JP2011045152A - センサレスモータ用インバータ制御回路及びこれを備えるセンサレスモータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】必要トルクに応じたｑ軸指令電流の制御を行い得るセンサレスモータ制御装置と、当該センサレスモータ制御装置を実現させ得るセンサレスモータ用制御回路を提供する。
【効果】本発明に係るセンサレス用制御回路では、制御軸ｑｃ−ｄｃと磁束ベクトルΦとの間に生じた位相差Δθに対応させて切換時ｑ軸指令電流が制御されるので、強制運転動作の終了時での電流値は負荷に応じた値とされる。また、本発明に係るセンサレスモータ制御装置によれば、センサレスモータ用制御回路によってｑ軸指令電流の電流値が負荷に応じて設定されるので、センサレスモータ３００の回転子３０２は、負荷に合致した円滑な駆動が実現される。
【選択図】図３

Description

本発明は、センサレスモータ用インバータ制御回路及びこれを備えるセンサレスモータ制御装置に関し、特に、センサレスモータの運転を円滑に行う際に用いて好適のものである。

ホール素子等の位置検出機構を具備する同期モータは、当該ホール素子等を用いて回転子の位置情報を発信できるので、ベクトル制御による回転子の制御が容易に行われ、力率の改善及び消費電力の低減に大きく寄与するものとされる。しかし、かかる同期モータは、位置検出機構が構成されるため、装置の大型化及びコストの上昇を招来させていた。そこで、これを改善させるべく開発されたセンサレスモータは、当該センサレスモータから出力される相電流に基づいて回転子の位置が推測されるため、位置検出機構が排除され、これにより、装置の小型化及び低コスト化を可能としている。

センサレスモータを駆動制御させるセンサレスモータ制御装置は、電流検出回路が適宜に設けられており、当該電流検出回路から出力される信号に基づいて出力電力を制御させる。かかるセンサレスモータ制御装置には、各種の電流検出方式が検討され、当該電流検出方式には、相電流に対応させて電流検出回路が複数配置された相電流検出方式、及び、センサレスモータ制御装置に配された１つの電流検出回路から回転子の位置情報を推測する所謂One-Shunt抵抗を用いた電流検出方式等が挙げられる。

図１には、相電流検出方式を用いたセンサレスモータ制御装置が示されている。図示の如く、センサレスモータ制御装置１０００は、電源回路１００とインバータ回路２００と電流検出回路４００とセンサレスモータ用インバータ制御回路（以下、制御回路と呼ぶ）５００とから構成されている。かかるセンサレスモータ制御装置１０００は、制御回路５００が電流検出回路４００から検出電流Ｉｉ＄を受信すると、当該制御回路５００にて検出電流に応じたＰＷＭ信号（Ｓｕ＊、Ｓｖ＊、Ｓｗ＊）を出力させ、インバータ回路２００が電源回路１００の電力を複数の相電流に変換し、当該相電流をブラシレスモータ３００へ供給させ、これにより、ブラシレスモータ３００の回転子３０２を指令角速度に一致させて駆動させる。

図２には制御回路５００の構成が示されている。当該制御回路５００は、図示されないＣＰＵ、ＡＤ変換回路、クロック回路、メモリ回路等によって構成され、メモリ回路には制御プログラム及び各種演算処理を実現させるプログラム及び当該演算処理で用いられるパラメータが適宜格納されている。そして、これらの回路と所定のプログラムとが協働して、図示される機能を実現させている。尚、同図には、他の構成とされるインバータ回路２００及びセンサレスモータ３００が便宜的に示されている。

上述の如く、制御回路５００は、信号変換部５１０及びＰＷＭ信号成形部５２０とから構成される。このうち、信号変換部５１０は、検出値変換部５１１と角速度推定部５１２と位置情報演算部５１３と指令電流生成部５１４とｄ軸指令値演算部５１５とｑ軸指令値演算部５１６と指令値換算部５１７とから構成される。

かかる制御回路５００では、ｑ軸及びｄ軸から成る制御軸と電流ベクトルとを制御させる。尚、電流ベクトルは、ｑ軸成分のｑ軸指令電流とｄ軸成分のｄ軸指令電流とから成る。そして、オープンループ制御とクローズドループ制御とを適宜に選択し、位置決め動作（１）及び強制運転動作（２）及び電流切換動作（３）及び同期運転動作（４）を実行させる。

図６には、回転子３０２を駆動させる場合における、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊と、制御軸ｄｃ−ｑｃの角速度ωｃと、電流ベクトルＩの角速度ωｉと、回転子３０２の実際の角速度ωｍとの変化状態が運転モード毎に示されている。

先ず、制御回路５００が起動されると、図６に示す如く位置決め動作（１）が実行される。かかる動作（１）では、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を零に維持させ、併せて、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を初期電流値Ｉｄｓに上昇させ、これにより、回転子３０２が停止している制御軸に一致するよう駆動される。尚、初期電流値Ｉｄｓは、回転子３０２が回転摩擦に抗して初期位置にセットされ得る電流値とされる。かかる場面では、回転子３０２が初期電流値Ｉｄｓによって初期位置にセットされ、制御軸のｄｍ軸及び回転子のｄｃ軸、制御軸のｑｍ軸及び回転子のｑｃ軸が一致した状態とされる。

