KR20230004815A - 사전 충전 동작 모드를 포함하는 전력 변환기 - Google Patents

사전 충전 동작 모드를 포함하는 전력 변환기 Download PDF

Info

Publication number
KR20230004815A
KR20230004815A KR1020227041653A KR20227041653A KR20230004815A KR 20230004815 A KR20230004815 A KR 20230004815A KR 1020227041653 A KR1020227041653 A KR 1020227041653A KR 20227041653 A KR20227041653 A KR 20227041653A KR 20230004815 A KR20230004815 A KR 20230004815A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
phase
node
switch
intermediate node
voltage
Prior art date
Application number
KR1020227041653A
Other languages
English (en)
Inventor
조르디 에버츠
노우드 슬라츠
Original Assignee
프로드라이브 테크놀로지즈 이노베이션 서비시즈 비.브이.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 프로드라이브 테크놀로지즈 이노베이션 서비시즈 비.브이. filed Critical 프로드라이브 테크놀로지즈 이노베이션 서비시즈 비.브이.
Publication of KR20230004815A publication Critical patent/KR20230004815A/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4216—Arrangements for improving power factor of AC input operating from a three-phase input voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L53/00—Methods of charging batteries, specially adapted for electric vehicles; Charging stations or on-board charging equipment therefor; Exchange of energy storage elements in electric vehicles
    • B60L53/20—Methods of charging batteries, specially adapted for electric vehicles; Charging stations or on-board charging equipment therefor; Exchange of energy storage elements in electric vehicles characterised by converters located in the vehicle
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J7/02—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries for charging batteries from ac mains by converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H02M1/322—Means for rapidly discharging a capacitor of the converter for protecting electrical components or for preventing electrical shock
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/36—Means for starting or stopping converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4233—Arrangements for improving power factor of AC input using a bridge converter comprising active switches
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M7/219—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J2207/00—Indexing scheme relating to details of circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J2207/20—Charging or discharging characterised by the power electronics converter
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
    • Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
    • Y02T10/70—Energy storage systems for electromobility, e.g. batteries
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
    • Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
    • Y02T10/7072—Electromobility specific charging systems or methods for batteries, ultracapacitors, supercapacitors or double-layer capacitors
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
    • Y02T10/80—Technologies aiming to reduce greenhouse gasses emissions common to all road transportation technologies
    • Y02T10/92—Energy efficient charging or discharging systems for batteries, ultracapacitors, supercapacitors or double-layer capacitors specially adapted for vehicles

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Transportation (AREA)
  • Mechanical Engineering (AREA)
  • Rectifiers (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

전기 변환기(100)는 제1 변환기단(11), 출력 필터(15), 제2 변환기단(12), 및 제어기(40)를 포함하고, 제2 변환기단(12)은 제1 변환기단 및 출력 필터 사이에 배치되고, 제어기(40)는 3-상 AC 신호를 DC 신호로 변환하기 위한 제1 동작 모드로 구현된다. 제1 변환기단(11)은, 3-상 브리지 정류기(24), 및 위상 선택기(25)를 포함하고, 3-상 브리지 정류기(24)는 3개의 위상 단자들을 상위 중간 노드(x) 및 하위 중간 노드(y)에 연결하고, 위상 선택기는(25) 3개의 위상 단자들을 중위 중간 노드(z)에 연결하는 제1 능동 스위치들(
Figure pct00313
,
Figure pct00314
,
Figure pct00315
)을 포함한다. 제2 변환기단은 스위치 노드(t), 및 한 쌍의 제2 스위치들(
Figure pct00316
,
Figure pct00317
)을 포함하고, 한 쌍의 제2 스위치들(
Figure pct00318
,
Figure pct00319
)은, 스위치 노드(t)를 DC 단자들(P, N) 중 각각 하나에 연결하고, 중위 중간 노드(z)는 스위치 노드(t)에 연결된다. 전기 변환기는 모든 위상 단자들(A, B, C)로부터 상위 중간 노드(x) 및/또는 하위 중간 노드(y)를 연결해제하도록 구성된다. 제어기(40)는 제2 동작 모드로 구현되고, 제1 스위치들(
Figure pct00320
,
Figure pct00321
,
Figure pct00322
)은 중위 중간 노드(z)와 출력 필터(15) 사이에 전류가 흐르도록 하여 시동 동안 DC 단자들(P, N)에 걸친 전압을 단계적으로 증가시키기 위해, 상위 중간 노드(x) 또는 하위 중간 노드(y)를 모든 위상 단자들(A, B, C)로부터 연결해제된 상태로 유지하면서 동작된다.

