WO2019013491A1 - 모터 구동 장치 - Google Patents

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WO2019013491A1
WO2019013491A1 PCT/KR2018/007635 KR2018007635W WO2019013491A1 WO 2019013491 A1 WO2019013491 A1 WO 2019013491A1 KR 2018007635 W KR2018007635 W KR 2018007635W WO 2019013491 A1 WO2019013491 A1 WO 2019013491A1
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WO
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motor
current
control unit
inverter
inductance parameter
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PCT/KR2018/007635
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English (en)
French (fr)
Inventor
정한수
김광식
이청일
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엘지전자 주식회사
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Publication date
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Priority to EP18832517.9A priority patent/EP3654520B1/en
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/18—Estimation of position or speed
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/24—Vector control not involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H—ELECTRICITY
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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2203/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the means for detecting the position of the rotor
    • H02P2203/01—Motor rotor position determination based on the detected or calculated phase inductance, e.g. for a Switched Reluctance Motor

Definitions

  • the present invention relates to a motor drive apparatus, and more particularly, to a motor drive apparatus that enables a maximum torque operation by correcting an angular error occurring during rapid acceleration of a motor in a sensorless system.
  • Small precision control motors are classified into AC motor, DC motor, Brushless DC motor and Reluctance motor.
  • the BLDC motor is a brushless and commutator-free motor.
  • the BLCD motor may include an inverter for providing a three-phase AC voltage and a control unit for controlling an output voltage of the inverter. At this time, the control unit can control the inverter using the PWM control method.
  • a sensorless algorithm that does not use a position sensor may be used as the control method of the BLCD motor.
  • the BLDC motor does not use the position sensor, which can reduce the production cost of the product.
  • An object of the present invention is to provide a motor drive apparatus capable of reducing an angular error of a rotor generated during a rapid acceleration operation of a motor in a sensorless system by correcting an inductance parameter based on whether or not the motor is accelerated.
  • the motor driving apparatus includes an inverter for driving a motor using an AC voltage and a control unit for outputting a PWM signal for controlling operation of a switching element included in the inverter.
  • the control unit determines the inductance parameter used to calculate the speed command value for determining the duty ratio of the PWM signal, and determines whether or not the motor is accelerated based on the change in the current measured by the inverter.
  • the control unit then reduces the angular error of the rotor through correction to reduce the previously determined inductance parameter when the motor is in acceleration operation, and enables maximum torque operation.
  • the motor driving apparatus can correct the angular swinging phenomenon occurring during the rapid acceleration operation of the motor in the sensorless system by correcting the inductance parameter based on whether the motor is accelerated or not. Therefore, the motor drive apparatus can reduce the angular error of the rotor. In addition, the acceleration performance of the motor can be improved, and the motor can be controlled to operate at a maximum torque. This allows the motor drive to improve control responsiveness and acceleration reliability and improve customer satisfaction with the motor drive.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a motor driving apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • Fig. 2 is a block diagram showing the components of the control unit of Fig. 1. Fig.
  • FIG. 3 is a circuit diagram for explaining the inverter of FIG.
  • FIG. 4 is a flowchart for explaining the operation of the motor driving apparatus according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a graph for explaining a method of determining an inductance parameter in FIG.
  • FIG. 6 is a graph for explaining the rapid acceleration determination in FIG.
  • Figs. 7 to 9 are views for explaining the operation of the control unit according to the magnetic flux vector.
  • FIG. 1 a motor driving apparatus according to an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 to 9.
  • FIG. 1
  • FIG. 1 is a block diagram showing a motor driving apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • a motor driving apparatus may include a motor 110, an inverter 120, and a control unit 130.
  • the motor 110 may include a stator in which a three-phase coil (not shown) is wound and a rotor disposed in the stator and rotated by a magnetic field generated in the three-phase coil.
  • the motor 110 is not limited to the three-phase motor operated by the three-phase coil.
  • the motor 110 may further include a single-phase motor using a single-phase coil.
  • the characteristics of the present invention will be described with reference to a three-phase motor.
  • the motor 110 may include an induction motor, a BLDC motor, a reluctance motor, and the like.
  • the motor 110 may be a Surface Mounted Permanent Magnet Synchronous Motor (SMPMSM), an Interior Permanent Magnet Synchronous Motor (IPMSM), and a Synchronous Reluctance Motor (Synchronous Reluctance Motor; Synrm), and the like.
  • SMPMSM Surface Mounted Permanent Magnet Synchronous Motor
  • IPMSM Interior Permanent Magnet Synchronous Motor
  • Synrm Synchronous Reluctance Motor
  • the inverter 120 may comprise three-phase switch elements.
  • the three-phase switching elements operate in a switch-on and off state when an operation control signal (hereinafter, referred to as 'PWM (Pulse Width Modulation)' signal) supplied to the control unit 130 is inputted and supplies the inputted DC voltage Vdc to three- Voltage (Vua, Vvb, Vwc) and supplied to the three-phase coil.
  • 'PWM Pulse Width Modulation
  • control unit 130 determines an on-time interval and an off-time interval for the on-operation of each of the three-phase switching elements on the basis of the target command value and the electric angle position of the rotor It is possible to output the PWM signal PWMS.
  • the motor driving apparatus includes an input current detecting unit A, a DC voltage detecting unit B, a DC capacitor C, a motor current detecting unit E, an input voltage detecting unit F, and inductors L1 and L2 As shown in FIG.
  • the present invention is not limited thereto, and some of the foregoing components may be omitted.
  • the input current detection section A can detect the input current Ig inputted from the commercial AC power source 101.
  • a current transformer (CT), a shunt resistor, or the like may be used as the input current detector A.
  • the detected input current Ig can be input to the control unit 130 for power control as a discrete signal in the form of a pulse.
  • the input voltage detecting section F can detect the input voltage Vg input from the commercial AC power source 101.
  • the input voltage detecting unit F may include a resistance element, an amplifier, and the like.
  • the detected input voltage Vg can be input to the control unit 130 for power control as a discrete signal in the form of a pulse.
  • the inductors L1 and L2 are disposed between the commercial AC power supply 101 and the rectifying unit 105 so as to perform an operation such as noise elimination.
  • the rectifying section 105 rectifies and outputs the commercial AC power source 101 through the inductors L1 and L2.
  • the rectifying unit 105 may include a full bridge diode having four diodes connected thereto, but may be variously modified.
  • the capacitor C stores the input power.
  • one element is exemplified by the DC short-circuit capacitor (C), but a plurality of elements are provided so that the element stability can be ensured.
  • the DC voltage detection unit B can detect the DC voltage Vdc at both ends of the capacitor C.
  • the DC voltage detection unit B may include a resistance element, an amplifier, and the like.
  • the detected DC short voltage Vdc can be input to the control unit 130 for generation of the PWM signal PWMS as a discrete signal in the form of a pulse.
  • the motor current detection unit E detects the output current I abc flowing between the inverter 120 and the three-phase motor 110. That is, the current flowing in the three-phase motor 110 is detected.
  • the motor current detecting unit E can detect all of the output currents ia, ib, and ic of each phase, or can detect the output currents of two phases using three-phase equilibrium.
  • the motor current detection unit E may be located between the inverter 120 and the three-phase motor 110.
  • a current transformer (CT), a shunt resistor, or the like may be used for current detection.
  • the detected output current I abc can be applied to the control unit 130 as a discrete signal in the form of a pulse and the PWM signal PWMS is generated based on the detected output current I abc .
  • control unit 130 determines whether or not the input current Ig detected by the input current detection unit A, the input voltage Vg detected by the input voltage detection unit F, The operation of the inverter 120 can be controlled by using the short-circuit voltage Vdc and the output current I abc detected by the motor current detector E.
  • Fig. 2 is a block diagram showing the components of the control unit of Fig. 1. Fig.
  • the control unit 130 includes a current command generation unit 210, a voltage command generation unit 220, a PWM generation unit 230, a voltage reconstruction unit 240, an axis conversion unit 250, A conversion unit 260, and a sensorless control unit 270.
  • a current command generator 210 on the basis of the calculated current speed ( ⁇ ⁇ r) and a reference speed ( ⁇ r) corresponding to the input target command value, calculates the speed command value ( ⁇ r *).
  • the current command generator 210 generates by, the current command value (I * mag) based on the speed command value ( ⁇ r *). For example, the current command generator 210, the current speed ( ⁇ ⁇ r) and a reference speed ( ⁇ r) of the speed command value based on the ( ⁇ * r), a current from the speed controller 212 command value difference ( I * mag) can be calculated.
  • the current command conversion unit 214 can generate the q-axis current command value I * q and the d-axis current command value I * d using the current command value I * mag, respectively.
  • the value of the d-axis current command value I * d may be set to 0, but the present invention is not limited thereto.
  • the current command generator 210 may further include a limiter (not shown) that limits the current command value I * q so that the current command value I * q does not exceed the allowable range, although it is not clearly shown in the figure.
  • a limiter (not shown) that limits the current command value I * q so that the current command value I * q does not exceed the allowable range, although it is not clearly shown in the figure.
  • the voltage command generation unit 220 generates a voltage command based on the d-axis and q-axis currents I d and I q and the d-axis and q-axis current command values I * d and I q generated by the current command generation unit 242, , I q *) on the basis of, it is possible to generate the d-axis voltage command value (V * d) and the q-axis voltage command value (V * q).
  • the voltage command generation section 220 the q-axis current (I q) and q-axis on the basis of the difference between the current command value (I * q), by carrying out the PI control in the Q current controller (222), the q-axis It is possible to generate the voltage command value (V * q ).
