７）と比較して多少異なることに留意すると便利であろう。結果として、高周波電流が入力段１１を通って流れることになるが、前の例（図１、図５、および図７）では、高周波電流は、入力フィルタ１３の下流の出力変換器段においてのみ発生する。

電気変換器１００、３００、および４００のいずれにおいても、電気変換器の双方向の電力の流れを可能にするために、ダイオードがアクティブにスイッチング可能な半導体デバイスに置き換えられ得る。

電気変換器１００～４００のいずれにおいても、ＨＦキャパシタＣ_ｘ、Ｃ_ｙ、Ｃ_ｚ（または図９の場合はＣ_ａ、Ｃ_ｂ、Ｃ_ｃ）は、スター構成において接続される。スター点接続における電圧は、共通ノードｍにおける電圧を制御することによって制御され得る。

再び図１を参照すると、本発明の態様の１つの利点は、突入電流リミッタ、例えば、抵抗器が、スイッチ２３と並列に設けられる必要がないことである。これは、損失を低減し、かさばりを防止し、耐用年数を増加させる。

図１０Ａ～図１０Ｄは、上記で説明した電気変換器１００～４００において使用され得る入力段１１の異なる変形例を示す。

図１０Ｃおよび図１０Ｄを参照すると、変換器段において、スイッチ２３の機能は、ブリッジレッグ１６～１８内のアクティブ（双方向）スイッチによって取り込まれ得ることに留意すると便利であろう。図１０Ｃ中の上位ブリッジレッグ入力段１１内のサイリスタＴｈｙ_ａｘ、Ｔｈｙ_ｂｘ、Ｔｈｙ_ｃｘおよび図１０Ｄの入力段内の代替サイリスタＴｈｙ_ｙａ、Ｔｈｙ_ｙｂ、Ｔｈｙ_ｙｃは、上位中間ノードｘまたは下位中間ノードｙを３つの相端子Ａ、Ｂ、Ｃのすべてから切断したままにし、それによって、スイッチ２３を取得し、図１におけるように追加のハードウェアスイッチ２３の必要性を回避するために、第２の動作モード中、コントローラ４０によって制御され得る。さらなる代替案において、サイリスタＴｈｙ_ａｘ、Ｔｈｙ_ｂｘ、Ｔｈｙ_ｃｘおよび／またはサイリスタＴｈｙ_ｙａ、Ｔｈｙ_ｙｂ、Ｔｈｙ_ｙｃの代わりに、各々が逆並列ダイオードを有する一対の逆直列に接続されたＭＯＳＦＥＴのような（電流）双方向性アクティブスイッチが使用される。

図１１を参照すると、図１の電気変換器１００の変形例が示されている。電気変換器５００は、２つの積層された昇圧回路１９、２０ではなく単一の昇圧回路１９が使用される点において図１の変換器１００とは異なる。ここで、昇圧回路１９は、ノードｒとノードｓとの間に接続されたスイッチＳ_ｘｙを備える。出力フィルタ１５は、中位ノードのない単一のキャパシタＣ_ＰＮを備えることができる。同様に昇圧回路１９が省略される他の変形例が可能である。

図１２を参照すると、電気変換器１００（代替的に電気変換器２００、３００、または４００であり得る）は、３相ＡＣグリッドの中性導体を接続するための接続端子ｎを備えることができる。例えば、電気車両を充電するなどのいくつかの用途において、他の消費者デバイスが相を過負荷にせずに車両のバッテリの充電中にその特定の相から電力を依然として引き出すことができるように、特定の相の負荷を低減することができるために、３相グリッドの各相から引き出される正弦波電流の振幅が独立して制御され得ることがしばしば必要とされる。この場合、接続端子ｎは、有利には、３相グリッドの中性導体に接続され、３つの相電流の合計に実質的に等しい戻り電流がグリッドの中性導体に戻ることを可能にする。有利な一態様において、３つの相電流は、入力の中性導体に接続された共通ノードを設けることによって、完全に独立して制御され得る。