Description

사전 충전 동작 모드를 포함하는 전력 변환기
본 발명은 전력 변환 분야에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 전기 변환기 및 전기 변환기를 제어하기 위한 방법에 관한 것이다.
중간 위상을 선택하기 위해 3-상 정류기에 위상 선택 스위칭 회로를 추가하는 것은 US 5784269에 알려져 있다. 위상 선택 스위칭 회로는 3상 AC 입력 전원과 관련된 고조파(harmonics)를 감소시키기 위해 벅-부스트형의 전류 주입 스위칭 회로에 접속된다. 3-상 정류기는 3상 AC 입력에 의해 제공되는 전압 이상으로 DC 출력 전압을 증가시키는 부스트 회로(boost circuit)를 더 포함한다.
위 유형의 3-상 정류기들은 약 800~1000V DC의 일반적인 출력 전압 정격(output voltage rating)들을 가지는 자기 공명 이미징(magnetic resonance imaging)(MRI) 장치의 차량 배터리 충전 시스템들 및 그래디언트 증폭기(gradient amplifier)들에 유용한 응용 분야(application)를 찾는다.
위의 정류기와 관련된 한 가지 단점은 사전 충전(pre-charging), 즉 시동(start-up) 시 출력 전압을 높이는 것이 간단하지 않다는 것이다. 릴레이(relay)를 통해 연결된 저항성 소자(resistive element)를 이용하여 사전 충전을 하는 것으로 알려져 있다. 그러나 이 솔루션은 큰 부피(large volume)를 필요로 하고 저항 소자에서 전원 손실들을 유발한다.
따라서, 당해 기술 분야에서는 위의 유형의 개선된 3-상 정류기를 제공할 필요가 있다. 특히, 제한된 추가 비용으로 원활하고 안전한 사전 충전(시동) 절차가 가능한 3-상 정류기의 제공이 필요하다.
따라서, 본 발명의 제1 양태에 따르면, 첨부된 청구범위에 기재된 바와 같이 3개의 위상 전압(three phase voltage)들을 가지는 AC 신호(AC signal)를 DC 신호(DC signal)로 또는 그 반대로 변환(convert)하기 위한 전기 변환기(Electrical converter)가 제공된다.
본 발명에 따른 전기 변환기는 제1 변환기단(converter stage)을 특징으로 한다. 제1 변환기단은 3개의 위상 단자(three phase terminal)들에서의 AC 신호를 상위 중간 노드 및 하위 중간 노드에서 제1 DC 신호로 변환하도록 동작가능하다. 제1 변환기단은 3-상 브리지 변환기/정류기를 포함할 수 있으며, 예를 들어 중간점(midpoint)들이 3개의 위상 단자들 각각에 연결되는 3개의 브리지 레그들(예를 들어, 3-브리지 레그들 6-스위치 변환기/정류기)를 포함하거나 이로 구성될 수 있다. 제1 변환기단은 제1 능동(제어가능한) 스위치들을 통해 3개의 위상 단자를 중위 중간 노드(middle intermediate node)에 연결하도록 동작 가능한 위상 선택기(phase selector)를 더 포함한다. 제1 스위치들은 유리하게는 능동 세미컨덕터 스위치(active semiconductor switch)들이다. 전기 변환기는 제1 변환기단 및 출력 필터(output filter) 사이에 배치된 제2 변환기단을 더 포함한다. 제2 변환기단은 스위치 노드(switch node) 한 쌍의 제2 스위치들을 포함하고, 한 쌍의 제2 스위치들은 스위치 노드를 DC 단자(DC terminal)들 중 각각에 연결한다. 중위 중간 노드는 스위치 노드에 연결된다. 제2 스위치들은 유리하게 중위 중간 노드를 DC 단자들에 연결하는 전류 주입 회로(current injection circuit)를 형성하도록 구성되며, 예를 들어 제2 스위치들은 펄스 폭 변조(pulse width modulation)를 통해 동작된다. 전류 주입 회로는 유리하게는 벅-부스트 회로이다. 전기 변환기는 유리하게는 중위 중간 노드를 통해 전류를 필터링하도록 구성된 제1 인덕터(inductor)를 포함하는 유리하게는 입력 필터를 포함한다. 제1 인덕터는 중위 중간 노드를 스위치 노드에 연결할 수 있다. 하나 이상의 커패시터(capacitor)를 포함하는 출력 필터는 전기 변환기의 두 DC 단자들 사이에 연결된다.
전기 변환기는 제어기(controller)를 포함하고, 제어기는 3-상 AC 신호를 DC 신호로 변환하기 위한 정상 동작이라고 하는 제1 동작 모드(mode of operation)에 따라 전기 변환기를 동작시키도록 구성된다. 정상 동작 동안, 제어기는 3상 전압들 중 최고 전압(highest voltage)과 최저 전압 사이(lowest voltage)의 중간 전압(intermediate voltage)을 가지는 (즉, 3개의 위상 전압들의 최소 순간 절대값(smallest instantaneous absolute value)을 가지는)위상 단자가 중위 중간 노드에 연결되도록, 위상 선택기의 제1 스위치들을 동작시킨다. 동시에 3-상 브리지 정류기(three-phase bridge rectifier)는 전압이 가장 높은 위상 단자를 상위 중간 노드에 연결하고 전압이 가장 낮은 위상 단자를 하위 중간 노드에 연결한다.
본 발명에 따르면, 전기 변환기는 모든 위상 단자들로부터 상위 중간 노드 및/또는 하위 중간 노드를 연결해제(disconnect)하도록 구성된다. 이 기능은 3-상 브리지 변환기/정류기와 상위 중간 노드 또는 하위 중간 노드 간의 전기적 연결(electrical connection)을 인터럽트(interrupt)하도록 구성된 제3 스위치를 통해 획득될 수 있다. 제3 스위치는 전압이 가장 높은 위상 입력이 상위 중간 노드에 인가되고/거나 전압이 가장 낮은 위상 입력이 하위 중간 노드에 인가되도록 하기 위해, 제1 모드(정상 동작)에서 폐쇄(close)된 상태로 유지되고 제어기에 의해 제어된다. 대안으로, 위의 기능은 3상 브리지 정류기에 능동 또는 제어 가능한 스위치들을 제공하여 모든 위상 단자들에서부터 상위 중간 노드 및/또는 하위 중간 노드를 (능동적으로 또는 제어 가능하게) 연결해제할 수 있도록 함으로써 획득될 수 있다.
일 양태에 따르면, 제어기는 제2 동작 모드로 구현된다. 제2 동작 모드 동안, 제어기는 모든 위상 단자들로부터 상위 중간 노드 또는 하위 중간 노드를 연결해제된 상태로 유지하면서 중위 중간 노드와 출력 필터 사이에 위상 전류를 인가하도록 제1 스위치 및 가능하게는 제2 스위치를 제어하도록 구성된다. 제2 동작 모드 동안, 제1 스위치는 유리하게 전류가 출력 필터 커패시터(들)을 충전하기 위해 지향되도록 (제어기에 의해) 동작된다.
따라서 제2 동작 모드에서 상위 중간 노드 또는 하위 중간 노드는 3-상 브리지 정류기의 동작을 (부분적으로) 비활성화(disable)하기 위해 모든 위상 단자들로부터 연결해제된 상태로 유지되는 반면 위상 선택기는 출력 필터 커패시터(들)에 위상 전류를 간헐적으로(intermittently) 주입할 수 있도록 제어되어, 커패시터(들)를 단계적(stepwise)으로 충전하여 출력 단자들에서 출력 전압을 증가시킨다. 제어기는 바람직하게는 시동 시에 제2 동작 모드에서 동작하고 원하는 출력 전압(desired output voltage)이 달성되면 제1 동작 모드로 스위칭하도록 구성된다.
제3 스위치가 사용되는 경우, 제3 스위치는 제2 동작 모드에서 개방된 상태로 유지된다. 제3 스위치는 MOSFET과 같은 능동 세미컨덕터 스위치로 제공되거나 제어기에 의해 동작될 수 있는 릴레이로 제공될 수 있다.
제2 동작 모드 동안, 제1 스위치는 상위 출력 단자에서의 전압보다 높은 하강(falling)/하강(descending) 전압을 가지는 위상 입력을 중위 중간 노드에 인가하도록 (제어기에 의해) 유리하게 동작된다. 이 위상 입력은 하강 전압(falling voltage)이 상위 출력 단자의 순간 전압(predetermined threshold voltage) 위의 미리 결정된 임계 전압 아래로 떨어지는 순간부터 인가될 수 있다. 대안적으로, 제1 스위치는 하위 출력 단자에서의 전압보다 적은 상승 전압(rising voltage)을 가지는 위상 입력을 중위 중간 노드에 인가하도록 (제어기에 의해) 유리하게 동작된다. 이 위상 입력은 상승 전압(rising voltage)이 하위 출력 단자의 순간 전압보다 아래의 미리 결정된 임계 전압에 도달하는 순간부터 인가될 수 있다.
본 발명에 따른 전기 변환기 설계(electrical converter design)들은 최소한의 추가 하드웨어로 DC 버스 전압의 제어된 사전 충전을 허용하므로 최소 비용으로 개선된 동작 용이성과 더 긴 서비스 수명(service life)을 허용한다.
유리하게는, 출력단은 출력 필터와 병렬(parallel)로 상위 중간 노드 및 하위 중간 노드에 연결된 부스트 회로를 포함한다. 부스트 회로는 유리하게는 상위 중간 노드에 연결된 상위 부스트 회로, 및 하위 중간 전압 노드에 연결된 하위 부스트 회로를 포함한다. 상위 부스트 회로 및 하위 부스트 회로는 공통 노드(common node)와 상위 출력 단자 및 하위 출력 단자 사이에 각각 연결된다. 상위 부스트 회로 및 하위 부스트 회로 각각은 브리지 레그를 포함하거나, 브리지 레그로 구성될 수 있으며, 각 브리지 레그는 회로를 통한 전류, 특히 부스트 회로의 대응하는 인덕터를 통한 전류를 제어하기 위한 펄스 폭 변조(PWM) 제어 신호에 의해 유리하게 제어되는 능동적으로 스위칭 가능한 세미컨덕터 스위치를 포함한다. 이와 함께 제1 동작 모드에서, 상위 부스트 회로는 3-상 AC 입력 전압 중 최고 전압을 가지는 위상 입력의 전류를 제어하고 하위 부스트 회로는 3-상 AC 입력 전압 중 최저 전압을 가지는 위상 입력의 전류를 제어한다. 또한, 전류 주입 회로는 최고 전압과 최저 전압 사이의 전압을 가지는 위상 입력의 전류를 제어한다.
유리하게는, 각 인덕터 또는 위상 입력의 전류를 제어하기 위해 (상위 및 하위) 부스트 회로들 및 전류 주입 회로의 세미컨덕터 스위치들을 제어하는 적절한 펄스 폭 변조된(PWM) 제어 신호들을 생성하는 전류 제어 루프(current control loop)가 제공된다. 유리하게는, 부스트 회로(상위 부스트 회로 및 하위 부스트 회로) 및 전류 주입 회로의 세미컨덕터 스위치들을 제어하는 펄스 폭 변조된 제어 신호들은 출력 필터 커패시터들의 전류 스트레스(current stress)(및 따라서 잠재적인 크기도 가능)를 줄이기 위해 인터리브(interleave)된다. (예를 들어, 출력 커패시터 전류들의 리플 값 및/또는 RMS 값 최소화).
유리하게는, 전기 변환기는 입력 필터를 포함한다. 입력 필터는 동작 가능하게 접속되며 부스트 회로의 부분(part)을 형성하는 것으로 간주될 수 있다. 입력 필터는 유리하게는 상위 중간 노드, 하위 중간 노드 및 가능하게는 중위 중간 노드 각각에 동작 가능하게 연결된 인덕터를 포함한다. 인덕터는 다양한 방법으로 연결될 수 있다. 일 예에서, 그것들은 각각의 중간 노드와 부스트 회로 사이에 연결된다. 다른 예에서, 위상 입력 단자들과 3-상 브리지 정류기 사이에 연결된다.
입력 필터는 인덕터들에 동작 가능하게 접속(couple)된 필터 커패시터들을 더 포함할 수 있다. 필터 커패시터들은 위상 입력 단자들과 인덕터들 사이에 연결되는 것이 유리하다. 인덕터들이 각 중간 노드와 부스트 회로 사이에 연결되는 경우, 필터 커패시터들은 중간 노드들과 위의 인덕터들 사이 또는 위상 입력 단자들과 3-상 브리지 정류기 사이에 배치될 수 있다. 인덕터들이 위상 입력 단자들과 3-상 브리지 정류기 사이에 연결되는 경우, 필터 커패시터들은 위상 입력 단자들과 인덕터들 사이에 연결된다. 필터 커패시터들은 유리하게는 상위 중간 노드, 중위 중간 노드 및 하위 중간 노드를 상호 연결한다. 각각의 경우에, 필터 커패시터들은 성형 구성(star configuration)으로 유리하게 상호 연결(interconnect)된다. 성형 구성이 사용되는 경우, 성형점은 바람직하게 부스트 회로의 공통 노드, 예를 들어 상위 부스트 회로와 하위 부스트 회로 사이의 노드에 연결된다.
상위 부스트 회로, 하위 부스트 회로 및/또는 전류 주입 회로는 펄스 폭 변조를 통해 제어되는 능동적으로 스위칭 가능한 세미컨덕터 스위치들을 포함하는 것이 유리하다. 펄스 폭 변조된 제어 신호들은 정상 동작 동안 개별적으로 상위 부스트 회로, 하위 부스트 회로 및 전류 주입 회로 각각에 대한 전류 제어기들에 의해 유리하게 생성된다.
유리하게는, 전기 변환기는 3-상 AC 입력 전압, 인덕터 전류들(제1 및 가능하게는 제2 및 제3 인덕터의), 위상 전류들, 및 DC 출력 전압 중 하나 이상을 측정하기 위한 수단을 포함한다. 측정 수단(measuring means)은 제어기에 접속될 수 있다. 제어기는 이러한 측정 값들에 기초하고 가능하게는 제공된 세트-값(set-value)들에 기초하여 (예를 들어, 위상 선택기 및/또는 부스트 회로들 및/또는 전류 주입 회로의) 전기 변환기의 세미컨덕터 스위치들에 대한 (PWM) 제어 신호들을 생성하도록 구성된다.
본 개시의 제2 양태에 따르면, 배터리 충전 시스템(battery charging system), 또는 제1 양태의 전기 변환기를 포함하는 자기 공명 이미징 장치(magnetic resonance imaging apparatus)가 제공된다.
제3 양태에 따르면, 첨부된 청구범위에 기재된 바와 같이 3상 AC 입력을 DC 출력으로 변환하는 방법이 제공된다. 방법은 유리하게는 위에서 설명한 바와 같이 전기 변환기에서 구현된다.
본 발명의 양태는 예를 들어 저전압(예: 50Hz 주파수에서 380 - 400Vrms) 그리드일 수 있는 전기 그리드로부터 3-상 AC 전압을 고 DC 출력 전압(예: 800V)으로 변환하기 위해 사용될 수 있는 전기 변환기에 관한 것이다.
본 발명의 양태들은 첨부된 도면들을 참조하여 더 상세하게 설명될 것이며, 동일한 참조 번호들은 동일한 특징들을 예시한다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 단방향인 전기 변환기를 개략적으로 도시한다.
