JP2010206874A - 冷凍装置 - Google Patents

Abstract

【課題】同期運転モードから位置センサレスモードへ切り替えるときの切替ショックを低減することができる冷凍装置を提供する。
【解決手段】冷凍装置１は、圧縮機２を駆動する永久磁石同期モータ９と、直流電力から交流電力を生成してモータ９に供給するインバータ１３と、インバータ１３の入力直流電流を検出する直流電流検出器１５と、位置センサレス・ベクトル制御方式でインバータ１３を制御する制御装置１６とを備える。制御装置１６は、同期運転モード中、ｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊を徐々に低減しつつｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊を徐々に増加して電流指令ベクトル位相θｓが９０°となるように変化させ、その後、電流指令ベクトル位相θｓを９０°に維持するとともに、軸誤差Δθｃを演算し、この軸誤差Δθｃがほぼゼロとなるようにｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊を調整し、軸誤差Δθｃがほぼゼロとなってから位置センサレスモードに切り替える。
【選択図】図６

Description

本発明は、例えば空調機や冷凍機などの冷凍装置に係り、特に、冷凍サイクルの圧縮機を駆動する永久磁石同期モータの回転速度をモータ駆動装置によって可変制御する冷凍装置に関する。

永久磁石同期モータの回転速度を可変制御するモータ駆動装置において、モータの磁極位置を検出する位置センサを用いないベクトル制御（いわゆる位置センサレス・ベクトル制御）を行うものが知られている。このモータ駆動装置は、モータの起動時に、同期運転モードとして、モータに所定振幅の電流を流しながら、インバータの出力周波数を徐々に上げて、モータを所定回転速度まで加速する。その後、位置センサレスモードに切り替えて、モータに印可する電圧や電流情報からモータ回転子軸と制御系軸との軸誤差を推定し、推定された軸誤差が予め設定された所定値（通常はゼロ近傍）となるように制御する。

ここで、同期運転モード時にモータ負荷トルクによって軸誤差が大きくなったり、同期運転モードから位置センサレスモードへ切り替える際にモータ出力トルクの連続性が保たれていなかったりする場合がある。このような場合、同期運転モードから位置センサレスモードへ切り替える際に、軸振動が発生したり、モータ電流や回転速度が大きく変化したりする切替ショックが生じる。

そこで、切替ショックを抑える方法として、同期モード運転中、ｄ軸電流検出値Ｉｄ、ｑ軸電流検出値Ｉｑ、及び軸誤差Δθを用いて負荷に対応するｑ軸電流推定値Ｉｑ＾を演算し、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊をゼロとなるまで徐々に低減しつつｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊をｑ軸電流推定値Ｉｑ＾となるまで徐々に増加して電流指令ベクトル位相（電流位相）θｐがほぼ９０°となるように変化させ、その後、位置センサレスモードへ切り替える方法が提唱されている（例えば、特許文献１参照）。

特開２００７−３７３５２号公報（段落［０００６］及び［００６１］等参照）

しかしながら、上記従来技術には以下のような改善の余地があった。すなわち、上記特許文献１に記載の従来技術では、前段階として、ｄ軸電流検出値Ｉｄ、ｑ軸電流検出値Ｉｑ、及び軸誤差Δθを用いて負荷に対応するｑ軸電流推定値Ｉｑ＾を演算し、後段階として、ｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊をゼロとなるまで徐々に低減しつつｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊をｑ軸電流推定値Ｉｑ＾となるまで徐々に増加して電流指令ベクトル位相がほぼ９０°となるように変化させている。そのため、例えば同期運転中に負荷が変動して軸誤差Δθｃが変化するような場合、すなわち、前述した前段階と後段階で軸誤差Δθｃが変化するような場合には、同期運転モードから位置センサレスモードへ切り替える時点で軸誤差Δθｃが残る可能性がある。したがって、切替ショックを低減する点で改善の余地があった。

本発明の目的は、同期運転モードから位置センサレスモードへ切り替えるときの切替ショックを低減することができる冷凍装置を提供することにある。

上記目的を達成するために、本発明は、冷凍サイクルの圧縮機と、前記圧縮機を駆動する永久磁石同期モータと、直流電力から交流電力を生成して前記永久磁石同期モータに供給するインバータと、前記インバータの入力直流電流又は出力交流電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段で検出された前記インバータの入力直流電流又は出力交流電流を用いた位置センサレス・ベクトル制御方式で前記インバータを制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記永久磁石同期モータを起動する際に、位置決めモード、同期運転モード、及び位置センサレスモードの順序で制御モードを切り替える冷凍装置において、前記制御手段は、同期運転モード中、ｄｃ軸電流指令値をほぼゼロとなるまで徐々に低減しつつｑｃ軸電流指令値を徐々に増加して電流指令ベクトル位相がほぼ９０°となるように変化させ、その後、電流指令ベクトル位相をほぼ９０°に維持するとともに、前記永久磁石同期モータの回転子軸と制御系推定軸との軸誤差を演算し、この軸誤差がほぼゼロとなるようにｑｃ軸電流指令値を調整し、軸誤差がほぼゼロとなってから位置センサレスモードへ切り替える。