中性接続端子ｎは、有利には、ＡＣキャパシタＣ_ｘ、Ｃ_ｙ、Ｃ_ｚのスター点に、ならびに積層された昇圧ブリッジ１９、２０の共通ノードｍに（および、したがって出力フィルタ１５の中点にも）接続される。これは、完全に対称的な変換器構造をもたらす。この場合、スター点におけるおよび共通ノードにおける電圧は、グリッドの中性導体の電圧に等しい。共通ノードｍと出力フィルタ１５の中点ｑとの間の接続は、存在する場合もあり、しない場合もある。

ブリッジ整流器の上位ノードと上位中間ノードｘとの間のスイッチ２３と、ブリッジ整流器の下位ノードと下位中間ノードｙとの間のスイッチ４３の両方を備える本発明による電気変換器が想定され得ることに留意すると便利であろう。プリチャージ動作中、コントローラは、スイッチ２３を開く（スイッチ４３を閉じる）ことによってＤＣバスをプリチャージすることと、スイッチ４３を開く（スイッチ２３を閉じる）ことによってＤＣバスをプリチャージすることとを交互に行うことを可能にし得る。

図１３を参照すると、コンバータがオフにされたときにスイッチングデバイス２３が導通状態（閉）に保たれることが不可能である場合、３相ブリッジ整流器２４にわたってバッファ回路２６を追加することが便利である場合がある。バッファ回路２６は、場合によっては抵抗器と並列のキャパシタを備え、任意の入力フィルタのインダクタンスおよび電力幹線のインダクタンスにおいて蓄積されたエネルギーを捕捉（および放散）するように作用する。これは、例えば、過電圧または過熱によりエラーモードになる場合、変換器がシャットダウンする必要がある場合の損傷を回避する。バッファ回路は、ブリッジ整流器２４の上位ノードと下位ノードとの間に接続されたツェナーダイオードと直列のキャパシタを備えることができる。通常動作中にキャパシタの無効電力消費を低減するために、ツェナーダイオードと逆直列にダイオードが追加で配置され得る。代替的に、ツェナーダイオードおよびキャパシタの代わりに、サージアレスタが設けられ得る。

図１４を参照すると、バッテリ充電システム７００は、電源ユニット７０４を備える。電源ユニット７０４は、電源ユニット７０４をバッテリ７０３に接続することを可能にする、例えば、スイッチデバイスを備えるインターフェース７０２に結合される。電源ユニット７０４は、ＤＣ－ＤＣ変換器７０１に結合された、上記で説明したような電気変換器１００、２００、４００のいずれか１つを備える。ＤＣ－ＤＣ変換器は、電気変換器１００のＤＣ端子Ｐ、Ｎと、電源７０４のＤＣ端子Ｐ’、Ｎ’との間に結合される。ＤＣ－ＤＣ変換器７０１は、絶縁されたＤＣ－ＤＣ変換器であり得る。ＤＣ－ＤＣ変換器は、特に、電源ユニット７０４とバッテリ７０３と間の有線電力伝送の場合、ガルバニック絶縁をもたらす変圧器を備えることができる。ＤＣ－ＤＣ変換器は、ワイヤレス電力伝送の場合など、空気を介して誘導結合される一対のコイルを備えることができる。場合によっては、インターフェース７０２は、例えば、有線電力伝送において、プラグとソケットとを備えることができる。代替的には、プラグおよびソケットは、入力（例えば、ノードＡ、Ｂ、Ｃ）において設けられ得る。