도 2a 내지 도 2c는 각각 AC 위상 입력들, 중간 노드들 및 입력 필터 커패시터들의 전압들을 가지는 다이어그램들을 도시한다. 도 2d는 입력 필터 인덕터들의 전류들의 다이어그램을 도시한다. 도 2e는 위상 전류들의 다이어그램을 도시한다. 도 2f는 정상 동작(제1 동작 모드) 동안 위상 선택기 스위치들의 스위칭 상태들의 다이어그램을 도시하며, 여기서 값 0은 오프 또는 개방 상태에 대응하고 값 1은 온 또는 폐쇄된 상태에 대응한다. 도 2g는 AC 주전원 전압의 360° 주기 동안 부스트(상위 및 하위) 및 벅-부스트 회로들의 스위치들의 스위칭 상태들의 다이어그램을 도시하고, 본 발명의 실시예에 따른 전기 변환기의 전체 동작 원리를 도시한다.
도 3은 본 명세서에 기술된 바와 같은 전기 변환기의 제1 동작 모드를 위한 중앙 제어 유닛 및 제어 방법의 유리한 구현의 블록도를 도시한다.
도 4a, 4b, 4c는 본 발명의 일 실시예에 따른 전기 변환기의 부스트(상위 및 하위) 및 벅-부스트 브리지 레그들의 5개의 연속적인 스위칭 사이클(switching cycle)들 내에서 전압들, 전류들 및 스위칭 상태들을 나타내는 다이어그램을 도시하고, 이들 브리지 레그들의 PWM 변조를 예시한다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향인 전기 변환기를 개략적으로 도시한다.
도 6은 위상 입력 전압들 및 출력 전압의 단계적 사전 충전을 상위 그래프에서 나타내고, 도 1 또는 도 5의 전기 변환기의 사전 충전을 위해 중위 중간 노드에 접속된 제1 인덕터를 통한 대응하는 위상 전류들을 하위 그래프에서 나타낸다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 대안적인 전기 변환기를 개략적으로 도시한다.
도 8은 위상 입력 전압들 및 출력 전압의 단계적 사전 충전을 상위 그래프에서 나타내고, 도 7의 전기 변환기의 사전 충전을 위해 중위 중간 노드에 접속된 제1 인덕터를 통한 대응하는 위상 전류들을 하위 그래프에서 나타낸다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 위상 선택기 대신에 이전에 배치된 입력 필터를 가지는 단방향 전기 변환기를 개략적으로 도시한다.
도 10a 내지 도 10d는 본 발명의 전기 변환기에 사용될 수 있는 위상 선택기의 상이한 변형들을 도시한다.
도 11은 출력 변환기단에서 단순화된 부스트 회로를 가지는 본 발명에 따른 전기 변환기의 변형을 나타낸다.
도 12는 그리드(4상)의 중성 컨덕터에 연결하기 위한 연결 단자를 포함하는 본 발명의 양태들에 따른 전기 변환기를 나타낸다.
도 13은 전기 변환기의 턴오프 시에 입력 필터 인덕터들의 에너지를 캡처(capture)하기 위한 버퍼를 포함하는 본 발명에 따른 입력단의 변형을 나타낸다.
도 14는 본 개시의 양태들에 따른 배터리 충전 시스템을 나타낸다.
도 1은 입력 변환기단(11) 및 출력 변환기단(12)을 포함하는 DUTCH RECTIFIER로 지칭되는 전기변환기(100)를 도시한다. 전기 변환기(100)는 입력 필터(input filter)(13) 및 출력 필터(output filter)(15)를 더 포함한다.
전기 변환기(100)는 3개의 위상 입력들(A, B, C) 및 2개의 DC 출력들(P, N)을 가지는 AC-DC 변환기이고, 3개의 위상 입력들(A, B, C)은 3-상 AC 그리드(21)의 3-상 전압에 연결되고, 2개의 DC 출력들(P, N)은 예를 들어, 전기차(electric vehicle)의 고전압(예를 들어, 800V) 배터리와 같은 DC 부하(22)에 연결될 수 있다.
입력 변환기단(11)은 3개의 위상 입력들(A, B, C) 및 3개의 출력들(x, y, z)에 연결된 3개의 위상 연결부(phase connection)들(a, b, c)을 포함한다. 이러한 출력들은 상위 중간 전압 노드(upper intermediate voltage node)(x), 하위 중간 전압 노드(lower intermediate voltage node)(y) 및 중위 중간 전압 노드(middle intermediate voltage node)(z)로 볼 수 있다.
입력 변환기단(11)은 3개의 브리지 레그들(16, 17, 18)로 구성된 3-상 브리지 정류기(24)를 포함하고, 각 브리지 레그는 하프 브리지 구성의 형태(half bridge configuration)로 연결된 2개의 수동 세미컨덕터 장치들(레그(16)에 대한 다이오드들(
Figure pct00001
및
Figure pct00002
), 및 레그(17)에 대한 다이오드들(
Figure pct00003
및
Figure pct00004
) 및 레그(18)에 대한 다이오드들(
Figure pct00005
및
Figure pct00006
)) 및 2개의 역직렬로 연결된(anti-series connected) 능동적으로 스위칭 가능한 세미컨덕터 장치(actively switchable semiconductor device)들을 각각 포함하는 3개의 선택기 스위치들(
Figure pct00007
,
Figure pct00008
, 및
Figure pct00009
)을 포함하는 위상 선택기(25)를 포함한다. 이러한 스위칭 가능한(switchable) 세미컨덕터 장치(semiconductor device) 각각은 역병렬 다이오드(anti-parallel diode)를 가지는 것이 유리하다. 이 예에서 금속 산화물 전계 효과 트랜지스터(Metal Oxide Field Effect Transistor)(MOSFET)들은 능동적으로 스위칭 가능한 세미컨덕터 장치들에 사용되고, 각각은 외부 역병렬 다이오드(external anti-parallel diode)를 대체할 수 있는 내부 역병렬 바디 다이오드(internal anti-parallel body diode)를 포함한다.
출력 변환기단(12)은 2개의 적층된(stacked) 부스트 브리지 레그들(19, 20) 및 1개의 벅-부스트 브리지 레그(buck-boost bridge leg)(14)를 포함하거나 이로 구성된다. 각 부스트 브리지 레그(19, 20)는 하프-브리지 구성으로 연결된 부스트 다이오드(상위 부스트 브리지 레그(19)에 대한 (
Figure pct00010
) 및 하위 부스트 브리지 레그(20)에 대한 (
Figure pct00011
)) 및 부스트 스위치(상위 부스트 브리지 레그(19)에 대한 (
Figure pct00012
) 및 하위 부스트 브리지 레그(20)에 대한 (
Figure pct00013
))을 포함한다. 벅-부스트 브리지 레그(14)는 하프-브리지 구성에 연결된 2개의 벅-부스트 스위치들(
Figure pct00014
및
Figure pct00015
)을 포함한다. 상위 부스트 브리지 레그(19)의 중위 노드(r)은 상위 부스트 인덕터(
Figure pct00016
)를 통해 중간 전압 노드(x)에 연결되고, 하위 부스트 브리지 레그(20)의 중위 노드(s)는 하위 부스트 인덕터(
Figure pct00017
)를 통해 중간 전압 노드(y)에 연결되고, 벅-부스트 브리지 레그(14)의 중위 노드(t)는 중위 벅-부스트 인덕터(
Figure pct00018
)를 통해 중간 전압 노드(z)에 연결된다.
상위 부스트 브리지 레그(19) 및 하위 부스트 브리지 레그(20)의 공통 노드(m)는 유리하게는 상위 출력 노드(P)와 하위 출력 노드(N) 사이에 직렬로 연결된 2개의 출력 필터 커패시터들(
Figure pct00019
Figure pct00020
)을 포함하는 출력 필터(15)의 중간점(q)과 커패시터들(
Figure pct00021
및
Figure pct00022
) 사이의 중위 노드를 형성하는 중간점(q)에 연결된다.
상위 부스트 브리지 레그(19)는 상위 출력 노드(P)와 공통 노드(m) 사이에 연결되고(즉, 상위 출력 필터 커패시터(
Figure pct00023
)와 병렬로), 상위 부스트 브리지 레그(19)는 스위치(
Figure pct00024
)가 개방(전도되지 않음(not conducting), 오프 상태(off state))되는 경우에 전류가 다이오드(
Figure pct00025
)를 통해 중간 전압 노드(x)에서 상위 출력 노드(P)로 흐를 수 있는 방식으로 배치되고, 스위치(
Figure pct00026
)가 폐쇄(전도됨(conducting), 온 상태(on state))되는 경우에 전류가 스위치(
Figure pct00027
)를 통해 중간 전압 노드(x)에서 공통 노드(m)으로(또는 그 반대로) 흐를 수 있는 방식으로 배치된다. 부스트 브리지 레그(19)의 부스트 스위치(
Figure pct00028
)는 능동적으로 스위칭 가능한 세미컨덕터 장치, 예를 들어 MOSFET이다.
하위 부스트 브리지 레그(20)는 공통 노드(m)과 하위 출력 노드(N) 사이에 연결되고(즉, 하위 출력 필터 커패시터(
Figure pct00029
)와 병렬로), 하위 부스트 브리지 레그(20)는 스위치(
Figure pct00030
)가 가 개방(전도되지 않음, 오프 상태)되는 경우에 전류가 다이오드(
Figure pct00031
)를 통해 하위 출력 노드(N)에서 중간 전압 노드(y)로 흐를 수 있는 방식으로 배치되고, 스위치(
Figure pct00032
)가 가 폐쇄(전도됨, 온 상태)되는 경우에 전류가 스위치(
Figure pct00033
)를 통해 공통 노드(m)에서 중간 전압 노드(y)로(또는 그 반대로) 흐를 수 있는 방식으로 배치된다. 부스트 브리지 레그(20)의 부스트 스위치(
Figure pct00034
)는 능동적으로 스위칭 가능한 세미컨덕터 장치, 예를 들어 MOSFET이다.
벅-부스트 브리지 레그(14)는 상위 출력 노드(P)와 하위 출력 노드(N) 사이에 연결되고(즉, DC 부하(22)와 병렬로), 벅-부스트 브리지 레그(14)는 스위치(
Figure pct00035
)가 개방(전도되지 않음, 오프 상태)된 동안 스위치(
Figure pct00036
)가 폐쇄(전도됨, 온 상태)되는 경우에, 전류가 중간 전압 노드(z)에서 상위 출력 노드 P로(또는 그 반대로) 흐르고, 스위치(
Figure pct00037
)가 개방(전도되지 않음, 오프 상태)된 동안 스위치(
Figure pct00038
)가 폐쇄(전도됨, 온 상태)되는 경우에, 전류가 중간 전압 노드(z)에서 하위 출력 노드(N)로 흐르도록 배치된 전류 주입 회로로서 작용(act)한다. 벅-부스트 브리지 레그(14)의 벅-부스트 스위치들(
Figure pct00039
Figure pct00040
)은 상보적인 방식으로 제어되는(즉, 하나는 폐쇄되고 다른 하나는 개방되고 그 반대도 마찬가지임) 능동적으로 스위칭 가능한 세미컨덕터 장치, 예를 들어 MOSFET들이다.
유리하게는 입력 필터(13)의 부분(part)인 3개의 고주파수(high-frequency)(HF) 필터 커패시터들(
Figure pct00041
Figure pct00042
Figure pct00043
)은 성형 연결(star-connection) 형태로 중간 전압 노드들(x, y, z)을 상호 연결한다. 일반적으로 3개의 커패시터들(
Figure pct00044
Figure pct00045
Figure pct00046
)은 AC 그리드에 대칭적으로 부하를 주기 위해 실질적으로 동일한 값을 가지는 것이 유리하다.
본 발명의 일 양태에 따르면, 전기 변환기(100)는 브리지 정류기(24)의 상위 노드(upper node)들과 상위 중간 노드(x) 사이에 연결된 스위칭 장치(23)를 포함한다. 스위칭 장치(23)는 브리지 정류기(24)와 상위 중간 노드(x) 사이의 전기적 연결을 인터럽트할 수 있다. 스위칭 장치(23)는 도 1에 릴레이 스위치로 나타내었지만, 대안적으로 능동 또는 적어도 제어 가능한 세미컨덕터 스위치, 예를 들어 MOSFET과 같은 임의의 적절한 스위칭 장치일 수 있다. 스위칭 장치(23)는 유리하게는 제어기(40)에 동작 가능하게 연결된다.
본 발명의 일 양태에 따르면, 제어기는 본 명세서에서 더 설명되는 정상 동작(normal operation)이라고 하는 제1 동작 모드 및 시동 동작(start-up operation)이라고 하는 제2 동작 모드에 따라 동작하도록 구성된다.
중앙 제어 유닛(40)은 전기 변환기(100)의 제어 가능한 모든 세미컨덕터 장치들(스위치들)을 유리하게 제어하여 통신 인터페이스(communication interface)(50)를 통해 제어 신호(control signal)들을 각 스위치에 전송한다. 특히, 세미컨덕터 장치들(
Figure pct00047
,
Figure pct00048
,
Figure pct00049
,
Figure pct00050
)은 제어기(40)에 의해 제어된다. 또한, 제어 유닛은 다음의 측정값들을 수신하기 위한 측정 입력 포트(measurement input port)들(42, 43, 44, 45)을 포함한다.
· 42: AC 그리드 위상 전압들
Figure pct00051
;
· 43: 인덕터 전류들
Figure pct00052
;
· 44: DC 버스 전압
Figure pct00053
;
· 45: DC 버스 중간-점 전압
Figure pct00054
,
및 요구된 DC 출력 전압(
Figure pct00055
)일 수 있는 세트-값을 수신하기 위한 입력 포트(41)를 포함한다. 제어기 동작을 통해 특히 정상 동작 동안에 인덕터 전류들(
Figure pct00056
Figure pct00057
Figure pct00058
)의 조각-별(piece-wise) 사인파 형태(sinusoidal shape)들을 달성할 수 있다.
도 1에 도시된 전기 변환기(100)는 입력단(11) 및 출력 전원단(12)이 다이오드들을 포함하기 때문에 단방향(unidirectional)이며, 전원이 전기 AC 그리드(21)로부터 끌어오게 되고 이 전원을 그 출력에서 부하(22)에 제공하는 것만 허용한다. 한편, 도 5는 양방향(bidirectional)인 본 발명에 따른 전기 변환기(200)를 도시한다. 전기 변환기(200)는 도 1에 도시된 변환기의 입력단(11)의 다이오드들(
Figure pct00059
,
Figure pct00060
,
Figure pct00061
,
Figure pct00062
,
Figure pct00063
,
Figure pct00064
) 및 출력 변환기단(12)의 다이오드들(
Figure pct00065
,
Figure pct00066
)은 각각 입력단(211)의 제어 가능한 세미컨덕터 스위치들(
Figure pct00067
,
Figure pct00068
,
Figure pct00069
,
Figure pct00070
,
Figure pct00071
,
Figure pct00072
) 및 출력 변환기단(212)의 스위치들(
Figure pct00073
,
Figure pct00074
