CN113287252B - 电力转换器 - Google Patents

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Abstract

一种用于将三相AC输入转换为DC输出的电转换器(10)，该电转换器包括：三个相位输入端子(A，B，C)和两个输出端子(P，N)；相位选择器(11)，该相位选择器用于将在这三个相位输入端子处提供的该三相AC输入连接到上部中间节点(x)、下部中间节点(y)和中部中间节点(z)，该相位选择器包括可主动切换以用于将该中部中间节点选择性地连接到这三个相位输入端子的第一半导体开关(Saza，Sbzb，Sczc)；以及控制器(40)。该电转换器包括升压电路(19，20)和降压‑升压电路(14)。该升压电路包括上部升压电路(19)、下部升压电路(20)和介于两者之间的公共节点(m)。该降压‑升压电路具有与该升压电路的输出端并联的连接到这两个输出端子(P，N)的输出端，该降压‑升压电路包括可主动切换的并且跨这些输出端子(P，N)串联连接的至少两个第二半导体开关(SPz，SzN)。该中部中间节点(z)连接到该至少两个第二半导体开关的公共节点(t)。该升压电路和该降压‑升压电路的半导体开关由电流控制器控制。

Description

电力转换器
技术领域
本发明涉及电力转换领域。具体地，本发明涉及一种电转换器和一种用于控制该电转换器的方法。
背景技术
例如，当电动车辆的电池充电时，来自电网的AC电压通过电转换器被转换成DC电压，该DC电压然后被提供给正在充电的电池。例如，电转换器可以将三相AC电压转换成DC总线的端子之间的DC电压，车辆的高压(例如，800V)电池可以连接到该DC总线。同样，用于电动汽车的无线充电系统或用于磁共振成像(MRI)扫描仪的梯度放大器通常也需要这种三相AC到DC转换，以创建可以从中汲取电力的高压DC总线。
通常，例如当负载从电转换器的DC输出汲取电力时，电转换器从三相电网的每个相位汲取的电流需要基本上是正弦的并且基本上与该特定相位的正弦电压同相，从而导致功率因数基本上等于一。因此，三相AC到DC转换有利地需要三相功率因数校正(PFC)AC到DC电转换器。对于这种PFC转换器，通常还要求电网电流的低失真，例如低总谐波失真(THD)。
通常，当DC总线端子之间的电压高于全波整流AC电压时，使用包括具有700V到800V DC输出的升压型PFC级的升压型电转换器。
例如，在以下文献中示出了用于三相AC到高压DC转换的电转换器：T.Friedli,M.Hartmann,J.W.Kolar,“The Essence of Three-Phase PFC Rectifier Systems-PartII[三相PFC整流器系统的本质——第二部分]”IEEE电力电子汇刊，第29卷，第2期，第543-560页，2014年2月。例如，通常为此目的使用六开关升压型PFC整流器或VIENNA整流器。
发明内容
本发明的目的是提供一种用于三相升压型PFC AC到DC转换的低成本电转换器，该电转换器具有以下优点中的一个或多个优点：
其在设计方面简单，
其具有高的功率容积比，这由电转换器中很少的磁能存储来实现，
其在其输入处产生低电流失真，
其能够在其输入处以基本上等于一的功率因数汲取基本上正弦电流，并且
半导体器件的温度变化在输入电压或电网电压的周期内减小，这导致增加的使用寿命和可靠性。
根据本发明的第一方面，因此提供了一种用于将三相AC输入转换为DC输出的电转换器。
根据本发明的电转换器的特征为相位选择器，该相位选择器用于将在该电转换器的三个相位输入端处提供的三相AC电压转换为在上部中间节点、中部中间节点和下部中间节点之间提供的三个DC电压。该电转换器进一步包括输出功率级，该输出功率级包括用于将该上部中间节点和该下部中间节点处的电压转换为这两个输出端子处的输出电压的升压电路。根据一方面，该电转换器包括连接到该中部中间节点的降压-升压电路。该降压-升压电路包括可主动切换的至少两个半导体开关。这些半导体开关跨输出端子串联连接。该中部中间节点连接到这些半导体开关的公共节点。输出滤波电容器可以连接在该电转换器的这两个输出端子之间。
可以看作是输入功率级的相位选择器包括可主动切换的半导体开关，该半导体开关被控制使得具有三相AC输入电压中的最高电压的相位输入连接到上部中间节点，具有三相AC输入电压中的最低电压的相位输入连接到下部中间节点，并且具有介于最高电压与最低电压之间的电压的相位输入连接到中部中间节点。在一些实施例中，在上部中间电压节点、中部中间电压节点与下部中间电压节点之间提供的三个中间DC电压以分段正弦形状示出。
升压电路有利地包括连接到上部中间节点的上部升压电路和连接到下部中间电压节点的下部升压电路。上部升压电路和下部升压电路分别连接在公共节点与上部输出端子和下部输出端子之间。上部升压电路和下部升压电路可以各自包括桥臂或由桥臂构成，每个桥臂包括有利地由脉冲宽度调制(PWM)控制信号控制的可主动切换的半导体开关，以控制穿过电路的电流，具体地穿过对应电感器的电流。于是并且作为相位选择器的操作结果，上部升压电路控制具有三相AC输入电压中的最高电压的相位输入中的电流，并且下部升压电路控制具有三相AC输入电压中的最低电压的相位输入中的电流。另外，该降压-升压电路控制具有介于最高电压与最低电压之间的电压的相位输入中的电流。该升压电路和该降压-升压电路有利地包括一个或多个电感器。
有利地，提供了电流控制回路，该电流控制回路生成适当的脉冲宽度调制(PWM)控制信号，该PWM控制信号控制(上部和下部)升压电路和降压-升压电路两者的半导体开关，以便控制每个电感器或相位输入中的电流。有利地，控制升压电路(上部升压电路和下部升压电路)和降压-升压电路的半导体开关的这些脉冲宽度调制控制信号交织以便减少输出滤波电容器的电流应力(并且因此潜在地也减少尺寸)，例如，最小化输出电容器电流的纹波值和/或RMS值。
