JP2017046397A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電流引込制御からセンサレスベクトル制御へ切り替える際のショックを低減させたＰＭＳＭの制御装置を提供する。【解決手段】第１の運転モードから第２の運転モードへ切り替える時に、磁極位置推定誤差を演算する手段、第１の運転モードの第１の電流指令値と磁極位置推定誤差とを用いて第２の運転モードの第２の電流指令値の初期値を演算する手段、トルク指令値から第２の運転モードの第１の電流指令値を演算する手段、第２の運転モードの第２の電流指令値の初期値と第１の電流指令値との偏差を用いて電流補償値を初期化する手段、を備え、第２の運転モードにおいて、電流補償値を時間と共に零まで減少させる手段、第２の運転モードの第１の電流指令値と電流補償値とを加算して第２の電流指令値を演算する手段、電動機の電流を第２の電流指令値に制御する手段、備える。【選択図】図１

Description

本発明は、磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機の制御装置に関し、詳しくは、速度に応じて制御方法を切り替える際のトルクのショックを低減するための技術に関するものである。

永久磁石形同期電動機（以下、ＰＭＳＭともいう）の制御装置のコストを低減するため、回転子の磁極位置検出器を使用せずに運転する、いわゆるセンサレスベクトル制御が実用化されている。周知のようにセンサレスベクトル制御は、電動機の端子電圧や電流の情報から回転子の磁極位置及び速度を推定し、これらに基づいて電流制御を行うことでトルク制御や速度制御を実現するものである。
しかしながら、センサレスベクトル制御は低速時の安定性に問題があるため、低速域においては、電流の振幅を一定として電流の角速度を速度指令値に制御することにより、ＰＭＳＭの回転子を電流に引き込んで運転する技術が適用されることがある。このような制御方法を、以下では電流引込制御と呼ぶ。

ＰＭＳＭの制御方法を電流引込制御からセンサレスベクトル制御へショックレスで切替える従来技術は、例えば特許文献１に記載されている。
この特許文献１に記載されている技術では、電流引込制御からセンサレスベクトル制御へ切り替える際に、ＰＭＳＭの電流、端子電圧、電流指令値の角速度から拡張誘起電圧を演算し、この拡張誘起電圧演算値の角度から磁極位置推定誤差を演算すると共に、ＰＭＳＭの電流、拡張誘起電圧演算値、電流指令値の角速度からトルクを演算し、磁極位置推定値、速度推定値、端子電圧指令値、電流指令値、及びトルク指令値を初期化することにより、制御方法の切替時におけるトルクのショックを低減している。

特許第５２７７７２４号公報（請求項１、段落［００３６］〜［００４６］、図９等）

特許文献１に記載された技術では、電流引込制御からセンサレスベクトル制御へ切替えるときに、電流指令値が急変する。電流指令値は、トルク演算値や電気定数に誤差がなければ、制御方法の切替前後でトルクが等しくなるように演算することができるため、電流指令値が急変しても、切替時にトルクにショックが発生することはない。
しかし、トルク演算値や電気定数に誤差がある場合には、制御方法の切替時にショックが発生し、スムーズな可変速運転を行うことができないという問題がある。