位置決め動作（１）が終了すると、図６に示す如く強制運転動作（２）が実施される。当該強制運転動作（２）では、所定のプログラムに基づいて電流ベクトルの角速度を漸増させるＶ／Ｆ制御が実施される。強制運転動作（２）では、電流ベクトルを制御軸のｄ軸方向へ一致させ、且つ、制御軸及び回転子の磁束ベクトルの間に位相差を与えて回転子を加速させる。かかる位相差は、トルクに応じて大きくなり、強制運転動作の終了時点で最大となる。

その後、電流切換動作（３）では、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊を漸減させると共にｑ軸指令電流Ｉｑ＊を漸増させ、これにより、双方の指令電流の切換制御を実施させる。具体的には、電流切換動作時における切換時ｄ軸電流指令値をＩｄｒとし、電流切換動作時における切換時ｑ軸電流指令値をＩｑｒとすると、
Ｉｄｒ＝Ｉｄｓ・ｃｏｓ（ωｉ・ｔ），
Ｉｑｒ＝Ｉｑｓ・ｓｉｎ（ωｉ・ｔ），で表わされる。
但し、ｃｏｓ（ωｉ・ｔ２）＝１に設定され、時刻ｔ２における切換時ｄ軸指令電流Ｉｄｒは、Ｉｄｒ＝Ｉｄｓとされる。
ここで、ωｉはＶ／Ｆ制御で最終的に到達する電流ベクトルの角速度を指し、ｔは電流切換動作の開始時点から計測した経過時間を指し、Ｉｄｓは切換時ｄ軸指令電流Ｉｄｒに与えられる初期電流値を指し、Ｉｑｓは予め設定された一定値とされる設計電流値を指す。そして、同期運転動作（４）に切換わる際に、切換時ｄ軸指令電流Ｉｄｒは零の値を取り、ｑ軸指令電流Ｉｑｒは設計電流値Ｉｑｓに至る。尚、設計電流値Ｉｑｓは、同期運転動作の切換時に想定される最大トルクが設定され、当該最大トルクに相当する電流値又はこれに許容値を付加させた電流値として設定される。

そして、電流切換動作（３）が終了すると、図６に示す如く同期運転動作（４）が実施される。かかる動作（４）では、制御軸のｄ軸とロータの磁束方向Φとが一致し、電流ベクトルＩが磁束ベクトルΦに垂直となるよう制御され、これにより、回転子の角速度ωｍは、電流ベクトルの角速度ωｉに収束するよう同期的に加減速される。

また、特開２００４−０７２９０６号公報（特許文献１）では、上述した電流切換動作に改変を加えた同期電動機駆動システム（特許請求の範囲におけるセンサレスモータ制御装置）が紹介されている。尚、センサレスモータ制御装置の構成については、上述した従来例と略同一のものとされる。

かかるセンサレスモータ制御装置にあっても位置決め動作（１）及び強制運転動作（２）が実施され、その後、図７に示す如く電流切換処理（３）が実施される。また、上述同様、電流切換動作時における切換時ｄ軸指令電流をＩｄｒとし、電流切換動作時における切換時ｑ軸指令電流をＩｑｒとすると、
Ｉｄｒ＝Ｉｄｓ１・ｃｏｓ（ωｉ・ｔ）， 〔ｔ０≦ｔ≦ｔ１〕
Ｉｄｒ＝Ｉｄｓ２， 〔ｔ１≦ｔ≦ｔ２〕
Ｉｑｒ＝Ｉｑｓ・ｓｉｎ（ωｉ・ｔ）， 〔ｔ０≦ｔ≦ｔ２〕で与えられる。

上述同様、ｃｏｓ（ωｉ・ｔ２）＝１に設定されているが、切換時ｑ軸指令電流Ｉｑｒは、制御軸ｑｃ−ｄｃ及び回転子の座標ｑｍ−ｄｍが一致すると、図７に示す如く、其の時刻ｔ１における電流値Ｉｑｋが保持され、同期運転動作の開始時点では、ｑ軸指令電流がトルクに応じた電流値に引き下げられる。即ち、特許文献１に係るセンサレスモータ制御装置では、時刻ｔ１におけるｑ軸指令電流の電流値Ｉｑｋが同期運転動作の開始時点まで維持されるので、同期運転動作へ切替えられた当初のｑ軸指令電流は、ブラシレスモータ３００に加わる負荷トルクに応じた電流値に設定されることとなる。