１１ 入力段、３相ブリッジ整流器、入力変換器段
１２ 変換器段、出力変換器段
１３ 入力フィルタ
１４ 昇降圧ブリッジレッグ、中位昇降圧ブリッジレッグ、電流注入回路
１５ 出力フィルタ
１６ レッグ、ブリッジレッグ、整流器ブリッジ、３相ブリッジ整流器
１７ レッグ、ブリッジレッグ、整流器ブリッジ、３相ブリッジ整流器
１８ レッグ、ブリッジレッグ、整流器ブリッジ、３相ブリッジ整流器
１９ 昇圧ブリッジレッグ、上位昇圧ブリッジレッグ、ＰＷＭ変調上位昇圧ブリッジレッグ、昇圧ブリッジ、昇圧回路、第１の昇圧回路
２０ 昇圧ブリッジレッグ、下位昇圧ブリッジレッグ、ＰＷＭ変調下位昇圧ブリッジレッグ、昇圧ブリッジ、昇圧回路、第２の昇圧回路
２１ ３相ＡＣグリッド、電気ＡＣグリッド
２２ ＤＣ負荷
２３ スイッチ、スイッチングデバイス、第３のスイッチ
２４ ３相ブリッジ整流器、ブリッジ整流器、整流器ブリッジ
２５ 相セレクタ
２６ バッファ回路
４０ 中央制御ユニット、コントローラ、制御ユニット
４１ 入力ポート
４２ 測定値入力ポート
４３ 測定値入力ポート、スイッチ、第３のスイッチ
４４ 測定値入力ポート
４５ 測定値入力ポート
５０ 通信インターフェース
５１ スイッチ信号生成器
５２ スイッチ信号生成器
５３ スイッチ信号生成器
５４ ＰＷＭ生成要素
６０ 外部電圧制御ループ
６１ 比較器
６２ 制御要素
６３ 乗算器
６４ 計算要素
６５ 比較器
６６ 制御要素
６７ 加算要素
７０ 内部電流制御ループ、電流コントローラ、電流制御ループ
７１ 個別電流コントローラ、コントローラ、電流コントローラ
７２ 比較器
７３ 制御要素
７４ 個別電流コントローラ、コントローラ
７７ 個別電流コントローラ、コントローラ
８１ 選択要素、セレクタ要素
９３ 測定値処理ユニット
９４ 測定値処理ユニット
９５ 測定値処理ユニット
９６ 測定値処理ユニット
１００ 変換器、電気変換器、電気的３相ＡＣ－ＤＣ変換器
２００ 電気変換器
２１１ ３相ブリッジ整流器
２１２ 出力変換器段
３００ 電気変換器
４００ 電気変換器、変換器
５００ 電気変換器
７００ バッテリ充電システム
７０１ ＤＣ－ＤＣ変換器
７０２ インターフェース
７０３ バッテリ
７０４ 電源ユニット、電源

Claims (21)