根据本发明的一方面，该电转换器包括输入滤波器。该输入滤波器可操作地耦接到升压电路和/或降压-升压电路并且可以被认为是构成升压电路和/或降压-升压电路的一部分。该输入滤波器有利地包括可操作地连接到上部中间节点、下部中间节点和中部中间节点中的每一个的电感器。这些电感器可以以各种方式连接。在一个示例中，这些电感器分别连接在相应中间节点与升压电路、降压-升压电路之间。在替代性示例中，这些电感器连接在相位输入端子与相位选择器之间。
该输入滤波器可以进一步包括可操作地耦接到电感器的滤波电容器。滤波电容器有利地连接在相位输入端子与上述电感器之间。当电感器分别连接在相应中间节点与升压电路、降压-升压电路之间时，滤波电容器可以布置在中间节点与上述电感器之间，或者在相位输入端子与相位选择器之间。当电感器连接在相位输入端子与相位选择器之间时，滤波电容器连接在相位输入端子与电感器之间。在每种情况下，滤波电容器有利地将上部中间节点、中部中间节点和下部中间节点互连。在每种情况下，滤波电容器有利地以星形配置互连。当使用星形配置时，星点连接到升压电路的公共节点，例如，上部升压电路与下部升压电路之间的节点。
上部升压电路、下部升压电路和降压-升压电路包括通过脉冲宽度调制控制的可主动切换的半导体开关。脉冲宽度调制控制信号分别由上部升压电路、下部升压电路和降压-升压电路中的每一个生成的电流控制器。第一电流控制器被配置为生成用于至少两个第二半导体开关的第一脉冲宽度调制控制信号。至少两个第二半导体开关的脉冲宽度调制允许控制可操作地连接到降压-升压电路的电感器中的第一个电感器中的第一电流。第二电流控制器被配置为生成用于第三半导体开关的第二脉冲宽度调制控制信号。第三半导体开关的脉冲宽度调制允许控制可操作地连接到上部升压电路的电感器中的第二个电感器中的第二电流。第三电流控制器被配置为生成用于第四半导体开关的第三脉冲宽度调制控制信号。第四半导体开关的脉冲宽度调制允许控制可操作地连接到下部升压电路的电感器中的第三个电感器中的第三电流。
有利地，第一电流控制器、第二电流控制器和第三电流控制器单独地操作。上部升压电路、下部升压电路和降压-升压电路的半导体开关的单独控制有利地允许控制上部升压电路与下部升压电路的公共节点处的电压。该公共节点电压也可用于输入滤波电容器的星点中。根据本发明的一方面，代表在上部升压电路和下部升压电路的公共节点处的测得电压与该电压的设定点之差的偏移值由控制器确定，并且作为偏移值馈送到第一电流控制器、第二电流控制器和第三电流控制器的输入端。
电流控制器的一个优点是可以更好地控制输入滤波电容器的星点中的电压。这允许减小级上的负载并且最小化半导体开关的占空比变化，这不仅有益于电气部件的寿命，而且还允许在较低的输出电压下高效地工作。因此，根据本发明的电转换器允许增加对电转换器的控制的自由度。
对于本发明提供的三相AC到DC电转换器，耦接到上部升压电路的电感器和耦接到下部升压电路的电感器的半切换周期伏秒积/面积小于常规六开关升压型PFC整流器的升压电感器的伏秒积/面积。这是因为在常规六开关升压型PFC整流器的情况下，施加到这些电感器的电压小于三个AC相位电压。对于耦接到降压-升压电路的电感器，施加的电压不一定更小，但是电感器中流动的电流的值小于常规六开关升压型PFC整流器的电感器中流动的电流的值。因此，具有较小的磁能存储的较小电感器是可行的，从而导致由本发明提供的三相AC到DC电转换器的更高的功率容积比。
因此，与现有技术的电转换器相比，根据本发明的电转换器设计允许以低输入电流失真并且以更小的硬件、尤其是更小的磁能存储元件以容易的方式控制转换器中的电流。此外，半导体开关的总成本更低，具体地是因为上部升压桥臂和下部升压桥臂的半导体开关需要被额定为仅DC输出电压的一半(而不是整个DC输出电压)，并且还因为相位选择器的开关以等于仅AC电网电压频率的六倍的频率进行切换，该频率是基本上低的。总体而言，因此减少了半导体器件的切换应力/损耗，从而提高了电转换器的效率并且降低了其成本。
存在关于可以如何实施相位选择器以实现上述将在电转换器的三个相位输入端处提供的三相AC电压转换为在上部中间电压节点、中部中间电压节点与下部中间电压节点之间提供的三个中间DC电压的若干实施例。
相位选择器包括三个桥臂，这些桥臂的中点分别连接到三个相位输入端中的每一个。三个桥臂可以包括可控制的半导体开关(选择器开关)，可以使用控制器根据相位输入端的电压电平将相位输入端中的每一个连接到上部中间电压节点、中部中间电压节点或下部中间电压节点来控制这些半导体开关。
控制器有利地被配置为以如下方式控制半导体开关：将具有最高电压的相位输入端连接到上部中间节点，将具有最低电压的相位输入端连接到下部中间节点，并且将具有介于最高电压与最低电压之间的中间电压的相位输入端连接到中部中间节点。
可以构成升压电路和/或降压-升压电路的一部分的输入滤波器包括有利地连接在相位选择器与输出功率级之间的电感器，并且可以进一步包括(高频)滤波电容器，这些滤波电容器有利地放置在相位选择器与电感器之间并且有利地如以星形连接的形式将中间电压节点互连。通过这样的配置，减小了在相位选择器中流动的电流的纹波值和RMS值。
替代性地，输入滤波器的电感器可以放置在相位输入端与相位选择器之间，并且输入滤波器的电容器可以放置在相位输入端与电感器之间。
根据一方面，输出滤波器包括串联连接在电转换器的输出端子之间的上部输出滤波电容器和下部输出滤波电容器。
有利地，电转换器包括用于测量以下各项中的一项或多项的装置：三相AC输入电压、(输入滤波电感器的)电感器电流和DC输出电压。该测量装置可以耦接到控制器。控制器被有利地配置为基于这些测量并且可能地基于提供的设定值生成用于(例如，相位选择器和/或升压电路和/或降压-升压电路的)电转换器的半导体开关的(PWM)控制信号。
