CN107980202A - 驱动系统以及逆变器装置 - Google Patents

Abstract

提供稳定进行无传感器控制的驱动系统以及逆变器装置。实施方式的驱动系统具备：电动机；主电路部，输出用于驱动电动机的交流电流；检测部，检测主电路部的输出电流值；电流指令生成部，生成与对电动机通电的电流相当的电流指令值；门指令生成部，以使电流指令值与电流值一致的方式，生成主电路部的门指令；运算部，运算出主电路部的输出电压目标向量；及推定部，在主电路部启动时的初始推定中，基于电流值和输出电压目标向量，运算出电动机的旋转相位推定值。初始推定中的电流指令值用于流通使电动机的转子磁饱和的电流，旋转相位推定值的运算中所使用的电动机的动态电感是电动机的转子磁饱和时的值。

Description

驱动系统以及逆变器装置

技术领域

本发明的实施方式涉及驱动系统以及逆变器装置。

背景技术

在控制电动机的逆变器装置中，为了实现小型轻量、低成本化、可靠性提高，提出了不使用旋转变压器、编码器等的转子的位置传感器的无传感器控制法。

例如，提出了使用由与绕线交链的无负载磁通产生的电压信息来推定转子位置的方法、将高次谐波电压叠加并使用起因于转子凸极而产生的高次谐波电流信息的无传感器方法。

另外，在用于铁路或工业用途的逆变器装置中，在从惰行运转或瞬时停电等起使逆变器启动时，需要转子位置的初始推定。在该情况下，提出了在重新启动时控制逆变器装置的开关模式，并观测通过使绕线短路而产生的电流来推定转子位置的方法、将通过磁感应电压而产生的电流抑制控制为零，并利用此时产生的特征量来推定转子位置的方法。

并且，作为面向PMSM(永磁同步电动机)的失控运转重新启动的方式，进行输出非零电压向量的逆变器开关，不依赖于电机速度而通过一个数式推定转子位置的方法也被提出来。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利第5534935号公报

发明内容

在例如控制作为电动机的SynRM(同步磁阻电机)的情况下，由于通电的电流，电感大幅变化。PMSM由于转子有磁铁因此转子的中心孔塞(center bridge)始终为磁饱和的状态，且电感(动态电感)相对于电流变化的变化较小。与此相对，SynRM由于通过电流通电使得转子的中心孔塞中的磁饱和进展，因此与PMSM相比较，电感相对于电流变化的变化会变大。

在进行无传感器控制时作为控制用参数使用了例如未发生磁饱和的情况下的电感的情况下，实际的电机参数与控制用参数产生背离，无法高精度地运算出电动机的旋转相位，无传感器控制无法进行或者不稳定的情况存在。

本发明的实施方式是鉴于上述情况做出的，其目的在于，提供能够高精度地运算出电动机的旋转相位以及转速的推定值，并能够稳定进行无传感器控制的驱动系统以及逆变器装置。

实施方式的驱动系统，具备：电动机；逆变器主电路部，输出用于驱动所述电动机的交流电流；电流检测部，检测从所述逆变器主电路部输出的交流电流的电流值；电流指令生成部，生成与对所述电动机通电的电流相当的电流指令值；门指令生成部，以使所述电流指令值与通过所述电流检测部检测到的电流值一致的方式，生成所述逆变器主电路部的门指令；输出电压目标向量运算部，基于所述门指令，运算出所述逆变器主电路部的输出电压目标向量；以及旋转相位推定部，在所述逆变器主电路部启动时的初始推定中，基于通过所述电流检测部检测到的电流值和所述逆变器主电路部的输出电压目标向量，运算出所述电动机的旋转相位推定值，所述初始推定中的所述电流指令值，用于流通使所述电动机的转子磁饱和的电流，在所述推定误差运算部，所述旋转相位推定值的运算中所使用的所述电动机的动态电感是所述电动机的转子磁饱和时的值。