特開２００４−０７２９０６号公報

先ず、図６に示される技術では、設計電流Ｉｑｓが固定値とされているので、モータの負荷が変動する場合、同期運転動作（４）では、切換当初に設計電流Ｉｑｓを発生させてから、トルクに応じた電流値Ｉｑｓｃに制御させなければならない。具体的に説明すると、トルクに応じた電流値Ｉｑｓｃが設計電流Ｉｄｓより低いと、ｑ軸指令電流Ｉｑｒは、図６に示す如く、同期運転動作に切換えられてから所望の電流値Ｉｑｓｃに減少制御されるため、モータの回転子に不要な加速動作（Ｘ部参照）を一時的に発生させてしまうとの問題が生じる。かかる加速動作は、其の加速度が大きくなる場合、モータの回転子が制御軸から逸脱する脱調を起こし、当該回転子の制御不能を招くとの問題も生じる。

これに対し、特許文献１に係るセンサレスモータ制御装置では、同期運転動作へ切替えられた当初のｑ軸指令電流を、モータの負荷トルクに応じた電流値に制御させている。しかしながら、かかる技術では、ｑ軸指令電流の設計電流Ｉｑｓ１が固定値とされているので、負荷トルクが小さい場合、電流値Ｉｑｋに切換えられる時刻ｔ１は早期に到来する。そして、電流切換動作の開始当初において、ｑ軸指令電流Ｉｑｒは、傾きが急勾配とされるため、電流値Ｉｑｋの設定値に誤差を生じさせてしまう。即ち、制御軸のｄ軸と磁束方向Φとの位相差をΔθとすると、演算上の位相差Δθは誤差を具備する電流値Ｉｑｋによって算出され、演算上のΔθの処理結果が零の場合には、実際の位相差Δθに所定の誤差が生じることとなる。そして、かかる位相差Δθの演算誤差は、同期運転動作へ切換わるとき、図７のＹ部に示す如く、電流値及び角速度ωｍにリップルを発生させ、安定動作に収束するまで所定の時間がかかるとの問題が生じる。

本発明は上記課題に鑑み、必要トルクに応じたｑ軸指令電流の制御を行い得るセンサレスモータ制御回路の提供と、安定動作を実現させ得るセンサレスモータ制御装置の提供を目的とする。

上記課題を解決するため、本発明では次のようなセンサレスモータ用インバータ制御回路の構成とする。即ち、センサレスモータの回転子を駆動させる際に、ｑ軸及びｄ軸から成る制御軸と前記ｑ軸を成分とするｑ軸指令電流及び前記ｄ軸を成分とするｄ軸指令電流から成る電流ベクトルとを制御させるものであって、前記電流ベクトルを前記制御軸のｄ軸方向へ一致させ且つ前記電流ベクトル及び前記回転子の磁束ベクトルの間に位相差を与えて前記回転子を加速させる強制運転動作と、前記磁束方向に対して直交する状態へ近づくように前記電流ベクトルの各成分を切換制御させる電流切換動作と、前記電流ベクトルを前記磁束方向に対して略直行するように制御させ前記回転子を回転させる同期運転動作とを実施させるセンサレスモータ用制御回路において、前記ｑ軸指令電流のうち前記同期運転動作の開始時点で設定される同期開始ｑ軸指令電流は、前記位相差の推定値に応じて変動することとする。

好ましくは、前記同期開始ｑ軸指令電流をＩｑｓとし、前記位相差の推定値をΔθとし、前記強制運転動作が終了する時点での電流ベクトルの絶対値を|Ｉ|とすると、前記同期開始ｑ軸指令電流は、Ｉｑｓ＝|Ｉ|・ｓｉｎ（Δθ），によって算出されることとする。

好ましくは、前記ｑ軸指令電流のうち前記電流切換動作で制御される切換時ｑ軸指令電流は、前記同期開始ｑ軸指令電流を最大値とする増加関数によって制御されることとする。

好ましくは、前記切換時ｑ軸指令電流をＩｑｒとし、前記電流切換動作での電流ベクトルの角速度をωｉとし、前記電流切換動作の開始時点から計測した経過時間をｔとすると、前記切換時ｑ軸指令電流は、Ｉｑｒ＝Ｉｑｓ・ｓｉｎ（ωｉ・ｔ），によって算出されることとする。

好ましくは、前記増加関数は、前記最大値での導関数がゼロとされることとする。

また、本発明では次のようなセンサレスモータ制御装置の構成とする。即ち、電力を供給する電源回路と、前記電源回路から電力を受け前記センサレスモータを駆動させるインバータ回路と、上述した発明の何れかに記載のセンサレスモータ用インバータ制御回路とを備えることとする。

本発明に係るセンサレスモータ用インバータ制御回路によれば、同期開始ｑ軸指令電流は強制運転動作の位相差に応じて変動し、切換時ｑ軸指令電流は最大値を同期開始ｑ軸指令電流とする増加関数として制御されるので、当該切換時ｑ軸指令電流は、同期運転動作に切換わる際、同期開始ｑ軸指令電流に一致し、負荷トルクに応じた電流値に制御される。

本発明に係るセンサレスモータ制御装置によれば、センサレスモータ用制御回路によってｑ軸指令電流の電流値が負荷に応じて設定されるので、センサレスモータの回転子は、当該負荷に基づいて円滑に駆動される。