有利地，电转换器仅具有两个输出端子并且不适合应用分离式负载。
根据本发明的第二方面，提供了一种包括第一方面的电转换器的无线充电系统或磁共振成像装置。
根据第三方面，提供了一种用于将三相AC输入转换为DC输出的方法。该方法有利地在如上所述的电转换器中实施。
本发明的一方面涉及一种电转换器，该电转换器例如可以用于将来自电网(可以是低电压(例如，50Hz频率下的380-400Vrms)电网)的三相AC电压转换成高DC输出电压(例如，800V)。
附图说明
现在将参考附图更详细地描述本发明的方面，其中相同的附图标记展示了相同的特征，并且其中：
图1示意性地示出了根据本发明的实施例的单向电转换器。
图2A至图2G分别示出了在AC电源电压的360°周期期间电压(图2A、图2B、图2C)、电流(图2D、图2E)和相位选择器开关的开关状态(图2F)以及升压(上部和下部)电路和降压-升压电路的开关的开关状态(图2G)的图，并且展示了根据本发明的实施例的电转换器的整体操作原理。
图3示出了根据本发明的实施例的中央控制单元和控制方法的有利实施方式的框图。
图4A、图4B、图4C示出了在电转换器的升压(上部和下部)桥臂和降压-升压桥臂的五个连续切换循环内的电压、电流和开关状态的图，并且展示了根据本发明的实施例的这些桥臂的PWM调制。
图5示意性地示出了根据本发明的实施例的双向电转换器。
图6示意性地示出了根据本发明的实施例的单向的且具有放置在相位选择器之前而不是之后的输入滤波器的电转换器。
图7A、图7B示出了可以在本发明的电转换器中使用的相位选择器的不同变型。
图8A和图8B示出了可以在本发明的电转换器中使用的相位选择器的其他变型。
图9表示根据本发明的各方面的电转换器，该电转换器是单向的并且包括用于连接到电网的中性导体(第四相)的连接端子。
具体实施方式
图1示出了被称为荷兰整流器(DUTCH RECTIFIER)的电转换器10，该电转换器包括呈三相有源相位选择器11和输出功率级12形式的两个功率级。电转换器10进一步包括输入滤波器13和输出滤波器15。
电转换器10是AC到DC转换器，该电转换器具有连接到三相AC电网21的三相电压的三个相位输入端A、B、C，以及例如可以连接到DC负载22(比如电动汽车的高压电池(例如，800V))的两个DC输出端P、N。
相位选择器11包括连接到三个相位输入端A、B、C和三个输出端x、y、z的三相连接a、b、c。这些输出可以看作是上部中间电压节点x、下部中间电压节点y和中部中间电压节点z。
相位选择器11包括三个桥臂16、17、18或由其构成，这三个桥臂各自包括以半桥配置形式连接的两个无源半导体器件(二极管Dax和Dya用于桥臂16，Dbx和Dyb用于桥臂17，Dcx和Dyc用于桥臂18)，以及三个选择器开关(Saza、Sbzb和Sczc)，这些选择器开关各自包括两个反向串联连接的可主动切换的半导体器件。每个这样的可切换半导体器件有利地具有反向并联二极管。在该示例中，金属氧化物场效应晶体管(MOSFET)用于可主动切换的半导体器件，并且各自包括可以代替外部反向并联二极管的内部反向并联体二极管。
输出功率级12包括两个堆叠的升压桥臂19、20和一个降压-升压桥臂14或由其构成。每个升压桥臂19，20包括以半桥配置连接的升压开关(Sxm用于上部升压桥臂19以及Smy用于下部升压桥臂20)和升压二极管(DxP用于上部升压桥臂19以及DNy用于下部升压桥臂20)。降压-升压桥臂14包括以半桥配置连接的两个降压-升压开关(SPz和SzN)。上部升压桥臂19的中间节点r经由上部升压电感器Lx连接到中间电压节点x，下部升压桥臂20的中间节点s经由下部升压电感器Ly连接到中间电压节点y，并且降压-升压桥臂14的中间节点t经由中间降压-升压电感器Lz连接到中间电压节点z。
升压桥臂19、20两者的公共节点m连接到输出滤波器15的中点，该输出滤波器包括串联连接在上部输出节点P与下部输出节点N之间的两个输出滤波电容器CPm、CmN。
上部升压桥臂19连接在上部输出节点P与公共节点m之间(即，与上部输出滤波电容器CPm并联)，并且以如下方式布置：当开关Sxm断开(非导通，关闭状态)时电流可以经由二极管DxP从中间电压节点x流到上部输出节点P，并且当开关Sxm闭合(导通，接通状态)时电流可以经由开关Sxm从中间电压节点x流到公共节点m(反之亦然)。上部升压桥臂19的升压开关(Sxm)是可主动切换的半导体器件，例如，MOSFET。
下部升压桥臂20连接在公共节点m与下部输出节点N之间(即，与下部输出滤波电容器CmN并联)，并且以如下方式布置：当开关Smy断开(非导通，关闭状态)时电流可以经由二极管DNy从下部输出节点N流到中间电压节点y，并且当开关Smy闭合(导通，接通状态)时电流可以经由开关Smy从公共节点m流到中间电压节点y(反之亦然)。下部升压桥臂20的升压开关(Smy)是可主动切换的半导体器件，例如，MOSFET。
降压-升压桥臂14连接在上部输出节点P与下部输出节点N之间(即，与DC负载22并联)并且以如下方式布置：当开关SPz闭合(导通，接通状态)而开关SzN断开(非导通，关闭状态)时电流可以从中间电压节点z流到上部输出节点P(反之亦然)，并且当开关SzN闭合(导通，接通状态)而开关SPz断开(非导通，关闭状态)时电流可以从中间电压节点z流到下部输出节点N(反之亦然)。降压-升压桥臂14的降压-升压开关(SPz，SzN)是以互补方式控制的(即，一个是闭合的而另一个是断开的，反之亦然)可主动切换的半导体器件，例如，MOSFET。
有利地，作为输入滤波器13的一部分的三个高频(HF)滤波电容器Cx、Cy、Cz以星形连接的形式使中间电压节点x、y、z互连。通常，有利的是，三个电容器Cx、Cy、Cz具有基本上相等的值以便对称地加载AC电网。
