JP2015208187A - モータ駆動装置および電動圧縮機 - Google Patents

Abstract

【課題】低消費電力で、始動が容易で演算負荷が低いモータ駆動装置および電動圧縮機を提供する。【解決手段】モータ駆動装置（インバータ装置１０）は、インバータ（スイッチング回路３０）と、インバータ制御部（モータ制御部４０）とを備える。制御部は、固定子コイルに印加した電圧パルスで流れる電流に基づいて、回転子の初期角度を検出する初期角度算出処理と、検出された初期角度に対応する励磁成分電流軸（ｄ軸）、トルク成分電流軸（ｑ軸）の各々を−θａ回転させた位置を制御指令値の励磁成分電流軸、トルク成分電流軸とし、回転させた電流軸に基づいて定めたトルク成分電流を固定子に流して回転子を加速させる加速処理と、回転子の角速度が所定回転数に到達した後に多相コイルに印加した電圧または流れる電流に基づいて回転子の角度および速度を推定し、推定した角度および速度に基づいて回転子を回転制御するセンサレス制御処理とを実行する。【選択図】図１

Description

この発明は、モータ駆動装置および電動圧縮機に関し、特に回転子に永久磁石を設けたモータのモータ駆動装置およびそれを備える電動圧縮機に関する。

近年、回転子に永久磁石を設けたモータがエアコンや電気自動車などに広く用いられている。モータを駆動するインバータ装置には、永久磁石モータの磁束軸方向成分（ｄ軸）とこれに直交するトルク方向成分（ｑ軸）に電流を分離して、独立に制御する所謂ベクトル制御が採用される。ベクトル制御には、ｕｖｗの三相座標系からｄｑ軸への座標変換を用いる。この座標変換には、回転子の位置が必要である。一般にはレゾルバやロータリエンコーダなどの回転位置センサによって回転子の位置が検出される。

しかし、小型化、低価格化のためには回転位置センサを用いなくてもモータ制御ができることが好ましい。このため、ｄ軸およびｑ軸電流に基づき永久磁石モータの誘起電圧を演算で求めることにより、位置センサレスでモータを駆動する制御（センサレス制御）が採用される。

特開２００４−７２９０６号公報（特許文献１）は、センサレス制御を行なう永久磁石モータの始動時の制御を開示する。

特開２００４−７２９０６号公報

特開２００４−７２９０６号公報に記載された技術では、起動前の回転子の位置が不明の状態から固定子の巻線に電流を流し回転子を吸引して回転子の位置決めを行なう（位置決め段階）。これにより、永久磁石が作る磁束方向と電機子電流が作る磁束方向とはほぼ一致した状態となる。

続いて、回転速度指令値をゼロから漸増させる（強制回転段階）。その結果電気子電流が作る磁束方向は回転し、永久磁石が作る磁束方向との位相差が発生するので、この位相差の発生により回転トルクが生じ、回転子は回転を始める。

回転子の回転速度が所定値に達した時点で電流Ｉｄと電流Ｉｑとを切換える処理が行なわれる（電流切換段階）。そして、電流を切換える処理が終了すると、角速度推定値を用いて回転制御を行なう（定常運転段階）。

しかしながら、上記の技術では、位置決め段階の消費電力が大きく、また回転子の位置決めが困難となる初期位置が存在する。たとえば、初期位置決め段階でのモータ電流に対して、ちょうど１８０°異なる角度にロータの初期位置が相当する場合である。さらに、回転子が回転している最中に電流切換段階の処理を実行するので、処理が難しく、制御部の演算負荷が高い。