  • voltage command generation unit 220 on the basis of the difference between the d-axis current (I d) and the d-axis current command value (I * d), and performs the PI control in D the current controller (224), d-axis voltage It is possible to generate the command value V * d .
  • the value of the d-axis voltage command value V * d may be set to zero corresponding to the case where the value of the d-axis current command value I * d is set to zero.
  • voltage command generation unit 220 d-axis and q-axis voltage command value (V * d, V * q) a limiter for limiting the level does not exceed the acceptable range (not shown ).
  • the d-axis and q-axis voltage command values (V * d , V * q ) generated by the voltage command generation unit 220 may be input to the PWM generation unit 230.
  • the PWM generator 230 can receive the electric angular position ⁇ e calculated by the sensorless controller 270 and the d-axis and q-axis voltage command values V * d and V * q .
  • PWM generator 230 the electrical angular position ( ⁇ e) and the d-axis and q-axis voltage command value (V * d, V * q), 3-phase output voltage
  • the command values (V * a, V * b, and V * c) can be calculated.
  • the PWM generator 230 generates an inverter PWM signal PWMS according to a pulse width modulation (PWM) method based on the three-phase output voltage instruction values V * a, V * b, and V * can do.
  • PWM pulse width modulation
  • the PWM signal PWMS may be converted to a gate driving signal in a gate driver (not shown) and input to the gate of the three-phase switching elements in the inverter 120. Accordingly, the three-phase switching elements in the inverter 120 are subjected to the switching operation.
  • the PWM generator 260 generates the PWM signal PWMS based on the above-described electric angular position ⁇ e and the three-phase output voltage instruction values V * a, V * b, and V *
  • the off-time interval can be varied, and the switching operation of the three-phase switching elements can be controlled.
  • the voltage regenerating unit 240 can reconstruct the output voltage V abc applied to the inverter 120 based on the PWM signal PWMS output from the PWM generator 260.
  • the axis converting unit 250 may include a voltage axis converting unit 252 and a current axis converting unit 254.
  • Voltage axes conversion section 252 converts the inverter 120, the output current (I abc) or three-phase currents (Ia, Ib, Ic) to the input received, the two-phase current of the rotating coordinates (I ⁇ ) that is output from.
  • V abc the output voltage
  • Va, Vb, Vc three-phase voltage
  • V ⁇ the two-phase voltages
  • the converted output current I [ beta ] and the output voltage V [ beta ] of the inverter 120 can be input to the sensorless controller 270.
  • the angle converter 260 can convert the two-phase current I? Beta of the stationary coordinate system converted by the current-axis converter 254 into the two-phase current I dq of the rotational coordinate system.
  • Sensor-less control unit 270 is able to calculate the receive input the converted output current (I ⁇ ), output voltage (V ⁇ ), times the current speed of the electrons with this base ( ⁇ ⁇ r) and the electrical angular position ( ⁇ e) have.
  • the sensorless controller 270 receives the current command values I * d and I * q and the two-phase current I dq converted by the angle converting unit 260, Based on this, the current speed ( ⁇ ⁇ r ) and electric angular position ( ⁇ e ) of the rotor can be calculated.
  • the sensorless controller 270 can estimate the position H of the rotor by using the output current I [ beta ] of the inverter 120 and the output voltage V [ beta ].
  • the sensorless controller 270 uses at least one of the estimated position H of the rotor, the converted output current I [ alpha ] beta of the inverter 120, and the output voltage V [ alpha ]
  • the velocity ( ⁇ ⁇ r ) and electric angular position ( ⁇ e ) can be calculated.
  • the sensorless controller 270 can calculate the current speed? ⁇ R by dividing the position H of the rotor by the time.
  • the present invention is not limited thereto.
  • the sensorless controller 270 uses the vector values of the output currents I d and I q of the inverter 120 and the inductance parameters L d and L q to calculate the magnetic flux vectors ⁇ d and ⁇ q , (Flux Vector) can be calculated.
  • ⁇ d is d-axis magnetic flux vector
  • ⁇ q is q-axis magnetic flux vector
  • L d is d-axis inductance parameter
  • L q is q-axis inductance parameter
  • I d is d-axis output current
  • I q is q-axis output current
  • PM denotes a magnetic flux constant
  • the sensorless controller 270 can calculate the current speed ⁇ ⁇ r and the electric angular position ⁇ e of the rotor using the flux vectors ⁇ d and ⁇ q .
  • a method for calculating this can be obtained by a typical technician using various formulas and algorithms, and a detailed description thereof will be omitted here.
  • the q-axis output current I q which affects the torque of the motor 110, will be described as an example.
  • the present invention is not limited to this, and the same algorithm as described below can be applied to the output current I d of the d axis.
  • the sensorless controller 270 measures the output current I q .
  • the sensorless controller 270 determines the value of the inductance parameter L q corresponding to the output current I q using the stored data.
  • the data may be stored in, and may be stored in memory, a lookup table (Look-Up Tabl e) or regression in the form of sensor-less control unit 270. A detailed description thereof will be given later with reference to Fig.
  • the sensorless controller 270 determines whether the motor 110 is being accelerated. That is, it is possible to determine whether the motor 110 performs the acceleration operation or the constant speed operation or the deceleration operation based on the change of the rotation speed of the motor 110.
  • the sensorless controller 270 can measure the change of the rotation speed of the motor 110 based on the rate of change or slope of the output current I q , and determine the operation state of the motor 110 based on the change .
  • the sensorless controller 270 corrects the value of the previously determined inductance parameter L q .
  • the sensor-less control unit 270 is multiplied by a pre-determined inductance the calibration ratio parameter (L q), it is possible to correct the value of the inductance parameter (L q).
  • the correction ratio may be in a range smaller than 1.
  • the correction factor may be less than 1 and greater than 0.5.
  • the sensorless controller 270 can perform the correction to reduce the magnitude of the inductance parameter L q .
  • the sensorless controller 270 can determine the correction ratio based on the gradient of the speed change of the motor 110. [ At this time, the correction ratio can be determined to be inversely proportional to the velocity change gradient.
  • a correction may be performed to reduce the magnitude of the inductance parameter L q by lowering the correction ratio.
  • the velocity change gradient of the motor 110 is relatively small, it is possible to perform a correction to lower the correction ratio to increase the magnitude of the inductance parameter L q .
  • the correction ratio can be changed based on the gradient of the speed change of the motor 110 within the range smaller than 1.
  • the present invention is not limited thereto.
  • the value of the sensor-less control the rotor current speed ( ⁇ ⁇ r) of the output from 270 is smaller, .
  • the difference between the current speed ⁇ ⁇ r and the command speed ⁇ r becomes large, and the current command generator 210 generates an increased speed command value ⁇ * r in accordance with the change .
  • the current command value I * q of the current command generation section 210 is increased and the voltage command value V * q of the voltage command generation section 220 is also increased.
  • the PWM generator 230 generates the PWM signal PWMS reflecting the increased voltage command value V * q .
  • the duty ratio of the newly generated PWM signal PWMS can be increased.
  • the inverter 120 can control the motor 110 based on the newly generated PWM signal PWMS. Accordingly, the inverter 120 can control the motor 110 to enable rapid acceleration operation.
  • the motor drive apparatus of the present invention can solve the angular swinging phenomenon that occurs during the rapid acceleration operation of the motor 110 in the sensorless system.
  • the motor drive apparatus of the present invention can reduce the angular error of the rotor.
  • the motor driving apparatus of the present invention can improve the acceleration performance of the motor 110 and can control the motor 110 to operate at the maximum torque. A detailed description thereof will be described later.
  • FIG. 3 is a circuit diagram for explaining the inverter of FIG.
  • the inverter 120 may include three-phase switching elements, and may be switched on and off by the PWM signal PWMS supplied from the control unit 130, the DC voltage (V d c) to convert a predetermined frequency or a three-phase alternating-current voltage having a duty (Vua, Vvb, Vwc) can be output to the motor 110.
  • the three-phase switch elements are a pair of first to third cantilever switches Sa, Sb and Sc and first to third down-arm switches S'a, S'b and S'b connected in series to each other,
  • the total of three pairs of first through third cantilever switches and first through third downward arms (Sa & S'a, Sb & S'b, Sc & S'c) may be connected in parallel with each other.
  • the first and the lower arm switches Sa and S'a are connected to the first phase coil La among the three-phase coils La, Lb and Lc of the motor 110 to generate the three-phase AC voltages Vua, Vvb and Vwc
  • the first phase AC voltage Vua is supplied.
  • the second and third phase switches Sb and S'b supply the second phase AC voltage Vvb to the second phase coil Lb and the third phase and the bottom arm switches Sc and S'c
  • the third phase AC voltage Vwc can be supplied to the third phase coil Lc.
  • each of the first to third cantilever switches Sa, Sb, Sc and the first to third lower arm switches S'a, S'b, S'b is connected to the input PWM signal Phase AC voltages Vua, Vvb, and Vwc are supplied to the three-phase coils La, Lb, and Lc, respectively, in accordance with the control signal PWMS to control the operation of the motor 110 have.
  • the control unit 130 transmits the PWM signal PWMS to the first through third cantilever switches Sa, Sb and Sc and the first through third bottom arm switches S'a, S'b and S'b, Phase AC voltages Vua, Vvb, and Vwc are supplied to the three-phase coils La, Lb, and Lc.
  • FIG. 4 is a flowchart for explaining the operation of the motor driving apparatus according to the embodiment of the present invention.
  • 5 is a graph for explaining a method of determining an inductance parameter in FIG.