与具有三相AC输入电压中的最高电压的相位输入端A、B或C连接的相位选择器11的桥臂以对应相位输入端A、B或C连接到上部中间电压节点x的方式进行切换。为了实现这一点，桥臂经由桥臂的上部二极管(Dax，Dbx，Dcx)将对应相位连接a、b或c与节点x连接，而桥臂的对应选择器开关(Saza，Sbzb，Sczc)断开(不导通，关闭状态)。与具有三相AC输入电压中的最低电压的相位输入端A、B或C连接的相位选择器11的桥臂以对应相位输入端A、B或C连接到下部中间电压节点y的方式进行切换。为了实现这一点，桥臂经由桥臂的下部二极管(Dya，Dyb，Dyc)将对应相位连接a、b或c与节点y连接，而桥臂的对应选择器开关(Saza，Sbzb，Sczc)断开(不导通，关闭状态)。与具有三相AC输入电压的最高电压与最低电压之间的电压的相位输入端A、B或C连接的相位选择器11的桥臂以对应相位输入端A、B或C连接到中部中间电压节点z的方式进行切换。为了实现这一点，桥臂经由闭合的(导通的，接通状态)选择器开关(Saza，Sbzb，Sczc)将对应相位连接a、b或c与节点z连接。
在具有基本上均衡的相位电压的三相AC电网中，例如，如图2A示出的，三相AC输入电压(图2A中示出)被转换成提供在上部中间电压节点x、下部中间电压节点y与中部中间电压节点z之间的三个中间DC电压(图2B中示出的vxz、vzy、vxy)。这些DC电压因此以分段正弦形状示出。如以上所解释的，三相AC输入电压到三个中间DC电压的转换是相位选择器11的操作结果。选择器开关(Saza，Sbzb，Sczc)的开关状态(接通→S＝1，关闭→S＝0)在图2F中示出。可以看出，在AC电源电压周期(360°)内的整个特定60°扇形期间，开关连续“接通”或“关闭”。同样，在AC电源电压的周期(360°)内，在整个特定扇形(例如60°)期间，相位选择器的二极管为“导通”或“非导通”。开关和二极管的状态组合对于三相AC输入电压的每个60°扇形都是唯一的并且取决于相位输入端(A，B，C)的电压值。开关和二极管的6种唯一状态的序列会在AC电源电压的每个周期(360°)内重复其自身。
从中间电压节点x、y、z朝向输出端子P、N的角度看，形成常规的DC-DC升压电路(上部升压电路)，该DC-DC升压电路包括HF滤波电容器Cx、上部升压电感器Lx、上部升压桥臂19和上部输出电容器CPm。该上部升压电路的输入电压是跨电容器Cx的电压vCx(图2C中示出)并且该上部升压电路的输出电压是跨上部输出电容器CPm的电压VPm，其电压值基本上等于总DC总线电压的一半(VPm≈VDC/2)。所形成的上部升压电路可以通过开关Sxm的PWM调制以指定的、可能可变的切换频率fs来操作，以便控制上部升压电感器Lx中的电流。
从中间电压节点x、y、z朝向输出端子P、N的角度看，形成常规的“反向的”(负输入电压和负输出电压)DC-DC升压电路(下部升压电路)，该DC-DC升压电路包括HF滤波电容器Cy、下部升压电感器Ly、下部升压桥臂20和下部输出电容器CmN。该下部升压电路的输入电压是跨电容器Cy的电压vCy(图2C中示出)并且该下部升压电路的输出电压是跨下部输出电容器CmN的电压VNm，其电压值基本上等于总DC总线电压的负一半(VNm≈-VDC/2)。所形成的下部升压电路可以通过开关Smy的PWM调制以指定的、可能可变的切换频率fs来操作，以便控制下部升压电感器Ly中的电流。
从中间电压节点x、y、z朝向输出端子P、N的角度看，形成常规的DC-DC降压-升压电路(中部降压-升压电路)，该DC-DC降压-升压电路包括HF滤波电容器Cz、中部降压-升压电感器Lz、降压-升压桥臂14和输出电容器CPm、CmN的串联连接。该DC-DC降压-升压电路可以看作是类似于单相半桥电压源转换器(VSC)。该中部降压-升压电路的输入电压是跨电容器Cz的电压vCz(图2C中示出)并且该中部降压-升压电路的输出电压是跨输出电容器CPm、CmN的串联连接的输出电压VDC。所形成的中部降压-升压电路可以通过开关SPz、SzN的PWM调制以指定的、可能可变的切换频率fs来操作，以便控制下部升压电感器Lz中的电流。
图2G示出了上部升压桥臂19的开关Sxm的状态、下部升压桥臂20的开关Smy的状态以及中部降压-升压桥臂14的开关SPz的状态(注意开关SzN的状态是开关SPz的状态的补充)。从黑色条形可以看出，开关Sxm、Smy、SPz、SzN均为PWM调制的，指示相应开关的PWM调制。
电感器Lx、Ly、Lz中的电流iLx、iLy、iLz的示例在图2D中示出。如可以看到的，这些电流被控制为具有分段正弦形状，并且如图2E中示出的，即，作为相位选择器11的操作的结果被转换为三个正弦AC相位电流ia、ib、ic。
参考图1和图3，为了实现电感器电流iLx、iLy、iLz的分段正弦形状，可以使用控制器40，该中央控制单元控制电转换器10的所有可控制半导体器件(开关)，从而经由通信接口50向每个开关发送控制信号。具体地，半导体器件Saza、Sbzb、Sczc、Sxm、Smy、SPz、SzN由控制器40控制。此外，控制单元具有测量输入端口(42，43，44，45)用于接收以下各项的测量结果：
·42：AC电网相位电压va、vb、vc；
·43：电感器电流iLx、iLy、iLz；
·44：DC总线电压VDC；
·45：DC总线中点电压Vmn＝-Vnm，
以及用于接收设定值的输入端口41，该设定值可以是所请求的DC输出电压
图3示出了在图1中以示意性方式示出的控制器40的有利实施方式的框图。电转换器10在图3中表示为“单线”等效电路，其中，元件的注释与图1中给出的注释相对应。信号线中的三个斜线表示三个相位信号的捆绑，并且可以表示向矢量表示的过渡。
