CN112567613A

CN112567613A - 电力转换器

Info

Publication number: CN112567613A
Application number: CN201980054013.8A
Authority: CN
Inventors: J·埃弗茨
Original assignee: Protech Technology Co ltd
Current assignee: Puzhuo Technology Innovation Service Co.,Ltd.
Priority date: 2018-08-17
Filing date: 2019-08-14
Publication date: 2021-03-26
Also published as: EP3837759A1; WO2020035527A1; EP3837759C0; NL2021479B1; US20210359595A1; US11916474B2; EP3837759B1

Abstract

一种用于将三相AC输入转换为DC输出的电转换器(10)，该电转换器包括：三相输入端子(a，b，c)和两个输出端子(p，n)；三相桥式整流器(11)，该三相桥式整流器具有连接到该相输入端子的输入和连接到上部中间节点(I)和下部中间节点(II)的输出；升压电路(12)，该升压电路包括串联连接在该输出端子(p，n)两端的至少一个第二半导体开关(III)和至少一个第三半导体开关(IV)、以及升压电感器(L_a，L_b，L_c)；输出滤波器(14)，该输出滤波器包括连接在升压电路与输出端子之间的滤波电容器(C_pm，C_mn，C_pn)；以及控制器(40)，该控制器可操作地连接到第一半导体开关和至少一个第二半导体开关。该升压电感器(L_a，L_b，L_c)连接在该相端子与该三相桥式整流器之间。至少一个第二半导体开关(III)连接在上部中间节点(I)和下部中间节点(II)两端。控制器(40)被配置为经由脉冲宽度调制来控制该至少一个第二半导体开关，从而允许在该上部中间节点与该下部中间节点之间获得具有调制脉冲宽度的脉冲中间电压，并且被配置为根据切换模式来控制该第一半导体开关的切换，在该切换模式中，具有在最高电压与最低电压之间的中间电压的相输入端子交替地连接到该上部中间输出节点(I)和该下部中间输出节点(II)。

Description

电力转换器

技术领域

本发明涉及电力转换领域。特别地，本发明涉及一种电转换器以及一种用于控制电转换器的方法。

背景技术

例如，当电动车辆的电池充电时，来自电网的AC电压被电转换器转换成DC电压，该DC电压然后被提供给正在充电的电池。例如，电转换器可以将三相AC电压转换成DC总线的端子之间的DC电压，车辆的高压(例如，800V)电池可以连接到该DC总线。用于电动汽车的无线充电系统或用于磁共振成像(MRI)扫描仪的梯度放大器通常也需要这种三相AC到DC转换来产生可以从中汲取电力的高压DC总线。

通常，例如当负载从电转换器的DC输出汲取电力时，由电转换器从三相电网的每个相汲取的电流需要是基本上正弦形的，并且与该特定相的正弦电压基本上同相，从而使得功率因数基本上等于一。因此，三相AC到DC转换有利地需要三相功率因数校正(PFC)AC到DC电转换器。另外，这样的PFC转换器通常需要电网电流的低失真，例如较低的总谐波失真(THD)。

在如电动车辆的充电等一些应用中，通常要求可以独立控制从三相电网的每个相汲取的正弦电流的幅度，以便能够降低某个相的负荷，使得在车辆的电池充电期间，其他消费者设备仍能够从该特定相汲取电力而不会使该相过载。在这种情况下，有利的是三相AC到DC转换器具有用于连接三相电网的中性导体的端子，使得基本上等于三相电流之和的返回电流可以流回到电网的中性导体，这要求AC到DC转换器能够向该中性连接端子注入电流。

典型地，当DC总线端子之间的电压高于全波整流的AC电压时，使用升压型电转换器，该升压型电转换器包括具有700V到800V的DC输出的升压型PFC级。

例如，以下文献中示出了用于三相AC到高压DC转换的电转换器：T.Friedli,M.Hartmann,J.W.Kolar,“The Essence of Three-Phase PFC Rectifier Systems-PartII”，电力电子IEEE学报，第29卷，第2期，第543-560页，2014年2月。例如，通常为此目的使用六开关升压型PFC整流器或维也纳式整流器。

发明内容

本发明的目的是提供一种用于三相升压型PFC AC到DC转换的低成本电转换器，该电转换器具有以下优点中的一个或多个：

设计简单，

在其输入处产生的电流失真较低，

能够在其输入处以基本上等于一的功率因数汲取独立控制的、基本上正弦形的电流，以及

具有用于连接三相AC电网的中性导体的端子，在这种情况下可以将基本上等于三相电流之和的返回电流注入到该中性导体。

因此，根据本发明的第一方面，提供了一种用于将三相AC输入转换为DC输出的电转换器，如所附权利要求所阐述的。根据本发明的方面的电转换器包括：(i)三个相输入端子和两个输出端子，(ii)三相桥式整流器，该三相桥式整流器具有连接到该相输入端子的输入和连接到上部中间节点和下部中间节点的输出，该三相整流器包括第一半导体开关，(iii)升压电路，该升压电路包括升压电感器、至少一个能有源切换(activelyswitchable)的第二半导体开关以及至少一个第三半导体开关，其中，该至少一个第二半导体开关和该至少一个第三半导体开关串联连接在该输出端子两端，(iv)输出滤波器，该输出滤波器包括连接在该升压电路与该输出端子之间的滤波电容器，以及(v)控制器，该控制器可操作地连接到该至少一个第二半导体开关。升压电感器连接在相端子与三相桥式整流器之间。该至少一个第二半导体开关连接在上部中间节点和下部中间节点两端。控制器被配置为经由脉冲宽度调制来控制该至少一个第二半导体开关，从而允许在上部中间节点与下部中间节点之间获得具有调制脉冲宽度的脉冲中间电压。第一半导体开关是能有源切换的，并且控制器可操作地连接到第一半导体开关。有利地，控制器被配置为根据开关模式来控制第一半导体开关的切换，在该切换模式中，具有在最高电压与最低电压之间的中间电压的相输入端子交替地连接到上部中间输出节点和下部中间输出节点。可替代地或另外地，有利地，控制器被配置为根据切换模式来控制该第一半导体开关的切换，在该开关模式中，具有最高电压的相输入端子有利地连续地连接到上部中间输出节点，并且具有最低电压的相输入端子有利地连续地连接到下部中间输出节点。