この発明の目的は、始動時の消費電力が低減され、始動が容易で演算負荷が低いモータ駆動装置および電動圧縮機を提供することである。

この発明は、要約すると、永久磁石を含む回転子と、多相コイルが巻回された固定子とを含む電動圧縮機が備える多相同期モータを駆動するモータ駆動装置であって、多相コイルに電流を流すインバータと、インバータを制御する制御部とを備える。制御部は、固定子の多相コイルに印加した電圧パルスに応じて流れる電流に基づいて、回転子の初期角度を検出する初期角度算出処理と、初期角度算出処理によって検出された初期角度に対応する励磁成分電流軸、トルク成分電流軸の各々を所定角θａだけロータの回転の逆方向に回転させた位置を制御指令値の励磁成分電流軸、トルク成分電流軸とし、回転させた電流軸に基づいて定めたトルク成分電流を固定子に流して回転子を加速させる加速処理と、加速処理の結果、回転子の角速度が所定回転数に到達した後に多相コイルに印加した電圧または流れる電流に基づいて回転子の角度および速度を推定し、推定した角度および速度に基づいて回転子を回転制御するセンサレス制御処理とを実行する。所定角θａは、センサレス制御処理の励磁成分電流指令値、トルク成分電流指令値の初期目標値に基づいて決定される角度である。

好ましくは、所定角θａは、θａ＝ａｒｃｔａｎ（−Ｉｄｒｅｆｍ／Ｉｑｒｅｆｍ）＋π／２で決定される。Ｉｄｒｅｆｍ，Ｉｑｒｅｆｍは、それぞれ、センサレス制御処理の励磁成分電流指令値、トルク成分電流指令値の初期目標値である。

好ましくは、θａは、θａ＝π／２〜３π／４の範囲の角度である。
この発明は、他の局面では、上記モータ駆動装置と、モータ駆動装置によって駆動される多相同期モータとを備える電動圧縮機である。

本発明によれば、電動圧縮機等を駆動するモータの始動時の消費電力が低減され、また制御装置の演算負荷が低減される。

本実施形態の電動圧縮機の構成を示す回路図である。 初期駆動時にモータ制御部４０で実行される制御を説明するためのフローチャートである。 モータの初期駆動時の電流波形の１相分を示した波形図である。 各処理Ｐ２〜Ｐ４と電流制御の指令値との関係を説明するための図である。 起動前状態における制御上のｄ’軸、ｑ’軸の状態を示した図である。 初期角度検出後の制御上のｄ’軸、ｑ’軸の状態を示した図である。 制御軸を−θａずらした後に、通電して加速する初期状態を示した図である。 電流の位相を回転させた状態を示した図である。 センサレス制御移行後のｄ’軸、ｑ’軸とｄ軸、ｑ軸の状態を示した図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。

図１は、本実施形態の電動圧縮機の構成を示す回路図である。図１を参照して、電動圧縮機は、交流モータ５と、インバータ装置１０と、交流モータ５によって駆動されるスクロール圧縮機９とを含む。

インバータ装置１０は、直流電源である高圧バッテリ１から電力を入力して交流モータ５を駆動制御する。交流モータ５は、三相同期モータであり、たとえば、自動車のエアコン用モータ（エアコンコンプレッサ用モータ）として使用される。

インバータ装置１０は、コンデンサ２０と、スイッチング回路３０と、モータ制御部４０とを含む。

高圧バッテリ１の正極端子には、コンデンサ２０の一方の端子およびスイッチング回路３０の正極電力線が接続される。また、高圧バッテリ１の負極端子には、コンデンサ２０の他方の端子およびスイッチング回路３０の負極電力線が接続される。高圧バッテリ１からは、コンデンサ２０を介してスイッチング回路３０に直流電力が供給される。なお、図示しないが、高圧バッテリ１は、電気自動車やハイブリッド自動車の走行用モータを駆動する電力を供給する供給源であってもよい。

スイッチング回路３０は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６と、ダイオードＤ１〜Ｄ６と、シャント抵抗６３〜６５とを含む。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６として、たとえばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いることができる。正極電力線と負極電力線との間には、Ｕ相用のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびシャント抵抗６３が直列接続され、Ｖ相用のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４およびシャント抵抗６４が直列接続され、Ｗ相用のスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６およびシャント抵抗６５が直列接続される。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６にはそれぞれダイオードＤ１〜Ｄ６が逆並列接続される。スイッチング素子Ｑ１とＱ２、スイッチング素子Ｑ３とＱ４、スイッチング素子Ｑ５とＱ６の接続ノードには、それぞれモータ５の各相のコイル６，７，８が接続される。コイル６，７，８はＹ結線される。

スイッチング回路３０の電源入力側において、正極電力線と負極電力線との間には抵抗６１，６２が直列接続される。抵抗６１，６２の接続ノードの電圧Ｖｄｃにより入力電圧を検知することができる。また、シャント抵抗６３〜６５の電圧によりモータ５に流れる電流を検知することができる。