)로 대체되었다는 점에서 변환기(100)와 다르다. 스위칭 장치(23)는 세미컨덕터 스위치, 예를 들어 MOSFET로서 제공된다.
전기 변환기의 정상 동작
정상 동작 동안, 스위칭 장치(23)는 폐쇄 상태(전도 상태)를 유지하여 브리지 정류기(24)에 의해 가장 높은 전압을 가지는 위상 입력을 상위 중간 노드(x)에 인가한다.
다시 도 1을 참조하면, 3-상 AC 입력 전압 중 전압이 가장 높은 위상 입력(A, B, 또는 C)에 연결된 브리지 정류기(24)의 브리지 레그는 대응하는 위상 입력(A, B 또는 C)가 상위 중간 전압 노드(x)에 연결되는 방식으로 스위칭된다. 이를 달성하기 위해, 브리지 레그의 대응하는 선택기 스위치(
Figure pct00075
Figure pct00076
Figure pct00077
)가 개방(전도되지 않음, 오프 상태)되어 있는 동안, 브리지 레그는 브리지 레그의 상위 다이오드(
Figure pct00078
Figure pct00079
Figure pct00080
)를 통해 대응하는 위상 연결부(a, b, 또는 c)를 노드(x)와 연결한다. 3-상 AC 입력 전압 중 전압이 가장 낮은 위상 입력(A, B 또는 C)에 연결된 정류기(24)의 브리지 레그는 대응하는 위상 입력(A, B 또는 C)이 하위 중간 전압 노드(y)에 연결되는 방식으로 스위칭된다. 이를 달성하기 위해, 브리지 레그의 대응하는 선택기 스위치(
Figure pct00081
Figure pct00082
Figure pct00083
)가 개방(전도되지 않음, 오프 상태)되어 있는 동안, 브리지 레그는 브리지 레그의 하위 다이오드(
Figure pct00084
Figure pct00085
Figure pct00086
)를 통해 대응하는 위상 연결부(a, b, 또는 c)를 노드(y)와 연결한다. 3-상 AC 입력 전압의 최고 전압(highest voltage)과 최저 전압(lowest voltage) 사이의 전압을 가지는 위상 입력(A, B 또는 C)는 위상 선택기(25)에 의해 중위 중간 전압 노드(z)에 연결된다. 이를 달성하기 위해, 위상 선택기(25)는 폐쇄된(전도됨, 온 상태) 선택기 스위치(
Figure pct00087
Figure pct00088
Figure pct00089
)를 통해 대응하는 위상 연결부(a, b 또는 c)를 노드(z)와 연결한다.
예를 들어 도 2a에 도시된 바와 같이, 실질적으로 평형 위상 전압(balanced phase voltage)들을 가지는 3-상 AC 그리드에서, 3-상 AC 입력 전압(도 2a에 도시됨)은 상위 중간 전압 노드(x), 하위 중간 전압 노드(y) 및 중위 중간 노드(z) 사이에 제공된 3개의 중간 DC 전압들(
Figure pct00090
도 2b에 도시됨)로 변환된다. 따라서 이러한 DC 전압들은 조각-별 사인파 형태들을 보여준다. 3-상 AC 입력 전압을 3개의 중간 DC 전압들로 변환하는 것은 전술한 바와 같이 입력 변환기단(11)의 동작의 결과이다. 선택기 스위치들(
Figure pct00091
,
Figure pct00092
,
Figure pct00093
)의 스위칭 상태들(스위치 온
Figure pct00094
, 오프
Figure pct00095
)은 도 2f에 도시되어 있다. AC 주전원 전압의 주기(
Figure pct00096
) 내에서 전체 특정한
Figure pct00097
섹터들 동안 스위치들이 계속 '오프' 또는 '온'인 것을 볼 수 있다. 또한 브리지 정류기(24)의 다이오드들은 AC 주전원 전압의 주기(
Figure pct00098
) 내에서 전체 특정한 섹터들, 예를 들어,
Figure pct00099
동안 '전도됨' 또는 '전도되지 않음'이다. 스위치와 다이오드들의 상태들의 조합은 3-상 AC 입력 전압의 모든
Figure pct00100
섹터에 대해 고유(unique)하고 위상 입력들(A, B, C)의 전압 값에 따라 달라진다. 스위치들과 다이오드들의 6가지 고유한 상태들의 시퀀스(sequence)는 AC 주전원 전압의 매 주기(
Figure pct00101
)마다 반복된다.
중간 전압 노드들(x, y, z)의 관점에서 출력 단자들(P, N)을 향하여 볼 때, HF 필터 커패시터(
Figure pct00102
), 상위 부스트 인덕터(
Figure pct00103
), 상위 부스트 브리지 레그(19) 및 상위 출력 커패시터(
Figure pct00104
)를 포함하는 종래의 DC-DC 부스트 회로(상위 부스트 회로)가 형성된다. 이 상위 부스트 회로의 입력 전압은 커패시터(
Figure pct00105
)에 걸친 전압(
Figure pct00106
)(도 2c에 도시됨)이고, 이 상위 부스트 회로의 출력 전압은 전체 DC 버스 전압(total DC bus voltage)의 절반과 실질적으로 동일한 전압 값을 가지는 상위 출력 커패시터(
Figure pct00107
)에 걸친 전압(
Figure pct00108
)(
Figure pct00109
)이다. 형성된 상위 부스트 회로는 상위 부스트 인덕터(
Figure pct00110
)의 전류를 제어하기 위해 지정된, 가능하게는 가변적인(variable) 스위칭 주파수(switching frequency)(
Figure pct00111
)에서 스위치(
Figure pct00112
)의 PWM 변조(PWM modulation)에 의해 동작될 수 있다.
중간 전압 노드들(x, y, z)의 관점에서 출력 단자들(P, N)을 향하여 볼 때, HF 필터 커패시터(
Figure pct00113
), 하위 부스트 인덕터(
Figure pct00114
), 하위 부스트 브리지 레그(20) 및 하위 출력 커패시터(
Figure pct00115
)를 포함하는 종래의 '역'(음의 입력 전압 및 음의 출력 전압)DC-DC 부스트 회로(하위 부스트 회로)가 형성된다. 이 하위 부스트 회로의 입력 전압은 커패시터(
Figure pct00116
)에 걸친 전압(
Figure pct00117
)(도 2c에 도시됨)이고, 이 하위 부스트 회로의 출력 전압은 전체 DC 버스 전압의 마이너스 절반과 실질적으로 동일한 전압 값을 가지는 하위 출력 커패시터(
Figure pct00118
)에 걸친 전압(
Figure pct00119
)(
Figure pct00120
)이다. 형성된 하위 부스트 회로는 하위 부스트 인덕터(
Figure pct00121
)의 전류를 제어하기 위해 지정된, 가능하게는 가변적인 스위칭 주파수(
Figure pct00122
)에서 스위치(
Figure pct00123
)의 PWM 변조에 의해 동작될 수 있다.
중간 전압 노드들(x, y, z)의 관점에서 출력 단자들(P, N)을 향하여 볼 때, HF 필터 커패시터(
Figure pct00124
), 중위 벅 부스트 인덕터(
Figure pct00125
), 벅-부스트 브리지 레그(14) 및 출력 커패시터들(
Figure pct00126
,
Figure pct00127
)의 직렬 연결부를 포함하는 종래의 DC-DC 벅-부스트 회로(중위 벅-부스트 회로)가 형성된다. 이 DC-DC 벅-부스트 회로는 단상 하프-브리지(single-phase half-bridge) 전압 소스 변환기(voltage-source converter)(VSC)와 유사한 것으로 볼 수 있다. 이 중간 벅-부스트 회로의 입력 전압은 커패시터(
Figure pct00128
)에 걸친 전압(
Figure pct00129
)(도 2c에 도시됨)이고, 이 중간 벅-부스트 회로의 출력 전압은 출력 커패시터들(
Figure pct00130
,
Figure pct00131
)의 직렬 연결부에 걸친 출력 전압(
Figure pct00132
)이다. 형성된 중위 벅-부스트 회로는 중위 벅-부스트 인덕터(
Figure pct00133
)의 전류를 제어하기 위해 지정된, 가능하게는 가변적인 스위칭 주파수(
Figure pct00134
)에서 스위치들(
Figure pct00135
,
Figure pct00136
)의 PWM 변조에 의해 동작될 수 있다.
도 2g는 상위 부스트 브리지 레그(19)의 스위치(
Figure pct00137
)의 상태, 하위 부스트 브리지 레그(20)의 스위치(
Figure pct00138
)의 상태, 및 중위 벅-부스트 브리지 레그(14)의 스위치(
Figure pct00139
)의 상태(스위치(
Figure pct00140
)의 상태가 스위치(
Figure pct00141
) 상태의 보수(complement)임)를 도시한다. 스위치들(
Figure pct00142
)은 모두 PWM 변조되어 대응하는 스위치의 PWM 변조를 지시하는 검은색 바(black-colored bar)들로부터 보여진다.
인덕터들(
Figure pct00143
Figure pct00144
Figure pct00145
)에서의 전류들(
Figure pct00146
Figure pct00147
Figure pct00148
)의 예는 도 2d에 도시되어 있다. 보이는 바와 같이, 이들 전류들은 조각-별 사인파 형태를 갖도록 제어되고, 즉, 제1 입력단(11)의 동작의 결과로서 도 2e에 도시된 3개의 사인파 AC 위상 전류들(
Figure pct00149
,
Figure pct00150
,
Figure pct00151
)로 변환된다.
도 3은 정상 동작으로 지칭되는 제1 동작 모드 동안 도 1의 중앙 제어 유닛(central control unit)(40)의 유리한 구현의 블록도를 도시한다. 전기 변환기(100)는 도 3에서 '단일-와이어(single-wire)' 등가 회로(equivalent circuit)로 표시되고, 여기서 소자들의 주석(annotation)들은 도 1에 제공된 주석들과 일치한다. 신호 라인의 3개의 슬래시(slash)들은 3개의 위상 신호들의 번들링(bundling)을 지시하며 벡터 표현(representation)으로의 전이(transition)를 나타낼 수 있다.
제어 유닛(40)의 목표는 예를 들어 하위 출력 커패시터(
Figure pct00152
)에 걸친 전압이 DC 버스 전압의 절반과 실질적으로 동일하도록 제어함으로써 2개의 출력 커패시터들(
Figure pct00153
및
Figure pct00154
)에 걸친 전압의 균형을 맞추는(balance) 것, 및 출력 전압(
Figure pct00155
)을 입력 포트(41)를 통해 외부 유닛으로부터 수신되는 요청된 세트-값(
Figure pct00156
)으로 제어하는 것이다. 또한 위상 입력(a,b,c)에서 끌어온 전류는 실질적으로 사인파 형태이어야 하고 대응하는 위상 전압과 실질적으로 동위상으로 제어되어야 한다. 이전에 설명했듯이, 이것은 인덕터 전류들(
Figure pct00157
)이 조각-별 사인파 형태들을 갖도록 제어하는 것(즉, 위상 전류들(
Figure pct00158
Figure pct00159
Figure pct00160
)을 직접 제어하는 것 대신)에 의해 달성될 수 있다. 특히, 인덕터 전류들의 저역 통과 필터링된 값(low-pass filtered value)들은 인덕터 전류들의 고주파 리플(high-frequency ripple)이 HF 필터 커패시터들(
Figure pct00161
Figure pct00162
Figure pct00163
)에 의해 필터링되는 동안 제어된다.
출력 전압(
Figure pct00164
)의 제어는 외부 전압 제어 루프(outer voltage control loop)(60) 및 내부 전류 제어 루프(inner current control loop)(70)를 포함하는 캐스케이드 제어 구조(cascaded control structure)를 사용하여 유리하게 수행된다. 출력 전압의 세트-값은 입력 포트(41)를 통해 비교기(comparator)(61)에 입력되고, 측정값 처리 유닛(measurement processing unit)(95)(예를 들어, 저역 통과 필터(low-pass filter)를 포함함)으로부터 획득된, 측정된 출력 전압과 비교된다. 비교기(61)의 출력은 출력 전압의 제어-에러 신호(control-error signal)이며, 위상 전류들의 진폭들의 순간 세트-값들을 출력하는 제어 소자(control element)(62)(예를 들어 비례 적분 제어 블록(proportional-integral control block)을 포함함)에 추가로 입력된다. 이들 진폭들은 승산기(multiplier)(63)에 입력되고, 위상 전압들의 정규화된 순간 값(normalized instantaneous value)들을 출력하는 계산 소자(calculation element)(64)로부터 획득된 신호들과 승산된(multiplied)다. 계산 소자(64)의 입력은 측정값 처리 유닛(93)(예를 들어, 저역 통과 필터를 포함함)으로부터 획득된(obtained), 측정된 위상 전압들(measured phase voltage)이다. 승산기(63)의 출력은 순간, 예를 들어 저역 통과 필터링된, 위상 전류들(
Figure pct00165
Figure pct00166
Figure pct00167
)에 대한 설정-값들(
Figure pct00168
)이고, 실질적으로 사인파 형태이고, 대응하는 위상 전압들과 실질적으로 동 위상으로 위치된(positioned)다. 세트-값들(
Figure pct00169
)은 추가 소자(67) 및 선택 소자(selection element)(81)를 통과한 후 전류 제어기(70)에 입력되며, 그 기능들은 다음 텍스트에서 더 자세히 설명된다.
전류 제어기(70)는 3개의 개별 전류 제어기(individual current controller)들(71, 74, 77)로 분할되며, 여기서:
· 개별 전류 제어기(71)는 중위 벅-부스트 인덕터(
Figure pct00170
)의 전류를 제어하기 위해 사용된다. 이 제어는 중위 벅-부스트 브리지 레그(14)를 포함하는 중위 벅-부스트 회로 스위치들(
Figure pct00171
,
Figure pct00172
)의 PWM 변조에 의해 수행된다. 입력단(11)의 동작의 결과로서, 제어기(71)는 3-상 AC 전압의 최고 전압과 최저 전압 사이의 전압을 가지는 위상 입력(A,B,C)의 전류를 제어하고;
· 개별 전류 제어기(74)는 상위 부스트 인덕터(
Figure pct00173
)의 전류를 제어하기 위해 사용된다. 이 제어는 상위 부스트 브리지 레그(19)를 포함하는 상위 부스트 회로의 스위치(
Figure pct00174
)의 PWM 변조에 의해 수행된다. 입력단(11)의 동작의 결과로서, 제어기(74)는 3-상 AC 전압 중 가장 높은 전압을 가지는 위상 입력(A,B,C)의 전류를 제어하고;