センサレスモータ制御装置の構成を示す図 センサレスモータ用インバータ制御回路の構成を示す図 回転子を静止状態から制御する場合の電流指令値及び角速度のタイムチャート 回転子を静止状態から制御する場合における電流ベクトル及び磁束ベクトル及び制御軸の関係を示す図 実施例１に係る電流ベクトルと切換時ｑ軸電流との関係を示す図 従来例に係る電流ベクトルと切換時ｑ軸電流との関係を示す図 従来例に係る電流ベクトルと切換時ｑ軸電流との関係を示す図

以下、本発明に係る実施の形態につき図面を参照して説明する。図１には、相電流検出方式を用いたセンサレスモータ制御装置が示されている。図示の如く、センサレスモータ制御装置１０００は、電力を供給する電源回路１００と、電源回路１００から電力を受けセンサレスモータ３００を駆動させるインバータ回路２００と、電流検出回路４００と、センサレスモータ制御回路５００（以下、制御回路と呼ぶ）とから構成される。かかるセンサレスモータ制御装置１０００は、制御回路５００が電流検出回路４００から検出電流Ｉｉ＄を受信すると、当該制御回路５００にて検出電流に応じたＰＷＭ信号（Ｓｕ＊、Ｓｖ＊、Ｓｗ＊）を出力させ、インバータ回路２００が電源回路１００の電力を複数の相電流に変換し、当該相電流をブラシレスモータ３００へ供給させ、これにより、ブラシレスモータ３００の回転子３０２を所望の状態にて駆動させる。

図２には制御回路５００の構成が示されている。当該制御回路５００は、図示されないＣＰＵ、ＡＤ変換回路、クロック回路、メモリ回路等によって構成され、メモリ回路には制御プログラム及び各種演算処理を実現させるプログラム及び当該演算処理で用いられるパラメータが適宜格納されている。そして、これらの回路と所定のプログラムとが協働して、図示される機能を実現させている。尚、同図には、他の構成とされるインバータ回路２００及びブラシレスモータ３００が便宜的に示されている。

上述の如く、制御回路５００は、信号変換部５１０及びＰＷＭ信号成形部５２０とから構成される。このうち、信号変換部５１０は、検出値変換部５１１と角速度推定部５１２と位置情報演算部５１３と指令電流生成部５１４とｄ軸指令値演算部５１５とｑ軸指令値演算部５１６と指令値換算部５１７と指令角速度出力部５１８とから構成される。

検出値変換部５１１は、相電流変換部５１１ａとステータ座標変換部５１１ｂとローター座標変換部５１１ｃとから構成される。また、当該検出値変換部５１１には、電流検出回路４００から出力された検出電流Ｉｉ＄と位置情報演算部５１３から出力された位置情報θ＃とが入力される。

相電流復元部５１１ａは、二相分の検出電流が入力され、これに基づいて三相分の検出相電流（Ｉｕ＄、Ｉｖ＄、Ｉｗ＄）を算出させる。

ステータ座標変換部５１１ｂは、検出相電流（Ｉｕ＄，Ｉｖ＄，Ｉｗ＄）を固定子座標系の二軸検出電流（Ｉα＄、Ｉβ＄）に変換し、当該検出電流の電流値情報を出力させる。尚、かかる固定子座標系とは、ブラシレスモータ３００の固定子の所定位置を観測系とする垂直座標である。

かかる二軸電流（Ｉα＄、Ｉβ＄）は、検出相電流（Ｉｕ＄、Ｉｖ＄、Ｉｗ＄）に基づいて、「数１」の式により算出される。

ローター座標変換部５１１ｃは、固定子座標系の二軸検出電流（Ｉα＄、Ｉβ＄）を更に変換し、回転子座標系の二軸検出電流（Ｉｄ＄、Ｉｑ＄）を算出出力させる。尚、かかる回転座標系とは、ブラシレスモータ３００の回転子の磁束方向をｄｍ軸とし当該磁束方向に垂直な方向をｑｍ軸とする垂直座標であって、以下、回転子３０２の座標軸ｑｍ−ｄｍと呼ぶ。従って、回転座標系は、回転子の回転動作と共に回動する。

二軸検出電流値（Ｉｄ＄、Ｉｑ＄）は、入力される位置情報θ＃と二軸検出電流（Ｉα＄、Ｉβ＄）とに基づいて、「数２」の式により算出される。

角速度推定部５１２は、位相誤差推定部５１２ａと換算部５１２ｂとを備える。位相誤差推定部５１２ａは、二軸検出電流Ｉｄ＄及び二軸検出電流Ｉｑ＄及び二軸指令電圧Ｖｄ＊及び二軸指令電圧Ｖｑ＊が入力され、且つ、換算部５１５ｂにて算出された推定角速度ω＃が帰還ループされている。位相誤差推定部５１２ａは、更に、回転子のｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑと、ブラシレスモータ３００の抵抗値Ｒｍとを取得可能に構成されており、これらの情報に基づいて位相誤差Δθ＃を算出させる。