附图说明

图1是用于说明第1实施方式的驱动系统以及逆变器装置的一个构成例的框图。

图2是用于说明第1实施方式的驱动系统以及逆变器装置中的d轴、q轴以及推定旋转坐标系(dc轴、qc轴)的定义的图。

图3是用于说明图1所示的门指令生成部的一个构成例的图。

图4是用于说明图1所示的电动机的一部分的构成例的图。

图5是表示对图4所示的构成的电动机进行电流通电时的d轴电感的变化的一例的图。

图6是表示对转子不具备中心孔塞的SynRM进行电流通电时的d轴电感相对于电流变化的变化的一例的图。

图7是用于说明在进行了电动机的转子位置的初始推定后进行通常控制的逆变器装置的动作的一例的图。

图8是用于说明在进行了电动机的转子位置的初始推定后进行通常控制的逆变器装置的动作的一例的图。

图9是用于说明第2实施方式的驱动系统以及逆变器装置的电流指令生成部的一个构成例的图。

图10是用于说明第3实施方式的驱动系统以及逆变器装置的一个构成例的框图。

具体实施方式

以下，参照附图对第1实施方式的驱动系统以及逆变器装置进行说明。

图1是用于说明第1实施方式的驱动系统以及逆变器装置的一个构成例的框图。

本实施方式的驱动系统具备电动机M及逆变器装置。逆变器装置具备电流指令生成部10、dq/αβ转换部20、角度运算部30、门指令生成部40、逆变器主电路部50、uw/αβ转换部60、旋转相位推定部70及电流检测部80。

电流指令生成部10从上位控制器CTR接收电流振幅指令idq_ref、电流相位指令β_ref及电流通电标志Ion。电流指令生成部10基于电流振幅指令和电流相位指令，运算出对电动机M通电的d轴电流指令值id_ref和q轴电流指令值iq_ref，在电流通电标志Ion为接通(ON；高电平)时将该值输出。d轴电流指令值id_ref和q轴电流指令值iq_ref通过下述式求出。

id_ref＝－idq_ref·sinβ_ref

iq_ref＝idq_ref·cosβ_ref

图2是用于说明第1实施方式的驱动系统以及逆变器装置中的d轴、q轴以及推定旋转坐标系(dc轴、qc轴)的定义的图。

d轴是电动机M的转子中静态电感最小的向量轴、q轴是电角与d轴正交的向量轴。与此相对，推定旋转坐标系与转子的推定位置中的d轴和q轴对应。即，从d轴旋转了推定误差Δθ的向量轴是dc轴，从q轴旋转推定误差Δθ后，向量轴为qc轴。通过上述式求出的d轴电流指令值id_ref是从dc轴旋转了180度后的方向的向量值，q轴电流指令值iq_ref是qc轴的方向的向量值。

dq/αβ转换部20，将以dq轴的坐标系表示的d轴电流指令值id_ref和q轴电流指令值iq_ref，转换为以αβ轴的固定坐标系表示的α轴电流指令值iα_ref和β轴电流指令值iβ_ref。此外，α轴表示电动机M的U相绕线轴，β轴是与α轴正交的轴。以αβ轴的固定坐标系表示的值能够不使用电动机的转子相位角来运算。

在dq/αβ转换部20的后级配置有差分器。从dq/αβ转换部20输出的α轴电流指令值iα_ref以及β轴电流指令值iβ_ref向差分器输入。另外，通过电流检测部80，检测从逆变器主电路部50输出的电流值，通过uw/αβ转换部60被转换为αβ轴固定坐标系的电流值iα_FBK、iβ_FBK向差分器输入。差分器输出α轴电流指令值iα_ref与从逆变器主电路部50输出的电流值iα_FBK的电流向量偏差Δiα、及β轴电流指令值iβ_ref与从逆变器主电路部50输出的电流值iβ_FBK的电流向量偏差Δiβ。

角度运算部30被输入从差分器输出的电流向量偏差Δiα和电流向量偏差Δiβ。角度运算部30根据所输入的电流向量偏差Δiα、Δiβ，运算出αβ轴(固定坐标系)的电流向量偏差的角度θi。角度θi通过电流向量偏差Δiα、Δiβ的反正切(tan^－1)求出。

图3是用于说明图1所示的门指令生成部的一个构成例的图。

门指令生成部40输出对逆变器主电路部50的U相、V相、W相的开关元件赋予的门指令，以使电流指令值与实际从逆变器主电路部50输出的电流值一致。

在本实施方式中，逆变器主电路部50的6个(各相为2个)开关元件的开关状态的组合有8种，所以对于逆变器主电路部50的输出电压，考虑各相的相位差而假定与各个开关状态对应的8个电压向量。8个电压向量能够表现为彼此相位相差π/3且大小相等的6个基本电压向量V1～V6和2个零电压向量V0、V7。这里，8个电压向量与8种开关状态对应，例如在各相的正侧的开关元件接通时表示为“1”，在各相的负侧的开关元件接通时表示为“0”。