モータ制御部４０は、交流モータ５をベクトル制御する。モータ制御部４０は、ｕｖｗ／ｄｑ変換部４１と、位置・速度推定部４２と、減算器４３と、速度制御部４４と、減算器４５，４６と、電流制御部４７と、ｄｑ／ｕｖｗ変換部４８とを含む。

モータ制御部４０の減算器４３には、外部からモータ５の指令速度が入力される。モータ制御部４０は、指令速度に応じたベクトル制御によりスイッチング回路３０を駆動する。

ｄｑ／ｕｖｗ変換部４８は、Ｕ相制御信号、Ｗ相制御信号、Ｖ相制御信号を出力する。スイッチング素子Ｑ１のゲート端子はｄｑ／ｕｖｗ変換部４８からＵ相制御信号を受け、スイッチング素子Ｑ２のゲート端子はインバータ５０から出力されるＵ相制御信号の反転信号を受ける。

スイッチング素子Ｑ３のゲート端子はｄｑ／ｕｖｗ変換部４８からＶ相制御信号を受け、スイッチング素子Ｑ４のゲート端子はインバータ５１から出力されるＶ相制御信号の反転信号を受ける。

スイッチング素子Ｑ５のゲート端子はｄｑ／ｕｖｗ変換部４８からＷ相制御信号を受け、スイッチング素子Ｑ６のゲート端子はインバータ５２から出力されるＷ相制御信号の反転信号を受ける。

ｕｖｗ／ｄｑ変換部４１は、抵抗６３〜６５で検知された電流値に基づきモータ５におけるロータ軸上のｄ軸座標およびｑ軸座標にそれぞれ換算された励磁成分電流Ｉｄおよびトルク成分電流Ｉｑを算出する。算出された励磁成分電流Ｉｄおよびトルク成分電流Ｉｑは、位置・速度推定部４２に入力される。また、算出された励磁成分電流Ｉｄは、減算器４５に入力される。さらに、算出されたトルク成分電流Ｉｑは、減算器４６に入力される。

位置・速度推定部４２は、励磁成分電流Ｉｄ、トルク成分電流Ｉｑ、励磁成分電圧Ｖｄおよびトルク成分電圧Ｖｑに基づいて、モータ５におけるロータ推定速度を算出するとともに、ロータ推定位置を算出する。算出されたロータ推定速度は、減算器４３に入力される。また、算出されたロータ推定位置は、切替部５６を経由してｕｖｗ／ｄｑ変換部４１およびｄｑ／ｕｖｗ変換部４８に供給される。

減算器４３は、指令速度からロータ推定速度を減算する。速度制御部４４は、減算器４３から指令速度と推定速度との差分を受け、励磁成分電流Ｉｄに対する目標値Ｉｄｒｅｆ、および、トルク成分電流Ｉｑに対する目標値Ｉｑｒｅｆを算出する。励磁成分電流Ｉｄに対する目標値Ｉｄｒｅｆは切替部５５を経由して減算器４５に入力される。また、トルク成分電流Ｉｑに対する目標値Ｉｑｒｅｆは切替部５５を経由して減算器４６に入力される。

減算器４５は、目標値Ｉｄｒｅｆから励磁成分電流Ｉｄを減算する。この減算結果が電流制御部４７に入力される。また、減算器４６は、目標値Ｉｑｒｅｆからトルク成分電流Ｉｑを減算する。この減算結果が電流制御部４７に入力される。

電流制御部４７は、目標値Ｉｄｒｅｆと励磁成分電流Ｉｄとの差分に基づいてモータ５におけるロータ軸上のｄ軸座標に換算された励磁成分電圧Ｖｄを算出する。この励磁成分電圧Ｖｄがｄｑ／ｕｖｗ変換部４８および位置・速度推定部４２に入力される。また、電流制御部４７は、目標値Ｉｑｒｅｆとトルク成分電流Ｉｑとの差分に基づいてモータ５におけるロータ軸上のｑ軸座標に換算されたトルク成分電圧Ｖｑを算出する。このトルク成分電圧Ｖｑがｄｑ／ｕｖｗ変換部４８および位置・速度推定部４２に入力される。