そこで、本発明の解決課題は、制御方法を電流引込制御からセンサレスベクトル制御へ切り替える際のトルクのショックを従来よりも低減し、スムーズな可変速運転を可能にした永久磁石形同期電動機の制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、電力変換器により駆動され、かつ、磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機の電流、端子電圧、及び磁束をベクトルとしてとらえ、前記電動機の電流及び端子電圧を前記ベクトルの成分に分解して前記電力変換器を制御するようにした永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記電動機の制御モードとして、
前記電動機の電流指令値の角速度を速度指令値に制御する第１の運転モードと、前記電動機の電流及び端子電圧から演算した回転子の磁極位置推定値と速度推定値とを用いて前記電動機の角速度を速度指令値に制御する第２の運転モードと、を備え，
前記第１の運転モードから前記第２の運転モードへ切り替えるときに、
前記電動機の電流、端子電圧、及び前記電流指令値の角速度から磁極位置推定誤差を演算する手段と、
前記第１の運転モードにおける第１の電流指令値と前記磁極位置推定誤差とを用いて前記第２の運転モードにおける第２の電流指令値の初期値を演算する手段と、
前記電動機のトルク指令値から前記第２の運転モードにおける第１の電流指令値を演算する手段と、
前記第２の運転モードにおける第２の電流指令値の初期値と前記第２の運転モードにおける第１の電流指令値との偏差を用いて電流補償値を初期化する手段と、を備える。
ここで、上述した第１の運転モードにおける第１の電流指令値とは、後述する数式１３におけるＩ_{ａｐｕｌｌ} ^＊，０に相当し、磁極位置推定誤差とはδ_ｃｏｍｐ（＝δ_Ｅｅｘ＝−δ_Ψｅｘ）に相当する。また、第２の運転モードにおける第２の電流指令値とは、ｉ_ｄ ^＊（ｉ_γ ^＊），ｉ_ｑ ^＊（ｉ_δ ^＊）に相当し、第２の運転モードにおける第２の電流指令値の初期値とは、数式１３,１４におけるｉ_{ｄｐｕｌｌ} ^＊，ｉ_{ｑｐｕｌｌ} ^＊に相当し、第２の運転モードにおける第１の電流指令値とは、数式１４におけるｉ_{ｄＶｅｃｔｏｒ} ^＊，ｉ_{ｑＶｅｃｔｏｒ} ^＊に相当し、電流補償値とは、ｉ_{ｄｃｏｍｐｐｕｌｌ}，ｉ_{ｑｃｏｍｐｐｕｌｌ}に相当する。
そして、本発明では、前記第２の運転モードにおいて、
前記電流補償値を時間と共に零まで減少させる手段と、
前記第２の運転モードの第１の電流指令値と前記電流補償値とを加算して第２の電流指令値を演算する手段と、
前記電動機の電流を前記第２の電流指令値に制御する手段と、を有するものである。
ここで、請求項５に記載するように、例えば第１の運転モードは電流引込制御モードであり、第２の運転モードはセンサレスベクトル制御である。
本発明によれば、電流引込制御モードからセンサレスベクトル制御に切り替える際の電流指令値を連続させ、トルクのショックを従来よりも低減することができる。

請求項２に係る発明は、請求項１に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、前記第２の運転モードの第２の電流指令値の上限値を制限する手段を備えたものである。
本発明によれば、電流引込制御モードからセンサレスベクトル制御に切り替える際に拡張誘起電圧が小さくなるのを防止し、拡張誘起電圧を利用した磁極位置・速度推定を安定化することができる。

請求項３に係る発明は、請求項１または請求項２に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置であって、前記第２の運転モードにおいて、前記電流補償値の上限値を制限する手段と、前記電流補償値の上限値を、第１の運転モードから第２の運転モードへ切替える時のトルク指令値の初期値と前記トルク指令値との偏差、及び、前記電流補償値の初期値から演算する手段と、を備えたものである。
本発明によれば、負荷変動時に電流補償値に起因するトルク制御誤差を低減することができる。

請求項４に係る発明は、請求項１〜３の何れか１項に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置であって、前記第２の運転モードにおいて、前記電流補償値の上限値を制限する手段と、前記電流補償値の上限値を、前記速度推定値と前記電流補償値の初期値とから演算する手段と、を備えたものである。
本発明によれば、電動機の中高速運転時に、電流補償値によって端子電圧が飽和するのを防ぐことができる。

本発明によれば、制御方法を切替えるときのトルクのショックを従来よりも低減することができ、低速域から中高速域にわたりＰＭＳＭのスムーズな可変速運転を実現することが可能である。