在本实施方式中，以基于电流指令值和检测电流的电流向量偏差的角度θi，并选择非零电压向量(零电压向量V0＝(000)以及V7＝(111)以外的电压向量V1～V6)来生成门指令的电流追随型PWM控制为例进行说明。电压向量V1在以UVW的门指令表示时，与(001)对应。同样地，V2～V7、V0是(010)、(011)、(100)、(101)、(110)、(111)、(000)。其中，V0和V7因为UVW的相间电压为0V而称为零电压向量，V2～V6称为非零电压向量。在逆变器主电路部50输出零电压向量V0或V7时，电流仅根据转子的感应电压变化，其变化量小。因此，在本实施方式中，在检测转子位置时要使电流微分项增大，因此作为电压向量仅选择非零电压向量。

门指令生成部40具备存储与角度θi的范围相对的U相、V相、W相的门指令的表TB及输出电压目标向量运算部42。门指令生成部40使用表TB，以电压向量V4为基准(＝0)，选择与角度θi的向量最近的电压向量，输出与所选择的电压向量对应的门指令。

输出电压目标向量运算部42接收从表TB输出的门指令，将与UVW相对应的门指令进行αβ转换，运算出αβ轴固定坐标系的输出电压目标向量Vα、Vβ并输出。输出电压目标向量Vα、Vβ，是将根据逆变器主电路部50的门指令能够运算出的3相交流电压指令进行αβ转换后得到的，是门指令要实现的逆变器主电路部50的输出电压的向量值。

逆变器主电路部50具备直流电源(直流负载)、U相、V相、W相的各相2个的开关元件。各相2个的开关元件串联连接在与直流电源的正极连接的直流线和与直流电源的负极连接的直流线之间。逆变器主电路部50的开关元件通过从门指令生成部40接收到的门指令来控制。逆变器主电路部50是将U相电流Iu、V相电流Iv、W相电流Iw向作为交流负载的电动机M输出的3相交流逆变器。另外，逆变器主电路部50也能够使通过电动机M所发电的电力向作为直流电源的二次电池充电。

图4是用于说明图1所示的电动机的一部分的构成例的图。此外，这里，仅表示了电动机M的一部分，电动机M的定子100以及转子200组合了多个例如图4所示的构成而成。

电动机M例如是具备定子100和转子200的同步磁阻电机。转子200具有气隙210、外周孔塞BR1及中心孔塞BR2。

中心孔塞BR2配置在将转子200的外周与中心连接的线上。此外，中心孔塞BR2所配置的线成为d轴。外周孔塞BR1位于转子200的外周与气隙210之间。在图4所示的电动机M的部分，设置有从转子200的外周部朝向中心部延伸的6个气隙210。气隙210在中心孔塞BR2与外周孔塞BR1之间延伸。

旋转相位推定部70，在逆变器主电路部50启动时的初始推定中，基于通过电流检测部80检测到的电流值和逆变器主电路部50的输出电压目标值Vα、Vβ，运算出电动机M的旋转相位推定值。

旋转相位推定部70具备αβ/dq转换部72、推定误差运算部74、PLL运算部76、低通滤波器FL及积分器78。

αβ/dq转换部72从积分器78接收旋转相位推定值θest，从门指令生成部接收αβ轴固定坐标系的输出电压目标向量Vα、Vβ，从uw/αβ转换部60接收αβ轴固定坐标系的电流值iα_FBK、iβ_FBK，将这些向量值转换为dq轴坐标系后输出。从αβ/dq转换部72输出的值，是包含推定误差Δθ的dcqc坐标系的电压向量Vdc、Vqc、及电流向量idc、iqc。

推定误差运算部74从αβ/dq转换部72接收电压向量Vdc、Vqc和电流向量idc、iqc，并基于它们运算出推定误差Δθ。以下，对推定误差Δθ的运算式进行说明。

首先，SynRM的电压方程式以数式1来表现。

[数式1]

这里，R是电动机M的绕线电阻，ωe是电角角速度，Ld、Lq是dq轴坐标系的电感，p是微分算子(＝d/dt)。

并且，在将上述数式1改写为通常使用的扩展反电动势(EEMF：ExtendedElectromotive Force)表现时，表现为数式2那样。

[数式2]

此时，在相对于dq轴产生了推定误差Δθ的情况下，数式2能够改写为数式3那样。

[数式3]

这里，着眼于相对于基波电流的电感与相对于高次谐波电流的电感的动作不同，将相对于基波电流的电感(静态电感)设为Lda、Lqa，将相对于高次谐波电流的电感(动态电感)设为Ldh、Lqh时，数式3表现为数式4那样。

[数式4]

其中，在上述数式4中Ex是通过下述数式5运算出的值，Ex是扩展反电动势。

[数式5]

E_x＝ωi_d(L_da-L_qa)-pi_q(L_dh-L_qh) [数式5]