· 개별 전류 제어기(77)는 하위 부스트 인덕터(
Figure pct00175
)의 전류를 제어하기 위해 사용된다. 이 제어는 하위 부스트 브리지 레그(20)를 포함하는 하위 부스트 회로의 스위치(
Figure pct00176
)의 PWM 변조에 의해 수행된다. 입력단(11)의 동작의 결과로서, 제어기(77)는 3-상 AC 전압 중 가장 낮은 전압을 가지는 위상 입력(A,B,C)의 전류를 제어한다.
선택기 소자(81)는 위상 입력들(A, B, C)의 전압 값에 따라 순간 위상 전류들에 대한 세트-값들(
Figure pct00177
)(도 2d에 도시됨)을 올바른(correct) 개별 전류 제어기(71, 74, 77)로 전송하여, 각 인덕터 전류 제어기에 대한 인덕터 전류 세트-값들(
Figure pct00178
)(도 2e에 도시됨)을 생성하기 위해 사용되고, 여기서:
· 3-상 AC 전압 중 가장 높은 전압을 가지는 위상 입력(A,B,C)의 위상 전류의 세트-값은 개별 전류 제어기(74)로 보내져 세트-값(
Figure pct00179
)이 되고;
· 3-상 AC 전압 중 가장 낮은 전압을 가지는 위상 입력(A,B,C)의 위상 전류의 세트-값은 개별 전류 제어기(77)로 보내져 세트-값(
Figure pct00180
)이 되고;
· 3-상 AC 전압의 가장 높은 전압과 가장 낮은 전압 사이의 전압이 개별 전류 제어기(71)로 보내지는 위상 입력(A,B,C)의 위상 전류 세트-값은 결과적으로 세트-값(
Figure pct00181
)이 된다.
각 개별 전류 제어기에서, 순간 인덕터 전류에 대한 수신된 세트-값(
Figure pct00182
)은 비교기, 예를 들어 개별 전류 제어기(71)의 비교기(72)에 입력되고, 측정값처리 유닛(94)(예를 들어, 저역 통과 필터를 포함함)으로부터 획득된 측정된 인덕터 전류와 비교된다. 비교기의 출력은 제어 소자, 예를 들어 개별 전류 제어기(71)의 제어 소자(73)에 추가로 입력되는 전류의 제어-에러 신호이며, 그 출력은 PWM 생성 소자(generation element), 예를 들어 개별 전류 제어기(71)의 PWM 생성 소자(54)에 입력된다. 개별 전류 제어기들의 PWM 생성 소자는 PWM-제어된 브리지 레그(PWM-controlled bridge leg)들의 제어 가능한 세미컨덕터 스위치(controllable semiconductor switch)들(즉, 상위 부스트 회로의 상위 부스트 브리지 레그(19), 하위 부스트 회로의 하위 부스트 브리지 레그(20), 및 중위 벅-부스트 회로의 중위 벅-부스트 브리지 레그(14))에 대한 PWM-변조된 제어 신호(PWM-modulated control signal)들을 생성한다. 이러한 PWM-변조된 제어 신호들은 통신 인터페이스(communication interface)(50)를 통해 적절한 브리지 레그들로 전송된다.
입력단(11)의 선택기 스위치들은 위상 입력들(A, B, C)의 전압 값에 따라 3-상 AC 입력 전압의 각
Figure pct00183
섹터 동안 '온' 또는 '오프'이다. 선택기 스위치들에 대한 제어 신호들은 스위치-신호 발생기(switch-signal generator)들(51, 52, 53)에 의해 생성된다.
DC 버스 중간-점 밸런싱(DC bus mid-point balancing)은 승산기(63)에 의해 출력되는 순간, 예를 들어, 저역 통과 필터링된 위상 전류들(
Figure pct00184
Figure pct00185
Figure pct00186
)에 대한 세트-값들(
Figure pct00187
)에 오프셋 값(offset value)을 추가하는 것에 의해 수행될 수 있다. 오프셋 값은 비교기(65)를 사용하여 측정값 처리 유닛(96)(예: 저역 통과 필터를 포함함)으로부터 획득된 측정된 DC 버스 중간점 전압을 세트-값(예:
Figure pct00188
)과 비교하고, 비교기(65)에 의해 출력된 에러 신호를 제어 소자(66)에 공급하는 것에 의해 획득될 수 있다.
도 2e에 도시된 위상 전류들(
Figure pct00189
Figure pct00190
Figure pct00191
)은 이러한 제어 유닛(40) 및 전술한 텍스트에 상세히 설명된 제어 방법을 사용하여 전기 변환기(100)를 제어함으로써 획득된다. 또한 도 2e에는 도 3에 도시된 선택기 소자(81)에 대한 입력으로서 순간, 예를 들어 저역 통과 필터링된, 위상 전류들(
Figure pct00192
Figure pct00193
Figure pct00194
)에 대한 세트-값들(
Figure pct00195
)이 도시되어 있다. 위에서 설명한 것처럼, 위상 전류들(
Figure pct00196
Figure pct00197
Figure pct00198
)은 간접적으로 제어되고, 즉 이들은 인덕터 전류들(
Figure pct00199
Figure pct00200
Figure pct00201
)(도 2d에 도시됨)의 제어 및 입력단(11)의 동작의 결과이다. 인덕터 전류들(
Figure pct00202
)에 대한 세트-점(set-point)들은 측정된 위상 전압들에 기초한 선택기 소자(81)에 의해 세트-값들(
Figure pct00203
)로부터 도출된다.
도 4a 내지 도 4c는
Figure pct00204
인 3-상 AC 입력 전압(도 2 참조)의 섹터 내에 놓이는
Figure pct00205
주위의 시간 간격에 대한 전기 변환기(100)의 브리지 레그들의 5개의 연속적인 스위칭 사이클들(즉, 각각은 스위칭 주파수가 f s인 1/f s과 동일한 스위칭 주기(T s)를 가짐) 내의 다이어그램들을 도시한다. 이 섹터 내에서 입력단(11)의 선택기 스위치들 및 다이오드들은 다음 스위칭 상태들에 있다:
· 스위치
Figure pct00206
(오프), 다이오드
Figure pct00207
(전도됨), 다이오드
Figure pct00208
(차단(blocking)); 위상 연결부(a)는 노드(x)와 연결된다;
· 스위치
Figure pct00209
(오프), 다이오드
Figure pct00210
(차단), 다이오드
Figure pct00211
(전도됨); 위상 연결부(b)는 노드(y)와 연결된다;
· 스위치
Figure pct00212
(온(on)), 다이오드
Figure pct00213
(차단), 다이오드
Figure pct00214
(차단); 위상 연결부(c)는 노드 z와 연결된다;
도 4a-4c의 다이어그램들은 밀리초 시간 축에 대한 전압들, 전류들 및 스위칭 신호들을 도시한다. 도 4a는 대응하는 인덕터 전류(
Figure pct00215
) (및 이 전류의 세트-값(
Figure pct00216
)), 인덕터 전압(
Figure pct00217
) 및 PWM-변조된 상위 부스트 브리지 레그(19)의 스위치의 제어 신호(
Figure pct00218
)를 도시하는 상위 부스트 회로의 동작에 대응한다. 도 4b는 대응하는 인덕터 전류(
Figure pct00219
) (및 이 전류의 세트-값(
Figure pct00220
)), 인덕터 전압(
Figure pct00221
) 및 PWM-변조된 하위 부스트 브리지 레그(20)의 스위치의 제어 신호(
Figure pct00222
)를 도시하는 하위 부스트 회로의 동작에 대응한다. 도 4c는 대응하는 인덕터 전류(
Figure pct00223
) (및 이 전류의 세트-값(
Figure pct00224
)), 인덕터 전압(
Figure pct00225
) 및 PWM-변조된 브리지 레그(14)의 상위 스위치의 제어 신호(
Figure pct00226
)를 도시하는 중위 벅-부스트 회로의 동작에 대응한다. PWM-변조된 브리지 레그(14)의 하위 스위치의 제어 신호(
Figure pct00227
)는 제어 신호(
Figure pct00228
)의 보수이다.
전기 변환기의 AC 입력 전류의 전체 고조파 왜곡(Total Harmonic Distortion)(THD)을 최소화하기 위해 위상 전류들(
Figure pct00229
,
Figure pct00230
,
Figure pct00231
)의 고주파 리플은 유리하게 최소화된다.
전기 변환기(100)의 장점은 상위 부스트 인덕터와 하위 부스트 인덕터의 하프-스위칭-주기 볼트-초 곱/영역(half-switching-period volt-seconds product/area)이 종래의 6-스위치 부스트-형 PFC 정류기의 부스트 인덕터의 볼트-초 곱들/영역들보다 작다는 것이다. 이는 이들 인덕터들에 인가되는 전압들이 기존의 6-스위치 부스트-형 PFC 정류기보다 작기 때문이다. 중위 벅-부스트 인덕터의 경우, 인가된 전압들이 반드시 작을 필요는 없지만 인덕터에 흐르는 전류의 값은 기존의 6-스위치 부스트-형 PFC 정류기의 인덕터들에 흐르는 전류들의 값보다 작다. 그 결과, 더 적은 자기 에너지 저장장치(magnetic energy storage)를 가지는 더 작은 인덕터들이 실현 가능하고, 결과적으로 본 발명에 의해 제공되는 전기 3-상 AC-DC 변환기(100)의 더 높은 전력-대-부피 비율(power-to-volume ratio)을 초래한다.
전기 변환기의 시동(사전 충전) 동작
시동 시 전기 구성요소(component)들의 수명이 점차적으로 출력 전압(VPN)을 높이는 것이 중요하다. 본 발명에 따르면, 전용 동작 모드(dedicated mode of operation)는 제어기(40)에서 구현된다. 도 5를 참조하면, 스위칭 장치(23)는 브리지 정류기(24)의 상위 노드들과 상위 중간 노드(x) 사이의 전도(conduction)를 인터럽트하기 위해 개방된다. 인덕터(
Figure pct00232
)를 통해 전류가 흐르지 않는다. 위상 선택기(25)는 이제 출력 단자들(P, N)에 걸친 (순간) 출력 전압(VPN)보다 약간 높은 위상 입력 전압을 중위 중간 노드(z)에 인가하도록 동작된다. 이렇게 함으로써, 위상 전류는 스위치 노드(t)와 단자(P) 사이의 스위치(
Figure pct00233
)에 연결된 (내부(internal)) 역병렬 다이오드(anti-parallel diode)(
Figure pct00234
)의 전도로 인해 인덕터(
Figure pct00235
)를 통해 더 나아가 상위 출력 단자(P)로 흐른다. 전류 경로는 도 5에서 화살표로 지시되고, 따라서 중위 중간 노드(z)에서 스위치 노드(t)를 통해 역병렬 다이오드(
Figure pct00236
)와 출력 필터(15)의 커패시터들(C Pm , C mN )을 거쳐 다시 하위 중간 노드(y)로 이동한다.
스위치들(
Figure pct00237
및
Figure pct00238
) 중 어느 것도 동작할 필요가 없고, 이러한 스위치들은 비-전도 상태(개방됨)로 유지될 수 있다는 점에 유의하는 것이 편리할 것이다. 또는 스위치들(
Figure pct00239
및
Figure pct00240
)은 이용되는 스위칭 방식에 따라 스위치(
Figure pct00241
)가 개방된 상태로 유지되는 동안 스위치(
Figure pct00242
)가 전도되도록 제어기(40)에 의해 능동적으로 동작될 수 있고, 또는 그 반대의 경우도 마찬가지이며 이는 아래에서 더 설명될 것이다. 이렇게 함으로써, 역병렬 다이오드D zP 를 통해서만 동작하는 경우에 비해 손실들이 감소된다.
도 6을 참조하면, 위상 선택기(25)는 단자(P)의 순간 전압 전위(instantaneous voltage potential)보다 높은 레벨을 가지는 경우, 위상 선택기(25)는 유리하게는 하강(falling)(하강(descending)) 전압을 가지는 위상 입력(A, B, C)를 중위 중간 노드(z)에 연결하도록 동작된다. 하강 전압(falling voltage)을 가지는 위상 입력을 중위 중간 노드(z)에 연결하는 시점(time instant)들(t1)은 위상 전압(
Figure pct00243
,
Figure pct00244
,
Figure pct00245
)이 P(VPN)에서 전압 전위(voltage potential)보다 높은 임계값 아래로 떨어지는 순간, 예를 들어 P에서 전압 전위의 순간 값보다 5V와 10V 사이에서 적절하게 선택될 수 있다. 제2 대안에서, t1 은 미리 결정된 시간, 예를 들어 t2 이전의 1 ㎲와 10 ㎲ 사이에서 선택되며, 여기서 t2는 하강 위상 전압(falling phase voltage)이 P에서의 전압 전위의 값에 도달(attain)/교차(cross)하는 시점이다. 제2 대안은 예를 들어 이전 사이클(들)의 데이터에 기초하여 및/또는 위상 입력 전압들 및 출력 전압의 측정 값들 기초하여 시점 t2를 예측함으로써 구현될 수 있다.
하강 위상 전압을 중위 중간 노드에 연결하기 위해 위상 선택기(25)의 스위치(
Figure pct00246
,
Figure pct00247
, 및
Figure pct00248
)가 동작될 때마다, 인덕터(
Figure pct00249
)와 출력 필터를 통해 전류 펄스(current pulse)가 흐르고, 따라서 커패시터들(C Pm , C mN )을 충전하고 VPN을 추가 단계로 증가시킨다. 시점(t1)을 적절하게 선택함으로써 전류 펄스의 크기를 제어할 수 있고 따라서 출력단의 사전 충전의 역학(dynamic)들을 제어할 수 있다는 점에 주목하는 것이 편리할 것이다.
시점(t2)에서, 하강 위상 전압은 전류 펄스의 최댓값에 대응하는 P에서의 전압 전위 값에 도달/교차한다. 그 후, 인덕터(
Figure pct00250
)를 통한 전류 크기(current magnitude)는 순간(t3)에서 0이 될 때까지 감소한다. t3에서, 다이오드(D zP )는 비전도 상태로 스위칭하고, 스위치(
Figure pct00251
)가 사전 충전 동작 동안 능동적으로 제어되는 경우, 제어기(40)는 스위치(
Figure pct00252
)가 비전도 상태로 스위칭하도록 제어한다. 이렇게 하면 전류가 음이 되어 출력 필터의 커패시터들이 방전(discharge)되는 것을 0방지할 수 있다.
제어기(40)는 전술된 바와 같이, 적절한 위상 입력을 중위 중간 노드에 선택적으로 연결하기 위해 위상 선택기(25)의 스위치들(
Figure pct00253
,
Figure pct00254
, 및
Figure pct00255
)을 동작시키도록 구성된다. 즉, 적절한 스위치(
Figure pct00256
,
Figure pct00257
, 및
Figure pct00258
)는 시점(t1)에서 전도 상태로 스위칭되고 시점(t3) 또는 그 이후에 연결해제된다. 위상 선택기 스위치들(