控制器40的目标是将输出电压VDC控制为经由输入端口41从外部单元接收到的所请求的设定值以及均衡跨两个输出电容器CPm和CmN的电压，例如通过将跨下部输出电容器CmN的电压控制为基本上等于DC总线电压的一半来均衡。另外地，从相位输入端(a，b，c)汲取的电流需要基本上呈正弦形状，并且与对应相位电压基本上同相控制。如先前所解释的，这也可以通过控制电感器电流iLx、iLy、iLz(即，代替直接控制相位电流ia、ib、ic)以具有分段正弦形状来实现。具体地，控制电感器电流的低通滤波值，同时通过HF滤波电容器(Cx，Cy，Cz)对电感器电流的高频纹波进行滤波。
使用级联控制结构有利地完成对输出电压VDC的控制，该级联控制结构包括外部电压控制回路60和内部电流控制回路70。输出电压的设定值经由输入端口41输入到比较器61，并且与从测量处理单元95(例如，包括低通滤波器)获得的测得输出电压进行比较。比较器61的输出是输出电压的控制误差信号，该控制误差信号进一步输入到输出相位电流的振幅的瞬时设定值的控制元件62(例如，包括比例积分控制块)。这些振幅输入到乘法器63，并且与从输出相位电压的归一化瞬时值的计算元件64获得的信号相乘。计算元件64的输入是从测量处理单元93(例如，包括低通滤波器)获得的测得相位电压。乘法器63的输出是瞬时的例如经过低通滤波的相位电流ia、ib、ic的设定值 并且其形状基本上为正弦形状并且基本与对应相位电压同相定位。在通过加法元件67和选择器元件81之后，将设定值输入到电流控制回路70，该加法元件和选择元件的功能在下文中进一步详细描述。
电流控制回路70分为三个单独的电流控制器71、74、77，其中：
·单独的电流控制器71用于控制中部降压-升压电感器Lz中的电流。该控制通过含有中部降压-升压桥臂14的中部降压-升压电路的开关SPz、SzN的PWM调制来完成。作为相位选择器11的操作结果，于是，控制器71控制相位输入端A、B、C的电流，该输入端具有介于三相AC电压的最高电压与最低电压之间的电压；
·单独的电流控制器74用于控制上部升压电感器Lx中的电流。该控制通过含有上部升压桥臂19的上部升压电路的开关Sxm的PWM调制来完成。作为相位选择器11的操作结果，于是，控制器74控制相位输入端A、B、C的电流，该输入端具有三相AC电压的最高电压；
·单独的电流控制器77用于控制下部升压电感器Ly中的电流。该控制通过含有下部升压桥臂20的下部升压电路的开关Smy的PWM调制来完成。作为相位选择器11的操作结果，于是，控制器77控制相位输入端A、B、C的电流，该输入端具有三相AC电压的最低电压。
选择器元件81用于根据相位输入端(A，B，C)的电压值，将瞬时相电流的设定值(图2D中示出)发送给正确的单独电流控制器(71，74，77)，从而导致每个电感器电流控制器的电感器电流设定值/>(图2E中示出)，其中：
·将具有三相AC电压中的最高电压的相位输入端A、B、C的相位电流的设定值发送到单独的电流控制器74，从而导致设定值
·将具有三相AC电压中的最低电压的相位输入端A、B、C的相位电流的设定值发送到单独的电流控制器77，从而导致设定值
·将具有介于三相AC电压的最高电压与最低电压之间的电压的相位输入端A、B、C的相位电流的设定值发送到单独的电流控制器71，从而导致设定值
在每个单独的电流控制器中，将接收到的瞬时电感器电流的设定值输入到比较器，例如单独的电流控制器71的比较器72，并且与从测量处理单元94(例如，包括低通滤波器)获得的测得电感器电流进行比较。比较器的输出是电流的控制误差信号，该控制误差信号进一步输入到控制元件，例如单独的电流控制器71的控制元件73，该控制元件的输出被输入到PWM生成元件，例如单独的电流控制器71的PWM生成元件54。单独的电流控制器的PWM生成元件为PWM控制的桥臂(即，上部升压电路的上部升压桥臂19、下部升压电路的下部升压桥臂20和中部降压-升压电路的中部降压-升压桥臂14)的可控制半导体开关生成PWM调制的控制信号。这些PWM调制的控制信号经由通信接口50发送到适当的桥臂。
根据相位输入端(A，B，C)的电压值，在三相AC输入电压的每个60°扇形期间，相位选择器11的选择器开关为“接通”或“关闭”。用于选择器开关的控制信号由开关信号发生器51、52、53生成。
通过将偏移值加到由乘法器63输出的瞬时(例如，经低通滤波的)相位电流ia、ib、ic的设定值来完成DC总线中点均衡。通过使用比较器65将从测量处理单元96(例如，包括低通滤波器)获得的测得的DC总线中点电压与设定值(例如，VDC/2)进行比较并将比较器65输出的误差信号馈送到控制元件66中来获得偏移值。
通过使用这样的控制器40和在上文中详细描述的控制方法控制电转换器10来获得图2E中示出的相位电流ia、ib、ic。在图2E中还示出了瞬时的(例如经低通滤波的)相位电流ia、ib、ic的设定值作为到图3中示出的选择器元件81的输入。如上文所解释的，相位电流ia、ib、ic是间接控制的，即，这些相位电流是控制电感器电流iLx、iLy、iLz(图2D中示出)和操作相位选择器11的结果。电感器电流/>的设定点是由选择器元件81基于测得的相位电压从设定值/>中得到的。
图4A至图4C示出了电转换器10的桥臂的五个连续的切换循环(即，每个切换周期具有切换周期Ts等于1/fs，其中fs为切换频率)(时间间隔大约ωt＝45°)内的图，该时间间隔在三相AC输入电压的扇形内，其中0≤ωt<60°(参见图2)。在该扇形内，相位选择器11的选择器开关和二极管处于以下开关状态：
·开关Saza＝0(关闭)，二极管Dax＝1(导通)，二极管Dya＝0(阻断)；相位连接a与节点x连接；
·开关Sbzb＝0(关闭)，二极管Dbx＝0(阻断)，二极管Dyb＝1(导通)；相位连接b与节点y连接；
·开关Sczc＝1(接通)，二极管Dcx＝0(阻断)，二极管Dyc＝0(导通)；相位连接c与节点z连接。