根据本发明的方面的电转换器的特征在于升压电路，该升压电路与三相桥式整流器完全集成，从而允许在整流器输出处获得脉冲电压。通过脉冲宽度调制控制信号来控制升压电路的能有源切换的半导体开关以获得脉冲电压。该脉冲电压(有利地是在0V与较高电压之间切换的方波)的脉冲宽度调制(PWM)使得可以控制整流器的三个输入端子处的三个电流中的两个电流，即，具有三相输入电压中的最高电压电平和最低电压电平的相输入处的电流。为此，连接到这些相的整流器的相应桥臂有利地处于选择状态。有利地，通过对整流器的其余桥臂进行PWM调制来控制具有在三相输入电压的最高电压电平与最低电压电平之间的中间电压电平的剩余相输入处的电流。因此，该桥臂处于有源开关状态而不是处于选择状态。为此，升压电路被设置为分布式系统，在该系统中，在整流器与升压电路之间没有电容性能量储存元件，并且磁能量储存元件有利地定位在远离整流器输出处，以便充分利用脉冲电压进行电流控制。特别地，升压电感器位于输入端子与整流桥之间，并且为此，该升压电感器在升压电路与整流器之间共享。

在一个方面，提供了电流控制回路，该电流控制回路生成适当的脉冲宽度调制控制信号来控制桥式整流器和升压电路的半导体开关，以便控制每个升压电感器或相输入中的电流。有利地，对控制桥式整流器和升压电路的半导体开关的脉冲宽度调制控制信号进行交织，以便减少输入电流失真。

因此，与现有技术的电转换器相比，根据本发明的方面的电转换器设计允许以输入电流失真较低且硬件更少(尤其是能量储存元件更少)的简单方式来控制转换器中的电流。此外，由于整流器的三个桥臂中仅有一个桥臂处于有源开关状态，降低了切换损耗，从而提高了系统效率。

在有利的方面，可以通过提供连接到输入的中性导体的公共节点来完全独立地控制三个相电流。升压电路有利地被划分为两个堆叠的升压电路。结果，在整流器输出节点之间有利地获得了PWM调制的三电平方波电压。有利地，对控制堆叠的升压电路的半导体开关的脉冲宽度调制控制信号进行交织，以便减少输入电流失真。

根据有利方面，电转换器能够操作用于将由AC电网在三个相输入处提供的三相AC输入电压转换为在电转换器的两个输出端子处的DC输出电压。可以将该DC输出电压提供给负载以向负载供电。电转换器可以包括以下一项或多项：输入滤波器、输入功率级、输出功率级、输出滤波器和控制器。电转换器可以包括用于连接三相AC电网的中性导体的连接端子N。

输入滤波器有利地包括连接到相输入的与电网进行接口连接的升压电感器，并且有利地包括将相输入(如以星形连接的形式)互连的AC滤波电容器。星形连接的星形中性点可以连接到连接端子N。

该输入功率级呈三相有源整流器的形式，该三相有源整流器由三个桥臂构成，该桥臂的中点经由升压电感器分别连接到该三相输入中的每个相输入。每个桥臂有利地是包括两个可控半导体开关的两电平半桥。控制器有利地被配置为以如下方式控制半导体开关：将具有最高电压的相输入经由升压电感器中的对应一个升压电感器连接到上部中间电压节点，将具有最低电压的相输入经由升压电感器中的对应一个升压电感器连接到下部中间电压节点，以及如经由脉冲宽度调制来将具有在最高电压与最低电压之间的中间电压的相输入经由升压电感器中的对应一个升压电感器交替地连接到上部中间电压节点和下部中间电压节点。交替地连接到具有在最高电压与最低电压之间的中间电压的相输入有利地通过对连接到具有在最高电压与最低电压之间的中间电压的相输入的桥臂的可控半导体开关进行PWM调制来实现。

输出滤波器有利地包括滤波电容器。有利地，输出滤波器可以包括串联连接在电转换器的输出端子之间的上部输出滤波电容器和下部输出滤波电容器。

输出功率级包括升压电路，诸如升压转换器。升压电路可以与输出滤波电容器并联连接。有利地，升压电路包括经由公共节点彼此连接的上部升压桥和下部升压桥。上部升压桥可以与上部输出滤波电容器并联连接，并且下部升压桥可以与下部输出滤波电容器并联连接。公共节点有利地连接到连接端子N。上部升压桥的中点可以连接到上部中间电压节点，并且下部升压桥的中点可以连接到下部中间电压节点。升压电路以及上部升压桥和下部升压桥中的任何一个有利地包括至少一个第二可控半导体开关，控制器使用PWM调制来控制该第二可控半导体开关。举例来说，第二半导体开关的PWM调制可以允许间歇地将上部中间电压节点和下部中间电压节点连接到彼此。在另一个示例中，第二半导体开关的PWM调制可以允许将该上部中间电压节点交替地连接到输出端子和公共节点，并且将该下部中间电压节点交替地连接到电转换器的输出端子和公共节点。

有利地，使用PWM调制来操作三相有源整流器的被施加了具有最高电压与最低电压之间的中间电压的相输入的桥臂，以便控制从具有中间电压的相输入汲取的电流。有利地，使用PWM调制来操作上部升压臂，以便控制从具有最高电压的相输入中汲取的电流。有利地，使用PWM调制来操作下部升压臂，以便控制从具有最低电压的相输入中汲取的电流。