为了运算出推定误差Δθ将数式4变形后，表现为如数式6那样。

[数式6]

并且对数式6的dc轴和qc轴的成分进行除法运算并取反正切时，推定误差Δθ被表现为数式7那样。

[数式7]

推定误差运算部74能够使用上述数式7运算出推定误差Δθ。但是，在从使逆变器主电路部50停止的状态起使作为电动机M的SynRM重新启动时，有以下的课题。

根据上述的数式5，不对SynRM通电电流的情况下的扩展反电动势为零，因此通过利用了无负载电压的方法无法计算出旋转相位。同样地，由于没有无负载电压，因此即使进行绕线短路，也是在电机中未流通电流而无法计算旋转相位。

在采用SynRM作为电动机M的情况下，电感根据通电的电流而大幅变化。尤其在SynRM的转子200中设置有中心孔塞BR2时，有电感的变化变大的倾向。例如，PMSM由于转子中有磁铁因此转子的中心孔塞始终磁饱和，电感(动态电感)相对于电流变化的变化较小。与此相对，SynRM由于电流通电而使得转子的中心孔塞的磁饱和进展，因此电感相对于电流变化的变化激烈。

图5是表示对图4所示的构成的电动机进行电流通电时的d轴电感相对于电流变化的变化的一例的图。此外，在图5中，四方的曲线表示静态电感Lda，菱形的曲线表示动态电感Ldh。另外，该例中使用的电动机在额定下进行10kW左右的输出，横轴是以比值表示将电动机M的额定电流设为1时的d轴电流的大小的值，纵轴是将电动机M的动态电感Ldh的最大值设为1并用比值表示动态电感Ldh的值。

根据图5所示的例子，在d轴电流较小时，动态电感Ldh较大，但在d轴电流变大后，动态电感Ldh的值急剧地变小，在d轴电流相对于额定电流为2成左右的大小以上时，动态电感Ldh的变化变小。

图6是表示对转子200不具备中心孔塞的SynRM进行电流通电时的d轴电感相对于电流变化的变化的一例的图。此外，图6也与图5同样地，四方的曲线表示静态电感Lda，菱形的曲线表示动态电感Ldh。另外，横轴是以比值表示将电动机M的额定电流设为1时的d轴电流的大小的值，纵轴是将电动机M的动态电感Ldh的最大值设为1并用比值表示动态电感Ldh的值。

根据图6所示的例子，得到如下倾向：与转子200中设置有中心孔塞的图5的例子相比，动态电感Ldh的变化变小，但是在d轴电流较小时动态电感Ldh变大，在d轴电流变大时，动态电感Ldh的值变小，在d轴电流相对于额定电流为2成左右的大小以上时，动态电感Ldh的变化变小。根据该情况可以认为，无论转子200中是否设置中心孔塞，在d轴电流相对于额定电流为2成左右的大小时，转子200成为磁饱和状态。

在使用数式7运算推定误差Δθ的情况下，将动态电感Ldh设定为参数，并使用其值运算推定误差Δθ。动态电感Ldh是基于d轴电流的函数，在动态电感Ldh相对于d轴电流的变化的变化较大的情况下，参数设定值与实际值发生背离，因此无法高精度地运算旋转相位，无传感器控制无法进行或者不稳定。

因此，在本实施方式中，在推定误差运算部74中，旋转相位推定值θest的运算中所使用的电动机M的动态电感Ldh，设为电动机M的转子磁饱和时的值。即，在推定误差运算部74中，将与d轴电流相对于额定电流为2成以上且为额定电流以下的范围的电流对应的动态电感Ldh的值、例如动态电感Ldh的最大值的1成以下的值设定为数式7的参数，并运算出推定误差Δθ。此时，电流指令生成部10输出对于电动机M通以d轴电流的位置探测用电流指令。初始推定中的电流指令(位置探测用电流指令)被设定为使电动机M的转子磁饱和的值。此外，所谓的电动机M的转子磁饱和状态，是电动机M的动态电感Ldh相对于d轴电流的变化的变化变得足够小的状态。通过如上述那样将动态电感Ldh的值设为参数，无论SynRM的构成如何，都能够使用数式7运算推定误差Δθ。另外，即使电动机M采用了PMSM的情况下，通过同样地设定动态电感Ldh，也能够使用数式7运算推定误差Δθ。

另外，根据图5以及图6的例子，d轴电流为额定电流的2成左右时，动态电感Ldh的值稳定，所以在进行转子位置的初始推定时，应当以在电动机M中流通的d轴电流为额定电流的2成左右的大小以上的方式设定探测电流指令值。另外，希望探测电流指令值的最大值为额定电流以下。探测电流根据电动机M的构成而变大时，由于转矩冲击而成为电动机M的故障、附随于电动机M的设备的故障的原因，因此在有转矩冲击的规定的情况下，应当进一步进行设定以避免出现转矩冲击。