  • FIG. 6 is a graph for explaining the rapid acceleration determination in FIG.
  • control unit 130 receives the current measured by the inverter 120 (S110).
  • the current of the inverter 120 can be measured using the measuring resistor R included in the inverter 120.
  • the measured current may be input to the sensorless controller 270 after the coordinate axis is converted by the axial conversion unit 250 as described above.
  • the present invention is not limited thereto.
  • the sensorless controller 270 determines an inductance parameter for calculating a speed command value (e.g.,? * R ) using the previously input data (S120).
  • the sensorless controller 270 may include data on the relationship between the inductance parameter (e.g., Lq ) and the magnitude of the current measured in the inverter 120.
  • Lq the inductance parameter
  • the inductance parameter may be preset to have a one-to-one correspondence to the current measured at the inverter 120. [ For example, when the magnitude of the current measured in the inverter 120 increases, the magnitude of the inductance parameter may decrease.
  • the data may be stored in a memory of the sensorless controller 270 and stored in a look-up table or a regression formula.
  • this is only an example and the present invention is not limited thereto.
  • the sensorless controller 270 determines whether the motor 110 is accelerated based on the magnitude of the current measured by the inverter 120 (S130).
  • the sensorless controller 270 determines whether the motor 110 is accelerating based on the change in the current magnitude measured by the inverter 120. [ The magnitude of the current measured at the inverter 120 may correspond to the current speed (? ⁇ R ) of the motor 110.
  • the period A and the period C in which the magnitude of the current rapidly changes are the acceleration operation periods, and the period B and the period D in which the magnitude of the current is constant are the constant operation periods.
  • the current measured in the actual inverter 120 may have a ripple value and a nonlinear waveform.
  • the sensorless controller 270 can measure the magnitude of the current change using the average value of the current measured by the inverter 120 for a specific time. Likewise, the magnitude variation of the current may correspond to the speed variation of the motor 110. [ The sensorless controller 270 can determine whether the motor 110 is accelerating using the speed change amount or the speed change gradient of the motor 110 (i.e., the slope of the graph of FIG. 6).
  • the sensorless controller 270 corrects the magnitude of the inductance parameter (S140).
  • the sensorless controller 270 can correct the inductance parameter using a predetermined correction ratio. That is, the sensorless controller 270 can correct the value of the inductance parameter by multiplying the inductance parameter by a predetermined correction ratio.
  • the correction ratio may be in a range smaller than 1.
  • the correction ratio can be determined in a range of less than 1 and greater than 0.5.
  • the present invention is not limited thereto.
  • the sensorless controller 270 can calculate the velocity change gradient of the motor 110 based on the current measured by the inverter 120.
  • the current measured at the inverter 120 may be proportional to the speed of the motor 110.
  • the slope of the current measured by the inverter 120 may be proportional to the slope of the speed change of the motor 110.
  • the sensorless controller 270 can determine the correction value of the inductance parameter determined in step S120 based on the gradient of the speed change of the motor 110.
  • the sensorless controller 270 can determine the correction ratio of the inductance parameter based on the gradient of the speed change of the motor 110. [ At this time, the correction ratio may be changed in inverse proportion to the gradient of the speed change, but the present invention is not limited thereto.
  • the correction ratio may vary according to the gradient of the speed change of the motor 110 within a range smaller than 1.
  • the sensorless controller 270 repeats the above-described steps S110 to S130.
  • the sensor-less control unit 270 by using the correction parameter correction inductance the current speed ( ⁇ ⁇ r) and the electrical angular position ( ⁇ e) of the motor (110) (S150).
  • the sensorless controller 270 can calculate the magnetic flux vector using the current vector value measured by the inverter 120 and the inductance parameter.
  • FIG. 7 a method of calculating the magnetic flux vector using the current vector value and the inductance parameter, and the operation of the control unit 130 according to the method will be described with reference to FIGS. 7 to 9.
  • FIG. 7 a method of calculating the magnetic flux vector using the current vector value and the inductance parameter, and the operation of the control unit 130 according to the method will be described with reference to FIGS. 7 to 9.
  • Figs. 7 to 9 are views for explaining the operation of the control unit according to the magnetic flux vector.
  • FIG. 7 shows a current vector and a flux vector assuming that a current angle is controlled in quadrants in an Interior Permanent Magnet Synchronous Motor (IPMSM).
  • IPMSM Interior Permanent Magnet Synchronous Motor
  • the current vector I and the flux vector lambda are arranged as shown in Fig. 7 on the DQ axis. At this time, the D axis and the Q axis are always maintained at 90 degrees.
  • FIG. 8 shows an active flux vector (Est_d) corresponding to a composite vector of a current vector and a magnetic flux vector.
  • the sensorless controller 270 uses the vector values of the output currents I d and I q of the inverter 120 and the inductance parameters L d and L q to calculate the magnetic flux vectors ⁇ d and ⁇ q ) Can be calculated.
  • the relational expression between the output current I d and I q and the magnetic flux vector ⁇ d and ⁇ q can be defined by the following equation (1).
  • ⁇ d is d-axis magnetic flux vector
  • ⁇ q is q-axis magnetic flux vector
  • L d is d-axis inductance parameter
  • L q is q-axis inductance parameter
  • I d is d-axis output current
  • I q is q-axis output current
  • PM denotes a magnetic flux constant
  • the q-axis output current I q which affects the torque of the motor 110, will be described as an example.
  • the present invention is not limited to this, and the same algorithm as described below can be applied to the output current I d of the d axis.
  • the current vector I q is scaled to the inductance parameter L q and can be switched in the reverse direction. Then, the composite vector of the converted current vector I q and the magnetic flux vector? Q becomes the active magnetic flux vector Est_d.
  • the active magnetic flux vector Est_d may coincide with the D axis.
  • the active flux vector precedes the D axis. That is, the active magnetic flux vector has a lead angle with respect to the D axis.
  • the active flux vector is behind the D axis. That is, the active flux vector has a lagging angle with respect to the D axis.
  • the sensor-less control unit 270 may use these active magnetic flux vector to calculate the current speed ( ⁇ ⁇ r) and the electrical angular position ( ⁇ e) of the rotor.
  • the sensorless controller 270 performs the correction to reduce the magnitude of the inductance parameter L q , the value of the current speed (? ⁇ R ) of the rotor output from the sensorless controller 270 is Can be reduced.
  • the difference between the current speed ⁇ ⁇ r and the command speed ⁇ r becomes large, and the current command generator 210 generates the increased speed command value ⁇ * r in accordance with the change .
  • the current command value I * q of the current command generation section 210 is increased and the voltage command value V * q of the voltage command generation section 220 is also increased.
  • the PWM generator 230 generates the PWM signal PWMS reflecting the increased voltage command value V * q .
  • the duty ratio of the newly generated PWM signal PWMS can be increased.
  • the inverter 120 can control the motor 110 based on the newly generated PWM signal PWMS. Accordingly, the inverter 120 can control the motor 110 to enable rapid acceleration operation.
  • the active flux vector has an advance angle with respect to the d-axis, and has a faster d-value than the actual flux vector. Accordingly, the current speed ([omega] ⁇ r ) used for the control operation is reduced, and the control unit 130 increases the speed command value [rho] * r to correct it.
  • control unit 130 compensates for the angular error occurring in the rapid acceleration by increasing the speed command value? * R. Therefore, the control unit 130 can reduce the angular error between the control angle and the actual stimulus during the rapid acceleration operation of the motor 110. [ Thereby, the control unit 130 can control the motor 110 to enable maximum torque operation (MTPA).
  • MTPA maximum torque operation
  • the motor drive apparatus of the present invention can reduce the angular swinging phenomenon that occurs during the rapid acceleration operation of the motor 110 in the sensorless system by correcting the magnitude of the inductance parameter. That is, the motor driving apparatus of the present invention can reduce the angular error of the rotor, thereby improving the acceleration performance of the motor 110.
  • the motor driving apparatus of the present invention can minimize the response time to the user's rapid acceleration request, improve the operational stability of the motor control, and control the motor to operate at the maximum torque.

Landscapes

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Abstract

본 발명은 모터 구동 장치에 관한 것으로, 보다 상세하게는 센서리스 시스템에서 모터의 급가속시 발생하는 각도 오차를 보정함으로써 최대토크 운전을 가능하게 하는 모터 구동 장치에 관한 것이다. 상기 모터 구동 장치는, 교류 전압을 이용하여 모터를 구동하는 인버터와, 인버터에 포함된 스위칭 소자의 동작을 제어하는 PWM 신호를 출력하는 제어유닛을 포함한다. 이때, 제어유닛은 PWM 신호의 듀티비를 결정하기 위한 속도 지령치를 계산하는데 이용되는 인덕턴스 파라미터를 결정하고, 인버터에서 측정된 전류의 변화를 기초로 모터의 가속동작 여부를 판단한다. 이어서, 제어유닛은 모터가 가속동작 중인 경우 앞서 결정된 인덕턴스 파라미터를 감소시키는 보정을 통해 회전자의 각도 오차를 감소시키고, 최대토크 운전을 가능하게 한다.

Description

모터 구동 장치
본 발명은 모터 구동 장치에 관한 것으로, 보다 상세하게는 센서리스 시스템에서 모터의 급가속시 발생하는 각도 오차를 보정함으로써 최대토크 운전을 가능하게 하는 모터 구동 장치에 관한 것이다.
소형 정밀제어 모터는 크게 AC 모터, DC 모터, 브러시리스(Brushless) DC 모터 및 릴럭턴스(Reluctance) 모터로 구분된다.