Figure pct00259
,
Figure pct00260
, 및
Figure pct00261
)이 역직렬로 배치된 2개의 세미컨덕터 스위치들(FET)에 의해 형성되는 경우, 예를 들어, 전류-양방향성(current-bidirectionality)을 획득하기 위해 각각 역병렬 다이오드를 가지고 있는 동안 다른 하나는 역병렬 다이오드를 통해 전도되는 동안 2개의 FET 스위치들 중 하나만 동작하는 것이 가능하다. 이렇게 하면 각 역병렬 다이오드는 전류가 음이 될 때 자동으로 비전도 상태로 바뀐다. 그 결과, t3에서S Pz 의 스위칭은 덜 중요해진다(less critical). 전기 변환기는 유리하게는 입력 단자들(A, B, C)에서 위상 전압들을 측정하기 위한 전압 측정 센서(voltage measurement sensor)들을 포함하고, 이는 시점(t1)을 선택할 때 감지된 전압 레벨들을 사용하기 위해 제어기(40)에 동작 가능하게 접속된다.
스위치(23)의 위치에서 전기 변환기(100 또는 200)와 다른 전기 변환기(400)를 나타내는 본 발명에 따른 시동 동작에 대한 대안적인 실시예가 이제 도 7과 관련하여 설명된다. 정류기 브리지들(16, 17, 18)의 상위 노드와 상위 중간 노드(x) 사이의 스위치(23)는 생략되고 정류기 브리지들(16, 17, 18)의 하위 노드와 하위 중간 노드(y) 사이의 스위치(43)로 대체된다. 이러한 배치(arrangement)는 도 7에서 화살표로 지시된 바와 같이 역전류 흐름 방식(reverse current flow scheme)을 통해 DC 버스 전압(VPN)의 단계적 사전 충전을 획득할 수 있게 한다.
동작 시동 모드 동안, 제어기(40)는 스위치(43)(또는 도 1의 경우 스위치(23))가 개방(비전도) 상태가 되도록 동작시킨다. 정류기 브리지(24)는 입력 단자들(A, B, C)에서 최고 위상 전압이 상위 중간 노드(x)에 인가되어 출력 노드(P)가 고전위(high potential)가 되도록 보장한다. 그 다음, 제어기(40)는 하위 정류기 브리지 스위치들(Dya, Dyb, Dyc)이 하위 중간 노드로부터 연결해제되기 때문에 반환 전류 경로(return current path)를 허용하도록 위상 선택기(25)의 스위치들을 동작시킨다. 이렇게 함으로써, 전류(electric current)는 커패시터들(CPm and CmN)을 충전하는 도 8에 지시된 바와 같이 출력 필터(15)를 통해 흐르도록 만들어질 수 있다. 따라서 전류 흐름(current flow)은 상위 중간 노드에서부터 노드(r 및 D xP )를 거쳐 출력 필터(15)로, 하위 스위치(S zN )를 통해 스위치 노드(t)로, 다시 중위 중간 노드(z)로 흐르며, 여기서 전류는 위상 선택기(25)의 적절한 스위칭에 의해 입력 단자들로 다시 전달된다. 이 동작 동안, 벅-부스트 회로의 스위치(S Pz )는 개방 상태(비전도)로 남아있고 스위치(S zN )는 개방 또는 폐쇄 상태에 있을 수 있다. 개방된 상태로 두면 전류 경로는 (S zN )에 접속된 역병렬 다이오드를 통해 흐른다.
변환기(400)의 위상 선택기(25)의 스위치들의 유리한 스위칭 방식이 도 8에 그래프로 도시되어 있다. 위상 선택기(25)는 상승 전압이 단자(N)에서 순간 전압 전위보다 낮은 레벨을 가지는 경우, 중위 중간 노드(z)에 상승(증가(increasing)) 전압을 가지는 위상 입력(A, B, C)을 연결하도록 유리하게 동작된다. 상승 전압을 가지는 위상 입력을 중위 중간 노드(z)에 연결하는 시점(time instant)들(t1)은 위상 전압(
Figure pct00262
,
Figure pct00263
,
Figure pct00264
)이 N에서 순간 전위보다 낮은 임계 값 위로 상승하는 순간, 예를 들어, N에서 순간 전위보다 5V와 10V 사이에서 적절하게 선택될 수 있다. 제2 대안에서, t1 은 미리 결정된 시간, 예를 들어 t2 이전의 1 ㎲와 10 ㎲ 사이에서 선택되며, 여기서 t2는 상승 위상 전압이 N에서의 전압 전위의 값에 도달(attain)/교차(cross)하는 시점이다. 제2 대안은 예를 들어 이전 사이클(들)의 데이터에 기초하여 및/또는 위상 입력 전압들 및 출력 전압의 측정 값들 기초하여 시점 t2를 예측함으로써 구현될 수 있다. 시점 t3에서 전류는 다시 0이 되고S zN 에 접속된 역병렬 다이오드는 비전도 상태로 스위칭된다. S zN 이 능동적으로 스위칭되면 t3에서 턴 오프(turn off)된다. 또한 t3부터 t1 - t3 동안 전도 상태에 있던 위상 선택기 스위치를 비전도 상태로 스위칭할 수 있다. 위상 선택기 스위치들(
Figure pct00265
,
Figure pct00266
, 및
Figure pct00267
)이 역직렬로 배치된 2개의 세미컨덕터 스위치들(FET)에 의해 형성되는 경우, 예를 들어, 전류-양방향성(current-bidirectionality)을 획득하기 위해 각각 역병렬 다이오드를 가지고 있는 동안 다른 하나는 역병렬 다이오드를 통해 전도되는 동안 2개의 FET 스위치들 중 하나만 동작하는 것이 가능하다. 이렇게 하면 각 역병렬 다이오드는 전류가 음이 될 때 자동으로 비전도 상태로 바뀐다. 그 결과, t3에서S zN 의 스위칭은 덜 중요해진다.
도 9에서, 입력 필터(13)가 입력단(11) 전에(후 대신에(instead of after)) 배치된다는 점에서 변환기(100)와 다른 전기 변환기(300)가 도시되어 있고, 즉 입력 필터(13)는 위상 입력 단자들(A, B, C)와 입력단(11) 사이에 연결된다. 입력단(11)은 입력 필터(13)의 대응하는 인덕터(
Figure pct00268
Figure pct00269
,
Figure pct00270
)를 통해 위상 입력 단자들(A, B, C)을 통해 중간 노드들(x, y, z)에 연결한다. 커패시터들(
Figure pct00271
Figure pct00272
Figure pct00273
)은 위상 입력 단자들과 인덕터들 사이에 배치된다. 커패시터들은 성형 구성(star configuration)으로 연결되며, 이전 예에서와 같이 성형점(star point)이 출력 필터(15)의 중간점에 연결되는 것이 유리하다. 대안적으로, 커패시터들(
Figure pct00274
Figure pct00275
Figure pct00276
)은 3개의 위상 입력 라인(phase input line)들에 걸쳐 델타 구성(delta configuration)으로 배치될 수 있다. 도 9의 예에서, 스위치 노드들(r, s 및 t)에서의 전압들이 중간 노드들(x, y, z)의 전압들과 동일하기 때문에, 3개의 중간 노드들(x, y, z)에서의 전압 신호가 이전 예들(도 1, 도 5 및 도 7)과 비교하여 다소 다르다는 점에 주목하는 것이 편리할 것이다. 그 결과, 고주파 전류들이 입력단(11)을 통해 흐를 것이지만, 이전 예들(도 1, 5 및 도 7)에서 고주파 전류들은 입력 필터(13)의 출력 변환기단 다운스트림(output power stage downstream)에서만 발생한다.
전기 변환기들(100, 300, 400) 중 어느 하나에서, 다이오드들은 전기 변환기의 양방향 전원 흐름을 허용하도록 능동적으로 스위칭 가능한 세미컨덕터 장치들로 대체될 수 있다.
전기 변환기들(100-400) 중 하나에서, HF 커패시터들(
Figure pct00277
Figure pct00278
Figure pct00279
)(또는 도 9의 경우(
Figure pct00280
Figure pct00281
Figure pct00282
)) 성형 구성으로 연결된다. 성형점 연결부에서의 전압은 공통 노드(m)의 전압을 제어하여 제어할 수 있다.
다시 도 1을 참조하면, 본 발명의 양태의 하나의 이점은 돌입 전류 제한기(inrush current limiter), 예를 들어 저항(resistor)이 스위치(23)와 병렬로 제공될 필요가 없다는 것이다. 이는 손실을 줄이고 부피를 방지하며 서비스 수명을 연장한다.
도 10a 내지 도 10d는 전술한 전기 변환기(100-400)에 사용될 수 있는 입력단(11)의 상이한 변형들을 도시한다.
도 10c 및 도 10d를 참조하면, 변환기단들에서 스위치(23)의 기능이 브리지 레그들(16-18)의 능동(양방향) 스위치들에 의해 채택될 수 있다는 점에 유의하는 것이 편리할 것이다. 도 10c의 상위 브리지 레그 입력단(11)의 사이리스터들(Thyax, Thybx, Thycx) 및 도 10d의 입력단의 사이리스터들(Thyya, Thyyb, Thyyc)은 상위 중간 노드(x) 또는 하위 중간 노드(y)를 모든 3개의 위상 단자들(A, B, C)로부터 연결해제된 상태로 유지하기 위해 제2 동작 모드 동안 제어기(40)에 의해 제어될 수 있고, 이에 의해 스위치(23)를 획득하고, 도 1에서와 같이 추가적인 하드웨어 스위치(23)에 대한 필요성을 방지한다. 또 다른 대안에서, (전류-)양방향 능동 스위치는 각각 역병렬 다이오드를 가지는 한 쌍의 역직렬 연결된 MOSFET들과 같은 사이리스터들(Thyax, Thybx, Thycx) 및/또는 사이리스터들(Thyya, Thyyb, Thyyc) 대신 사용될 수 있다.
도 11을 참조하면, 도 1의 전기 변환기(100)의 변형이 도시되어 있다. 전기 변환기(500)는 2개의 적층된 부스트 회로들(19, 20)가 아닌 단일 부스트 회로(19)가 사용된다는 점에서 도 1의 변환기(100)와 상이하다. 부스트 회로(19)는 노드(r)과 노드(s) 사이에 연결된 스위치(
Figure pct00283
)를 포함한다. 출력 필터(15)는 중위 노드가 없는 단일 커패시터(
Figure pct00284
)를 포함할 수 있다. 부스트 회로(19)도 생략되는 다른 변형들이 가능하다.
도 12를 참조하면, 전기 변환기(100)(대안적으로 전기 변환기(200, 300 또는 400)일 수 있음)는 3-상 AC 그리드의 중성 컨덕터를 연결하기 위한 연결 단자(n)을 포함할 수 있다. 예를 들어 전기차들의 충전과 같은 일부 응용 분야들에서, 특정한 위상의 부하를 줄여 다른 소비자 장치들이 위상에 과부하(overloading)가 걸리지 않으면서 차량의 배터리를 충전하는 동안 특정한 위상으로부터 전원을 계속 끌어올 수 있도록 하기 위해, 3-상 그리드의 각 위상으로부터 끌어온 사인파 전류의 진폭(amplitude)이 독립적으로 제어될 수 있는 것이 종종 요구된다. 이 경우, 연결 단자(n)는 유리하게는 3-상 그리드의 중성 컨덕터에 연결되어 3개의 위상 전류들의 합과 실질적으로 동일한 반환 전류(return current)가 그리드의 중성 컨덕터로 다시 흐르도록 한다. 유리한 양태에서, 3개의 위상 전류들은 입력의 중성 컨덕터에 연결된 공통 노드를 제공함으로써 완전히 독립적으로 제어될 수 있다.
이 중성 연결 단자(n)는 AC 커패시터들(
Figure pct00285
Figure pct00286
Figure pct00287
)의 성형-점(star-point) 및 적층된 부스트 브리지들(19, 20)의 공통 노드(m)에 유리하게 연결된다(따라서 출력 필터(15)의 중간점에도 연결됨). 그 결과 완전히 대칭적인 변환기 구조가 된다. 이 경우 성형-점과 공통 노드의 전압은 그리드의 중성 컨덕터의 전압과 같다. 공통 노드(m)과 출력 필터(15)의 중간점(q) 사이의 연결은 존재할 수 있거나 존재할 수 없다.
본 발명에 따른 전기 변환기는 브리지 정류기의 상위 노드와 상위 중간 노드(x) 사이의 스위치(23) 및 브리지 정류기의 하위 노드와 하위 중간 노드(y) 사이의 스위치(43) 모두를 포함하는 것으로 고려될 수 있다는 점에 유의하는 것이 편리할 것이다. 사전 충전 동작 동안, 제어기는 스위치(23)를 개방함으로써 DC 버스를 사전 충전하는 것(스위치(43) 폐쇄됨)과 스위치(43)을 개방함으로써 DC 버스를 사전 충전하는 것(스위치(23) 폐쇄됨) 사이를 교대로 허용할 수 있다.
도 13을 참조하면, 변환기가 꺼졌을 때 스위칭 장치(23)가 전도 상태(폐쇄됨)로 유지될 수 없는 경우, 3상 브리지 정류기(24)를 걸쳐 버퍼 회로(buffer circuit)(26)를 추가하는 것이 편리할 수 있다. 버퍼 회로(26)는 저항과 병렬로 가능한 커패시터를 포함하고 임의의 입력 필터 및 전원의 인덕턴스들에 저장된 에너지를 캡처(및 소산(dissipate))하도록 작용(act)한다. 이렇게 하면 과전압(overvoltage) 또는 과열(overtemperature)로 인해 변환기가 에러 모드로 전환되는 경우와 같이 변환기를 종료해야 할 때 손상을 방지할 수 있다. 버퍼 회로는 브리지 정류기(24)의 상위 노드와 하위 노드 사이에 연결된 제너 다이오드(Zener diode)와 직렬로 연결된 커패시터를 포함할 수 있다. 정상 동작 중에 커패시터의 무효 전력 소비(reactive power consumption)를 줄이기 위해 제너 다이오드와 역직렬로 다이오드를 추가로 배치할 수 있다. 또는 제너 다이오드 및 커패시터 대신 서지 어레스터(surge arrestor)가 제공될 수 있다
도 14를 참조하면, 배터리 충전 시스템(700)은 전원 공급 유닛(power supply unit)(704)을 포함한다. 전원 공급 유닛(704)은 예를 들어 전원 공급 유닛(704)을 배터리(703)에 연결하는 것을 허용하는 스위치 장치를 포함하는 인터페이스(702)에 접속된다. 전원 공급 유닛(704)는 DC-DC 변환기(701)에 접속된 전술한 바와 같은 전기 변환기들(100, 200, 400) 중 임의의 하나를 포함한다. DC-DC 변환기는 전기 변환기(100)의 DC 단자들(P, N)과 전원 공급기(power supply)(704)의 DC 단자들(P', N') 사이에 접속된다. DC-DC변환기(701)는 절연된 DC-DC변환기일 수 있다. DC-DC 변환기는 특히 전원 공급 유닛(704)과 배터리(703) 사이의 유선 전원 전달(wired power transfer)의 경우 갈바닉 절연(galvanic isolation)을 수행하는 변압기(transformer)를 포함할 수 있다. DC-DC 변환기는 무선 전원 전달의 경우와 같이 공기를 통해 유도 접속되는(inductively coupled) 한 쌍의 코일들을 포함할 수 있다. 일부 경우들에서, 인터페이스(702)는 예를 들어 유선 전원 전달에서 플러그(plug) 및 소켓(socket)을 포함할 수 있다. 대안으로, 플러그와 소켓은 입력에서 (예를 들어, 노드들(A, B, C)에서) 제공될 수 있다.