在初始推定时能够在电动机中流通的电流的最大值，能够如下述那样根据转矩的容许值Ts来决定。考虑推定误差Δθ≒Δβ的转矩能够如下述式那样表示。

[数式8]

初始相位推定的控制中以βref＝0来控制，并输出如下述式那样与Δβ量成比例的转矩。

[数式9]

在设转矩容许值为Ts时，能够在电动机M中流通的探测电流能够如下述那样运算。

[数式10]

PLL运算部76接收通过推定误差运算部74运算出的推定误差Δθ，以推定误差Δθ为零的方式运算并输出转速推定值ωest′。此外，该转速推定值ωest′包含基波以外的频率成分，因此通过低通滤波器FL将基波成分以外的频率成分去除后，作为转速推定值ωest被输出至推定误差运算部74和积分器78。PLL运算部76和低通滤波器FL，是以推定误差Δθ为零的方式运算转速推定值ωest的运算部。

积分器78对转速推定值ωest积分而运算出旋转相位推定值θest，并向dq/αβ转换部20以及αβ/dq转换部72输出。

接下来，对逆变器装置从停止或者准停止的状态启动时的逆变器装置的动作有关的一例进行说明。

图7是用于说明在进行了电动机的转子位置的初始推定后进行通常控制的逆变器装置的动作的一例的图。这里，对通电的电流相位指令idq_ref是成为d轴电流的额定电流的2成以上的大小的值，且以在电相位上前进了180deg的相位(－d轴方向)通电电流的例子进行说明。

首先，在逆变器装置停止的状态下，上位控制器CTR使启动指令以及电流通电标志Ion从零上升为1。逆变器装置在来自上位控制器CTR的启动指令为1时，进行启动处理。

接着，上位控制器CTR使初始推定开始标志从零上升为1。逆变器装置的电流指令生成部10，在电流通电标志Ion为1，并且初始推定开始标志为1时，输出d轴电流指令id_ref以及q轴电流指令iq_ref。此时，从电流指令生成部10输出的d轴电流指令id_ref以及q轴电流指令iq_ref，是位置探测用电流指令，而且被设定为，是d轴电流的额定电流的2成以上的大小，且以在电相位上前进了180deg的相位(－d轴方向)通电电流。在通过该位置探测用电流指令驱动电动机M时，电动机M的转子200的磁饱和进展，电动机M的转子达到充分磁饱和的状态，动态电感Ldh稳定在最大值的1成左右的值。

旋转相位推定部70，在初始推定开始标志为1时，开始初始推定的动作。此时，推定误差运算部74将在上述的数式7中使用的动态电感Ldh的参数设为，例如，与额定电流的2成以上且为额定电流以下的电流值对应的值。

根据图7，在开始初始推定后到在电动机M中流通的电流达到d轴电流指令id_ref为止期间，电动机M的动态电感Ldh的值不稳定，因此旋转相位推定值θest与实际值的推定误差变大，但当在电动机M中流通的d轴电流接近d轴电流指令值时电动机M的转子200的磁饱和进展，旋转相位推定值θest与实际值的推定误差Δθ变小。当在电动机M中流通的d轴电流与d轴电流指令值大致相等时，旋转相位推定值θest与实际值的推定误差Δθ也大致变为零，能够运算出精确的旋转相位推定值θest。

接着，上位控制器CTR使推定完毕标志以及牵引运行标志从零上升为1。上位控制器CTR，可以在使初始推定开始标志上升后经过规定时间后使推定完毕标志上升，也可以监视推定误差Δθ的值并在推定误差Δθ的大小达到规定值以下时使推定完毕标志上升。

在推定完毕标志以及牵引运行标志上升时，上位控制器CTR将通常控制的电流指令idq_ref向逆变器装置输出。在图7的例子中示出了在初始推定后进行牵引运行的例子。在该通常控制中，采用通过初始推定推定出的旋转相位推定值θest以及转速推定值ωest作为电动机M的旋转相位以及转速的初始值。电流指令生成部10在初始推定结束后从上位控制器CTR输出的推定完毕标志上升并且牵引运行标志上升时，将电流相位指令设为比初始推定时滞后的值。在该例中，在初始推定的动作中，位置探测用电流指令设定为使电流在－d轴方向上流通，因此在开始牵引运行控制时能够使d轴电流指令的变化变小，能够顺畅地进行从初始推定向通常控制的转移。