이러한 소형모터는 AV 기기용, 컴퓨터용, 가전 및 주택설비용, 산업용 등 많은 곳에서 사용되고 있다. 특히 가전 분야는 소형모터의 최대 시장을 형성해 가고 있는 분야이다. 가전제품은 점차 고급화 되어 가고 있으며 그에 따라 구동되는 모터의 소형화, 저소음화, 저소비 전력화 등이 요구된다.
이 중, BLDC모터는 브러쉬와 정류자가 없는 모터로서, 기계적인 마찰손실이나 불꽃, 노이즈가 원칙적으로는 발생하지 않으며 속도 제어나 토크 제어가 뛰어나다. 또한, 속도 제어에 의한 손실이 없고, 소형모터로서는 효율이 높아 가전분야의 제품에 많이 사용되고 있다.
BLCD 모터는 3상 교류 전압을 제공하는 인버터와, 인버터의 출력 전압을 제어하는 제어유닛을 포함할 수 있다. 이때, 제어유닛은 PWM 제어 방식을 이용하여 인버터를 제어할 수 있다.
BLCD 모터의 제어 방식에는 위치 센서(예를 들어, 홀센서)를 사용하지 않는 센서리스 알고리즘(Sensorless Algorithm)이 이용될 수 있다. 이 경우, BLDC 모터는 위치 센서를 사용하지 않음으로써 제품의 생산 비용을 절감할 수 있다.
종래의 위치 센서를 포함하는 시스템에서는, 모터의 급가속 동작 중에 발생하는 회전자의 각도 밀림 현상을 모터의 회전자에 대한 위치 정보를 센싱하여 보정하는 가능하였다.
다만, 위치 센서를 포함하지 않고 센서리스 알고리즘을 이용하여 모터를 제어하는 센서리스 시스템(Sensorless System)에서는, 급가속 동작 중 발생하는 각도 밀림 현상을 보정하기 위하여 별도의 알고리즘이 요구되는 문제점이 있었다.
본 발명의 목적은, 모터의 가속동작 여부를 기초로 인덕턴스 파라미터를 보정함으로써, 센서리스 시스템에서 모터의 급가속 동작 중에 발생하는 회전자의 각도 오차를 감소시킬 수 있는 모터 구동 장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 목적들은 이상에서 언급한 목적으로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 본 발명의 다른 목적 및 장점들은 하기의 설명에 의해서 이해될 수 있고, 본 발명의 실시예에 의해 보다 분명하게 이해될 것이다. 또한, 본 발명의 목적 및 장점들은 특허 청구 범위에 나타낸 수단 및 그 조합에 의해 실현될 수 있음을 쉽게 알 수 있을 것이다.
본 발명에 따른 모터 구동 장치는, 교류 전압을 이용하여 모터를 구동하는 인버터와, 인버터에 포함된 스위칭 소자의 동작을 제어하는 PWM 신호를 출력하는 제어유닛을 포함한다. 이때, 제어유닛은 PWM 신호의 듀티비를 결정하기 위한 속도 지령치를 계산하는데 이용되는 인덕턴스 파라미터를 결정하고, 인버터에서 측정된 전류의 변화를 기초로 모터의 가속동작 여부를 판단한다. 이어서, 제어유닛은 모터가 가속동작 중인 경우 앞서 결정된 인덕턴스 파라미터를 감소시키는 보정을 통해 회전자의 각도 오차를 감소시키고, 최대토크 운전을 가능하게 한다.
본 발명에 따른 모터 구동 장치는, 모터의 가속동작 여부를 기초로 인덕턴스 파라미터를 보정함으로써, 센서리스 시스템에서 모터의 급가속 동작 중에 발생하는 각도 밀림 현상을 해소할 수 있다. 이에, 모터 구동 장치는 회전자의 각도 오차를 감소시킬 수 있다. 또한, 모터의 가속 성능은 향상될 수 있으며, 모터는 최대 토크로 운전할 수 있도록 제어될 수 있다. 이를 통해, 모터 구동 장치는 제어 반응성과 가속 신뢰성을 향상시킬 수 있으며, 고객의 모터 구동 장치에 대한 만족도를 향상시킬 수 있다.
상술한 효과와 더불어 본 발명의 구체적인 효과는 이하 발명을 실시하기 위한 구체적인 사항을 설명하면서 함께 기술한다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 모터 구동 장치를 나타내는 블럭도이다.　
도 2는 도 1의 제어유닛의 구성요소를 나타내는 블록도이다.
도 3은 도 1의 인버터를 설명하기 위한 회로도이다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 모터 구동 장치의 동작을 설명하기 위한 순서도이다.　
도 5는 도 4에서 인덕턴스 파라미터를 결정하는 방법을 설명하기 위한 그래프이다.
도 6은 도 4에서 급가속 여부 판단을 설명하기 위한 그래프이다.
도 7 내지 도 9는 자속 벡터에 따른 제어유닛의 동작을 설명하기 위한 도면이다.
본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시예들을 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하에서 개시되는 실시예들에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 수 있으며, 단지 본 실시예들은 본 발명의 개시가 완전하도록 하고, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이며, 본 발명은 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다. 명세서 전체에 걸쳐 동일 참조 부호는 동일 구성 요소를 지칭한다.
다른 정의가 없다면, 본 명세서에서 사용되는 모든 용어(기술 및 과학적 용어를 포함)는 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 공통적으로 이해될 수 있는 의미로 사용될 수 있을 것이다. 또한, 일반적으로 사용되는 사전에 정의되어 있는 용어들은 명백하게 특별히 정의되어 있지 않은 한 이상적으로 또는 과도하게 해석되지 않는다.
이하에서는, 도 1 내지 도 9를 참조하여, 본 발명의 실시예에 따른 모터 구동 장치를 설명하도록 한다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 모터 구동 장치를 나타내는 블럭도이다.　
도 1을 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 모터 구동 장치는, 모터(110), 인버터(120) 및 제어유닛(130)를 포함할 수 있다.
모터(110)는 3상 코일(미도시)이 권선된 스테이터(stator) 및 스테이터 내에 배치되며 3상 코일에서 발생된 자기장에 의해 회전하는 회전자(rotor)를 포함할 수 있다.
인버터(120)로부터 3상 교류 전압(Vua, Vvb, Vwc)이 3상 코일로 공급되면, 모터(110)에서는 3상 코일에서 발생된 자계에 따라 회전자에 포함된 영구자석이 회전한다.
다만, 본 발명의 실시예에 따른 모터(110)가 3상 코일에 의해 동작하는 3상 모터에 한정되는 것은 아니다. 예를 들어, 모터(110)는 단상 코일을 이용하는 단상 모터를 더 포함할 수 있다. 다만, 이하에서는, 3상 모터를 기준으로 본 발명의 특징을 설명하도록 한다.
모터(110)는 유도 모터(induction motor), BLDC 모터(blushless DC motor), 릴럭턴스 모터(reluctance motor) 등을 포함할 수 있다. 예를 들어, 모터(110)는 표면 부착형 영구자석 동기 모터(Surface-Mounted Permanent-Magnet Synchronous Motor; SMPMSM), 매입형 영구자석 동기 모터(Interior Permanent Magnet Synchronous Motor; IPMSM), 및 동기 릴럭턴스 모터(Synchronous Reluctance Motor; Synrm) 등을 포함할 수 있다.
인버터(120)는 3상 스위치 소자들을 포함할 수 있다. 3상 스위치 소자들은 제어유닛(130)으로 공급된 동작 제어 신호(이하, 'PWM(Pulse Width Modulation) 신호)가 입력되면, 스위치 온 및 오프로 동작하여 입력된 직류 전압(Vdc)을 3상 교류 전압(Vua, Vvb, Vwc)로 변환하여 3상 코일로 공급할 수 있다. 3상 스위치 소자들에 대한 자세한 설명은 도 3을 참조하여 자세히 후술하기로 한다.
제어유닛(130)는 목표 지령값 입력시, 목표 지령값 및 회전자의 전기각 위치를 기초로 3상 스위치소자들 각각의 온 동작에 대한 온 시간구간 및 오프동작에 대한 오프 시간구간을 결정하는 PWM 신호(PWMS)를 출력할 수 있다.
추가적으로, 모터 구동 장치는 입력 전류 검출부(A), 직류단 전압 검출부(B), 직류단 커패시터(C), 전동기 전류 검출부(E), 입력 전압 검출부(F), 및 인덕터(L1, L2) 등을 더 포함할 수 있다. 다만, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니며, 앞의 구성요소 중 일부는 생략되어 실시될 수 있다.
입력 전류 검출부(A)는, 상용 교류 전원(101)으로부터 입력되는 입력 전류(Ig)를 검출할 수 있다. 이를 위하여, 입력 전류 검출부(A)로, CT(current trnasformer), 션트 저항 등이 사용될 수 있다. 검출되는 입력 전류(Ig)는, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, 전력 제어를 위해 제어유닛(130)에 입력될 수 있다.
입력 전압 검출부(F)는, 상용 교류 전원(101)으로부터 입력되는 입력 전압(Vg)을 검출할 수 있다. 이를 위하여, 입력 전압 검출부(F)는 저항 소자, 증폭기 등을 포함할 수 있다. 검출되는 입력 전압(Vg)은, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, 전력 제어를 위해 제어유닛(130)에 입력될 수 있다.
인덕터(L1, L2)는, 상용 교류 전원(101)과 정류부(105) 사이에 배치되어, 노이즈 제거 등의 동작을 수행할 수 있다.