图4A至图4C在毫秒时间轴上示出了电压、电流和切换信号。图4A对应于上部升压电路的操作，示出了对应电感器电流iLx(以及该电流的设定值)、电感器电压vLx以及PWM调制的上部升压桥臂19的开关的控制信号Sxm。图4B对应于下部升压电路的操作，示出了对应电感器电流iLy(以及该电流的设定值/>)、电感器电压vLy以及PWM调制的下部升压桥臂20的开关的控制信号Smy。图4C对应于中部降压-升压电路的操作，示出了对应电感器电流iLz(以及该电流的设定值/>)、电感器电压vLz以及PWM调制的桥臂14的上部开关的控制信号SPz。注意PWM调制的桥臂14的下部开关控制信号SzN是控制信号SPz的补充。
为了最小化电转换器的AC输入电流的总谐波失真(THD)，有利地最小化了相位电流ia、ib、ic的高频纹波。
电转换器10的优点在于上部升压电感器和下部升压电感器的半切换周期伏秒积/面积小于常规六开关升压型PFC整流器的升压电感器的伏秒积/面积。这是因为在常规六开关升压型PFC整流器的情况下，施加到这些电感器的电压小于三个AC相位电压。对于中部降压-升压电感器，施加的电压不一定更小，但是电感器中流动的电流的值小于常规六开关升压型PFC整流器的电感器中流动的电流的值。因此，具有较小的磁能存储的较小电感器是可行的，从而导致由本发明提供的三相AC到DC电转换器的更高的功率容积比。
图1中示出的电转换器10是单向的，因为相位选择器11和输出功率级12包含二极管，仅允许从AC电网21中汲取功率并将该功率在输出处提供给负载22。另一方面，图5示出了双向电转换器200。电转换器200与电转换器10的不同之处在于，图1中示出的转换器的相位选择器11的二极管(Dax，Dbx，Dcx，Dya，Dyb，Dyc)和输出功率级12的二极管(DxP，DNy)已经分别用相位选择器211中的可控制半导体开关(Sxa，Sxb，Sxc，Say，Sby，Scy)和输出功率级212中的可控制半导体开关(SyN，SPx)代替。
在图6中，示出了电转换器300，该电转换器与电转换器10的不同之处在于，输入滤波器13放置在相位选择器11之前(而不是之后)，即，输入滤波器13连接在相位输入端子A、B、C与相位选择器11之间。相位选择器11经由输入滤波器13的对应电感器La、Lb、Lc将相位输入端子A、B、C连接到中间节点x、y、z。电容器Ca、Cb、Cc布置在相位输入端子与电感器之间。电容器以星形配置连接，有利地，星点连接到输出滤波器15的中点，就像在前面的示例中一样。替代性地，电容器Ca、Cb、Cc可以布置在跨三条相位输入线的三角形(delta)配置中。将方便注意的是，在图6的示例中，三个中间节点x、y、z处的电压信号与先前示例(图1，图5)相比有所不同，因为相位选择器将切换由输入滤波器13输出的高频电压，而不是切换由源21提供的纯三相正弦信号。因此，高频电流将流过相位选择器11，而在先前示例(图1和图5)中，高频电流仅发生在输入滤波器13下游的输出功率级中。
在电转换器10、200和300中的任一个中，二极管都可以由可主动切换的半导体器件代替以允许电转换器的双向电力流。
在电转换器10、200和300中的任一个中，HF电容器Cx、Cy、Cz(或在图6的情况下的Ca、Cb、Cc)以星形配置连接。通过控制公共节点m处的电压来控制星点连接中的电压。
图7A、图7B示出了三相相位选择器11的不同变型，这些变型可以用在图1、图5、图6中的任一个的电转换器中。
在图8A至图8B中示出了三相相位选择器11的又其他变型。在这些变型中，相位选择器的三个桥臂16、17和18布置为半控晶闸管臂(图8A)，即，在连接到上部中间节点的桥臂部分中包括晶闸管Thyax、Thybx、Thycx并且在连接到下部中间节点的另一桥臂部分中包括二极管(反之亦然)，或布置为全控晶闸管臂(图8B)，即，在每个桥半臂中包括晶闸管Thyax、Thybx、Thycx、Thyya、Thyyb、Thyyc，而不是二极管。这种相位选择器允许可控地对输出滤波电容器CPm、CmN或CPN进行预充电，而无需附加预充电电路。
参考图9，电转换器10(并且可以替代性地是电转换器200或300)可以包括用于连接三相AC电网的中性导体的连接端子N。在一些应用中，比如电动车辆的充电，通常需要的是可以独立地控制从三相电网的每个相位汲取的正弦电流的振幅，以便能够减少某一相位的负载，使得其他消费性设备仍然能够在车辆电池充电期间从该特定相位中汲取电力而不会使该相位过载。在这种情况下，连接端子N有利地连接到三相电网的中性导体，从而允许基本上等于三相电流之和的返回电流流回到电网的中性导体。在有利的方面，通过提供连接到含输入端的中性导体的公共节点，可以完全独立地控制三相电流。
中性连接端子N有利地连接到AC电容器Cx、Cy、Cz的星点并且连接到堆叠的升压桥臂19、20的公共节点m(并且因此还连接到输出滤波器15的中点)。这导致完全对称的转换器结构。在这种情况下，在星点处和在公共节点处的电压等于电网的中性导体的电压。同样在这种情况下，可以向三个电流控制器71、74、77馈送偏移，例如，公共节点m的电压(中性导体的电压)与设定点电压之差。通过这样做，可以在中性导体中注入非零电流，从而允许转换器以非均衡相位电流来操作，并且因此独立地控制三相电流。
在以下条款中阐述了本发明的其他方面：
A.一种用于将三相AC输入转换为DC输出的电转换器(10)，该电转换器包括：
三个相位输入端子(A，B，C)和两个输出端子(P，N)，
相位选择器(11)，该相位选择器用于将在这三个相位输入端子处提供的该三相AC输入连接到该电转换器的上部中间节点(x)、下部中间节点(y)和中部中间节点(z)，该相位选择器包括可主动切换以用于将该中部中间节点选择性地连接到这三个相位输入端子的第一半导体开关(Saza，Sbzb，Sczc)，
升压电路，该升压电路用于将该上部中间节点(x)和该下部中间节点(y)处的电压转换为这两个输出端子(P，N)处的输出电压，以及