抵抗６１，６２による分圧された電圧Ｖｄｃは、ｄｑ／ｕｖｗ変換部４８に入力される。そして、ｄｑ／ｕｖｗ変換部４８は、入力されるロータ推定位置、励磁成分電圧Ｖｄ、トルク成分電圧Ｖｑ、および電圧Ｖｄｃに基づいて、モータ５の各相のコイル６，７，８に対する駆動電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出し、その駆動電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを得るのに必要な駆動波形信号（ＰＷＭ信号）を生成する。この駆動波形信号により、上記スイッチング回路３０の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６がオン，オフ駆動される。

このようにして、本実施の形態においては、モータ制御部４０は、シャント抵抗６３〜６５で検知した電流から得られた交流モータ５における励磁成分電流Ｉｄとトルク成分電流Ｉｑが目標値となるように、交流モータ５の電流経路に設けられたスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をＰＷＭ制御する。

モータ制御部４０は、ロータの回転速度が所定速度以上となるまでは、初期駆動動作用の制御を実行し、ロータの回転速度が所定速度以上となった後に、センサレス動作用の制御を実行する。センサレス動作は、モータのロータ位置を検出するレゾルバなどの回転速度センサを用いないで、モータ電流などからロータ位置およびロータ回転速度を推定してこの推定値に基づいてモータを回転させる動作である。センサレス動作用の制御については上記の位置・速度推定部４２と速度制御部４４とを用いた速度閉ループ制御が実行される。

以下に、初期駆動動作用の構成についてさらに説明する。
モータ制御部４０は、初期駆動時の電流指令を出力する初期速度制御部５３と、初期速度制御部５３の出力と速度制御部４４の出力とを切替えて減算器４５，４６に出力する切替部５５と、初期駆動時の加速制御を行なう加速制御部５４と、加速制御部５４の出力と位置・速度推定部４２の出力する推定位置とを切替えてｕｖｗ／ｄｑ変換部４１およびｄｑ／ｕｖｗ変換部４８に出力する切替部５６とを含む。

初期駆動動作時には、位置・速度推定部４２と速度制御部４４とを用いた速度閉ループ制御に代えて、速度に関しては初期速度制御部５３と加速制御部５４を用いたオープンループ制御が実行される。そして、ロータの速度が所定速度に到達すると、切替部５５，５６が切替えられ、位置・速度推定部４２と速度制御部４４とを用いた速度閉ループ制御（センサレス制御）が実行される。

以上のような構成によって、指令速度に基づいてスイッチング回路３０のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６が制御され直流電流が三相交流電流に変換され、スイッチング回路３０で変換された三相交流電流が交流モータ５の各相のコイル６，７，８に供給される。この三相交流電流によって、エアコン用交流モータ５が駆動される。

なお、図１では高圧バッテリ（直流電源）１にスイッチング回路３０を接続したが、これに代わり、交流電源の交流電圧を直流電圧に変換し、その直流電圧をスイッチング回路３０に供給しても良い。

また、電流検知手段としてシャント抵抗６３〜６５を用いたが、シャント抵抗の代わりに、スイッチング回路３０と交流モータ５間に三相交流電流を検知するためのホール素子を設けてもよい。

図２は、初期駆動時にモータ制御部４０で実行される制御を説明するためのフローチャートである。図３は、モータの初期駆動時の電流波形の１相分を示した波形図である。図１〜図３を参照して、モータのロータが停止しているときに、ステップＳ１においてモータ制御部４０は、初期角度検出用電圧パルスをインバータ装置１０に印加させる。時刻ｔ０〜ｔ１における処理Ｐ１では、電流が電圧パルスの応答として出力される。この電流は、シャント抵抗６３〜６５で電圧に変換され、モータ制御部４０で検出される。

なお、初期角度検出用電圧パルスは、駆動のための電圧と比べて極めて小さいので、ロータの重量や回転摩擦などによってロータは静止したままである。したがって、初期角度検出時にはロータは静止しているので騒音は発生しない。

検出される各相の電流は、ロータの初期角度によって異なる。モータ制御部４０は、予め初期角度と電流応答パターンの関係を記憶しており、電流応答パターンに対応するロータの初期角度を算出する（図２のステップＳ２，図２および図３の処理Ｐ２）。