本発明の実施形態を示す制御ブロック図である。 座標軸の定義を示す図である。 電流引込制御からセンサレスベクトル制御への切替処理の原理を説明するベクトル図である。 図１における電流指令演算部の構成を示すブロック図である。 電流補償値制限値の低減係数を説明するための図である。 電流補償値制限値の低減係数を説明するための図である。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。
まず、図１は本発明の実施形態を示す制御ブロック図である。この実施形態は、特許文献１の第２実施形態（図２）として記載された従来技術を改良したもので、ＰＭＳＭの制御方法を、電流引込制御から拡張誘起電圧を利用したセンサレスベクトル制御に切り替える場合の制御技術に関するものである。

ＰＭＳＭは、回転子に同期した直交回転座標軸であるｄ，ｑ軸上で電流、電圧を制御することで、高性能なトルク制御や速度制御を実現することができる。ここで、ｄ，ｑ軸は、回転子の磁極のＮ極方向をｄ軸と定義し、ｄ軸から９０°進み方向をｑ軸と定義する。しかしながら、センサレス制御の場合、ｄ，ｑ軸の位置を直接検出することができないため、ｄ，ｑ軸の推定軸であるγ，δ軸を制御装置内に定義して制御演算を行う。
図２は、これらの座標軸の定義を示す図であり、ｄ，ｑ軸の角速度をω_ｒとし、γ，δ軸の角速度をω_１とし、ｄ，ｑ軸とγ，δ軸との角度差（位置推定誤差）をθ_ｅｒｒとする。

まず、図１に基づいて、第１実施形態における電流引込制御時の動作を制御装置の構成と共に説明する。
図１において、切替スイッチ２３の入力を「Ｓ１」側に設定し、γ，δ軸の角速度ω_１を速度指令値ω^＊に制御する。電気角演算器２４は、角速度ω_１を積分してγ，δ軸の角度θ_１を演算する。
また、切替スイッチ２１ａ，２１ｂの入力を「Ｓ１」側に設定した状態で、電流指令演算部４１は、γ，δ軸電流指令値ｉ_γ ^＊，ｉ_δ ^＊を数式１により演算する。なお、数式１において、ｉ_{ａｐｕｌｌ} ^＊は電流引込制御時に与えられる電流指令値である。

ローパスフィルタ２２ａ，２２ｂは、γ，δ軸電流指令値ｉ_γ ^＊，ｉ_δ ^＊の低周波数成分を抽出してγ，δ軸電流指令値ｉ_γｆ ^＊，ｉ_δｆ ^＊を出力する。
一方、座標変換器１４は、ｕ相電流検出器１１ｕ、ｗ相電流検出器１１ｗによりそれぞれ検出した相電流検出値ｉ_ｕ，ｉ_ｗを、γ，δ軸の角度θ_１に基づいてγ，δ軸電流検出値ｉ_γ，ｉ_δに座標変換する。

減算器１９ａ，１９ｂは、γ，δ軸電流指令値ｉ_γｆ ^＊，ｉ_δｆ ^＊とγ，δ軸電流検出値ｉ_γ，ｉ_δとの偏差をそれぞれ演算する。電流調節器２０は、これらの偏差をなくすようにγ，δ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊，ｖ_δ ^＊をそれぞれ演算する。
γ，δ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊，ｖ_δ ^＊は、座標変換器１５により、γ，δ軸の角度θ_１に基づいて相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に変換される。

整流回路６０は、三相交流電源５０の三相交流電圧を直流電圧に変換し、インバータ等の電力変換器７０に供給する。ＰＷＭ回路１３は、入力電圧検出回路１２により検出した電力変換器７０の直流入力電圧Ｅ_ｄｃと前記相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ _ｗ ^＊とを用いて、電力変換器７０に対するゲート信号を生成する。電力変換器７０は、これらのゲート信号に基づいて内部の半導体スイッチング素子を制御することにより、ＰＭＳＭ８０の端子電圧を相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ _ｗ ^＊に制御する。
上述した制御により、振幅がＩ_{ａｐｕｌｌ} ^＊（数式１を参照）に等しく、角速度が速度指令値ω^＊に等しい電流ベクトルが発生し、この電流ベクトルにＰＭＳＭ８０の回転子が引き込まれることにより、回転子速度ω_ｒが速度指令値ω^＊に制御されることになる。