位相誤差Δθ＃は、制御軸と回転子３０２の座標軸ｑｍ−ｄｍとの間に生じる位相差を算出したものである。また、当該制御軸は、ｑｃ軸及びｄｃ軸から成る直行座標を呈し、以下、制御軸ｑｃ−ｄｃと呼ぶ。ここで、位相誤差Δθ＃は、上述したパラメータに基づいて、「数３」の式により算出される。

換算部５１２ｂでは、推定角速度ω＃を算出させ、当該推定角速度ω＃を位置情報演算部５１３及び指令電流生成部５１４へ出力させる。当該推定角速度ω＃は、位相誤差Δθ＃に応じた補正値が反映され、当該位相誤差Δθ＃を零へ収束させる値に調整される。即ち、角度推定部５１３では、電流切換動作及び同期運転動作における制御軸の角速度ωｃを制御させる。

位置情報演算部５１３は、入力された推定角速度ω＃に基づいて位置情報θ＃を出力させる。位置情報θ＃は、θ＃＝∫ω＃・ｄｔ、の数式にて算出される。従って、かかる位置情報θ＃は、補正値を伴う推定角速度ω＃に基づいて算出されるので、センサレスモータ制御装置１０００では、推定角速度ω＃を伴った制御を実施させる場合（クローズドループ制御）、位相誤差Δθ＃を零へ収束させるように、即ち、制御軸ｑｃ−ｄｃと回転子３０２の座標軸ｑｍ−ｄｍとが一致するように制御を行う。

指令角速度出力部５１８は、ブラシレスモータ３００に要求される回転子３０２の角速度を指令角速度ω＊として出力させる。かかる指令電圧出力部５１８は、例えば、センサレスモータ制御装置１０００の外部に載置された制御パネルが操作されると、これによる操作指令に基づいて指令角速度ω＊を演算処理させ、併せて、当該指令角速度ω＊を出力させるように構成されるもの等が考えられる。

指令電流生成部５１４は、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊及びｑ軸指令電流Ｉｑ＊を各々出力させる。ｄ軸指令電流Ｉｄは制御軸のｄ軸成分とされ、ｑ軸指令電流Ｉｄは制御軸のｑ軸成分とされ、双方の成分によって電流ベクトルが制御される。かかる指令電流生成部５１４では、電流切換動作及び同期運転動作においてクローズドループ制御を実施させる。

指令電流（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）は、各々が減算器へ導入され、差分指令電流（δＩｄ＊、δＩｑ＊）に変換される。当該減算器では、検出電流値（Ｉｄ＄、Ｉｑ＄）が入力され、指令電流（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）との差分値が各々算出される。

ｄ軸指令値演算部５１５では、ｄ軸差分指令電流値δＩｄ＊に基づいてＰＩ制御又はＰＩＤ制御を実施させ、これにより、ｄ軸指令電圧Ｖｄ＊を算出させる。即ち、信号変換部５１０では、ｄ軸差分指令電流δＩｄ＊を零に収束させるように制御させる。

同様に、ｑ軸指令値演算部５１６では、ｑ軸差分指令電流値δＩｑ＊に基づいてＰＩ制御又はＰＩＤ制御を実施させ、これにより、ｑ軸指令電圧Ｖｑ＊を算出させる。即ち、信号変換部５１０では、ｑ軸差分指令電流δＩｑ＊を零に収束させるように制御させる。

ｄ軸指令電圧Ｖｄ＊及びｑ軸指令電圧Ｖｑ＊は、後段の指令値換算部５１７によって数値換算処理され、Ｕ相〜Ｗ相に対応した指令電圧（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）を出力させる。かかる処理を行う指令値換算部５１７は、図示の如く、ローター座標換算部５１７ａとステータ座標５１７ｂとを備える。

ローター座標５１７ａは、ｄ軸指令電圧Ｖｄ＊、ｑ軸指令電圧Ｖｑ＊、位置情報θ＃が入力され、これらのパラメータに基づいて指令電圧（Ｖα＊、Ｖβ＊）を算出させる。かかる指令電圧値（Ｖα＊、Ｖβ＊）は、固定子を観測系とする垂直座標に対応する電圧値である。

指令電流値（Ｖα＄、Ｖβ＄）は、入力される指令電圧（Ｖｄ＊、Ｖｑ＊）に基づいて、「数４」の式により算出される。

その後、ステータ座標換算部５１７ｂでは、指令電圧（Ｖα＊、Ｖβ＊）に基づいて、指令電圧（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）を「数５」の式により算出される。尚、特許請求の範囲における指令電圧とは、指令電圧（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）を指す。

かかる構成を具備する信号変換部５１０では、図３に示される動作を実施させる。先ず、オープンループ制御が開始される場合、予め規定されたプログラムに基づき、回転子３０２を静止状態又はフリーラン状態から角速度ωｓまで上昇させる。かかる制御では、検出電流Ｉｉ＄の値と無関係に制御処理が行われる（Ｖ／Ｆ制御）。Ｖ／Ｆ制御時にあっては、指令電流生成部５１４では、制御軸ｑｃ−ｄｃの角速度ωｃがプログラムに基づいて制御され、電流ベクトルと磁束ベクトルとの間に位相差を与える。このとき、回転子３０２は、当該位相差に基づき回転トルクが与えられ、回転子の角速度ωｍは、予め規定されたプログラムに応じて増加され、所定時間経過後に角速度ωｓに到達する。また、回転子３０２の角速度が、ωｍ＝ωｓとされた時点で、電流切換動作（３）が実施される。