图8是用于说明在进行了电动机的转子位置的初始推定后进行通常控制的逆变器装置的动作的一例的图。此外，在该例中，初始推定的动作与图7所示的例子是同样的。

在使初始推定开始标志上升后，上位控制器CTR使推定完毕标志以及再生标志从零上升为1。上位控制器CTR可以在使初始推定开始标志上升后经过规定时间后使推定完毕标志上升，也可以监视推定误差Δθ的值并在推定误差Δθ的大小为规定值以下时使推定完毕标志上升。

在推定完毕标志以及再生标志上升时，上位控制器CTR向逆变器装置输出通常控制的电流指令idq_ref。在图8的例子中示出了在初始推定后进行再生的例子。在该通常控制中，采用通过初始推定推定出的旋转相位推定值θest以及转速推定值ωest作为电动机M的旋转相位以及转速的初始值。电流指令生成部10在初始推定结束后从上位控制器CTR输出的推定完毕标志上升并且再生标志上升时，将电流相位指令设为比初始推定时前进的值。在该例中，在初始推定的动作中，位置探测用电流指令设定为使电流在－d轴方向流通，因此在开始再生控制时能够使d轴电流指令的变化变小，能够顺畅地进行从初始推定向通常控制的转移。

如上所述，根据本实施方式的驱动系统以及逆变器装置，能够提供能够高精度地运算出电动机的旋转相位以及转速的推定值，并能够稳定进行无传感器控制的逆变器装置。

接下来，以下参照附图对第2实施方式的驱动系统以及逆变器装置进行说明。

图9是用于说明第2实施方式的驱动系统以及逆变器装置的电流指令生成部的一个构成例的图。此外，在以下的说明中，对于与上述的第1实施方式同样的构成，附以同一符号并省略说明。

本实施方式的逆变器装置具备电流指令生成部12。

电流指令生成部12具备变化率速率指令部14、变化率限制器16及电流指令运算部18。

变化率速率指令部14接收通过推定误差运算部74运算出的推定误差Δθ，输出与推定误差Δθ的值相应的变化率速率Sa。变化率速率指令部14例如为，推定误差Δθ的值越大则使变化率速率Sa越小，推定误差Δθ的值越小则使变化率速率Sa越大。另外，变化率限制器的增加率Sa只要相应于旋转相位误差而变更即可，以旋转相位误差收敛于规定值以内的方式决定。

变化率限制器16接收电流振幅指令值idq_ref和变化率速率Sa。此外，在变化率限制器16的前级，设置有仅在电流通电标志Ion接通(＝1)时将电流振幅指令idq_ref输入至变化率限制器16的运算部。变化率限制器16基于变化率速率Sa的大小，使从零到1阶梯状变化的电流振幅指令idq_ref逐渐增加而输出。

电流指令运算部18接收从变化率限制器16输出的电流振幅指令idq_ref和从外部输入的电流相位指令β_ref。电流指令运算部18进行与上述的第1实施方式的电流指令生成部10相同的运算。即，电流指令运算部18通过下述式运算出d轴电流指令值id_ref和q轴电流指令值iq_ref。

id_ref＝－idq_ref·sinβ_ref

iq_ref＝idq_ref·cosβ_ref

在上述的第1实施方式中，在电流振幅指令idq_ref从零向1阶梯状变化时，以如使初始推定开始时那样未高精度地进行旋转相位推定的状态通电电流的情况下，有时会产生转矩冲击(torque shock)。例如SynRM的转矩通过下述数式8表现。

[数式11]

T＝P_p(L_da-L_qa)i_di_q

＝-P_p(L_qo-L_qa)I_dq ²sinβ_{_ref}) [数式8]

上述数式8是旋转相位推定没有误差的情况，在旋转相位推定有误差的情况下电流相位会等价地产生推定误差Δβ而成为β_ref+Δβ。此时的转矩能够如下述数式9那样表现。

[数式12]

T＝P_p(L_qa-L_qa){-I_dq sin(β_{_ref}+Δβ)}{I_dq cos(β_{_ref}+Δβ)} [数式9]

并且，在上述数式9中，在将通电的电流相位指令设为-d轴方向(β_ref＝90deg)时，能够如下述数式10那样表现。

[数式13]

根据上述数式10可知，转矩冲击与电流振幅的平方及sin2Δβ成比例。在开始电流通电时旋转相位推定误差为45deg的情况下，产生的转矩冲击为最大值。如果是例如铁路，在进行牵引运行控制、再生控制前的初始推定时产生转矩冲击会导致乘坐体验的恶化。