次に、センサレスベクトル制御時の動作について説明する。ここでは、上述した電流引込制御と異なる部分を中心に述べ、重複する部分については説明を省略する。
図１において、センサレスベクトル制御時には、切替スイッチ２１ａ，２１ｂ，２３の入力をすべて「Ｓ２」側に設定する。

速度指令値ω^＊と速度推定値ω_１との偏差を減算器１６により演算し、速度調節器１７は、上記偏差をなくすようにトルク指令値τ^＊を演算する。
電流指令演算部１８は、トルク指令値τ^＊と後述するトルク演算値τ_ｐｕｌｌ等に基づき、トルク／電流が最大になる条件でｄ，ｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊を演算する。なお、電流指令演算部１８の構成、作用については後述する。

電流指令演算部１８により演算されたｄ，ｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊は、切替スイッチ２１ａ，２１ｂを介し、γ，δ軸電流指令値ｉ_γ ^＊，ｉ_δ ^＊としてローパスフィルタ２２ａ，２２ｂに入力される。
ローパスフィルタ２２ａ，２２ｂ以後の減算器１９ａ，１９ｂ、電流調節器２０、座標変換器１４，１５の動作は電流引込制御の場合と同じであり、これらの動作によってγ，δ軸電流ｉ_γ，ｉ_δがγ，δ軸電流指令値ｉ_γ ^＊，ｉ_δ ^＊に一致するように相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊が演算される。

次に、図１における拡張誘起電圧演算器３１は、γ，δ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊，ｖ_δ ^＊及びγ，δ軸電流ｉ_γ，ｉ_δ、速度推定値ω_１等を用いて、数式２によりγ，δ軸拡張誘起電圧演算値を求める。

なお、拡張誘起電圧の演算は、数式２におけるγ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊，δ軸電圧指令値ｖ_δ ^＊の代わりに、図示されていない電圧検出回路を用いてＰＭＳＭの相電圧または線間電圧を測定し、これらの測定値と位置推定値θ_１とを用いて演算したγ軸電圧ｖ_γ，δ軸電圧ｖ_δを使用しても良い。

角度演算器３２は、γ，δ軸拡張誘起電圧演算値Ψ_ｅｘγ，Ψ_ｅｘδから、拡張誘起電圧の角度δ_Ｅｅｘを数式３により演算する。

この拡張誘起電圧の角度δ_Ｅｅｘは、位置推定誤差θ_ｅｒｒに等しくなるため、位置推定誤差演算値θ_{ｅｒｒｅｓｔ}を数式４とする。

速度推定器３３は、位置推定誤差演算値θ_{ｅｒｒｅｓｔ}を入力とするＰＩ調節器によって構成されており、この速度推定器３３は、数式５により速度推定値ω_１（γ，δ軸の角速度に等しい）を演算する。また、電気角演算器２４は、速度推定値ω_１を積分して磁極位置推定値θ_１（γ，δ軸の角度に等しい）を演算する。

上述した拡張誘起電圧演算器３１、角度演算器３２、速度推定器３３、及び電気角演算器２４の作用により、γ，δ軸とｄ，ｑ軸との角度差θ_ｅｒｒを零に収束させることができる。すなわち、ＰＭＳＭ８０の磁極位置及び速度を正確に演算することができ、これによってトルク及び速度を正確に制御することができる。

次いで、電流引込制御からセンサレスベクトル制御への切替処理の原理について、図３のベクトル図を用いて説明する。
図３（ａ）に示す電流引込制御の場合、ｄ，ｑ軸とγ，δ軸との角度差θ_ｅｒｒ（δ_Ｅｅｘに等しい）は負荷トルクの増加関数である。一方、図３（ｂ）に示すセンサレスベクトル制御の場合、上記の角度差θ_ｅｒｒは、ほぼ零に制御される。