これに対し、クローズドループ制御が実施される場合、検出値変換部５１１及び角速度推定部５１２及び位置情報演算部５１３の回路が機能する。そして、制御軸ｑｃ−ｄｃは、電流ベクトルＩがｑ軸に一致され、ｑ軸と回転子３０２の磁束ベクトルΦとの位相誤差Δθ＃を零に収束させるように制御させ、且つ、指令角速度ω＊へ一致するように制御され、これにより、回転子３０２は、指令角速度ω＊で回転するように同期制御されることとなる。

かかる制御回路５００では、オープンループ制御とクローズドループ制御とを適宜に選択し、位置決め動作（１）及び強制運転動作（２）及び電流切換動作（３）及び同期運転動作（４）を順次実行させる。

図３には、回転子３０２を駆動させる場合における、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊と、制御軸ｄｃ−ｑｃの角速度ωｃと、電流ベクトルＩの角速度ωｉと、回転子３０２の実際の角速度ωｍとの変化状態が運転モード毎に示されている。また、図４には、回転子の座標ｑｍ−ｄｍと、制御軸ｑｃ−ｄｃと、電流ベクトルＩとの関係が示されている。

先ず、制御回路５００が起動されると、図３に示す如く位置決め動作（１）が実行される。かかる動作（１）では、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を零に維持させ、併せて、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を初期電流値Ｉｄｓに上昇させ、これにより、回転子３０２が制御軸に位置決めされる。尚、初期電流値Ｉｄｓは、回転子３０２が回転摩擦に抗して初期位置にセットされ得る電流値とされる。かかる場面では、図４（１）に示す如く、回転子３０２が初期電流値Ｉｄｓによって初期位置にセットされ、制御軸のｄｍ軸及び回転子のｄｃ軸、及び、制御軸のｑｍ軸及び回転子のｑｃ軸が一致した状態とされる。

位置決め動作（１）が終了すると、図３に示す如く強制運転動作（２）が実施される。当該強制運転動作（２）では、所定のプログラムに基づいて電流ベクトルの角速度を漸増させるＶ／Ｆ制御が実施される。強制運転動作（２）では、電流ベクトルを制御軸のｄ軸方向へ一致させ、且つ、電流ベクトルＩ及び回転子の磁束ベクトルΦの間に位相差Δθを与えて回転子３０２を加速させる。かかる場面では、図４（２）に示す如く、制御軸のｄｃ軸に一致した電流ベクトルＩ＊は、角速度ωｉを漸増させつつ回転する。このとき、回転子３０２は、磁束ベクトルΦに垂直な成分の電流によってトルクが与えられるので、ｑｍ軸に対して位相差を形成させつつ回転を開始する。そして、回転子３０２は、制御軸ｑｃ−ｄｃの角速度がωｓに到達すると、位相差がΔθに広がることとなる。

その後、電流切換動作（３）では、電流ベクトルＩが磁束方向Φに対して直交する状態へ近づくように、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊を漸減させると供にｑ軸指令電流Ｉｑ＊を漸増させ、電流ベクトルＩの各成分を切換制御させる。図３に示す如く、制御軸の角速度ωｃは、電流切換動作（３）の期間において、角速度の極めて遅いωＬに制御される。このとき、制御軸ｑｃ−ｄｃは、図４（３）に示す如く、電流ベクトルＩの位相から遅れだし、一方、電流ベクトルＩは、軸ｑｍに一致するように制御される。そして、時刻ｔ１では、制御軸の軸ｄｃが磁束ベクトルΦに一致し、一方、電流ベクトルＩが軸ｑｍに一致する。

ここで、電流切換動作時におけるｄ軸指令電流を切換時ｄ軸電流指令Ｉｄｒとし、電流切換動作時におけるｑ軸指令電流を切換時ｑ軸電流指令値Ｉｑｒとすると、
Ｉｄｒ＝Ｉｄｓ・ｃｏｓ（ωｉ・ｔ），
Ｉｑｒ＝Ｉｑｓ・ｓｉｎ（ωｉ・ｔ），で与えられる。
このとき、ωｉは電流切換動作（３）での電流ベクトルＩの角速度を指し、ｔは電流切換動作（３）の開始時点ｔ０から計測した経過時間を指し、Ｉｄｓはｄ軸電流指令値Ｉｄ＊に与えられる初期電流値を指し、Ｉｑｓはｑ軸指令電流のうち同期運転動作（４）の開始時点ｔ２で設定される同期開始ｑ軸指令電流を指す。そして、同期運転動作（４）に切換わる際に、切換時ｄ軸指令電流値Ｉｄｒは零の値を取り、切換時ｑ軸指令電流Ｉｑｒは同期開始ｑ軸指令電流Ｉｑｓを取る。