図４は、各処理Ｐ２〜Ｐ４と電流制御の指令値との関係を説明するための図である。図３、図４を参照して、初期位置検出後の時刻ｔ１では、ロータと制御軸（ｄ’軸）の成す角は、ほぼゼロであり、電流制御は未実施であり、ステータコイルに流れる実電流はＩｑ＝０かつＩｄ＝０である。

図５は起動前状態における制御上のｄ’軸、ｑ’軸の状態を示した図である。図６は、初期角度検出後の制御上のｄ’軸、ｑ’軸の状態を示した図である。

図５では、起動前状態におけるロータ位置と磁極位置で定まるｄ軸、ｑ軸の位置と制御上のｄ’軸、ｑ’軸の位置の関係が示されている。制御上のｄ’軸、ｑ’軸は、指令値が定められる前であるので、仮の位置が示されている。以下、ｄ’軸、ｑ’軸に現れる電流指令値をＩｄ’，Ｉｑ’とし、ｄ軸、ｑ軸に実際に流れる電流をＩｄ，Ｉｑとする。

図６では、電圧パルスをステータコイルに印加した後に推定した初期角度に基づいて、制御上のｄ’軸、ｑ’軸をロータの磁極位置で定まるｄ軸、ｑ軸の位置に一致させた状態を示している。

再び、図２を参照して、モータ制御部４０は、算出された初期角度からθａ（一例では、９０°（＝π／２））を減算しこれに基づいて電流指令値Ｉｑ’，Ｉｑ’を設定する（ステップＳ３，Ｓ４）。図４において、処理Ｐ２からＰ３に遷移する際の「軸ずらし後通電初期」には、ロータと制御軸ｄ’との成す角は−θａに設定される。そして電流指令値Ｉｑ’，Ｉｑ’は次のとおりに設定される。
Ｉｑ’＝Ｉｑｒｅｆ＿ｍ
Ｉｑ’＝Ｉｄｒｅｆ＿ｍ
ここで、Ｉｑｒｅｆ＿ｍ，Ｉｄｒｅｆ＿ｍは、センサレス制御への切替え時に採用する電流指令値の初期値である。この初期値は、あらかじめ決めておく値であり、所定回転速度に到達後センサレス制御が十分運転可能な電流指令値または、最大トルク出力時の電流指令値とすれば良い。

そして、θａは電流指令初期値に対して次の式で決定される。
θａ＝ａｒｃｔａｎ（−Ｉｄｒｅｆ＿ｍ／Ｉｑｒｅｆ＿ｍ）＋π／２
なお、θａは９０°〜１３５°の間が好ましい。Ｉｄｒｅｆ＿ｍ＝０としてθａ＝９０°（＝π／２）を採用しても良い。

図７は、制御軸を−θａずらした後に、通電して加速する初期状態を示した図である。図７に示すように、ロータの磁極位置で定まるｄ軸、ｑ軸に対して、制御上のｄ’軸、ｑ’軸はロータ回転方向に対してθａ戻された位置に設定される。そしてこの制御上のｄ’軸、ｑ’軸でｑ軸電流を流すと、図４に示すように、次式の通りとなる。
Ｉｑ＝０
Ｉｄ＝√（Ｉｑｒｅｆ＿ｍ^２＋Ｉｄｒｅｆ＿ｍ^２）
なお、θａ＝９０°の場合にはＩｄ＝Ｉｑｒｅｆ＿ｍとなる。具体的には、モータ制御部４０は、ｑ軸に電流を流しているのだが、９０°ずらす変換を行なうことによって実際はｄ軸に電流が流れ、ｑ軸には電流が流れないことになり、ロータに大きなトルクは発生しない。その状態でモータ電流を回転させることによって、ロータに回転を与えて加速する。

再び図２を参照して、電流指令値が設定されると、ステップＳ５において、モータ制御部４０はスイッチング回路３０に通電を開始し、出力周波数を所定の割合で増加する（図３処理Ｐ３）。出力周波数を所定の割合で増加する処理は、図１に示した構成では、加速制御部５４によって実行される。図７で示した−θａずらす処理は、加速制御部５４の出力するθに対して、−θａだけオフセット値を与えることに相当する。