有利地，电转换器包括用于测量耦接到控制器的三相AC输入电压、电感器电流和DC输出电压的装置。有利地，控制器被配置为基于这些测量结果并且可能地基于所提供的设定值来生成用于电转换器的(例如，整流器和/或升压电路的)半导体开关的(PWM)控制信号。

根据本发明的第二方面，提供了一种包括如第一方面所述的电转换器的无线充电系统或磁共振成像装置。

根据第三方面，提供了一种如所附权利要求所阐述的将三相AC输入转换为DC输出的方法。该方法有利地在如上所阐述的电转换器中实施。一种在电升压转换器中将三相AC输入转换为DC输出的方法包括：对三相AC输入进行整流以获得跨上部中间节点和下部中间节点两端的经整流的中间信号的步骤，以及对经整流的中间电压进行升压以获得跨包括滤波电容器的输出滤波器两端的DC输出的步骤。该升压步骤包括：通过脉冲宽度调制来对经整流的中间电压信号进行受控切换以获得脉冲电压信号，将该脉冲电压信号施加到输出滤波器两端。有利地，在进行整流之前，升压能量被储存在连接到三相AC输入的升压电感器中。有利地，在该整流步骤中，将在三相AC输入中的具有最高电压与最低电压之间的中间电压的三相AC输入的相交替地施加到上部中间输出节点和下部中间输出节点。该整流步骤可以包括测量三相输入。有利地，该整流步骤包括确定具有最高电压的第一相、具有最低电压的第二相和具有在该最高电压与该最低电压之间的中间电压的第三相。有利地，将第一相连续地施加到上部中间输出节点。有利地，将第二相连续地施加到下部中间输出节点。

本发明的一方面涉及一种电转换器，该电转换器例如可以用于将来自电网的三相AC电压转换为高DC输出电压(例如，800V)，该电网可以是低压(例如，50Hz频率下的380Vrms到400Vrms)电网。

附图说明

现在将参照附图更详细地描述本发明的各方面，其中，相同的附图标记表示相同的特征，并且在附图中：

图1示意性地示出了根据本发明的实施例的具有中性连接端子的单向电转换器。

图2A至图2D分别示出了在AC市电电压的360°周期期间的相应电压(图2A)、电流(图2B)、整流器开关的开关状态(图2C)和升压电路开关的开关状态(图2D)的图，并且共同图示了根据本发明的实施例的电转换器的整体操作原理。

图3示出了根据本发明的实施例的中央控制单元和控制方法的有利实施方式的框图。

图4A、图4B、图4C示出了在电转换器的桥臂的五个连续开关周期内的电压、电流和开关状态的图，并且图示了根据本发明的实施例的电转换器的桥臂的PWM调制。

图5A、图5B分别示出了在AC市电电压的360°周期以及在电转换器的桥臂的五个连续开关周期内的电转换器的电压和电流的图，并且图示了根据本发明的实施例的电转换器的上部中间电压节点

和下部中间电压节点

的电压电势的‘切换’性质。

图6示出了在AC市电电压的360°周期期间的电压、电流和开关状态，并且图示了根据本发明的实施例的电转换器的整体操作原理。

图7示意性地示出了根据本发明的实施例的具有中性连接端子的双向的电转换器。

图8示意性地示出了根据本发明的实施例的不具有中性连接端子但具有包括单个桥臂的输出功率级的单向电转换器。

图9示意性地示出了根据本发明的实施例的不具有中性连接端子但具有包括单个桥臂的输出功率级的双向电转换器。

图10A、图10B示出了根据本发明的实施例的电转换器的整流器功率级的不同变体，该电转换器包括作为三电平半桥的桥臂。

具体实施方式

图1示出了被称为比利时整流器(Belgian rectifier)的电转换器10，该电转换器包括两个功率级11、12——采用三相有源整流器级11和输出功率级12的形式。电转换器10进一步包括输入滤波器13和输出滤波器14。

电转换器10是AC到DC转换器，该转换器具有连接到三相AC电网20的三相电压的三个相输入a、b、c，例如，可以连接到DC负载21(诸如，电动汽车的高压(例如，800V)电池)的两个DC输出p、n，以及用于连接AC电网20的中性导体的端子N。

这两个功率级11、12可以被看作是一个‘集成’转换级，因为在这两个功率级之间不存在高频滤波电容器，并且因为这两级使用公共的能量储存电感器(升压电感器)。特别地，输入滤波器13的相电感器L_a、L_b、L_c用作升压电感器，并且在这两个功率级11、12之间共享。

整流器级11具有经由输入滤波器13的相电感器L_a、L_b、L_c连接到三相输入a、b、c的三相输入

以及两个输出

和

这些输出可以看作是上部中间电压节点

和下部中间电压节点

其示出了由输出功率级12的切换引起的‘切换’电压电势。

整流器级11由三个桥臂15、16、17构成，每个桥臂包括以半桥配置的形式连接的两个能有源切换的半导体器件(

和

用于臂15，

和

用于臂16，

和

用于臂17)。每个可开关半导体器件具有反向并联二极管。在该示例中，将金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)用于能有源切换的半导体器件，每个能有源切换的半导体器件都包含可以代替外部的反向并联二极管的内部的反向并联主体二极管。