与此相对，在本实施方式中，设置针对在初始推定时通电的电流的变化率限制器16。通过变化率限制器16使电流振幅指令idq_ref的变化率具有速率从而能够减轻转矩冲击。

此外，在本实施方式中，相应于旋转相位误差Δθ的值来决定变化率速率Sa，但并不限于旋转相位误差Δθ，即便是直接检测转矩并决定变化率速率的方法、使用解析结果等数据预先决定变化率速率的方法，也能够减轻初始推定时的转矩冲击。

即，根据本实施方式，能够获得与上述的第1实施方式同样的效果，并且能够减轻初始推定时的转矩冲击，能够提高搭载了驱动系统、逆变器装置以及电动机的车辆等的乘坐体验和转矩推定精度。

接下来，以下参照附图对第3实施方式的逆变器装置进行说明。

图10是用于说明第3实施方式的驱动系统以及逆变器装置的一个构成例的框图。此外，在以下的说明中，对与上述的第1实施方式同样的构成附以同一符号并省略说明。

本实施方式的逆变器装置，还具备磁通检测部90。另外，旋转相位推定部70还具备3相/dq转换部73及2个微分器75。

磁通检测部90是例如霍尔元件等的磁性传感器，检测并输出电动机M的交流磁通φu、φv、φw。各相的交流磁通φu、φv、φw能够表示为φu＝Φcosωt、φv＝Φcos(ωt－120°)、φw＝Φcos(ωt－240°)。

3相/dq转换部73接收通过磁通检测部90检测到的交流磁通φu、φv、φw，并转换为dq轴坐标系的向量值φd、φq后输出。

从3相/dq转换部73输出的向量值φd、φq分别在微分器75中被微分，如下述式那样运算出dq轴坐标系的电压值Vd、Vq。

[数式14]

通过微分器75运算出的电压值Vd、Vq，被输入至推定误差运算部74。推定误差运算部74在上述的数式7的Vdc中使用电压值Vd，并使用数式7的Vqc的电压值Vq运算推定误差Δθ。因此，在本实施方式的逆变器装置中，也可以将上述的第1实施方式的门指令生成部40的输出电压目标向量运算部42省略

除了上述的构成以外，本实施方式的逆变器装置与上述的第1实施方式的逆变器装置是同样的。根据本实施方式的逆变器装置，能够获得与第1实施方式的逆变器装置同样的效果。此外，也可以代替本实施方式的逆变器装置的电流指令生成部10，而采用第2实施方式的电流指令生成部12。在此情况下，能够获得与上述的第2实施方式同样的效果。

此外，在上述的多个实施方式中，对采用SynRM作为电动机M的例子进行了说明，但即使在采用例如PMSM等作为电动机M的情况下也能够获得与上述的实施方式同样的效果。

此外，在上述的实施方式中，示出了使用了根据电流偏差来决定对逆变器主电路部50的门指令的电流追随型PWM控制的系统，但只要是控制电流的方法，即使是其他的方法也能够获得同样的效果，例如即使是基于电流偏差来运算逆变器电压指令的PI控制那样的方法也能够获得同样的效果。另外，在上述的实施方式中以根据电流向量偏差的角度直接决定门指令的方法为例，但只要能够决定用于控制电流的门指令，即使使用如例如三角波比较调制、空间向量调制那样的方法也能够获得同样的效果。

另外，在上述的实施方式中对基于在电动机中流通的电流－电感特性来决定通电的电流振幅指令idq_ref的例子进行了说明，但只要是能够判断为同步磁阻电机(SynRM)磁饱和的方法即可，也可以是其他的方法(例如基于转子200的中心孔塞BR2的磁通密度来决定电流指令的方法)。

另外，在上述的实施方式中，对使位置探测用电流指令为－d轴方向来通电电流的方法进行了说明，但即使使位置探测用电流指令为+d轴方向来通电电流也能够推定出旋转相位和转速。另外，在上述的实施方式中，以在旋转坐标系上计算旋转相位误差并根据该信息来运算旋转相位和转速的方法为例，但即使是如例如专利文献1所公开那样直接运算旋转相位的方法，也能够获得同样的效果。

并且，在上述的实施方式中，根据电流偏差来决定对逆变器的门指令，但决定门指令的方法并不限于电流偏差向量，只要是能够决定用于控制电流的开关方法的方法，即使是以例如电机磁通向量为基础的方法也能够获得同样的效果。

对本发明的几个实施方式进行了说明，但这些实施方式是作为例子提示的，意图并不是限定发明的范围。这些新的实施方式，能够以其他各种各样的方式实施，在不脱离发明的主旨的范围内，能够进行各种省略、置换、变更。这些实施方式及其变形，包含在发明的范围、主旨中，并且包含在权利要求书记载的发明及其等同的范围中。