そこで、電流引込制御からセンサレスベクトル制御へ切替えるときに、磁極位置推定値θ_１をｄ軸の角度に初期化し、このときに電圧指令ベクトルｖ^＊、電流指令ベクトルｉ^＊が切替前後で連続するように初期化する。更に、トルク指令値τ^＊は切替前のトルクにより初期化する。
電流指令ベクトルｉ^＊は、図３（ｂ）に示すように、センサレスベクトル制御時の電流指令ベクトルｉ_{Ｖｅｃｔｏｒ} ^＊と電流補償値ベクトルｉ_{ｃｏｍｐｐｕｌｌ}とを加算して演算する。電流補償値ベクトルｉ_{ｃｏｍｐｐｕｌｌ}の初期値は、電流引込制御時の電流指令ベクトルｉ^＊とセンサレスベクトル制御時の電流指令ベクトルｉ_{Ｖｅｃｔｏｒ} ^＊との偏差により初期化し、電流補償値ベクトルｉ_{ｃｏｍｐｐｕｌｌ}を、時間とともに零まで減少させる。

これにより、電流指令ベクトルｉ^＊は、電流引込制御からセンサレスベクトル制御への切替前後で等しくなり、時間と共にセンサレスベクトル制御時の電流指令ベクトルｉ_{Ｖｅｃｔｏｒ} ^＊に移行する。この結果、切替時の電流指令ベクトルｉ^＊が連続し、トルクのショックを低減することができる。

次に、この実施形態において、電流引込制御からセンサレスベクトル制御へ切替えるときの演算処理について説明する。
電流引込制御を行っている状態で、拡張誘起電圧演算器３１はγ，δ軸拡張誘起電圧Ｅ_ｅｘγ，Ｅ_ｅｘδを演算している。
拡張磁束演算器３４は、γ，δ軸拡張誘起電圧演算値Ｅ_ｅｘγ，Ｅ_ｅｘδから、数式６によりγ，δ軸拡張磁束Ψ_ｅｘγ，Ψ_ｅｘδを演算する。

また、角度演算器３５は、γ，δ軸拡張磁束Ψ_ｅｘγ，Ψ_ｅｘδから、数式７により拡張磁束の角度δ_Ψｅｘを演算する。そして、数式８により、拡張磁束の角度δ_Ψｅｘから電気角補償値δ_ｃｏｍｐを求める。

なお、数式８の代わりに、前述した特許文献１に示されているごとく、数式３により求めたγ，δ軸拡張誘起電圧Ｅ_ｅｘγ，Ｅ_ｅｘδの角度δ_Ｅｅｘから電気角補償値δ_ｃｏｍｐを演算してもよい。

一方、図１におけるトルク演算器３６は、γ，δ拡張磁束演算値Ψ_ｅｘγ，Ψ_ｅｘδ及びγ，δ軸電流ｉ_γ，ｉ_δから、数式９によりトルク演算値τ_ｐｕｌｌを求め、速度調節器１７から出力されるトルク指令値τ^＊をこのトルク演算値τ_ｐｕｌｌにより初期化する。

なお、数式９の代わりに、特許文献１に示されているように、数式２により求めたγ，δ軸拡張誘起電圧演算値Ｅ_ｅｘγ，Ｅ_ＥＸδ、γ，δ軸電流ｉ_γ，ｉ_δ、及びγ，δ軸の角速度ω_１からトルク演算値τ_ｐｕｌｌを求めても良い。

また、速度推定器３３を構成する積分器の出力をγ，δ軸の角速度ω_１とし、電気角演算器２４の出力θ_１を、数式１０により初期化する。

γ，δ軸の角度θ_１を電気角補償値δ_ｃｏｍｐだけ補正したことに伴い、ローパスフィルタ２２ａ，２２ｂの出力であるγ，δ軸電流指令値ｉ_γｆ ^＊，ｉ_δｆ ^＊、及び、電流調節器２０の出力であるγ，δ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊，ｖ_δ ^＊を、それぞれ数式１１，１２により初期化する。