输出功率级由两个堆叠的升压桥18、19构成。每个升压桥包括以半桥配置连接的升压开关(

用于上部升压桥18并且

用于下部升压桥19)和升压二极管(

用于上部升压桥18和

用于下部升压桥19)。上部升压桥18的中间节点连接到中间电压节点

并且下部升压桥19的中间节点连接到中间电压节点

两个升压级18、19的公共节点m连接到输出滤波器14的中点，该输出滤波器包括串联连接在上部输出节点p与下部输出节点n之间的两个输出滤波电容器C_pm、C_mn。

上部升压桥18连接在上部输出节点p与中间输出节点m之间(即，与上部输出滤波电容器C_pm并联)，并且其布置方式可以为通过控制开关

将中间电压节点

交替地连接到中间输出节点m和上部输出节点p，其中，当开关

断开(不导通)时，电流可以经由二极管

从中间电压节点

流到上部输出节点p，并且当开关

闭合(导通)时，电流可以经由开关

从中间电压节点

流到中间输出节点m(或反之亦然)。

下部升压桥19连接在中间输出节点m与下部输出节点n之间(即，与下部输出滤波电容器C_mn并联)，并且其布置方式可以为通过控制开关

将中间电压节点

交替地连接到中间输出节点m和下部输出节点n，其中，当开关

断开(不导通)时，电流可以经由二极管

从下部输出节点n流到中间电压节点

并且当开关

闭合(导通)时，电流可以经由开关

从中间电压节点m流到中间电压节点

(或反之亦然)。

升压桥18、19的升压开关

是能有源切换的半导体器件。在图1的示例中，使用MOSFET。

作为输入滤波器13的一部分的三个AC电容器C_a、C_b、C_c以星形连接的形式与相输入a、b、c互连。通常，有利的是三个电容器C_a、C_b、C_c具有基本上相等的值，以便对称地加载AC电网。

三相AC电网的中性导体连接到转换器10的中性连接端子N。该中性连接端子N进一步连接到AC电容器C_a、C_b、C_c的星形中性点，并且连接到堆叠的升压桥18、19的公共节点m(并且因此还连接到输出滤波器14的中点)。这产生了完全对称的转换器结构。

整流器级11的与具有三相AC输入电压中的最高电压的相输入a、b或c连接的桥臂的切换方式为：对应的相输入a、b或c经由对应的相电感器(L_a、L_b或L_c)连接到上部中间电压节点

为实现这一点，桥臂将对应的相输入

或

与节点

连接。结果，具有最高电压的相的AC电容器(C_a、C_b或C_c)、具有最高电压的相的相电感器(L_a、L_b或L_c)、上部升压桥18以及上部输出电容器C_pm形成传统的DC/DC升压转换器(上部升压转换器)。该上部升压转换器的输入电压是具有最高电压电平的相输入a、b或c的电压v_a、v_b或v_c，并且该上部升压转换器的输出电压是跨上部输出电容器C_pm两端的电压V_pm，该输出电压具有基本上等于总DC总线电压的一半的电压值(V_pm≈V_DC/2)。可能通过以某一开关频率f_s(可能可变的)对开关

进行PWM调制来操作所形成的上部升压转换器，以便控制在具有最高电压的相的相电感器(L_a、L_b或L_c)中的电流。

整流器级11的与具有三相AC输入电压中的最低电压的相输入a、b或c连接的桥臂的切换方式为：对应的相输入a、b或c经由对应的相电感器(L_a、L_b或L_c)连接到下部中间电压节点

为实现这一点，桥臂将对应的相输入

或

与节点

连接。结果，具有最低电压的相的AC电容器(C_a、C_b或C_c)、具有最低电压的相的相电感器(L_a、L_b或L_c)、下部升压桥19以及下部输出电容器C_mn形成传统的‘反相’(负输入电压和负输出电压)DC/DC升压转换器(下部升压转换器)。该下部升压转换器的输入电压是具有最低电压电平的相输入a、b或c的电压v_a、v_b或v_c，并且该下部升压转换器的输出电压是跨下部输出电容器C_mn两端的电压V_nm，该输出电压具有基本上等于总DC总线电压的负一半的电压值(V_nm≈V_DC/2)。可以通过以某一开关频率f_s(可能可变的)对开关

进行PWM调制来操作所形成的下部升压转换器，以便控制在具有最低电压的相的相电感器(L_a、L_b或L_c)中的电流。

整流器级11的与具有三相AC输入电压中的最高电压与最低电压之间的电压的相输入a、b或c连接的桥臂的切换方式为：对应的相输入a、b或c经由对应的相电感器(L_a、L_b或L_c)交替地连接到上部中间电压节点

和下部中间电压节点

为实现这一点，桥臂将对应的相输入

或

交替地与节点

和

连接。整流器级11的与具有在三相AC输入电压的最高电压与最低电压之间的电压的相输入a、b或c连接的桥臂的切换方式可以与单相半桥电压源转换器(VSC)类似，并且通过以一定的可能变化的开关频率f_s对该桥臂的开关进行PWM调制来操作该桥臂，以便控制具有在三相AC输入电压的最高电压与最低电压之间的电压的相的相电感器(L_a、L_b或L_c)中的电流。

综上所述，可以说整流器级11的三个桥臂中的两个桥臂处于‘选择状态’，从而选择哪个AC电容器(C_a、C_b或C_c)和哪个相电感器(L_a、L_b或L_c)是包含上部升压桥18和上部输出电容器C_pm、并且用于控制具有三相AC输入电压中的最高电压的相输入a、b或c的相电感器(L_a、L_b或L_c)中的电流的上部升压转换器的一部分，并且选择哪个AC电容器(C_a、C_b或C_c)和哪个相电感器(L_a、L_b或L_c)是包含下部升压桥19和下部输出电容器C_mn、并且用于控制具有三相AC输入电压中的最低电压的相输入a、b或c的相电感器(L_a、L_b或L_c)中的电流的下部升压转换器的一部分。整流器级11的剩余桥臂处于‘有源开关状态’，并且可以以与单相半桥电压源转换器(VSC)类似的方式操作。该剩余桥臂形成剩余开关电路，该剩余开关电路包含具有三相AC输入电压中最高电压与最低电压之间的电压的相输入a、b或c的剩余相电感器(L_a、L_b或L_c)和剩余相电容器(C_a、C_b或C_c)。该剩余开关电路还包含两个输出电容器C_pm、C_mn的串联连接，并且用于控制具有三相AC输入电压中最高电压与最低电压之间的电压的相的相电感器(L_a、L_b或L_c)中的电流。