控制器(40)，该控制器被配置为根据切换模式控制这些第一半导体开关的切换，在该切换模式下：
具有最高电压的相位输入端子连续地连接到该上部中间节点，
具有最低电压的相位输入端子连续地连接到该下部中间节点，并且
具有介于最高电压与最低电压之间的中间电压的相位输入端子连续地连接到该中部中间节点，
其中，该电转换器包括降压-升压电路，该降压-升压电路具有与该升压电路的输出端并联的连接到这两个输出端子(P，N)的输出端，该降压-升压电路包括可主动切换的至少两个第二半导体开关(SPz，SzN)，其中，该至少两个第二半导体开关跨这些输出端子(P，N)串联连接，并且其中该中部中间节点(z)连接到该至少两个第二半导体开关的公共节点(t)。
B.如条款A所述的电转换器，其中，该升压电路包括可主动切换的至少一个第三半导体开关(Sxm，Smy，Sxy)和至少一个第四半导体开关(DxP，DNy，SPx，SyN)，其中，该至少一个第三半导体开关和该至少一个第四半导体开关跨这些输出端子(P，N)串联连接。
C.如条款B所述的电转换器，包括跨这些输出端子(P，N)连接的包括一系列至少两个滤波电容器(CPm，CmN)的输出滤波器(15)，其中，该升压电路包括：公共节点(m)、包括该至少一个第三半导体开关中跨该上部中间节点(x)和该公共节点(m)连接的第一个第三半导体开关(Sxm)的上部升压桥臂(19)、以及包括该至少一个第三半导体开关(Smy)中跨该公共节点(m)和该下部中间节点(y)连接的第二个第三半导体开关的下部升压桥臂(20)，其中，该公共节点(m)连接到该输出滤波器的中点。
D.如前述条款中任一项所述的电转换器，包括输入滤波器(13)，该输入滤波器包括可操作地连接到该上部中间节点(x)、该下部中间节点(y)和该中部中间节点(z)中的每一个的电感器(Lx，Ly，Lz，La，Lb，Lc)。
E.如条款D所述的电转换器，其中，这些电感器(Lx，Ly，Lz，La，Lb，Lc)中的每一个以以下方式连接：
连接在相应中间节点(x，y，z)与该升压电路之间，分别与该降压-升压电路连接，或者
连接在这些相位输入端子(A，B，C)之一与该相位选择器(11)之间。
F.如条款D或E所述的电转换器，其中，该输入滤波器(13)包括可操作地连接到这些电感器(Lx，Ly，Lz，La，Lb，Lc)的电容器(Cx，Cy，Cz，Ca，Cb，Cc)。
G.如条款F所述的电转换器，其中，这些电容器(Cx，Cy，Cz，Ca，Cb，Cc)连接在这些相位输入端子(A，B，C)与这些电感器(Lx，Ly，Lz，La，Lb，Lc)之间。
H.如条款F或G所述的电转换器，其中，这些电容器(Cx，Cy，Cz，Ca，Cb，Cc)以三角形连接或星形连接的形式互连。
I.如条款H结合条款3所述的电转换器，其中，这些电容器(Cx，Cy，Cz，Ca，Cb，Cc)以星形连接互连，并且其中，该公共节点(m)连接到该星形连接的星点。
J.如条款D至I中任一项所述的电转换器，包括用于测量穿过这些电感器(Lx，Ly，Lz，La，Lb，Lc)中的至少一个的电流(iLx，iLy，iLz，iLa，iLb，iLc)的装置(94)，并且其中，该控制器(40)包括被配置为基于测得的电流(iLx，iLy，iLz，iLa，iLb，iLc)来适配馈送到该至少两个第二半导体开关的第一脉冲宽度调制控制信号的电流控制回路(70)。
K.如条款J所述的电转换器，其中，用于测量电流的装置被配置为测量关于具有中间电压的相位输入端子的电流。
L.如条款J或K结合条款2或3所述的电转换器，其中，该控制器(40)被配置为生成馈送到该至少一个第三半导体开关(Sxm，Smy，Sxy)的第二脉冲宽度调制控制信号，其中，该第一脉冲宽度调制控制信号与该第二脉冲宽度调制控制信号交织。
M.如前述条款中任一项所述的电转换器，包括用于测量这三个相位输入端子处的电压的装置(93)和用于测量这些输出端子处的电压的装置(96)，两者均耦接到该控制器(40)。
N.如前述条款中任一项所述的电转换器，其中，该相位选择器包括用于将这三个相位输入端子之一互连到该上部中间节点(x)、该下部中间节点(y)和该中部中间节点(z)的三个选择器臂，其中，这三个选择器臂中的每一个包括包含第五半导体开关(Dax，Dbx，Dcx，Dya，Dyb，Dyc，Sxa，Sxb，Sxc，Say，Sby，Scy)的半桥。
O.如条款N所述的电转换器，其中，该第五半导体开关是可主动切换的(Sxa，Sxb，Sxc，Say，Sby，Scy)。
P.如条款D到O中的任一项结合条款2或3所述的电转换器，其中，该至少一个第四半导体开关(SPx，SyN)是可主动切换的。
Q.一种无线充电系统，特别是用于给电动车辆的电池充电，该无线充电系统包括电源单元，该电源单元包括如前述条款中任一项所述的电转换器。
R.一种磁共振成像装置，包括梯度放大器，该梯度放大器包括如条款A至P中任一项所述的电转换器。
S.一种将三相AC输入转换为DC输出的方法，该方法包括：
对该三相AC输入进行整流以获得跨上部中间节点(x)、下部中间节点(y)和中部中间节点(z)的经整流中间电压，其中，将该三相AC输入中具有最高电压的相位输入连续施加到该上部中间节点(x)，将该三相AC输入中具有最低电压的相位输入连续施加到该下部中间节点(y)，并且将该三相AC输入中具有介于最高电压与最低电压之间的中间电压的相位输入连续施加到该中部中间节点(z)，以及
升高该经整流中间电压以获得该DC输出，
其中，升压步骤包括将该中部中间节点(z)连接到降压-升压电路。
T.如条款S所述的方法，其中，该升压步骤包括使用跨该上部中间节点和该下部中间节点连接的升压电路，并且其中，该升压电路的输出端与该降压-升压电路的输出端并联连接。

Claims (15)

1.一种用于将三相AC输入转换为DC输出的电转换器，该电转换器包括：
三个相位输入端子和两个输出端子，