数式１１，１２により、制御方法の切替前後で電流と端子電圧とが急変しないように、γ，δ軸電流指令値ｉ_γｆ ^＊，ｉ_δｆ ^＊及びγ，δ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊，ｖ_δ ^＊を初期化することができる。

次に、この実施形態の特徴である電流指令演算部１８の構成及び動作の詳細を、図４のブロック図に基づいて説明する。
図４において、電流指令演算器１２１は、トルク指令値τ^＊と速度ω_ｒ（速度推定値ω_１を設定する）とから、所望のトルクを出力して端子電圧を電力変換器７０の最大出力電圧以下に制御するためのｄ，ｑ軸電流指令値ｉ_{ｄＶｅｃｔｏｒ} ^＊，ｉ_{ｑＶｅｃｔｏｒ} ^＊を演算する。ここで、ｄ，ｑ軸電流指令値ｉ_{ｄＶｅｃｔｏｒ} ^＊，ｉ_{ｑＶｅｃｔｏｒ} ^＊は、端子電圧が電力変換器７０の最大出力電圧以下となる低速時は、トルク／電流が最大になるように演算する。

また、座標変換器１２２は、電流引込制御時の電流指令値Ｉ_{ａｐｕｌｌ} ^＊と電気角補償値δ_ｃｏｍｐとから、電流引込制御時のγ，δ軸における電流指令値をセンサレスベクトル制御時におけるｄ，ｑ軸に座標変換した電流指令値Ｉ_{ｄｐｕｌｌ} ^＊，Ｉ_{ｑｐｕｌｌ} ^＊を数式１３により演算する。

電流引込制御からセンサレスベクトル制御への切替時には、ｄ軸電流指令値Ｉ_{ｄｐｕｌｌ} ^＊とｄ軸電流指令値ｉ_{ｄＶｅｃｔｏｒ} ^＊との偏差を減算器１２３ａにより演算し、この偏差によりローパスフィルタ１２４ａの出力であるｄ軸電流補償値ｉ_{ｄｃｏｍｐｐｕｌｌ}を初期化する。同様に、ｑ軸電流指令値Ｉ_{ｑｐｕｌｌ} ^＊とｑ軸電流指令値ｉ_{ｑＶｅｃｔｏｒ} ^＊との偏差を減算器１２３ｂにより演算し、この偏差によりローパスフィルタ１２４ｂの出力であるｑ軸電流補償値ｉ_{ｑｃｏｍｐｐｕｌｌ}を初期化する。これらの動作を数式により表すと、数式１４となる。

なお、ローパスフィルタ１２４ａ，１２４ｂの入力は零とし、ｄ，ｑ軸電流補償値ｉ_{ｄｃｏｍｐｐｕｌｌ}，ｉ_{ｑｃｏｍｐｐｕｌｌ}を時間と共に零まで減少させる。

制限器１２５ａは、ｄ軸電流補償値ｉ_{ｄｃｏｍｐｐｕｌｌ}の上下限値を、ｄ軸電流補償値制限値ｉ_{ｄｃｏｍｐｐｕｌｌｌｉｍ}を用いて制限する。制限器１２５ａの上限値はｉ_{ｄｃｏｍｐｐｕｌｌｌｉｍ}とし、下限値は（−ｉ_{ｄｃｏｍｐｐｕｌｌｌｉｍ}）とする。また、制限器１２５ｂは、ｑ軸電流補償値ｉ_{ｑｃｏｍｐｐｕｌｌ}の上下限値を、ｑ軸電流補償値制限値ｉ_{ｑｃｏｍｐｐｕｌｌｌｉｍ}を用いて制限する。制限器１２５ｂの上限値はｉ_{ｑｃｏｍｐｐｕｌｌｌｉｍ}とし、下限値は（−ｉ_{ｑｃｏｍｐｐｕｌｌｌｉｍ}）とする。
ここで、ｄ，ｑ軸電流補償値制限値ｉ_{ｄｃｏｍｐｐｕｌｌｌｉｍ}，ｉ_{ｑｃｏｍｐｐｕｌｌｌｉｍ}は、後述する電流補償値制限値演算器１２７により演算する。