此外，上述的多个实施方式的逆变器装置中的全部的运算，可以通过软件实现，也可以通过硬件实现，还可以通过软件与硬件的组合来实现。上述多个实施方式的逆变器装置例如也可以包括1个或多个处理器以及存储器，读出记录在存储器中的程序并通过处理器执行各种运算。

Claims (9)

1.一种驱动系统，其特征在于，具备：

电动机；

逆变器主电路部，输出用于驱动所述电动机的交流电流；

电流检测部，检测从所述逆变器主电路部输出的交流电流的电流值；

电流指令生成部，生成与对所述电动机通电的电流相当的电流指令值；

门指令生成部，以使所述电流指令值与通过所述电流检测部检测到的电流值一致的方式，生成所述逆变器主电路部的门指令；

输出电压目标向量运算部，基于所述门指令，运算出所述逆变器主电路部的输出电压目标向量；以及

旋转相位推定部，在所述逆变器主电路部启动时的初始推定中，基于通过所述电流检测部检测到的电流值和所述逆变器主电路部的所述输出电压目标向量，运算出所述电动机的旋转相位推定值，

所述初始推定中的所述电流指令值，用于流通使所述电动机的转子磁饱和的电流，

在所述旋转相位推定部，所述旋转相位推定值的运算中所使用的所述电动机的动态电感，是所述电动机的转子磁饱和时的值。

2.根据权利要求1所述的驱动系统，其特征在于，

在所述初始推定中从所述逆变器主电路部向所述电动机输出的电流，是使所述电动机的动态电感为其最大值的1成以下的值。

3.根据权利要求1所述的驱动系统，其特征在于，

通过所述初始推定中的所述电流指令值从所述逆变器主电路部向所述电动机输出的电流，是所述电动机的额定电流的2成以上且为所述额定电流以下的值。

4.根据权利要求3所述的驱动系统，其特征在于，

将所述电动机中静态电感最小的轴设为d轴，所述电流指令值中电流相位指令是从d轴在电相位上前进180°后的方向。

5.根据权利要求1所述的驱动系统，其特征在于，

所述电流指令值具有电流振幅指令和电流相位指令，

所述电流指令生成部还具备：变化率速率指令部，输出与所述旋转相位推定值的推定误差的大小相应的值的变化率速率；及变化率限制器，以与所述变化率速率的值相应的变化率使所述电流振幅指令变化。

6.根据权利要求1所述的驱动系统，其特征在于，

所述电流指令值具有电流振幅指令和电流相位指令，

在所述初始推定结束后从上位控制器输出的推定完毕标志上升并且牵引运行标志上升时，所述电流相位指令为比所述初始推定时滞后的值，

在所述初始推定结束后从上位控制器输出的推定完毕标志上升并且再生标志上升时，所述电流相位指令是比所述初始推定时前进的值。

7.一种逆变器装置，具备：

逆变器主电路部，输出用于驱动所连接的电动机的交流电流；

电流检测部，检测从所述逆变器主电路部输出的交流电流的电流值；

电流指令生成部，生成与对所述电动机通电的电流相当的电流指令值；

门指令生成部，以使所述电流指令值与通过所述电流检测部检测到的电流值一致的方式，生成所述逆变器主电路部的门指令；

输出电压目标向量运算部，基于所述门指令，运算出所述逆变器主电路部的输出电压目标向量；以及

旋转相位推定部，基于通过所述电流检测部检测到的电流值和所述输出电压目标向量，运算出所述电动机的旋转相位推定值，

在所述旋转相位推定部的运算开始时从所述逆变器主电路部输出的电流，被控制为额定电流以下至所述额定电流的2成以上。

8.根据权利要求7所述的逆变器装置，其特征在于，

所述电流指令值具有电流振幅指令和电流相位指令，

所述电流指令生成部还具备：变化率速率指令部，输出与所述旋转相位推定值的推定误差的大小相应的值的变化率速率；及变化率限制器，以与所述变化率速率的值相应的变化率使所述电流振幅指令变化。

9.根据权利要求7所述的逆变器装置，其特征在于，

所述电流指令值具有电流振幅指令和电流相位指令，

在所述初始推定结束后从上位控制器输出的推定完毕标志上升并且牵引运行标志上升时，所述电流相位指令为比所述初始推定时滞后的值，

在所述初始推定结束后从上位控制器输出的推定完毕标志上升并且再生标志上升时，所述电流相位指令是比所述初始推定时前进的值。