相位选择器，该相位选择器用于将在这三个相位输入端子处提供的该三相AC输入连接到该电转换器的上部中间节点、下部中间节点和中部中间节点，该相位选择器包括连接到该上部中间节点和该下部中间节点的三个桥臂以及可主动切换以用于将该中部中间节点选择性地连接到这三个相位输入端子的第一半导体开关，
控制器，该控制器被配置为根据切换模式控制这些第一半导体开关的切换，在该切换模式下具有介于最高电压与最低电压之间的中间电压的相位输入端子连接到该中部中间节点，
升压电路，该升压电路用于将该上部中间节点和该下部中间节点处的电压转换为这两个输出端子处的输出电压，
降压-升压电路，该降压-升压电路具有与该升压电路的输出端并联的连接到这两个输出端子的输出端，该降压-升压电路包括可主动切换的至少两个第二半导体开关，其中，该至少两个第二半导体开关跨这些输出端子串联连接，并且其中该中部中间节点连接到该至少两个第二半导体开关的第一公共节点，以及
输出滤波器，
其特征在于：
该升压电路包括：第二公共节点、包括跨该上部中间节点和该第二公共节点连接的第三可主动切换半导体开关的上部升压电路、以及包括跨该第二公共节点和该下部中间节点连接的第四半导体开关的下部升压电路，
该输出滤波器包括跨这些输出端子连接的一系列至少两个滤波电容器，其中，该第二公共节点连接到该输出滤波器的中点，
其中，该电转换器包括输入滤波器，该输入滤波器包括可操作地连接到该上部升压电路、该下部升压电路和该降压-升压电路中的每一个的电感器，
其中，该输入滤波器包括可操作地连接到这些电感器的电容器，其中，这些电容器以星形连接的方式互连，并且其中，该第二公共节点连接到该星形连接的星点，
其中，该控制器包括：被配置为生成用于该至少两个第二半导体开关的第一脉冲宽度调制控制信号的第一电流控制器、被配置为生成用于该第三可主动切换半导体开关的第二脉冲宽度调制控制信号的第二电流控制器、以及被配置为生成用于该第四半导体开关的第三脉冲宽度调制控制信号的第三电流控制器，
其中，该控制器被配置为确定代表该第二公共节点的测得电压与该第二公共节点的设定点电压之差的偏移值并且将该偏移值馈送到该第一电流控制器、该第二电流控制器和该第三电流控制器的输入端以控制该星点中的电压。
2.如权利要求1所述的电转换器，其中，这些电感器可操作地连接到该上部中间节点、该下部中间节点和该中部中间节点中的每一个。
3.如权利要求2所述的电转换器，其中，这些电感器中的每一个以以下方式连接：
连接在相应的该上部中间节点、该下部中间节点和该中部中间节点与相应的该上部升压电路、该下部升压电路和该降压-升压电路之间，或者
连接在这些相位输入端子之一与该相位选择器之间。
4.如权利要求2所述的电转换器，其中，这些电容器连接在这些相位输入端子与这些电感器之间。
5.如权利要求1-4中任一项所述的电转换器，包括用于测量穿过这些电感器中的至少一个的电流的装置，并且其中，第一电流控制回路被配置为基于测得的电流来适配馈送到该至少两个第二半导体开关的该第一脉冲宽度调制控制信号。
6.如权利要求5所述的电转换器，其中，用于测量电流的装置被配置为测量关于具有中间电压的相位输入端子的电流。
7.如权利要求5所述的电转换器，其中，该控制器被配置为生成与该第一脉冲宽度调制控制信号交织的该第二脉冲宽度调制控制信号和该第三脉冲宽度调制控制信号。
8.如权利要求1-4中任一项所述的电转换器，包括用于测量这三个相位输入端子处的电压的装置和用于测量这些输出端子处的电压的装置，两者均耦接到该控制器。
9.如权利要求1-4中任一项所述的电转换器，其中，该相位选择器的这三个桥臂包括可主动切换的第五半导体开关。
10.如权利要求1-4中任一项所述的电转换器，其中，该上部升压电路和该下部升压电路各自包括在相应的上部和下部中间节点与这两个输出端子之间的可主动切换的第六半导体开关。
11.一种无线充电系统，该无线充电系统包括电源单元，该电源单元包括如权利要求1-4中任一项所述的电转换器。
12.如权利要求11所述的无线充电系统，所述无线充电系统被配置为给电动车辆的电池充电。
13.一种磁共振成像装置，包括梯度放大器，该梯度放大器包括如权利要求1至4中任一项所述的电转换器。
14.一种将三相AC输入转换为DC输出的方法，该方法包括：
对该三相AC输入进行整流以获得跨上部中间节点、下部中间节点和中部中间节点的经整流中间电压，其中，将该三相AC输入中具有最高电压的相位输入施加到该上部中间节点，将该三相AC输入中具有最低电压的相位输入施加到该下部中间节点，并且将该三相AC输入中具有介于最高电压与最低电压之间的中间电压的相位输入施加到该中部中间节点，以及
升高该经整流中间电压以获得该DC输出，
其中，升压步骤包括将该中部中间节点连接到降压-升压电路，并且跨该上部中间节点和该下部中间节点连接升压电路，其中，该升压电路的输出端与该降压-升压电路的输出端并联连接，其中，该升压电路包括连接在公共节点与该上部中间节点之间的上部升压电路和连接在该下部中间节点与该公共节点之间的下部升压电路，其中，升压步骤包括将包括电感器和星形互连电容器的输入滤波器可操作地连接到该上部中间节点、该下部中间节点和该中部中间节点，以及将这些电容器的星点连接到该公共节点，
跨这些输出端子连接包括一系列至少两个滤波电容器的输出滤波器，以及将该公共节点连接到该输出滤波器的中点，
单独地控制馈送到该上部升压电路、该下部升压电路和该降压-升压电路的半导体开关的脉冲宽度调制控制信号，
测量该公共节点处的电压并确定代表该公共节点的测得电压与该公共节点的设定点电压之差的偏移值，以及使用该偏移值来适配这些脉冲宽度调制控制信号以控制该星点中的电压。
15.如权利要求14所述的方法，包括使该上部升压电路、该下部升压电路和该降压-升压电路的半导体开关的脉冲宽度调制控制交织。
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