図８は、電流の位相を回転させた状態を示した図である。図８に示すように、制御上のｄ’軸、ｑ’軸を回転方向に回転させると、ロータの回転が遅れる分、モータ電流（ｑ’軸電流）がｄ軸に対してΔθ位相が進む。するとトルク成分となるｑ軸電流成分が発生するのでこれによりロータが回転することになる。実電流Ｉｑ，Ｉｄは、図４に示すように、処理Ｐ３においては次の通りとなる。
Ｉｑ＝√（Ｉｑｒｅｆ＿ｍ^２＋Ｉｄｒｅｆ＿ｍ^２）ｓｉｎΔθ
Ｉｄ＝√（Ｉｑｒｅｆ＿ｍ^２＋Ｉｄｒｅｆ＿ｍ^２）ｃｏｓΔθ
そして、通電および加速開始してから所定回転速度に到達すると、電流制御を維持しつつセンサレス制御への移行が行なわれる（図２ステップＳ６、図３処理Ｐ４）。このときには、図４に示すようにロータと制御軸Ｉｄ’の成す角は、ほぼゼロに収束している。したがって、実電流Ｉｑ，Ｉｄは、指令電流Ｉｑ’，Ｉｄ’とそれぞれほぼ等しくなる。

図９は、センサレス制御移行後のｄ’軸、ｑ’軸とｄ軸、ｑ軸の状態を示した図である。センサレス制御移行後では、図１の位置・速度推定部４２によってＩｄ，Ｉｑからロータの位置および速度が推定され、指令速度に推定速度が一致するようにフィードバック制御が実行される。この時の指令電流値Ｉｑ’，Ｉｄ’は、フィードバック制御によって決定されるＩｑｒｅｆ，Ｉｄｒｅｆとなる（図４の処理Ｐ４の欄参照）。

本実施の形態のモータ制御部４０は、最後にセンサレスに移る際に、軸の切換をしなくてもスムーズにセンサレス制御に移行できる。

特開２００４−７２９０６号の段落００５５に開示された技術では、ロータを強制回転させる処理の後から電流切替段階の処理（電流軸の切替えに相当）を実行している。具体的には、以下の式に従って、電流指令値Ｉｄｒを所定値Ｉｄｓからゼロに切替えるとともに、電流指令値Ｉｄｒをゼロから所定値Ｉｑｓに切替えている。
Ｉｄｒ＝Ｉｄｓ・ｃｏｓ（ωｓ・ｔ）
Ｉｑｒ＝Ｉｑｓ・ｓｉｎ（ωｓ・ｔ）
ただし、ωｓは電流切替え段階に移る直前の角速度指令値を示し、ｔは電流切替え段階の開始からの経過時間を示す。また、指令電流値Ｉｄｓ，Ｉｑｓはそれぞれ本実施の形態の指令電流値Ｉｑ’，Ｉｄ’に相当する値である。

これに対して本実施の形態では、図４に示されるように処理Ｐ２からＰ３に移る際に軸の切替えを行なっている。本実施の形態の処理Ｐ３では、実際のｄ軸、ｑ軸の位置はパルス推定で求められているが、そのｄ軸、ｑ軸を−θａ回転させたＩｄ’軸、Ｉｑ’軸を制御上のロータ位置に認識（読み替え）して起動制御を開始する。これにより、電流指令値Ｉｑ’＝Ｉｑｒｅｑ＿ｍ，Ｉｄ’＝Ｉｄｒｅｑ＿ｍのままセンサレス制御に切替える。センサレス制御の電流初期値はＩｑ’＝Ｉｑｒｅｑ＿ｍ，Ｉｄ’＝Ｉｄｒｅｑ＿ｍを目標としており、センサレス制御の移行前のロータ加速中においても同じ値を電流指令値としているので、センサレス制御への切替え直後に電流指令値の大きな変動は発生せず、安定にロータを回転させることができる。

本実施の形態では、ロータを回転させる前の段階で軸を切替えてやることで、回転中に軸を上記のＩｄｒ，Ｉｑｒの算出式に従って切替える複雑な処理を避けることができ、制御の安定性が向上する。