정류부(105)는, 인덕터(L1, L2)를 거친 상용 교류 전원(101)을 정류하여 출력한다. 예를 들어, 정류부(105)는, 4개의 다이오드가 연결된 풀 브릿지 다이오드를 구비할 수 있으나, 다양하게 변형되어 적용될 수 있다.
커패시터(C)는 입력되는 전원을 저장한다. 도면에서는 직류단 커패시터(C)로 하나의 소자를 예시하나, 복수개가 구비되어, 소자 안정성을 확보할 수도 있다.
직류단 전압 검출부(B)는 커패시터(C)의 양단인 직류단 전압(Vdc)을 검출할 수 있다. 이를 위하여, 직류단 전압 검출부(B)는 저항 소자, 증폭기 등을 포함할 수 있다. 검출되는 직류단 전압(Vdc)은, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, PWM 신호(PWMS)의 생성을 위해 제어유닛(130)에 입력될 수 있다.
전동기 전류 검출부(E)는, 인버터(120)와 3상 모터(110) 사이에 흐르는 출력전류(Iabc)를 검출한다. 즉, 3상 모터(110)에 흐르는 전류를 검출한다. 전동기 전류 검출부(E)는 각 상의 출력 전류(ia, ib, ic)를 모두 검출할 수 있으며, 또는 3상 평형을 이용하여 두 상의 출력 전류를 검출할 수도 있다.
전동기 전류 검출부(E)는 인버터(120)와 3상 모터(110) 사이에 위치할 수 있으며, 전류 검출을 위해, CT(current trnasformer), 션트 저항 등이 사용될 수 있다.
검출된 출력전류(Iabc)는, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, 제어유닛(130)에 인가될 수 있으며, 검출된 출력전류(Iabc)에 기초하여 PWM 신호(PWMS)가 생성될 수 있다.
이에, 제어유닛(130)는, 입력 전류 검출부(A)에서 검출되는 입력 전류(Ig)와 입력 전압 검출부(F)에서 검출되는 입력 전압(Vg), 직류단 전압 검출부(B)에서 검출되는 직류단 전압(Vdc), 전동기 전류 검출부(E)에서 검출되는 출력전류(Iabc)를 이용하여 인버터(120)의 동작 제어를 수행할 수 있다.
도 2는 도 1의 제어유닛의 구성요소를 나타내는 블록도이다.
도 2를 참조하면, 제어유닛(130)은 전류 지령 생성부(210), 전압 지령 생성부(220), PWM 생성부(230), 전압 재구성부(240), 축변환부(250), 각도 변환부(260), 센서리스 제어부(270)를 포함할 수 있다.
전류 지령 생성부(210)는 연산된 현재속도(ω^ r)와 입력된 목표 지령값에 대응하는 지령 속도(ωr)에 기초하여, 속도 지령치(ω* r)를 연산한다.
이어서, 전류 지령 생성부(210)는 속도 지령치(ω* r)에 기초하여, 전류 지령치(I*mag)를 생성한다. 예를 들어, 전류 지령 생성부(210)는, 현재속도(ω^ r)와 지령 속도(ωr)의 차이인 속도 지령치(ω* r)에 기초하여, 속도 제어기(212)에서 전류 지령치(I*mag)를 계산할 수 있다.
이어서, 전류 지령 변환부(214)는 전류 지령치(I*mag)를 이용하여 q축 전류 지령치(I* q)와 d축 전류 지령치(I* d)를 각각 생성할 수 있다. 이때, d축 전류 지령치(I* d)의 값은 0으로 설정될 수도 있으나, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다.
또한, 도면에 명확히 도시하지는 않았으나, 전류 지령 생성부(210)는, 전류 지령치(I* q)가 허용 범위를 초과하지 않도록 그 레벨을 제한하는 리미터(미도시)를 더 구비할 수도 있다.
전압 지령 생성부(220)는 회전 좌표계로 축변환된 d축 및 q축 전류(Id, Iq)와, 전류 지령 생성부(242)에서 생성된 d축 및 q축 전류 지령치(I* d, I* q)를 기초로, d축 전압 지령치(V* d)와 q축 전압 지령치(V* q)를 생성할 수 있다.
예를 들어, 전압 지령 생성부(220)는, q축 전류(Iq)와 q축 전류 지령치(I* q)의 차이에 기초하여, Q 전류 제어기(222)에서 PI 제어를 수행함으로써 q축 전압 지령치(V* q)를 생성할 수 있다.
또한, 전압 지령 생성부(220)는, d축 전류(Id)와 d축 전류 지령치(I* d)의 차이에 기초하여, D 전류 제어기(224)에서 PI 제어를 수행하며, d축 전압 지령치(V* d)를 생성할 수 있다.
한편, d축 전압 지령치(V* d)의 값은, d축 전류 지령치(I* d)의 값이 0으로 설정되는 경우에 대응하여, 0으로 설정될 수도 있다.
한편, 도면에 명확히 도시하지는 않았으나, 전압 지령 생성부(220)는, d축 및 q축 전압 지령치(V* d, V* q)가 허용 범위를 초과하지 않도록 그 레벨을 제한하는 리미터(미도시)를 더 구비할 수도 있다.
전압 지령 생성부(220)에서 생성된 d축 및 q축 전압 지령치(V* d, V* q)는 PWM 생성부(230)에 입력될 수 있다.
PWM 생성부(230)는 센서리스 제어부(270)에서 계산된 전기각 위치(θe)와, d축 및 q축 전압 지령치(V* d, V* q)를 입력받을 수 있다.
구체적으로, 도면에 명확히 도시하지는 않았으나, PWM 생성부(230)는, 전기각 위치(θe)와 d축 및 q축 전압 지령치(V* d, V* q)를 이용하여, 3상 출력 전압 지령치(V*a, V*b, V*c)를 계산할 수 있다.
이어서, PWM 생성부(230)는 3상 출력 전압 지령치(V*a, V*b, V*c)에 기초하여 펄스폭 변조(PWM) 방식에 따른 인버터용 PWM 신호(PWMS)를 생성하여 출력할 수 있다.
PWM 신호(PWMS)는 게이트 구동부(미도시)에서 게이트 구동 신호로 변환되어, 인버터(120) 내의 3상 스위칭 소자들의 게이트에 입력될 수 있다. 이에 따라, 인버터(120) 내의 3상 스위칭 소자들은 스위칭 동작을 하게 된다.
여기서, PWM 생성부(260)는 상술한 전기각 위치(θe) 및 3상 출력 전압 지령치(V*a, V*b, V*c)를 기초로 PWM 신호(PWMS)의 온 시간구간 및 오프 시간구간을 가변시켜, 3상 스위치소자들의 스위치 동작을 제어할 수 있다.
전압 재구성부(240)는 PWM 생성부(260)에서 출력된 PWM 신호(PWMS)를 기초로 인버터(120)에 인가되는 출력 전압(Vabc)을 재구성할 수 있다.
축변환부(250)는 전압 축변환부(252)와 전류 축변환부(254)를 포함할 수 있다.
전압 축변환부(252)는 인버터(120)에서 출력되는 출력전류(Iabc) 또는 3상 전류(Ia, Ib, Ic)를 입력받아, 정지좌표계의 2상 전류(Iαβ)로 변환한다.
전류 축변환부(254)는 전압 재구성부(240)에서 출력되는 출력 전압(Vabc) 또는 3상 전압(Va, Vb, Vc)을 입력받아, 정지좌표계의 2상 전압(Vαβ)으로 변환한다.
인버터(120)의 변환된 출력전류(Iαβ) 및 출력전압(Vαβ)은 센서리스 제어부(270)에 입력될 수 있다.
한편, 각도 변환부(260)는 전류 축변환부(254)에서 변환된 정지좌표계의 2상 전류(Iαβ)를 회전좌표계의 2상 전류(Idq)로 변환할 수 있다.
센서리스 제어부(270)는 변환된 출력전류(Iαβ), 출력전압(Vαβ)를 입력받고, 이를 기초로 회전자의 현재속도(ω^ r) 및 전기각 위치(θe)를 계산할 수 있다.
또한, 도면에 명확하게 도시되지는 않았으나, 센서리스 제어부(270)는 전류 지령치(I* d, I* q) 및 각도 변환부(260)에서 변환된 2상 전류(Idq)를 입력받고, 이를 기초로 회전자의 현재속도(ω^ r) 및 전기각 위치(θe)를 계산할 수 있다.
한편, 센서리스 제어부(270)는 인버터(120)의 출력전류(Iαβ) 및 출력전압(Vαβ)을 이용하여 회전자의 위치(H)를 추정할 수 있다.
이어서, 센서리스 제어부(270)는 추정한 회전자의 위치(H)와 인버터(120)의 변환된 출력전류(Iαβ) 및 출력전압(Vαβ) 중 적어도 하나를 이용하여, 회전자의 현재속도(ω^ r)와 전기각 위치(θe)를 계산할 수 있다. 예를 들어, 센서리스 제어부(270)는 회전자의 위치(H)를 시간으로 나누어 현재속도(ω^ r)를 연산할 수 있다. 다만, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다.
이하에서는 센서리스 제어부(270)에서 d축 및 q축 전류(Id, Iq)를 기초로 회전자의 현재속도(ω^ r) 및 전기각 위치(θe)를 계산하는 것을 예로 들어 설명하도록 한다.
구체적으로, 센서리스 제어부(270)는 인버터(120)의 출력전류(Id, Iq)에 대한 벡터값과 인덕턴스 파라미터(Ld, Lq)를 이용하여 자속 벡터(λd, λq)(Flux Vector)를 계산할 수 있다.
출력전류(Id, Iq)와 자속 벡터(λd, λq)의 관계식은 아래 수학식 (1)에 의해 정의될 수 있다.