例如，如图2A所示，在具有基本上平衡的相电压的三相AC电网中，根据相输入(a、b、c)的电压值，对所形成的上部升压转换器、所形成的下部升压转换器以及所形成的剩余开关电路进行的整流器级11的桥臂的状态(‘选择状态’和‘有源开关状态’)的分配以及AC电容器C_a、C_b、C_c和相电感器L_a、L_b、L_c的分配在三相AC输入电压的每60°扇区变化一次。这产生了6种独特的分配。这些分配的顺序会在AC市电电压的每个周期(360°)内重复一次。

表1总结了整流器级11的桥臂在图2A中示出的AC市电电压的周期(360°)的每60°扇区期间的状态(‘选择状态’和‘有源开关状态’)。应注意，处于‘有源开关状态’的桥臂的开关被PMW调制，如也在表1中指示的(切换‘被PWM调制’→S＝PWM)。在特定扇区期间处于‘选择状态’的桥臂的开关‘闭合’或‘断开’，如也在表1中指示的(切换‘闭合’→S＝1，切换‘断开’：→S＝0)。在图2C中可视化了整流器级11的开关在AC市电电压的周期(360°)的每60°扇区期间的状态，其中，仅示出了整流器级11的上部开关

的状态，而下部开关

的状态是与上部开关的状态互补。应注意，在图2C中，黑色条指示对应开关被PWM调制。图2D示出了上部升压桥18的开关

的状态以及下部升压桥19的开关

的状态，从黑色条可以看出这两个开关均被PWM调制。图2B中示出了相电感器L_a、L_b、L_c中的电流i_a、i_b、i_c和返回电流i_N的示例。在该示例中，相电感器电流i_a、i_b、i_c的幅度相等，并且因此，平均返回电流i_N为零。

与表1相对应，针对图2A所示的AC市电电压的周期(360°)中的每60°扇区，表2至表4尤其总结了分别对所形成的上部升压转换器(包含上部升压桥18)、所形成的下部升压转换器(包含下部升压桥19)以及所形成的剩余开关电路(包含整流器的处于‘有源开关状态’的桥臂)进行的相电容器(C_a、C_b或C_c)和相电感器(L_a、L_b或L_c)的分配。

表1：整流器级11的桥臂的状态及其开关。

表2：在AC市电电压的周期(360°)的每60°扇区中对所形成的上部升压转换器进行的电路元件的分配

表3：在AC市电电压的周期(360°)的每60°扇区中对所形成的上部升压转换器进行的电路元件的分配。

表4：在AC市电电压的周期(360°)的每60°扇区中对所形成的‘剩余开关电路’进行的电路元件的分配。

如图1所示，中央控制单元40可以用于控制电转换器10的所有可控半导体开关，经由通信接口50向每个开关发送控制信号。此外，控制单元具有：用于接收以下各项的测量结果的测量输入端口(43、44、45、46)：

·43：AC电网相电压v_a、v_b、v_c；

·44：AC电感器电流i_a、i_b、i_c；

·45：DC总线电压V_DC；

·46：DC总线中点电压V_mn＝-V_nm；

以及用于接收设定值(其可以是所请求的DC输出电压

)的输入端口41和用于接收用于相不平衡的电流控制的设定值的输入端口42。例如，用于相不平衡的电流控制的设定值可以是百分比值，其针对每个相限定了所请求的对相电流的最大幅度的减小，以便例如对特定相进行卸荷(unload)。

图3示出了在图1中以示意性地方式示出的中央控制单元40的有利实施方式的框图。电转换器10在图3中表示为‘单线’等效电路，其中，元件的标注与图1中给出的标注相对应。信号线上的三个斜线指示三相信号的捆绑，并且可以表示到向量表示的转变。

控制单元40的目标是将输出电压V_DC控制为经由输入端口41从外部单元接收到的所请求的设定值

以及，例如通过将跨下部输出电容器C_mn两端的电压控制为基本上等于DC总线电压的一半，来平衡跨两个输出电容器C_pm和C_mn两端的电压。另外，从相输入(a、b、c)汲取的电流需要被整形为基本上正弦形的，并且被控制为与对应的相电压基本上同相。应注意，从相输入(a、b、c)汲取的电流等于相电感器L_a、L_b、L_c中的经滤波(低通)的电流i_a、i_b、i_c，因为相电感器电流i_a、i_b、i_c的高频纹波被AC电容器(C_a、C_b或C_c)滤除。因此，对从相输入(a、b、c)汲取的电流的控制可以通过控制例如经低通滤波的相电感器电流i_a、i_b、i_c来完成。

对输出电压V_DC的控制使用包括外部电压控制回路60和内部电流控制回路70的级联控制结构来完成。输出电压的设定值经由输入端口41输入到比较器61，并且与从测量处理单元95(其例如包括低通滤波器)获得的测量输出电压进行比较。比较器61的输出是输出电压的误差控制信号，该误差控制信号被进一步输入到控制元件62(其例如包括比例积分控制块)，该控制元件输出相电感器电流的幅度的瞬时设定值。这些幅度被输入到乘法器63，并且与经由输入端口42接收到的用于相不平衡的电流控制的设定值相乘，以便在需要时对特定相进行卸荷。乘法器63的输出是相电感器电流的幅度的经更新的瞬时设定值，该经更新的瞬时设定值被输入到乘法器64，并且与从计算元件65获得的信号相乘，该计算元件输出相电压的归一化瞬时值。计算元件65的输入是从测量处理单元93(其例如包括低通滤波器)获得的测得的相电压。乘法器64的输出是(例如经低通滤波的)瞬时相电感器电流i_a、i_b、i_c的设定值