加算器１２６ａは、ｄ軸電流指令値ｉ_{ｄＶｅｃｔｏｒ} ^＊とｄ軸電流補償値ｉ_{ｄｃｏｍｐｐｕｌｌ}とを加算してｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊を演算する。加算器１２６ｂは、ｑ軸電流指令値ｉ_{ｑＶｅｃｔｏｒ} ^＊とｑ軸電流補償値ｉ_{ｑｃｏｍｐｐｕｌｌ}とを加算してｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊を演算する。
これらの演算処理により、センサレスベクトル制御開始時のｄ，ｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊は、電流引込制御時のｄ，ｑ軸電流指令値ｉ_{ｄｐｕｌｌ} ^＊，ｉ_{ｑｐｕｌｌ} ^＊を初期値として、時間と共にセンサレスベクトル制御時のｄ，ｑ軸電流指令値ｉ_{ｄＶｅｃｔｏｒ} ^＊，ｉ_{ｑＶｅｃｔｏｒ} ^＊に移行する。

ところで、ｄ軸電流が大きい場合には、拡張誘起電圧の振幅が小さくなり、拡張誘起電圧を利用した磁極位置・速度推定の安定性が低下する。そこで、拡張誘起電圧の振幅が小さくなるのを防ぐため、ｄ軸電流指令値Ｉ_{ｄｐｕｌｌ} ^＊が上限値Ｉ_{ｄｌｉｍＥＥｘ}よりも大きい場合は、ｄ，ｑ軸電流補償値ｉ_{ｄｃｏｍｐｐｕｌｌ}，ｉ_{ｑｃｏｍｐｐｕｌｌ}の初期値を、数式１４の代わりに数式１５により演算する。

次いで、図４における電流補償値制限値演算器１２７について説明する。
負荷変動時には、ｄ，ｑ軸電流補償値ｉ_{ｄｃｏｍｐｐｕｌｌ}，ｉ_{ｑｃｏｍｐｐｕｌｌ}は却ってトルク制御誤差の要因になる。そこで、センサレスベクトル制御時のトルク指令値τ^＊と電流引込制御時のトルクτ_ｐｕｌｌとの偏差の絶対値に応じて、ｄ，ｑ軸電流補償値制限値Ｉ_{ｄｃｏｍｐｐｕｌｌｌｉｍ}，Ｉ_{ｑｃｏｍｐｐｕｌｌｌｉｍ}を減少させる。具体的には、図５に示すように、トルク指令値τ^＊とトルクτ_ｐｕｌｌとの偏差の絶対値に応じて、電流補償値制限値の低減係数Ｋ_{ｉｄｑｃｏｍｐｌｉｍ１}を演算する。なお、図５において、Δτ^＊ _ｔｈＬは、低減係数Ｋ_{ｉｄｑｃｏｍｐｌｉｍ１}が１．０から減少し始める時の｜τ^＊−τ_ｐｕｌｌ｜を示し、Δτ^＊ _ｔｈＨは、低減係数Ｋ_{ｉｄｑｃｏｍｐｌｉｍ１}が０になった時の｜τ^＊−τ_ｐｕｌｌ｜を示す。

また、ＰＭＳＭ８０の中高速運転時に電圧が飽和するのを防ぐため、速度ω_ｒ（速度推定値ω_１を設定する）の絶対値に応じて、ｄ，ｑ軸電流補償値制限値Ｉ_{ｄｃｏｍｐｐｕｌｌｌｉｍ}，Ｉ_{ｑｃｏｍｐｐｕｌｌｌｉｍ}を減少させる。具体的には、図６に示すように、速度ω_ｒの絶対値に応じて電流補償値制限値の低減係数Ｋ_{ｉｄｑｃｏｍｐｌｉｍ２}を演算する。なお、図６において、ω^＊ _ｔｈＬは、低減係数Ｋ_{ｉｄｑｃｏｍｐｌｉｍ２}が１．０から減少し始める時の｜ω_ｒ｜を示し、ω^＊ _ｔｈＨは、低減係数Ｋ_{ｉｄｑｃｏｍｐｌｉｍ２}が０になった時の｜ω_ｒ｜を示す。
そして、数式１６により、ｄ，ｑ軸電流補償値制限値Ｉ_{ｄｃｏｍｐｐｕｌｌｌｉｍ}，Ｉ_{ｑｃｏｍｐｐｕｌｌｌｉｍ}を演算する。