1. ３つの相電圧を有するＡＣ信号をＤＣ信号に変換するための電気変換器（１００、２００、３００、４００、５００）であって、
   ３つの相端子（Ａ、Ｂ、Ｃ）ならびに第１のＤＣ端子（Ｐ）および第２のＤＣ端子（Ｎ）と、
   前記３つの相端子を上位中間ノード（ｘ）および下位中間ノード（ｙ）に接続する３相ブリッジ整流器（２４）と、前記３つの相端子を中位中間ノード（ｚ）に接続する第１のアクティブスイッチ（Ｓ_ａｚａ、Ｓ_ｂｚｂ、Ｓ_ｃｚｃ）を備える相セレクタ（２５）とを備える第１の変換器段（１１）と、
   前記第１および第２のＤＣ端子（Ｐ、Ｎ）にわたって接続された少なくとも１つのキャパシタ（Ｃ_Ｐｍ、Ｃ_ｍＮ）を備える出力フィルタ（１５）と、
   前記第１の変換器段と前記出力フィルタとの間に配置された第２の変換器段（１２）であって、前記第２の変換器段が、スイッチノード（ｔ）と、前記スイッチノード（ｔ）を前記第１および第２のＤＣ端子（Ｐ、Ｎ）のそれぞれ１つに接続する一対の第２のスイッチ（Ｓ_Ｐｚ、Ｓ_ｚＮ）とを備え、前記中位中間ノード（ｚ）が前記スイッチノード（ｔ）に接続された、第２の変換器段（１２）と、
   前記ＡＣ信号を前記ＤＣ信号に変換するための第１の動作モードを実装されたコントローラ（４０）と
   を備え、
   前記コントローラ（４０）が、第２の動作モードを実装され、前記電気変換器が、前記上位中間ノード（ｘ）および／または前記下位中間ノード（ｙ）を前記相端子（Ａ、Ｂ、Ｃ）のすべてから切断するように構成され、前記コントローラが、前記中位中間ノード（ｚ）と前記出力フィルタ（１５）との間に電流が流れることを可能にし、始動中に前記出力端子（Ｐ、Ｎ）にわたる電圧を段階的に増加させることを可能にするために、前記上位中間ノード（ｘ）または前記下位中間ノード（ｙ）が前記相端子（Ａ、Ｂ、Ｃ）のすべてから切断されたままにしながら、前記第１のスイッチ（Ｓ_ａｚａ、Ｓ_ｂｚｂ、Ｓ_ｃｚｃ）の切り替えを制御するように構成された
   ことを特徴とする電気変換器（１００、２００、３００、４００、５００）。
2. 前記第２の動作モードにおいて、前記コントローラが、
   前記第１のＤＣ端子（Ｐ）における電圧よりも高い降下電圧を有する前記３つの相電圧のうちの１つを前記中位中間ノード（ｚ）に印加するように、または
   前記第２のＤＣ端子（Ｎ）における電圧よりも低い立ち上がり電圧を有する前記３つの相電圧のうちの１つを前記中位中間ノード（ｚ）に印加するように
   前記第１のスイッチ（Ｓ_ａｚａ、Ｓ_ｂｚｂ、Ｓ_ｃｚｃ）を制御するように構成された、
   請求項１に記載の電気変換器。
3. 前記３相ブリッジ整流器（１６、１７、１８）と、前記上位中間ノード（ｘ）、前記下位中間ノード（ｙ）、または前記上位中間ノードと前記下位中間ノードの両方との間の電気的接続を遮断するように構成された第３のスイッチ（２３、４３）を備え、前記第３のスイッチが、前記第１の動作モードにおいて閉じられ、前記第３のスイッチが、前記第２の動作モードにおいて開いたままにされる、請求項１または２に記載の電気変換器。
4. 前記第３のスイッチ（２３）が、前記３相ブリッジ整流器（１１、２１１）の上位ノードと前記上位中間ノード（ｘ）との間に接続された、請求項３に記載の電気変換器。
5. 前記第３のスイッチ（４３）が、前記３相ブリッジ整流器（１１、２１１）の下位ノードと前記下位中間ノード（ｙ）との間に接続された、請求項３または４に記載の電気変換器。
6. 前記第３のスイッチ（２３、４３）が、半導体スイッチである、請求項３から５のいずれか一項に記載の電気変換器。
7. 前記第３のスイッチが、リレーである、請求項３から５のいずれか一項に記載の電気変換器。
8. 前記第１の動作モードにおいて、前記コントローラが、前記３つの相電圧のうちの最小の瞬時絶対電圧値を有する前記相端子が前記中位中間ノード（ｚ）に接続される切り替えパターンに従って、前記第１のスイッチ（Ｓ_ａｚａ、Ｓ_ｂｚｂ、Ｓ_ｃｚｃ）の切り替えを制御するように構成された、請求項１から７のいずれか一項に記載の電気変換器。