Figure PCTKR2018007635-appb-I000001
(1)
여기에서, λd는 d축의 자속 벡터, λq 는 q축의 자속 벡터, Ld는 d축의 인덕턴스 파라미터, Lq는 q축의 인덕턴스 파라미터, Id는 d축의 출력 전류, Iq 는 q축의 출력 전류, λPM은 자속 상수를 의미한다.
센서리스 제어부(270)는 자속 벡터(λd, λq)를 이용하여 회전자의 현재속도(ω^ r)와 전기각 위치(θe)를 계산할 수 있다. 이를 계산하는 방법은 통상의 기술자가 다양한 수식 및 알고리즘을 이용하여 도출할 수 있는 바, 여기에서 이에 대한 자세한 설명은 생략하도록 한다.
이하에서는 출력전류(Id, Iq) 중에서 모터(110)의 토크에 영향을 미치는 q축의 출력 전류(Iq)를 예로 들어 설명하도록 한다. 다만 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니며, d축의 출력 전류(Id)도 이하에서 설명하는 내용과 동일한 알고리즘이 적용될 수 있다.
센서리스 제어부(270)는 출력 전류(Iq)를 측정한다.
이어서, 센서리스 제어부(270)는 미리 저장된 데이터를 이용하여 출력 전류(Iq)에 대응되는 인덕턴스 파라미터(Lq)의 값을 결정한다. 이때, 데이터는 센서리스 제어부(270)의 메모리에 저장될 수 있으며, 룩업 테이블(Look-Up Table) 또는 회귀식 형태로 저장될 수 있다. 이에 대한 자세한 설명은 도 5를 참조하여 후술하도록 한다.
이어서, 센서리스 제어부(270)는 모터(110)가 가속동작 중인지 여부를 판단한다. 즉, 모터(110)의 회전속도 변화를 기초로 모터(110)가 가속동작을 하는지, 정속동작 또는 감속 동작을 하는지를 여부를 판단할 수 있다.
이때, 센서리스 제어부(270)는 출력 전류(Iq)의 변화율 또는 기울기를 기초로 모터(110)의 회전속도의 변화를 측정할 수 있고, 이를 기초로 모터(110)의 동작 상태를 판단할 수 있다.
이어서, 센서리스 제어부(270)는 모터(110)가 가속동작 중에 있는 경우, 앞서 결정된 인덕턴스 파라미터(Lq)의 값을 보정한다.
예를 들어, 센서리스 제어부(270)는 미리 결정된 보정비율을 인덕턴스 파라미터(Lq)에 곱함으로써, 인덕턴스 파라미터(Lq)의 값을 보정할 수 있다. 이때, 보정비율은 1보다 작은 범위일 수 있다. 예를 들어, 보정비율은 1보다 작고 0.5보다 큰 범위에서 정해질 수 있다.
이를 통해, 센서리스 제어부(270)는 인덕턴스 파라미터(Lq)의 크기를 감소시키는 보정을 수행할 수 있다.
또한, 센서리스 제어부(270)는 모터(110)의 속도 변화 기울기를 기초로 보정비율을 결정할 수 있다. 이때, 보정비율은 속도 변화 기울기에 반비례하도록 결정될 수 있다.
예를 들어, 모터(110)의 속도 변화 기울기가 상대적으로 큰 경우, 보정비율을 낮추어 인덕턴스 파라미터(Lq)의 크기를 감소시키는 보정을 수행할 수 있다. 반대로, 모터(110)의 속도 변화 기울기가 상대적으로 작은 경우, 보정비율을 낮추어 인덕턴스 파라미터(Lq)의 크기를 증가시키는 보정을 수행할 수 있다.
한편, 위의 경우에서도 보정비율은 1보다 작은 범위 내에서 모터(110)의 속도 변화 기울기를 기초로 변화할 수 있다. 다만, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다.
이어서, 센서리스 제어부(270)에서 인덕턴스 파라미터(Lq)의 크기를 감소시키는 보정을 수행하는 경우, 센서리스 제어부(270)에서 출력되는 회전자의 현재속도(ω^ r)의 값은 작아질 수 있다.
이에 따라, 현재속도(ω^ r)와 지령 속도(ωr)의 차이는 커지게 되고, 전류 지령 생성부(210)는 이러한 변화를 반영하여 증가된 속도 지령치(ω* r)를 생성하게 된다.
속도 지령치(ω* r)가 증가함에 따라, 전류 지령 생성부(210)의 전류 지령치(I* q)는 증가되고, 전압 지령 생성부(220)의 전압 지령치(V* q)도 증가된다.
따라서, PWM 생성부(230)는 증가된 전압 지령치(V* q)를 반영한 PWM 신호(PWMS)를 생성하게 된다. 예를 들어, 새로 생성된 PWM 신호(PWMS)의 듀티비는 증가될 수 있다.
인버터(120)는 새로 생성된 PWM 신호(PWMS)를 기초로 모터(110)를 제어할 수 있다. 이에 따라 인버터(120)는 모터(110)가 급가속 동작이 가능하도록 제어할 수 있다.
즉, 본 발명의 모터 구동 장치는 인덕턴스 파라미터(Lq)의 크기를 보정함으로써, 센서리스 시스템에서 모터(110)의 급가속 동작 중에 발생하는 각도 밀림 현상을 해결할 수 있다. 이를 통해, 본 발명의 모터 구동 장치는 회전자의 각도 오차를 감소시킬 수 있다. 또한, 본 발명의 모터 구동 장치는 모터(110)의 가속 성능을 향상시키고, 모터(110)가 최대 토크로 운전할 수 있도록 제어할 수 있다. 이에 대한 자세한 설명은 이하에서 후술하도록 한다.
도 3은 도 1의 인버터를 설명하기 위한 회로도이다.
도 3을 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 인버터(120)는 3상 스위치소자들을 포함할 수 있으며, 제어유닛(130)으로부터 공급된 PWM 신호(PWMS)에 의해 스위치 온 및 오프 동작하여 입력된 직류 전압(Vdc)을 소정 주파수 또는 듀티를 갖는 3상 교류 전압(Vua, Vvb, Vwc)으로 변환하여 모터(110)로 출력할 수 있다.
3상 스위치소자들은 서로 직렬 연결되는 제1 내지 제3 상암 스위치(Sa, Sb, Sc) 및 제1 내지 제3 하암 스위치(S'a, S'b, S'b)가 서로 한 쌍이 되며, 총 세쌍의 제1 내지 제3 상암 스위치 및 제1 내지 제3 하암 스위치((Sa&S'a, Sb&S'b, Sc&S'c)가 서로 병렬 연결될 수 있다.
즉, 제1 상, 하암 스위치(Sa, S'a)는 모터(110)의 3상 코일(La, Lb, Lc) 중 제1 상 코일(La)로 3상 교류 전압(Vua, Vvb, Vwc) 중 제1 상 교류 전압(Vua)를 공급한다.
또한, 제2 상, 하암 스위치(Sb, S'b)는 제2 상 코일(Lb)로 제2 상 교류 전압(Vvb)을 공급하며, 제3 상, 하암 스위치(Sc, S'c)는 제3 상 코일(Lc)로 제3 상 교류 전압(Vwc)를 공급할 수 있다.
여기서, 제1 내지 제3 상암 스위치(Sa, Sb, Sc) 및 제1 내지 제3 하암 스위치(S'a, S'b, S'b) 각각은 회전자의 일 회전당, 입력된 PWM 신호(PWMS)에 따라 한번 온 및 오프로 동작하여, 3상 코일(La, Lb, Lc) 각각으로 3상 교류 전압(Vua, Vvb, Vwc)을 공급함으로써, 모터(110)의 동작을 제어할 수 있다.
제어유닛(130)은 제1 내지 제3 상암 스위치(Sa, Sb, Sc) 및 제1 내지 제3 하암 스위치(S'a, S'b, S'b) 각각으로 PWM 신호(PWMS)를 전달하여, 3상 코일(La, Lb, Lc)로 3상 ac 전압(Vua, Vvb, Vwc)이 공급되게 제어할 수 있다.
이하에서는 도 4를 참조하여, 모터 구동 장치의 센서리스 알고리즘에 따른 동작을 자세히 설명하도록 한다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 모터 구동 장치의 동작을 설명하기 위한 순서도이다.　도 5는 도 4에서 인덕턴스 파라미터를 결정하는 방법을 설명하기 위한 그래프이다. 도 6은 도 4에서 급가속 여부 판단을 설명하기 위한 그래프이다.
설명의 편의를 위하여, 이하에서는 앞서 설명한 실시예와 동일한 사항에 대해서는 중복된 설명을 생략하고 차이점을 중심으로 설명하도록 한다.
도 4를 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 모터 구동 장치는, 우선 제어유닛(130)은 인버터(120)에서 측정된 전류를 수신한다(S110).
이때, 인버터(120)의 전류는 인버터(120)에 포함된 측정저항(R)을 이용하여 측정될 수 있다. 측정된 전류는 앞에서 설명한 바와 같이 축변환부(250)에 의해 좌표축이 변환되어 센서리스 제어부(270)에 입력될 수 있다. 다만, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다.
이어서, 센서리스 제어부(270)는 미리 입력된 데이터를 이용하여 속도 지령치(예를 들어, ω* r)를 계산하기 위한 인덕턴스 파라미터를 결정한다(S120).
예를 들어, 도 5를 참조하면, 센서리스 제어부(270)는 인덕턴스 파라미터(예를 들어, Lq)와 인버터(120)에서 측정된 전류의 크기 사이의 관계에 대한 데이터를 포함할 수 있다.