同期開始ｑ軸指令電流Ｉｑｓは、位相差Δθの推定値に応じて変動するのが好ましい。これにより、同期運転動作（４）が開始する時点ｔ１では、回転子３０２に発生するトルクと当該回転子の負荷トルクとが一致するので、回転子３０２は、急加速を発生させることなく、安定的な回転動作が実現される。

ここで、位相差の推定値をΔθとし、強制運転動作（２）が終了する時点ｔ０での電流ベクトルの絶対値を|Ｉ|とすると、
同期開始ｑ軸指令電流は、Ｉｑｓ＝|Ｉ|・ｓｉｎ（Δθ），によって算出されるのが好ましい。これにより、同期開始ｑ軸指令電流は、モータの負荷トルクに合致した電流値に設定される。尚、同期開始ｑ軸指令電流と負荷トルクとの関係については、追って詳述することとする。

また、電流切換動作（３）で制御される切換時ｑ軸指令電流Ｉｑｒは、同期開始ｑ軸指令電流Ｉｑｓを最大値とする増加関数によって制御されるのが好ましい。これにより、ｑ軸指令電流Ｉｑｒは、最終到達点（同期開始ｑ軸指令電流Ｉｑｓ）に到達すると、直ちに同期運転動作（４）へと切換えられるので、かかる処理を行なう制御回路５００では、迅速な切換動作が実現され、いち早く同期運転動作（４）へ移行することが可能となる。

このとき、切換時ｑ軸指令電流Ｉｑｒを制御する増加関数は、最大値（同期開始ｑ軸指令電流Ｉｑｓ）での導関数がゼロとされるのが好ましい。これにより、同期開始ｑ軸指令電流Ｉｑｓは、誤差を極限にまで排除させた最適な電流値が設定されることとなる。即ち、制御軸のｄ軸と磁束方向Φとの位相差をΔθとすると、演算上の位相差Δθは誤差を極力排除させた同期開始ｑ軸指令電流Ｉｑｓによって算出されるので、演算上のΔθの処理結果と実際の位相差Δθとが略一致することとなる。従って、同期運転動作へ切換わるとき、ｑ軸指令電流は、急激な変動が無くなるので、安定的な波形制御が実現される。

図３に戻り、電流切換動作（３）が終了すると、同期運転動作（４）に切換えられる。同期運転動作（４）では、指令角速度出力部５１８から出力された指令角速度ω＊の値に基づいてｑ軸指令電流Ｉｑ＊が制御され、これにより、回転子の角速度ωｍは、当該角速度ω＊の値に収束するよう同期的に加減速される。かかる場面では、図４（４）に示す如く、制御軸ｑｃ−ｄｃと回転子の座標ｑｍ−ｄｍとが一致し、電流ベクトルＩ＊が磁束ベクトルΦに垂直となるよう制御される。

以下、本実施の形態に係る制御回路を用いた際の、切換時ｑ軸指令電流Ｉｑｒの挙動について説明する。図５左には、強制運転動作における制御軸ｑｃ−ｄｃ及び回転子の座標ｑｍ−ｄｍ及び電流ベクトルＩの関係が示されており、図５右には、電流切換動作での切換時ｄ軸指令電流Ｉｄｒ及び切換時ｑ軸指令電流Ｉｑｒの推移が示されている。尚、同図では、強制運転動作の終了時点の電流ベクトルの絶対値を|Ｉ|とし、電流切換動作時の電流ベクトルの角速度をωｉとし、電流切換動作の開始時点から計測した経過時間をｔとすることとする。

本実施の形態では、図示の如く、制御軸ｑｃ−ｄｃと磁束ベクトルΦとの間に生じた位相差Δθに対応させて、切換時ｑ軸指令電流を設定させていく。ここで、電流ベクトルＩがｄ軸指令電流Ｉｄ＊の成分のみから成るので、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊のｑｍ軸成分をＩｄｙ＊とすると、
Ｉｄｙ＊＝|Ｉ|・ｓｉｎ（Δθ），で算出される。
一方、切換時ｑ軸指令電流Ｉｑｒは、
Ｉｑｒ＝Ｉｄｙ＊・ｓｉｎ（ωｉ・ｔ），で現されるので、
当該切換時ｑ軸指令電流Ｉｑｒは、
Ｉｑｒ＝{|Ｉ|・ｓｉｎ（Δθ）}・ｓｉｎ（ωｉ・ｔ），によって算出されることとされる。ここで、同図右の（ａ）〜（ｃ）には、かかる公式に基づいて算出された切換時ｑ軸指令電流Ｉｑｒの状態が負荷の値に応じて各々示されている。