9. 前記第２の変換器段が、電流注入回路（１４）を備え、前記電流注入回路が、前記第２のスイッチ（Ｓ_Ｐｚ、Ｓ_ｚＮ）を備え、前記第２のスイッチが、アクティブスイッチである、請求項１から８のいずれか一項に記載の電気変換器。
10. 前記第２の変換器段が、第４の中間ノード（ｒ）および第５の中間ノード（ｓ）における第２のＤＣ信号と前記第１および第２のＤＣ端子（Ｐ、Ｎ）における第３のＤＣ信号との間で変換するように構成された昇圧回路（１９、２０）をさらに備え、前記電気変換器が、前記上位中間ノード（ｘ）を前記第４の中間ノード（ｒ）に接続し、前記下位中間ノード（ｙ）を前記第５の中間ノード（ｓ）に接続するリンク（１３）を備える、請求項１から９のいずれか一項に記載の電気変換器。
11. 前記昇圧回路が、前記第１のＤＣ端子（Ｐ）と前記第２のＤＣ端子（Ｎ）との間に積層された第１の昇圧回路（１９）と第２の昇圧回路（２０）とを備え、前記第１および第２の昇圧回路が、共通ノード（ｍ）を備え、前記第１および第２の昇圧回路の各々が、少なくとも１つの第４のスイッチ（Ｓ_ｘｍ、Ｓ_ｍｙ）を備える、請求項１０に記載の電気変換器。
12. 前記出力フィルタ（１５）が、前記第１および第２のＤＣ端子（Ｐ、Ｎ）間に中点ノード（ｑ）を備え、前記共通ノード（ｍ）が、前記中点ノード（ｑ）に接続された、請求項１１に記載の電気変換器。
13. 前記リンクが、入力フィルタ（１３）を備える、請求項１０から１２のいずれか一項に記載の電気変換器。
14. 前記第２の動作モードにあるときに、前記中位中間ノード（ｚ）を流れる電流をフィルタリングするように構成されたインダクタ（Ｌ_Ｚ）を備える、請求項１から１３のいずれか一項に記載の電気変換器。
15. 前記インダクタが、前記中位中間ノード（ｚ）と前記スイッチノード（ｔ）との間に接続された、請求項１４に記載の電気変換器。
16. 前記３相ブリッジ整流器（２４）に並列に接続されたバッファ回路（２６）を備え、前記バッファ回路が、バッファキャパシタを備える、請求項１から１５のいずれか一項に記載の電気変換器。
17. 電源ユニットを備える、特に電気車両のバッテリを充電するためのバッテリ充電システムであって、前記電源ユニットが、請求項１から１６のいずれか一項に記載の電気変換器を備える、バッテリ充電システム。
18. 勾配増幅器を備える磁気共鳴撮像装置であって、前記勾配増幅器が、電源ユニットを備え、前記電源ユニットが、請求項１から１６のいずれか一項に記載の電気変換器を備える、磁気共鳴撮像装置。
19. 電源ユニットを備える電気モータ駆動システムであって、前記電源ユニットが、請求項１から１６のいずれか一項に記載の電気変換器を備える、電気モータ駆動システム。
20. 請求項１から１６のいずれか一項に記載の電気変換器（１００、２００、３００、４００、５００）を提供するステップを含む、３相ＡＣ入力をＤＣ出力に変換する方法であって、前記方法が、前記第３のスイッチ（２３、４３）を開くことによって前記電気変換器をプリチャージするステップと、始動中に前記第１および第２のＤＣ端子（Ｐ、Ｎ）にわたる電圧を段階的に増加させるように、前記第３のスイッチを開いたままにしながら、前記中位中間ノード（ｚ）と前記出力フィルタ（１５）との間に電流の流れを提供するように前記第１のスイッチ（Ｓ_ａｚａ、Ｓ_ｂｚｂ、Ｓ_ｃｚｃ）を制御するステップとを含む、方法。
21. 前記プリチャージするステップが、前記第１のＤＣ端子（Ｐ）における電圧よりも高い下降電圧を有する前記３つの相電圧のうちの１つを前記中位中間ノード（ｚ）に印加するステップか、または前記第２のＤＣ端子（Ｎ）における電圧よりも低い立ち上がり電圧を有する前記３つの相電圧のうちの１つを前記中位中間ノード（ｚ）に印加するステップか、または両方のステップの組合せを含む、請求項２０に記載の方法。

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