初期位置検出時、上記の技術に比べると、ロータ位置決め処理に代えて初期位置検出を行なってその位置に対応する制御を行なうので、消費電力が少ない。また、ロータ位置決め処理では、ロータ初期位置によっては位置決めが困難な場合があったりしたが、本実施の形態の処理ではそのような問題が発生する初期位置はなく、初期位置決め段階でロータを回転させないので処理が早く音も静かである。

最後に、再び図１等を参照して本実施の形態について総括する。本実施の形態に開示されるモータ駆動装置（インバータ装置１０）は、永久磁石を含む回転子と、多相コイル６〜８が巻回された固定子とを含む多相同期モータ５を駆動する。モータ駆動装置は、多相コイルに電流を流すインバータ（スイッチング回路３０）と、インバータを制御する制御部（モータ制御部４０）とを備える。制御部は、固定子の多相コイルに印加した電圧パルスに応じて流れる電流に基づいて、回転子の初期角度を検出する初期角度算出処理（図２のステップＳ１，Ｓ２）と、初期角度算出処理によって検出された初期角度に対応する励磁成分電流軸（ｄ軸）、トルク成分電流軸（ｑ軸）の各々を−θａ回転させた位置を制御指令値の励磁成分電流軸、トルク成分電流軸とし、回転させた電流軸に基づいて定めたトルク成分電流（ｑ軸電流）を固定子に流して回転子を加速させる加速処理（図２のステップＳ５）と、加速処理の結果、回転子の角速度が所定回転数に到達した後に多相コイルに印加した電圧または流れる電流に基づいて回転子の角度および速度を推定し、推定した角度および速度に基づいて回転子を回転制御するセンサレス制御処理（図２のステップＳ６）とを実行する。

今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ 高圧バッテリ、５ 交流モータ、６，７，８ コイル、１０ インバータ装置、２０ コンデンサ、３０ スイッチング回路、４０ モータ制御部、４１，４８ 変換部、４２ 速度推定部、４３，４５，４６ 減算器、４４ 速度制御部、４７ 電流制御部、５０，５１，５２ インバータ、５３ 初期速度制御部、５４ 加速制御部、５５，５６ 切替部、６１，６２，６３，６４，６５ 抵抗、Ｄ１〜Ｄ６ ダイオード、Ｑ１〜Ｑ６ スイッチング素子。

Claims (4)

1. 永久磁石を含む回転子と、多相コイルが巻回された固定子とを含む電動圧縮機が備える多相同期モータを駆動するモータ駆動装置であって、
   前記多相コイルに電流を流すインバータと、
   前記インバータを制御する制御部とを備え、
   前記制御部は、
   固定子の多相コイルに印加した電圧パルスに応じて流れる電流に基づいて、回転子の初期角度を検出する初期角度算出処理と、
   前記初期角度算出処理によって検出された前記初期角度に対応する励磁成分電流軸、トルク成分電流軸の各々を所定角θａだけロータの回転の逆方向に回転させた位置を制御指令値の励磁成分電流軸、トルク成分電流軸とし、回転させた電流軸に基づいて定めたトルク成分電流を前記固定子に流して前記回転子を加速させる加速処理と、
   前記加速処理の結果、前記回転子の角速度が所定回転数に到達した後に前記多相コイルに印加した電圧または流れる電流に基づいて前記回転子の角度および速度を推定し、推定した角度および速度に基づいて前記回転子を回転制御するセンサレス制御処理とを実行し、
   前記所定角θａは、センサレス制御処理の励磁成分電流指令値、トルク成分電流指令値の初期目標値に基づいて決定される角度である、モータ駆動装置。
2. 前記所定角θａは、θａ＝ａｒｃｔａｎ（−Ｉｄｒｅｆｍ／Ｉｑｒｅｆｍ）＋π／２で決定され、Ｉｄｒｅｆｍ，Ｉｑｒｅｆｍは、それぞれ、センサレス制御処理の励磁成分電流指令値、トルク成分電流指令値の初期目標値である、請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. θａ＝π／２〜３π／４である、請求項１に記載のモータ駆動装置。
4. 請求項１〜３のいずれか１項に記載のモータ駆動装置と、
   前記モータ駆動装置によって駆動される多相同期モータとを備える電動圧縮機。

Images