図５（ａ）には、負荷が最大となる場面が示されている。かかる場面では、図５（ａ）左を参照すると、最大負荷の場面であって位相差Δθが最大とされる。また、切換時指令電流Ｉｑｒのｑｍ軸成分Ｉｄｙ＊は、当該位相差Δθに応じて最大値となる。このとき、図５（ａ）右を参照すると、切換時ｑ軸指令電流Ｉｑｒは、同期開始ｑ軸指令電流ＩｄｓがＩｄｙ＊によって与えられ、振幅の大きいサインカーブを描き、同期運転動作の開始時点で同期開始ｑ軸指令電流Ｉｑｓを取る。

図５（ｂ）には、負荷が中程度となる場面が示されている。かかる場面では、図５（ｂ）左を参照すると、負荷トルクの減少に応じて位相差Δθが幾分小さくなる。また、切換時ｑ軸指令電流Ｉｑｒのｑｍ軸成分Ｉｄｙ＊は、位相差Δθの減少に応じて幾分低い値を示す。このとき、図５（ｂ）右を参照すると、切換時ｑ軸指令電流Ｉｑｒは、振幅の幾分小さいサインカーブを描き、同期運転動作の開始時点で同期開始ｑ軸指令電流Ｉｄｓを取る。

図５（ｃ）には、負荷の小さい場面が示されている。かかる場面では、図５（ｃ）左を参照すると、位相差Δθが零に近い値を示す。このとき、図５（ｃ）右を参照すると、切換時ｑ軸指令電流Ｉｑｒは、同期運転動作の開始時点で非常に小さな同期開始ｑ軸指令電流Ｉｄｓを取る。

上述の如く、本実施の形態に係る制御回路によれば、同期開始ｑ軸指令電流は強制運転動作の位相差に応じて変動し、切換時ｑ軸指令電流は最大値を同期開始ｑ軸指令電流とする増加関数として制御されるので、当該切換時ｑ軸指令電流は、同期運転動作に切換わる際、同期開始ｑ軸指令電流に一致し、負荷トルクに応じた電流値に制御される。

本実施の形態に係るセンサレスモータ制御装置によれば、回転子３０２に発生するトルクと当該回転子の負荷トルクとの誤差に基づく差異が解消されるので、回転子３０２は、急加速等を発生させることなく、安定的な回転動作が実現される。

１０００ センサレスモータ制御装置
１００ 電源回路
２００ インバータ回路
３００ ブラシレスモータ
３０２ 回転子
５００ センサレスモータ用インバータ制御回路
Ｉｄ＊ ｄ軸指令電流
Ｉｑ＊ ｑ軸指令電流
Ｉｑｒ 切換時ｑ軸指令電流

Claims (6)

1. センサレスモータの回転子を駆動させる際に、ｑ軸及びｄ軸から成る制御軸と前記ｑ軸を成分とするｑ軸指令電流及び前記ｄ軸を成分とするｄ軸指令電流から成る電流ベクトルとを制御させるものであって、前記電流ベクトルを前記制御軸のｄ軸方向へ一致させ且つ前記電流ベクトル及び前記回転子の磁束ベクトルの間に位相差を与えて前記回転子を加速させる強制運転動作と、前記磁束方向に対して直交する状態へ近づくように前記電流ベクトルの各成分を切換制御させる電流切換動作と、前記電流ベクトルを前記磁束方向に対して略直行するように制御させ前記回転子を回転させる同期運転動作とを実施させるセンサレスモータ用制御回路において、
   前記ｑ軸指令電流のうち前記同期運転動作の開始時点で設定される同期開始ｑ軸指令電流は、前記位相差の推定値に応じて変動することを特徴とするセンサレスモータ制御回路。
2. 前記同期開始ｑ軸指令電流をＩｑｓとし、前記位相差の推定値をΔθとし、前記強制運転動作が終了する時点での電流ベクトルの絶対値を|Ｉ|とすると、
   前記同期開始ｑ軸指令電流は、
   Ｉｑｓ＝|Ｉ|・ｓｉｎ（Δθ），
   によって算出されることを特徴とする請求項１に記載のセンサレスモータ用制御回路。
3. 前記ｑ軸指令電流のうち前記電流切換動作で制御される切換時ｑ軸指令電流は、前記同期開始ｑ軸指令電流を最大値とする増加関数によって制御されることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のセンサレスモータ用制御回路。
4. 前記増加関数は、前記最大値での導関数がゼロとされることを特徴とする請求項３に記載のセンサレスモータ用制御回路。
5. 前記切換時ｑ軸指令電流をＩｑｒとし、前記電流切換動作での電流ベクトルの角速度をωｉとし、前記電流切換動作の開始時点から計測した経過時間をｔとすると、
   前記切換時ｑ軸指令電流は、
   Ｉｑｒ＝Ｉｑｓ・ｓｉｎ（ωｉ・ｔ），
   によって算出されることを特徴とする請求項３又は請求項４に記載のセンサレスモータ用制御回路。
6. 電力を供給する電源回路と、前記電源回路から電力を受け前記センサレスモータを駆動させるインバータ回路と、請求項１乃至請求項５の何れか一項に記載のセンサレスモータ用インバータ制御回路とを備えることを特徴とするセンサレスモータ制御装置。

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