１１ｕ：ｕ相電流検出器
１１ｗ：ｗ相電流検出器
１２：入力電圧検出回路
１３：ＰＷＭ回路
１４，１５：座標変換器
１６，１９ａ，１９ｂ：減算器
１７：速度調節器
１８，４１：電流指令演算部
２０：電流調節器
２１ａ，２１ｂ，２３：切替スイッチ
２２ａ，２２ｂ：ローパスフィルタ
２４：電気角演算器
３１：拡張誘起電圧演算器
３２，３５：角度演算器
３３：速度推定器
３４：拡張磁束演算器
３６：トルク演算器
５０：三相交流電源
６０：整流回路
７０：電力変換器（インバータ）
８０：永久磁石形同期電動機（ＰＭＳＭ）
１２１：電流指令演算器
１２２：座標変換器
１２３ａ，１２３ｂ：減算器
１２４ａ，１２４ｂ：ローパスフィルタ
１２５ａ，１２５ｂ：制限器
１２６ａ，１２６ｂ：加算器
１２７：電流補償値制限値演算器

Claims (5)

1. 電力変換器により駆動され、かつ、磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機の電流、端子電圧、及び磁束をベクトルとしてとらえ、前記電動機の電流及び端子電圧を前記ベクトルの成分に分解して前記電力変換器を制御するようにした永久磁石形同期電動機の制御装置において、
   前記電動機の制御モードとして、
   前記電動機の電流指令値の角速度を速度指令値に制御する第１の運転モードと、前記電動機の電流及び端子電圧から演算した回転子の磁極位置推定値と速度推定値とを用いて前記電動機の角速度を速度指令値に制御する第２の運転モードと、を備え、
   前記第１の運転モードから前記第２の運転モードへ切り替えるときに、
   前記電動機の電流、端子電圧、及び前記電流指令値の角速度から磁極位置推定誤差を演算する手段と、
   前記第１の運転モードにおける第１の電流指令値と前記磁極位置推定誤差とを用いて前記第２の運転モードにおける第２の電流指令値の初期値を演算する手段と、
   前記電動機のトルク指令値から前記第２の運転モードにおける第１の電流指令値を演算する手段と、
   前記第２の運転モードにおける第２の電流指令値の初期値と前記第２の運転モードにおける第１の電流指令値との偏差を用いて電流補償値を初期化する手段と、を備え、
   前記第２の運転モードにおいて、
   前記電流補償値を時間と共に零まで減少させる手段と、
   前記第２の運転モードの第１の電流指令値と前記電流補償値とを加算して第２の電流指令値を演算する手段と、
   前記電動機の電流を前記第２の電流指令値に制御する手段と、
   を有することを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
2. 請求項１に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
   前記第２の運転モードの第２の電流指令値の上限値を制限する手段を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
3. 請求項１または請求項２に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置であって、
   前記第２の運転モードにおいて、
   前記電流補償値の上限値を制限する手段と、
   前記電流補償値の上限値を、第１の運転モードから第２の運転モードへ切替える時のトルク指令値の初期値と前記トルク指令値との偏差、及び、前記電流補償値の初期値から演算する手段と、
   を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
4. 請求項１〜３の何れか１項に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置であって、
   前記第２の運転モードにおいて、
   前記電流補償値の上限値を制限する手段と、
   前記電流補償値の上限値を、前記速度推定値と前記電流補償値の初期値とから演算する手段と、
   を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
5. 請求項１〜４の何れか１項に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
   前記第１の運転モードが電流引込制御モードであり、前記第２の運転モードがセンサレスベクトル制御モードであることを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。

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