Claims (21)

  1. 3개의 위상 전압들을 가지는 AC 신호를 DC 신호로 변환하기 위한 전기 변환기(100, 200, 300, 400, 500)에 있어서,
    3개의 위상 단자들(A, B, C),
    제1 DC 단자(P),
    제2 DC 단자(N),
    제1 변환기단(11),
    출력 필터(15),
    제2 변환기단(12), 및
    제어기(40)
    를 포함하고,
    상기 제1 변환기단(11)은,
    3-상 브리지 정류기(24), 및
    위상 선택기(25)
    를 포함하고,
    상기 3-상 브리지 정류기(24)는
    상기 3개의 위상 단자들을 상위 중간 노드(x) 및 하위 중간 노드(y)에 연결하고,
    상기 위상 선택기는(25),
    상기 3개의 위상 단자들을 중위 중간 노드(z)에 연결하는 제1 능동 스위치들(
    Figure pct00288
    ,
    Figure pct00289
    ,
    Figure pct00290
    )을 포함하고,
    상기 출력 필터(15)는,
    상기 제1 DC 단자(P) 및 상기 제2 DC 단자(N)에 걸쳐 연결된 적어도 하나의 커패시터(
    Figure pct00291
    ,
    Figure pct00292
    )를 포함하고,
    상기 제2 변환기단(12)은,
    상기 제1 변환기단 및 상기 출력 필터 사이에 배치되고,
    상기 제2 변환기단은,
    스위치 노드(t), 및
    한 쌍의 제2 스위치들(
    Figure pct00293
    ,
    Figure pct00294
    )
    을 포함하고,
    상기 한 쌍의 제2 스위치들(
    Figure pct00295
    ,
    Figure pct00296
    )은,
    상기 스위치 노드(t)를 상기 제1 DC 단자(P) 및 상기 제2 DC 단자(N) 중 각각에 연결하고,
    상기 중위 중간 노드(z)는,
    상기 스위치 노드(t)에 연결되고,
    상기 제어기(40)는,
    상기 AC 신호를 상기 DC 신호로 변환하기 위한 제1 동작 모드로 구현되고,
    상기 제어기(40)는,
    제2 동작 모드로 구현되고, 상기 전기 변환기는 상기 상위 중간 노드(x) 및/또는 상기 하위 중간 노드(y)를 모든 상기 위상 단자들(A, B, C)로부터 연결해제하고, 상기 제어기는, 상기 중위 중간 노드(z)와 상기 출력 필터(15) 사이에 전류가 흐르도록 하여 시동 동안 상기 출력 단자들(P, N)에 걸친 전압을 단계적으로 증가시키기 위해, 상기 상위 중간 노드(x) 또는 상기 하위 중간 노드(y)를 모든 상기 위상 단자들(A, B, C)로부터 연결해제된 상태로 유지하면서 상기 제1 스위치들(
    Figure pct00297
    ,
    Figure pct00298
    ,
    Figure pct00299
    )의 스위칭을 제어하도록 구성되는,
    전기 변환기.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제2 동작 모드에서, 상기 제어기는,
    상기 제1 DC 단자(P)의 전압보다 높은 하강 전압(descending voltage)을 가지는 상기 3개의 위상 전압들 중 하나를 상기 중위 중간 노드(z)에 인가하기 위해, 또는
    상기 제2 DC 단자(N)의 전압보다 낮은 상승 전압을 가지는 상기 3개의 위상 전압들 중 하나를 상기 중위 중간 노드(z)에 인가하기 위해,
    상기 제1 스위치들(
    Figure pct00300
    ,
    Figure pct00301
    ,
    Figure pct00302
    )을 제어하도록 구성되는,
    전기 변환기.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    제3 스위치(23, 43)
    를 포함하고,
    상기 제3 스위치(23, 43)는,
    상기 3-상 브리지 정류기(16, 17, 18)와 상기 상위 중간 노드(x), 상기 하위 중간 노드(y) 또는 상기 상위 및 하위 중간 노드 모두 사이의 전기적 연결을 인터럽트하도록 구성되고,
    상기 제3 스위치는,
    상기 제1 동작 모드에서 폐쇄되고,
    상기 제3 스위치는,
    상기 제2 동작 모드에서 개방된 상태로 유지되는,
    전기 변환기.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 제3 스위치(23)는,
    상기 3-상 브리지 정류기(11, 211)의 상위 노드와 상기 상위 중간 노드(x) 사이에 연결되는,
    전기 변환기.
  5. 제3항 또는 제4항에 있어서,
    상기 제3 스위치(43)는,
    상기 3-상 브리지 정류기(11, 211)의 하위 노드와 상기 하위 중간 노드(y) 사이에 연결되는,
    전기 변환기.
  6. 제3항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제3 스위치(23, 43)는,
    세미컨덕터 스위치인,
    전기 변환기.
  7. 제3항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제3 스위치는,
    릴레이인,
    전기 변환기.
  8. 제1항 내지 제7항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1 동작 모드에서, 상기 제어기는,
    상기 3개의 위상 전압들 중 순간 절대 전압 값이 가장 작은 위상 단자가 상기 중위 중간 노드(z)에 연결되는 스위칭 패턴에 따라 상기 제1 스위치들(
    Figure pct00303
    ,
    Figure pct00304
    ,
    Figure pct00305
    )의 스위칭을 제어하도록 구성되는,
    전기 변환기.
  9. 제1항 내지 제8항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제2 변환기단은,
    전류 주입 회로(14)를 포함하고,
    상기 전류 주입 회로는,
    상기 제2 스위치들(
    Figure pct00306
    ,
    Figure pct00307
    )을 포함하고,
    상기 제2 스위치는,
    능동 스위치들인,
    전기 변환기.
  10. 제1항 내지 제9항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제2 변환기단은.
    부스트 회로(19, 20)
    를 더 포함하고,
    상기 부스트 회로(19, 20)는
    제4 중간 노드(r)와 제5 중간 노드(s)에서의 제2 DC 신호와 상기 제1 DC 단자(P) 및 상기 제2 DC 단자(N)에서의 제3 DC 신호 사이를 변환하도록 구성되고,
    상기 전기 변환기는,
    상기 상위 중간 노드(x)를 상기 제4 중간 노드(r)에 연결하고, 상기 하위 중간 노드(y)를 상기 제5 중간 노드(s)에 연결하는 링크(link)(13)를 포함하는,
    전기 변환기.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 부스트 회로는,
    상기 제1 DC 단자(P)와 상기 제2 DC 단자(N) 사이에 적층된 제1 부스트 회로(19) 및 제2 부스트 회로(20)를 포함하고,
    상기 제1 부스트 회로 및 상기 제2 부스트 회로는,
    공통 노드(m)를 포함하고,
    상기 제1 부스트 회로 및 상기 제2 부스트 회로의 각각은,
    적어도 하나의 제4 스위치(
    Figure pct00308
    ,
    Figure pct00309
    )를 포함하는,
    전기 변환기.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 출력 필터(15)는,
    상기 제1 DC 단자(P) 및 상기 제2 DC 단자(N) 사이의 중간점 노드(q)를 포함하고,
    상기 공통 노드(m)는,
    상기 중간점 노드(q)에 연결되는,
    전기 변환기.
  13. 제10항 내지 제12항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 링크는 입력 필터(13)를 포함하는,
    전기 변환기.
  14. 제1항 내지 제13항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제2 동작 모드에 있는 경우, 상기 중위 중간 노드(z)를 통해 흐르는 전류를 필터링하도록 구성된 인덕터(LZ)를 포함하는,
    전기 변환기.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 인덕터는,
    상기 중위 중간 노드(z)와 상기 스위치 노드(t) 사이에 연결되는,
    전기 변환기.
  16. 제1항 내지 제15항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 3-상 브리지 정류기(24)에 병렬로 연결된 버퍼 회로(26)를 포함하고,
    상기 버퍼 회로는,
    버퍼 커패시터를 포함하는,
    전기 변환기.
  17. 전기차의 배터리를 충전하기 위한 배터리 충전 시스템에 있어서,
    전원 공급 유닛
    을 포함하고,
    상기 전원 공급 유닛은,
    제1항 내지 제16항 중 어느 한 항의 전기 변환기를 포함하는,
    배터리 충전 시스템.
  18. 그래디언트 증폭기를 포함하는 자기 공명 이미징 장치에 있어서,
    상기 그래디언트 증폭기는,
    전원 공급 유닛을 포함하고,
    상기 전원 공급 유닛은,
    제1항 내지 제16항 중 어느 한 항의 전기 변환기를 포함하는,
    자기 공명 이미징 장치.
  19. 제1항 내지 제16항 중 어느 한 항의 전기 변환기를 포함하는 전원 공급 장치를 포함하는 전기 모터 구동 시스템.
  20. 3상 AC 입력을 DC 출력으로 변환하는 방법에 있어서,
    제1항 내지 제16항 중 어느 한 항의 전기 변환기(100, 200, 300, 400, 500)를 제공하는 단계
    를 포함하고,
    상기 방법은,
    상기 제3 스위치(23, 43)를 열어 상기 전기 변환기를 사전 충전하는 단계, 및
    시동 동안 상기 제1 DC 단자(P) 및 상기 제2 DC 단자(N)에 걸쳐 전압을 단계적으로 증가시키기 위해, 상기 제3 스위치가 개방된 상태로 유지하는 동안, 상기 중위 중간 노드(z)와 상기 출력 필터(15) 사이에 전류 흐름을 제공하기 위해 상기 제1 스위치들(
    Figure pct00310
    ,
    Figure pct00311
    ,
    Figure pct00312
    )를 제어하는 단계
    를 포함하는,
    방법.
  21. 제20항에 있어서,
    상기 사전 충전하는 단계는,
    상기 제1 DC 단자(P)의 전압보다 높은 하강 전압(descending voltage)을 가지는 상기 3개의 위상 전압들 중 하나를 상기 중위 중간 노드(z)에 인가하는 단계, 또는
    상기 제2 DC 단자(N)의 전압보다 낮은 상승 전압을 가지는 상기 3개의 위상 전압들 중 하나를 상기 중위 중간 노드(z)에 인가하는 단계
    를 포함하는,
    방법.
KR1020227041653A 2020-05-04 2021-05-03 사전 충전 동작 모드를 포함하는 전력 변환기 KR20230004815A (ko)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
NL2025502A NL2025502B1 (en) 2020-05-04 2020-05-04 Electrical power converter with pre-charge mode of operation
NL2025502 2020-05-04
PCT/EP2021/061590 WO2021224191A1 (en) 2020-05-04 2021-05-03 Electrical power converter with pre-charge mode of operation