인덕턴스 파라미터는 인버터(120)에서 측정된 전류에 일대일 대응되도록 값이 미리 설정될 수 있다. 예를 들어, 인버터(120)에서 측정된 전류의 크기가 증가하는 경우, 인덕턴스 파라미터의 크기가 감소할 수 있다.
이때, 상기 데이터는 센서리스 제어부(270)의 메모리에 저장될 수 있으며, 룩업 테이블(Look-Up Table) 또는 회귀식 형태로 저장될 수 있다. 다만, 이는 하나의 예시에 불과하며 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다.
이어서, 센서리스 제어부(270)는 인버터(120)에서 측정된 전류의 크기를 기초로 모터(110)의 가속동작 여부를 판단한다(S130).
구체적으로, 센서리스 제어부(270)는 인버터(120)에서 측정된 전류 크기의 변화를 기초로 모터(110)가 가속동작 중인지 여부를 판단한다. 인버터(120)에서 측정된 전류 크기는 모터(110)의 현재속도(ω^ r)에 대응될 수 있다.
예를 들어, 도 6을 참조하면, 전류의 크기가 급변하는 A 구간 및 C 구간은 가속동작 구간이고, 전류의 크기가 일정한 B 구간 및 D 구간은 정속동작 구간이다.
다만, 도 6은 모터(110)의 속도의 변화를 설명하기 위해 단순화하여 도시한 도면일 뿐이고, 실제 인버터(120)에서 측정된 전류는 리플값과 비선형적인 파형을 가질 수 있다.
이때, 센서리스 제어부(270)는 특정 시간동안 인버터(120)에서 측정된 전류의 평균값을 이용하여 전류의 크기 변화량을 측정할 수 있다. 마찬가지로, 전류의 크기 변화량은 모터(110)의 속도 변화량에 대응될 수 있다. 센서리스 제어부(270)는 모터(110)의 속도 변화량 또는 속도 변화 기울기(즉, 도 6의 그래프의 기울기)를 이용하여 모터(110)의 가속동작 여부를 판단할 수 있다.
이어서, 모터(110)가 가속동작 중이라고 판단되는 경우, 센서리스 제어부(270)는 인덕턴스 파라미터의 크기를 보정한다(S140).
구체적으로, 센서리스 제어부(270)는 미리 결정된 보정비율을 이용하여 인덕턴스 파라미터를 보정할 수 있다. 즉, 센서리스 제어부(270)는 미리 결정된 보정비율을 인덕턴스 파라미터에 곱함으로써, 인덕턴스 파라미터의 값을 보정할 수 있다.
이때, 보정비율은 1보다 작은 범위일 수 있다. 예를 들어, 보정비율은 1보다 작고 0.5보다 큰 범위에서 결정될 수 있다. 다만, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다.
한편, 센서리스 제어부(270)는 인버터(120)에서 측정된 전류를 기초로 모터(110)의 속도 변화 기울기를 계산할 수 있다. 인버터(120)에서 측정된 전류는 모터(110)의 속도와 비례관계일 수 있다. 따라서, 인버터(120)에서 측정된 전류의 기울기는 모터(110)의 속도 변화 기울기와 비례관계일 수 있다.
이때, 센서리스 제어부(270)는 모터(110)의 속도 변화 기울기를 기초로 앞서 S120 단계에서 결정된 인덕턴스 파라미터의 보정값을 결정할 수 있다.
즉, 센서리스 제어부(270)는 모터(110)의 속도 변화 기울기를 기초로 인덕턴스 파라미터의 보정비율을 결정할 수 있다. 이때, 보정비율은 속도 변화 기울기에 반비례하도록 변화할 수 있으나, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다.
예를 들어, 모터(110)의 속도 변화 기울기가 상대적으로 큰 경우, 보정비율을 낮추어 인덕턴스 파라미터(Lq)의 크기를 감소시키는 보정을 수행할 수 있다. 반대로, 모터(110)의 속도 변화 기울기가 상대적으로 작은 경우, 보정비율을 낮추어 인덕턴스 파라미터(Lq)의 크기를 증가시키는 보정을 수행할 수 있다. 다만, 이 경우에도 보정비율은 1보다 작은 범위 내에서 모터(110)의 속도 변화 기울기에 따라 변화할 수 있다.
한편, 모터(110)가 정속동작 또는 감속동작 중이라고 판단되는 경우, 센서리스 제어부(270)은 앞서 설명한 S110 단계 내지 S130 단계를 반복 수행한다.
이어서, 센서리스 제어부(270)는 보정된 인덕턴스 파라미터를 이용하여 모터(110)의 현재속도(ω^ r)와 전기각 위치(θe)를 보정한다(S150).
구체적으로, 센서리스 제어부(270)는 인버터(120)에서 측정한 전류 벡터값과 인덕턴스 파라미터를 이용하여 자속 벡터를 계산할 수 있다.
이하에서는, 전류 벡터값과 인덕턴스 파라미터를 이용하여 자속 벡터를 계산하는 방법과, 이에 따른 제어유닛(130)의 동작을 도 7 내지 도 9를 참조하여 설명하도록 한다.
도 7 내지 도 9는 자속 벡터에 따른 제어유닛의 동작을 설명하기 위한 도면이다.
도 7는 매입형 영구자석 동기 전동기(Interior Permanent Magnet Synchronous Motor;　IPMSM)에서 전류각을 2사분면에서 제어하는 경우를 전제로 한 전류 벡터(Current Vector)와 자속 벡터(Flux Vector)를 나타낸다.
전류 벡터(I)와 자속 벡터(λ)는 DQ축에서 도 7에 도시된 것과 같이 배치된다. 이때, D축과 Q축은 항상 90도를 유지한다.
도 8은 전류 벡터와 자속 벡터의 합성 벡터에 해당하는 활성 자속 벡터(Active Flux Vector)(Est_d)를 나타낸다.
예를 들어, 센서리스 제어부(270)는 인버터(120)의 출력전류(Id, Iq)에 대한 벡터값과 인덕턴스 파라미터(Ld, Lq)를 이용하여 자속 벡터(λd, λq)를 계산할 수 있다. 출력전류(Id, Iq)와 자속 벡터(λd, λq)와의 관계식은 앞에서 설명한 아래 수학식 (1)에 의해 정의될 수 있다.
Figure PCTKR2018007635-appb-I000002
(1)
여기에서, λd는 d축의 자속 벡터, λq 는 q축의 자속 벡터, Ld는 d축의 인덕턴스 파라미터, Lq는 q축의 인덕턴스 파라미터, Id는 d축의 출력 전류, Iq 는 q축의 출력 전류, λPM은 자속 상수를 의미한다.
이하에서는 출력전류(Id, Iq) 중에서 모터(110)의 토크에 영향을 미치는 q축의 출력 전류(Iq)를 예로 들어 설명하도록 한다. 다만 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니며, d축의 출력 전류(Id)도 이하에서 설명하는 내용과 동일한 알고리즘이 적용될 수 있다.
상기 수식에 따라, 전류 벡터(Iq)는 인덕턴스 파라미터(Lq)로 스케일링(scailing)되고, 역방향으로 전환될 수 있다. 이어서, 변환된 전류 벡터(Iq)와 자속 벡터(λq)의 합성 벡터는 활성 자속 벡터(Est_d)가 된다.
여기에서, 활성 자속 벡터(Est_d)는 D축과 일치할 수 있다.
도 9는 인덕턴스 파라미터(Lq)의 크기 변화에 따른 활성 자속 벡터(Est_d)의 변화를 나타낸다.
예를 들어, 인덕턴스 파라미터(Ld)의 크기가 절반으로 감소되는 경우, 활성 자속 벡터는 D축보다 앞서게 된다. 즉, 활성 자속 벡터는 D축에 대하여 진각(lead angle)을 갖게 된다.
반면, 인덕턴스 파라미터(Ld)의 크기가 두배로 증가되는 경우, 활성 자속 벡터는 D축보다 뒤지게 된다. 즉, 활성 자속 벡터는 D축에 대하여 지각(lagging angle)을 갖게 된다.
이어서, 센서리스 제어부(270)는 이러한 활성 자속 벡터를 이용하여 회전자의 현재속도(ω^ r)와 전기각 위치(θe)를 계산할 수 있다.
예를 들어, 센서리스 제어부(270)에서 인덕턴스 파라미터(Lq)의 크기를 감소시키는 보정을 수행하는 경우, 센서리스 제어부(270)에서 출력되는 회전자의 현재속도(ω^ r)의 값은 작아질 수 있다.
이에 따라, 현재속도(ω^ r)와 지령 속도(ωr)간의 차이는 커지게 되고, 전류 지령 생성부(210)는 이러한 변화를 반영하여 증가된 속도 지령치(ω* r)를 생성하게 된다.
속도 지령치(ω* r)가 증가함에 따라, 전류 지령 생성부(210)의 전류 지령치(I* q)는 증가되고, 전압 지령 생성부(220)의 전압 지령치(V* q)도 증가된다.
따라서, PWM 생성부(230)는 증가된 전압 지령치(V* q)를 반영한 PWM 신호(PWMS)를 생성하게 된다. 예를 들어, 새로 생성된 PWM 신호(PWMS)의 듀티비는 증가될 수 있다.
인버터(120)는 새로 생성된 PWM 신호(PWMS)를 기초로 모터(110)를 제어할 수 있다. 이에 따라 인버터(120)는 모터(110)가 급가속 동작이 가능하도록 제어할 수 있다.