并且被整形为基本上正弦形的，并且被定位成与对应的相电压基本上同相。设定值

在经过加法元件68和选择元件81之后被输入到电流控制器70，该加法元件和选择元件的功能在下文中进一步详述。

电流控制器70被划分为三个独立的电流控制器71、74、77，其中：

·独立的电流控制器71用于控制具有三相AC电压的最高电压的相输入a、b、c的相电感器中的电流。该控制通过对包含上部升压桥18的上部升压转换器的开关

进行PWM调制来完成，如上文所解释的；

·独立的电流控制器74用于控制具有三相AC电压的最低电压的相输入a、b、c的相电感器中的电流。该控制通过对包含下部升压桥19的下部升压转换器的开关

进行PWM调制来完成，如上文所解释的；

·独立的电流控制器77用于控制具有在三相AC电压的最高电压与最低电压之间的电压的相输入a、b、c的相电感器中的电流。该控制通过对剩余开关电路(其包含整流器的处于‘有源开关状态’的桥臂)的桥臂的开关进行PWM调制来完成，如上文所解释的。

选择器元件81用于根据相输入(a、b、c)的电压值来将瞬时相电感器电流的设定值

发送到正确的独立的电流控制器(71、74、77)，其中：

·将具有三相AC电压中的最高电压的相输入a、b、c的相电流的设定值发送到独立的电流控制器71；

·将具有三相AC电压中的最低电压的相输入a、b、c的相电流的设定值发送到独立的电流控制器74；

·将电压在三相AC电压中的最高电压与最低电压之间的相输入a、b、c的相电流的设定值发送到独立的电流控制器77。

在每个独立的电流控制器中，接收到的瞬时相电感器电流的设定值被输入到比较器(例如，独立的电流控制器71的比较器72)，并且与从测量处理单元94(其例如包括低通滤波器)获得、并由选择器元件82发送到正确的独立电流控制器的比较器的测得的相电感器电流进行比较，该选择器元件以与选择器元件81类似的方式操作。比较器的输出是电流的误差控制信号，该误差控制信号被进一步输入到控制元件(例如单独的电流控制器71的控制元件73)，该控制元件的输出被输入到PWM生成元件(例如，单独的电流控制器71的PWM生成元件53)。单独的电流控制器的PWM生成元件生成用于PWM控制的桥臂(即，上部升压转换器的上部升压桥18、下部升压转换器的下部升压桥19、以及整流器11的处于有源开关状态的桥臂(‘剩余桥臂’))的可控半导体开关的经PWM调制的控制信号。这些经PWM调制的控制信号经由通信接口50被发送到适当的桥，其中：

·上部升压转换器的上部升压桥18的开关的经PWM调制的控制信号直接从单独的电流控制器71的PWM生成元件发送；

·下部升压转换器的下部升压桥19的开关的经PWM调制的控制信号直接从单独的电流控制器74的PWM生成元件发送；

·用于整流器11的处于有源开关状态的桥臂(‘剩余桥臂’)的开关的经PWM调制的控制信号通过选择器元件83进行发送，该选择器元件以与选择器元件81、82类似的方式根据相输入(a、b、c)的电压值来确定整流器11的哪个桥臂处于有源开关状态。

用于整流器级11的处于‘选择状态’的桥臂的开关的控制信号为‘闭合’或‘断开’。这些控制信号由切换信号生成器51、52生成。这两个切换信号生成器的输出是互补的，例如，切换信号生成器51生成使得桥臂的顶部开关处于闭合状态而桥臂的底部开关处于断开状态的控制信号，而切换信号生成器52生成使得桥臂的底部开关处于闭合状态而桥臂的顶部开关处于断开状态的控制信号。选择器元件83以与选择器元件81、82类似的方式，根据相输入(a、b、c)的电压值来确定将切换信号生成器51、52输出的控制信号发送到整流器11的哪些桥臂。

DC总线中点平衡通过向由乘法器64输出的(例如经低通滤波的)瞬时相电感器电流i_a、i_b、i_c的设定值

加上偏移值来完成。通过以下方式来获得偏移值：使用比较器66将从测量处理单元96(其例如包括低通滤波器)获得的测得的DC总线中点电压与设定值(例如，V_DC/2)进行比较，并且将比较器66输出的误差信号馈送到控制元件67中。

图2B中示出的相电感器电流i_a、i_b、i_c通过使用这样的控制单元40和在上文中详述的控制方法控制电转换器10来获得。图2B还示出了(例如经低通滤波)的瞬时相电感器电流i_a、i_b、i_c的设定值

该设定值作为到图3所示的选择器元件81的输入。

图4A至图4C示出了在大约ωt＝40°的时间间隔内电转换器10的桥臂的五个连续开关周期(即，每个开关周期都具有等于1/f_s的开关周期T_S，其中f_s是开关频率)，该时间间隔处于三相AC输入电压的0≤ωt＜60°的扇区内(见图2)。在该扇区内，整流级11的桥臂处于以下开关状态：

·桥臂15：有源开关状态；

·桥臂16：选择状态；

将相输入b与节点

连接；

·桥臂17：选择状态；

将相输入c与节点

连接。

相应地：

·上部升压转换器由上部升压桥18、AC电容器C_c、相电感器L_c以及上部输出电容器C_pm形成。

·下部升压转换器由下部升压桥19、AC电容器C_b、相电感器L_b以及下部输出电容器C_mn形成。

·剩余开关电路(类似于单相半桥电压源转换器(VSC))由整流器级11的PWM调制的桥臂15、AC电容器C_a、相电感器L_a和两个输出电容器C_pm、C_mn形成。

图4A至图4C的图在毫秒时间轴上示出了电压、电流和开关信号。图4A对应于所形成的上部升压转换器的操作，示出了PWM调制的上部升压桥18的对应的电感器电流i_c(以及该电流的设定值