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR20230004815A true KR20230004815A (ko) 2023-01-06

Family

ID=71111777

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020227041653A KR20230004815A (ko) 2020-05-04 2021-05-03 사전 충전 동작 모드를 포함하는 전력 변환기

Country Status (8)

Country Link
US (1) US20230179116A1 (ko)
EP (1) EP4147338B1 (ko)
JP (1) JP2023523865A (ko)
KR (1) KR20230004815A (ko)
CN (1) CN115735323A (ko)
CA (1) CA3181626A1 (ko)
NL (1) NL2025502B1 (ko)
WO (1) WO2021224191A1 (ko)

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5784269A (en) 1997-02-21 1998-07-21 Lucent Technologies, Inc. Three phase high power factor converter using phase selection circuit
JP4725248B2 (ja) * 2005-08-26 2011-07-13 パナソニック株式会社 電源装置
EP2871760B1 (en) * 2013-11-08 2018-03-21 DET International Holding Limited Resistorless precharging
NL2021479B1 (en) * 2018-08-17 2020-02-24 Prodrive Tech Bv Electrical power converter

Also Published As

Publication number Publication date
JP2023523865A (ja) 2023-06-07
US20230179116A1 (en) 2023-06-08
CN115735323A (zh) 2023-03-03
NL2025502B1 (en) 2021-11-18
EP4147338B1 (en) 2024-03-06
CA3181626A1 (en) 2021-11-11
EP4147338A1 (en) 2023-03-15
EP4147338C0 (en) 2024-03-06
WO2021224191A1 (en) 2021-11-11

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US8842452B2 (en) 3-phase high power UPS
CN113287252B (zh) 电力转换器
CN112567613A (zh) 电力转换器
US20150146455A1 (en) Current control for dc-dc converters
KR20220166816A (ko) 전력 변환기
US11472305B2 (en) Charging circuit for a vehicle-side electrical energy store
CN116057825A (zh) 多电平双向电ac/dc转换器
KR20230004832A (ko) 전력 변환기
KR20230004815A (ko) 사전 충전 동작 모드를 포함하는 전력 변환기
EP1325549A1 (en) A resonant converter
KR20230005330A (ko) 전력 변환기
CN113767560A (zh) 电池模块中的噪声过滤