구체적으로, 인덕턴스 파라미터의 크기가 작아짐에 따라, 활성 자속 벡터는 d축에 비해 진각을 갖게 되고, 실제 자속 벡터보다 빠른 d값을 갖게 된다. 이에 따라, 제어연산에 이용되는 현재속도(ω^ r)는 감소되고, 이를 보정하기 위하여 제어유닛(130)은 속도 지령치(ω* r)를 증가시킨다.
즉, 제어유닛(130)은 급가속시 발생하는 각도 오차를 속도 지령치(ω* r)를 증가시킴으로써 보상하게 된다. 따라서, 제어유닛(130)은 모터(110)의 급가속 동작 시에 제어 각도와 실제 자극 사이에 생기는 각도 오차를 감소시킬 수 있다. 이를 통해, 제어유닛(130)은 모터(110)가 최대토크 운전(MTPA)이 가능하도록 제어할 수 있다.
결론적으로, 본 발명의 모터 구동 장치는 인덕턴스 파라미터의 크기를 보정함으로써, 센서리스 시스템에서 모터(110)의 급가속 동작 중에 발생하는 각도 밀림 현상을 감소시킬 수 있다. 즉, 본 발명의 모터 구동 장치는 회전자의 각도 오차를 감소시킬 수 있고, 이를 통해 모터(110)의 가속 성능을 향상시킬 수 있다.
또한, 본 발명의 모터 구동 장치는 사용자의 급가속 요청에 대한 반응 시간을 최소화할 수 있으며, 모터 제어의 동작 안정성을 향상시킬 수 있고, 모터가 최대 토크로 운전할 수 있도록 제어할 수 있다.
전술한 본 발명은, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 있어 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하므로 전술한 실시예 및 첨부된 도면에 의해 한정되는 것이 아니다.

Claims (20)

  1. 모터를 구동시키는 인버터; 및
    상기 인버터에 포함된 스위칭 소자의 동작을 제어하는 PWM 신호를 출력하는 제어유닛을 포함하되,
    상기 제어유닛은,
    상기 PWM 신호의 듀티비를 결정하기 위한 속도 지령치를 계산하는데 이용되는 인덕턴스 파라미터를 결정하고
    상기 모터의 가속동작 여부를 기초로, 상기 결정된 인덕턴스 파라미터의 크기를 보정하는 것을 포함하는
    모터 구동 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제어유닛은,
    상기 인버터에서 측정된 전류의 변화를 기초로 상기 모터의 가속동작 여부를 판단하고,
    상기 모터가 가속동작 중인 경우, 상기 인덕턴스 파라미터의 크기를 감소시키는 모터 구동 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 제어유닛은, 미리 정해진 보정비율을 이용하여 상기 인덕턴스 파라미터의 크기를 감소시키고,
    상기 보정비율은, 상기 모터의 속도 변화량을 기초로 결정되는 모터 구동 장치.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 제어유닛은, 상기 속도 변화량에 반비례하도록 상기 인덕턴스 파라미터의 크기를 보정하는모터 구동 장치.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 인덕턴스 파라미터는, 상기 인버터에서 측정된 전류의 크기를 기초로, 상기 제어유닛에 미리 저장된 회귀식 또는 테이블을 이용하여 결정되고,
    상기 모터가 가속동작 중인 경우, 상기 결정된 인덕턴스 파라미터의 크기는 상기 모터의 속도 변화량을 기초로 보정되는 모터 구동 장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 제어유닛은,
    지령속도와 상기 모터의 현재속도를 기초로 계산된 상기 속도 지령치를 이용하여 전류 지령치를 생성하는 전류 지령 생성부와,
    상기 전류 지령치와 상기 인버터에서 측정된 전류를 기초로 전압 지령치를 생성하는 전압 지령 생성부와,
    상기 전압 지령치와 상기 모터의 전기각 위치를 기초로 상기 PWM 신호를 출력하는 PWM 생성부와,
    상기 PWM 신호를 기초로 재구성된 전압 및 상기 인버터에서 측정된 전류를 기초로 상기 모터의 상기 현재속도 및 상기 전기각 위치를 계산하는 센서리스 제어부를 포함하는 모터 구동 장치.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 센서리스 제어부는,
    미리 저장된 회귀식 또는 테이블을 이용하여 상기 인버터에서 측정된 전류의 크기에 대응되는 상기 인덕턴스 파라미터를 결정하고,
    상기 인버터에서 측정된 전류의 변화를 기초로 상기 모터가 가속동작 중인지 여부를 판단하고,
    상기 모터가 가속동작 중인 경우, 상기 인덕턴스 파라미터의 크기를 감소시키는 것을 포함하는 모터 구동 장치.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 센서리스 제어부는, 상기 모터의 속도 변화 기울기에 반비례하도록 상기 인덕턴스 파라미터의 크기를 보정하는 모터 구동 장치.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 센서리스 제어부는,
    상기 속도 변화 기울기가 커지는 경우, 상기 인덕턴스 파라미터의 크기를 감소시키고,
    상기 속도 변화 기울기가 작아지는 경우, 상기 인덕턴스 파라미터의 크기를 증가시키는 모터 구동 장치.
  10. 제6항에 있어서,
    상기 센서리스 제어부는,
    상기 인버터에서 측정된 전류에서 추출된 q축 전류 벡터와 상기 인덕턴스 파라미터를 이용하여 활성 자속 벡터(Active Flux Vector)를 계산하고
    상기 활성 자속 벡터와 d축 사이의 각도를 기초로 상기 모터의 상기 현재속도 및 상기 전기각 위치를 계산하는 모터 구동 장치.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 제어유닛은,
    상기 인덕턴스 파라미터를 감소시켜 상기 활성 자속 벡터가 상기 d축에 진각(lead angle)을 갖도록 하고,
    상기 활성 자속 벡터가 상기 d축에 진각을 갖는 경우, 상기 속도 지령치를 증가시켜 상기 전류 지령치를 증가시키는 모터 구동 장치.
  12. 제1항에 있어서,
    상기 제어유닛은, 상기 모터가 80krpm 이상의 속도로 구동되도록 상기 인덕턴스 파라미터의 크기를 보정하는 모터 구동 장치.
  13. 3상 코일이 권선된 스테이터 및 상기 스테이터 내에 배치되며 상기 3상 코일에서 발생된 자기장에 의해 회전하는 회전자를 포함하는 모터;
    상기 3상 코일로 3상 교류 전압을 공급 및 차단하도록 온 및 오프동작하는 3상 스위치소자들을 포함하는 인버터; 및
    상기 3상 스위치소자들의 동작을 제어하는 PWM 신호를 출력하는 제어유닛을 포함하되,
    상기 제어유닛은,
    상기 인버터에서 측정된 전류의 변화를 기초로 상기 모터의 가속동작 여부를 판단하고,
    상기 모터가 가속동작 중인 경우, 상기 PWM 신호의 듀티비를 결정하는데 이용되는 인덕턴스 파라미터의 크기를 감소시키는
    모터 구동 장치.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 제어유닛은,
    상기 인버터에서 측정된 전류의 크기를 기초로 속도 지령치를 계산하기 위한 인덕턴스 파라미터를 결정하고
    상기 모터가 가속동작 중인 경우, 상기 결정된 인덕턴스 파라미터의 크기를 감소시키는 보정을 수행하는 모터 구동 장치.
  15. 제13항에 있어서,
    상기 인덕턴스 파라미터는, 상기 인버터에서 측정된 전류의 크기와 상기 제어유닛에 미리 저장된 회귀식 또는 테이블을 이용하여 결정되고,
    상기 모터가 가속동작 중인 경우, 상기 결정된 인덕턴스 파라미터의 크기는 상기 모터의 속도 변화 기울기를 기초로 보정되는 모터 구동 장치.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 제어유닛은,
    상기 속도 변화 기울기가 커지는 경우, 상기 인덕턴스 파라미터의 크기를 감소시키고,
    상기 속도 변화 기울기가 작아지는 경우, 상기 인덕턴스 파라미터의 크기를 증가시키는 모터 구동 장치.
  17. 제13항에 있어서,
    상기 제어유닛은,
    지령속도와 상기 모터의 현재속도를 기초로 계산된 속도 지령치를 이용하여 전류 지령치를 생성하는 전류 지령 생성부와,
    상기 전류 지령치와 상기 인버터에서 측정된 전류를 기초로 전압 지령치를 생성하는 전압 지령 생성부와,
    상기 전압 지령치와 상기 모터의 전기각 위치를 기초로 상기 PWM 신호를 출력하는 PWM 생성부와,
    상기 PWM 신호를 기초로 재구성된 전압 및 상기 인버터에서 측정된 전류를 기초로 상기 모터의 상기 현재속도 및 상기 전기각 위치를 계산하는 센서리스 제어부를 포함하는 모터 구동 장치.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 센서리스 제어부는, 상기 모터의 속도 변화량에 반비례하도록 상기 인덕턴스 파라미터의 크기를 보정하는 모터 구동 장치.
  19. 제17항에 있어서,
    상기 센서리스 제어부는,
    상기 인버터에서 측정된 전류에서 추출된 q축 전류 벡터와 상기 인덕턴스 파라미터를 이용하여 활성 자속 벡터를 계산하고,
    상기 활성 자속 벡터와 d축 사이의 각도를 기초로 상기 모터의 상기 현재속도 및 상기 전기각 위치를 계산하는 모터 구동 장치.
  20. 제13항에 있어서,
    상기 제어유닛은, 상기 모터가 80krpm 이상의 속도로 구동되도록 상기 인덕턴스 파라미터의 크기를 보정하는 모터 구동 장치.
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