)、电感器电压v_Lc以及其开关的控制信号

图4B对应于所形成的下部升压转换器的操作，示出了PWM调制的下部升压桥19的对应的电感器电流i_b(以及该电流的设定值

)、电感器电压v_Lb以及其开关的控制信号

图4C对应于所形成的剩余开关电路的操作，示出了PWM调制的桥臂15的对应的电感器电流i_a(以及该电流的设定值

)、电感器电压v_La以及PWM调制的桥臂15的上部开关的控制信号

应注意，PWM调制的桥臂15的下部开关的控制信号

与控制信号

互补。图4C还示出了整流器级11的处于选择状态的桥臂16、17的上部开关的控制信号

并且，这里，下部开关的控制信号

与上部开关的控制信号

互补。

电转换器10的特性是上部中间电压节点

和下部中间电压节点

示出了由输出功率级12的切换引起的‘切换’电压电势。因此，在这两个节点之间的电压

也是切换电压、尤其是三电平电压，如可以从图5A、图5B中可见的，其中，图5A示出了AC市电电压的周期(360°)，图5B示出了大约ωt＝45°的时间间隔内的五个连续的开关周期。电压

的平均值

也在图5A、图5B中示出，并且其等于经全波整流的AC电压。

为了使电转换器的AC输入电流的总谐波失真(THD)最小化，有利地使电感器电流i_a、i_b、i_c的高频纹波最小化。特别地，可以通过对上部升压臂、下部升压臂以及连接到具有最高电压与最低电压之间的电压的相输入(a、b、c)的桥臂的可控半导体开关的PWM开关信号进行适当地移相或交织，使从具有最高电压与最低电压之间的电压的相输入(a、b、c)汲取的电流的高频纹波最小化。应注意，图4A、图4B、图4C中分别示出的PWM开关信号

以示例性的方式交织。

电转换器10的优点在于，相比于传统的六开关升压型PFC整流器，其电感器电流i_a、i_b、i_c的纹波更小，这意味着针对相同的纹波电流，其可以使用较小的相电感器。原因如下：电感器电压的电压积分较低(即，超过开关周期的一半)；以及可以将上部升压臂18、下部升压臂19以及整流器11的连接到具有在最高电压与最低电压之间的电压的相输入(a、b、c)的桥臂的可控半导体开关的PWM控制信号交织，来减小从具有在最高电压与最低电压之间的电压的相输入(a、b、c)汲取的电流的高频纹波。

图6示出了类似于图2的另一示例，其中相电感器电流i_a、i_b、i_c的幅度不等，从而导致非零的平均返回电流i_N被注入到三相AC电网20的中性导体中。这说明了电转换器10和控制单元40独立控制从三相AC电网20的相输入a、b、c汲取的电流的幅度的能力。

由于输出功率级12包含二极管，图1中示出的电转换器是单向的，从而仅允许从AC电网20汲取电力并将该电力在其输出处提供给负载21。另一方面，图7示出了电转换器10为双向的，由于已经将图1所示的转换器的输出功率级12的二极管补充为连接在相应的上部中间节点

或下部中间节点

与相应的输出端子p、n之间的可控半导体开关

在图8中，示出了没有中性连接端子N的电转换器10，其中，输出功率级12的堆叠的升压桥18、19被单个升压桥22代替。升压桥22包括连接在上部中间节点

与下部中间节点

之间的可控半导体开关

该转换器不为等于三相电流之和的回流电流提供流回到电网的中性导体的路径，并且在不存在电网的中性导体情况下和/或在不需要完全独立地控制从三相AC电网汲取的三相电流的幅度的情况下(例如，在汲取幅度基本上相等的电流就足够时)可能是有利的。

图8中所示的电转换器是单向的。二极管

会阻止双向电力流。另一方面，图9示出了双向的电转换器，因为已经将图8中示出的转换器的输出功率级22的二极管

补充为可控半导体开关

应注意，在图8中，电转换器10的AC电容器C_a、C_b、C_c以星形配置连接，而在图9中，AC电容器C_a、C_b、C_c以三角形连接。然而，在图8中也可以进行三角形连接，或者在图9中也以进行星形连接。

图10A、图10B示出了三相有源整流器11的不同变体，该变体可以在图1或图7中使用。在图10A和图10B中，桥臂是三电平半桥而不是图1和图7中的两电平半桥。在图10A的三相有源整流器11中，半桥是基于NPC的(NPC代表‘中性点钳位’)，而图10B的三相有源整流器11中，半桥是基于T型的。应注意，在图10A、图10B两者中，三电平桥臂都包括到电转换器10的中间输出节点m的连接。

图10A、图10B中的整流器级的与具有在三相AC输入电压的最高电压与最低电压之间的电压的相输入a、b或c连接的桥臂的切换方式可以为：对应的相输入a、b或c经由对应的相电感器交替地连接到上部中间电压节点

下部中间电压节点

以及中间输出节点m，其中，将附加电压电势施加到相电感器，这可以允许进一步减小电感器电流的高频纹波。

Claims

1.一种用于将三相AC输入转换为DC输出的电转换器(10)，所述电转换器包括：

三个相输入端子(a，b，c)和两个输出端子(p，n)；

三相桥式整流器(11)，所述三相桥式整流器具有连接到所述相输入端子的输入以及连接到上部中间节点

和下部中间节点

的输出，所述三相整流器包括第一半导体开关

升压电路(12)，所述升压电路包括升压电感器(L_a，L_b，L_c)、能有源切换的至少一个第二半导体开关

以及至少一个第三半导体开关

其中，所述至少一个第二半导体开关和所述至少一个第三半导体开关串联连接在所述输出端子(p，n)两端；

输出滤波器(14)，所述输出滤波器包括连接在所述升压电路与所述输出端子之间的滤波电容器(C_pm，C_mn，C_pn)，以及

控制器(40)，所述控制器可操作地连接到所述至少一个第二半导体开关，

其中，所述升压电感器(L_a，L_b，L_c)连接在所述相端子与所述三相桥式整流器之间，其中，所述至少一个第二半导体开关

连接在所述上部中间节点

和所述下部中间节点

两端，并且其中，所述控制器(40)被配置为经由脉冲宽度调制来控制所述至少一个第二半导体开关，从而允许获得在所述上部中间节点与所述下部中间节点之间的具有调制脉冲宽度的脉冲中间电压，其特征在于：

所述第一半导体开关

是能有源切换的，

所述控制器(40)可操作地连接到所述第一半导体开关，以根据切换模式来控制所述第一半导体开关的切换，在所述切换模式中，具有在最高电压与最低电压之间的中间电压的相输入端子交替地连接到所述上部中间输出节点

和所述下部中间输出节点

2.如权利要求1所述的电转换器，所述电转换器在所述三相桥式整流器与所述输出滤波器之间没有能量储存元件。

3.如权利要求1或2所述的电转换器，所述电转换器包括用于测量通过所述升压电感器(L_a，L_b，L_c)的相电流(i_a，i_b，i_c)的装置(94)，并且其中，所述控制器(40)包括电流控制回路(70)，所述电流控制回路耦接到所述用于测量所述相电流的装置并且耦接到所述至少一个第二半导体开关

其中，所述电流控制回路被配置为基于测得的相电流(i_a，i_b，i_c)来生成被馈送到所述至少一个第二半导体开关的第二脉冲宽度调制控制信号。

4.如前述权利要求中任一项所述的电转换器，其中，所述切换模式使得：

具有最高电压的相输入端子连接到所述上部中间输出节点，以及

具有最低电压的相输入端子连接到所述下部中间输出节点。

5.如权利要求4所述的电转换器，其中，所述切换模式包括：

所述具有最高电压的相输入端子持续地连接到所述上部中间输出节点，以及

所述具有最低电压的相输入端子持续地连接到所述下部中间输出节点。

6.如权利要求4或5结合权利要求3所述的电转换器，其中，所述电流控制回路被配置为基于测得的相电流(i_a，i_b，i_c)中的相应相电流来生成被馈送到所述第一半导体开关中的一些第一半导体开关的第一脉冲宽度调制控制信号，所述一些第一半导体开关被布置成切换连接到具有所述中间电压的所述相输入端子的相。

7.如权利要求6所述的电转换器，其中，所述电流控制回路被配置为处理关于具有所述中间电压的相输入端子测量的相电流，以生成所述第一脉冲宽度调制控制信号和所述第二脉冲宽度调制控制信号。

8.如权利要求6或7所述的电转换器，其中，对所述第一脉冲宽度调制控制信号和所述第二脉冲宽度调制控制信号进行交织。

9.如前述权利要求中任一项所述的电转换器，其中，所述脉冲中间电压是包括至少两个电压电平的方波信号，所述至少两个电压电平之一基本上为0V。

10.如前述权利要求中任一项所述的电转换器，包括用于连接所述三相AC输入的中性导体的中性连接端子(N)，其中，所述升压电路(12)包括公共节点(m)；上部升压桥(18)，所述上部升压桥包括所述至少一个第二半导体开关中的连接在所述上部中间输出节点

和所述公共节点(m)两端的第一个第二半导体开关

以及下部升压桥(19)，所述下部升压桥包括所述至少一个第二半导体开关中的连接在所述公共节点(m)和所述下部中间输出节点

两端的第二个第二半导体开关

其中，所述公共节点(m)连接到所述中性连接端子(N)和所述输出滤波器的中点。

11.如权利要求10所述的电转换器，其中，所述控制器被配置为生成施加到所述至少一个第二半导体开关中的所述第一个第二半导体开关和所述第二个第二半导体开关的交织的脉冲宽度调制控制信号。

12.如前述权利要求中任一项所述的电转换器，包括用于测量所述三相输入端子处的电压的装置(93)和用于测量所述输出端子处的电压的装置(96)，这两个装置均耦接到所述控制器(40)。

13.如前述权利要求中任一项所述的电转换器，其中，所述至少一个第三半导体开关

是能有源切换的，其中，所述至少一个第三半导体开关被布置成允许双向电力流。

14.一种无线充电系统、尤其是用于对电动车辆的电池进行充电的无线充电系统，所述无线充电系统包括电源单元，所述电源单元包括前述权利要求中任一项所述的电转换器。

15.一种磁共振成像装置，所述磁共振成像装置包括梯度放大器，所述梯度放大器包括如权利要求1至13中任一项所述的电转换器。

16.一种在电升压转换器中将三相AC输入转换为DC输出的方法，所述方法包括：

对所述三相AC输入进行整流以获得跨上部中间节点

和下部中间节点

两端的经整流的中间信号，其中，将在所述三相AC输入中的具有最高电压与最低电压之间的中间电压的三相AC输入的相交替地施加到所述上部中间输出节点和所述下部中间输出节点，

对所述经整流的中间电压进行升压，以获得跨输出滤波器(14)两端的DC输出，所述输出滤波器包括滤波电容器(C_pm，C_mn，C_pn)，

其中，所述升压步骤包括：通过脉冲宽度调制来对所述经整流的中间电压信号进行受控切换以获得脉冲电压信号，以及

将所述脉冲电压信号施加到所述输出滤波器两端，

其中，在进行整流之前，升压能量被储存在连接到所述三相AC输入的升压电感器中。

17.如权利要求16所述的方法，其中，所述整流步骤包括：

测量所述三相输入并确定具有最高电压的第一相、具有最低电压的第二相和具有在所述最高电压与所述最低电压之间的中间电压的第三相；

将所述第一相持续地施加到所述上部中间输出节点

以及

将所述第二相持续地施加到所述下部中间输出节点

18.如权利要求16或17所述的方法，其中，经由调整在所述受控切换步骤中施加的脉冲宽度调制控制信号来测量和控制通过所述升压电感器的电流。

19.如权利要求16至18中任一项所述的方法，其中，在所述整流和受控切换步骤之间不储存能量。

20.如权利要求16至19中任一项所述的方法，其中，所述脉冲电压是包括至少两个电压电平的方波信号，所述至少两个电压电平之一基本上为0V。