本発明によれば、同期運転モードから位置センサレスモードへ切り替えるときの切替ショックを低減することができる。

本発明の第１の実施形態における冷凍装置の構成を表す概略図である。 本発明の第１の実施形態におけるモータ駆動装置の構成を表す概略図である。 本発明の第１の実施形態における制御装置の機能的構成を表すブロック図である。 制御系推定軸及びモータ回転子軸を表す図である。 図３で示された電圧指令制御器の機能的構成を表すブロック図である。 本発明の第１の実施形態におけるモータ起動時のシーケンス制御を説明するためのタイムチャートである。 比較例におけるモータ起動時のシーケンス制御を説明するためのタイムチャートである。 比較例における同期運転モード中の電流ベクトルを表す図であり、軽負荷条件及び重負荷条件の場合をそれぞれ示す。 図６で示された同期運転モード中の時間ｔ２での電流ベクトルを表す図であり、軽負荷条件及び重負荷条件の場合をそれぞれ示す。 図６で示された同期運転モード中の時間ｔ３での電流ベクトルを表す図であり、軽負荷条件及び重負荷条件の場合をそれぞれ示す。 本発明の第２の実施形態における電圧指令制御器の機能的構成を表すブロック図である。 本発明の第３の実施形態における制御装置の機能的構成を表すブロック図である。 本発明の第４の実施形態におけるモータ起動時のシーケンス制御を説明するためのタイムチャートである。

本発明の第１の実施形態を、図面を参照しつつ説明する。

図１は、本実施形態における冷凍装置の構成を表す図である。

この図１において、冷凍装置１は、圧縮機２、室内熱交換器３、室内膨張弁５、室外熱交換器４、及びアキュームレータ６を順次連結して、冷媒を循環させる冷凍サイクルを有している。また、熱交換器３，４の熱交換を促進するためのファン７，８と、圧縮機２のロータ（図示せず）を駆動する永久磁石同期モータ９と、冷凍サイクルに必要とされる能力に関連して、モータ９の回転速度（運転周波数）を可変制御するモータ駆動装置１０とを備えている。

図２は、モータ駆動装置１０の構成を表す図である。

この図２において、モータ駆動装置１０は、直流電源１２と、この直流電源１２からの直流電力を交流電力に変換してモータ９に出力するインバータ１３と、直流電源１２の出力直流電圧を検出する直流電圧検出器１４と、直流電源１２の出力直流電流（言い換えれば、インバータ１３の入力直流電流）を検出する直流電流検出器１５と、制御装置１６とを備えている。直流電源１２は、例えば、バッテリ、又は商用電源に接続されて交流電力を直流電力に変換するコンバータ（整流器）である。直流電流検出器１５は、母線に設けられたシャント抵抗器を用いてインバータ１３の入力直流電流（母線電流）を検出するようになっている。

制御装置１６は、マイクロコンピュータ若しくはＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）等の半導体演算素子を用いて、位置センサレス・ベクトル制御を行うようになっている。すなわち、直流電圧検出器１４及び直流電流検出器１５の検出信号を処理することにより、モータ９の磁極位置を検出する位置センサを不要としている。また、回転速度指令に基づいて、ｄｑ座標系ベクトル制御により、インバータ１３を構成する半導体パワー素子をオン／オフ制御するＰＷＭ制御信号（パルス幅変調信号）を出力するようになっている。

図３は、制御装置１６の機能的構成を表すブロック図である。なお、各機能はＣＰＵ（コンピュータ）及びプログラムにより実現される。

この図３において、制御装置１６は、ＰＬＬ制御器１７と、位相演算器１８と、電流指令演算器１９と、速度制御器２０と、ｄ軸電流指令発生器２１と、電圧指令制御器２２と、２軸／３相変換器２３と、軸誤差演算器２４と、３相／２軸変換器２５と、電流再現演算器２６と、ＰＷＭ制御器２７と、減算器２８と、切替器２９ａ〜２９ｃとを備えている。

電流再現演算器２６は、上述した直流電流検出器１４で検出された母線電流Ｉｓｈと２軸／３相変換器２３で演算された３相電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊（詳細は後述）に基づき、３相電流検出値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを推定する。３相／２軸変換器２５は、位相演算器１８で演算された制御系軸の位相θｄｃ（詳細は後述）に基づき、３相電流検出値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをｄｃ軸電流検出値Ｉｄｃ及びｑｃ軸電流検出値Ｉｑｃに変換する（下記の数式１参照）。なお、図４に示すように、ｄｃ−ｑｃ軸は制御系の推定軸、ｄ−ｑ軸はモータ回転子軸と定義し、ｄｃ−ｑｃ軸とｄ−ｑ軸との軸誤差をΔθｃとする。

電圧指令制御器２２は、図５に示すように、減算器３４，３５と、電流制御器３１，３２と、ベクトル演算器３３とを有している。減算器３４は、第１のｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊（詳細は後述）とｄｃ軸電流検出値Ｉｄｃとの偏差を演算し、電流制御器３１は、その偏差を比例積分制御（ＰＩ制御）して第２のｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊＊を演算する。また、減算器３５は、第１のｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊（詳細は後述）とｑｃ軸電流検出値Ｉｑｃとの偏差を演算し、電流制御器３２は、その偏差を比例積分制御（ＰＩ制御）して第２のｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊＊を演算する。ベクトル演算器３３は、第２のｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊＊、第２のｑｃ軸電流指令値Ｉｑc^＊＊、回転速度指令値（周波数指令値）ω^＊、及びモータ定数設定値ｒ^＊，Ｌｄ^＊，Ｌｑ^＊，Ｋe^＊を用いて、ｄｃ軸電圧指令値Ｖｄｃ^＊及びｑｃ軸電圧指令値Ｖｑｃ^＊を演算する（下記の数式２参照）。なお、ｒ^＊は制御系のモータ巻線抵抗設定値、Ｌｄ^＊はモータのｄ軸インダクタンス設定値、Ｌｑ^＊はモータのｑ軸インダクタンス設定値、Ｋｅ^＊は制御系のモータ誘起電圧定数設定値である。

前述の図３に戻り、２軸／３相変換器２３は、位相演算器１８で演算された制御系軸の位相θｄｃ（詳細は後述）に基づき、ｄｃ軸電圧指令値Ｖｄｃ^＊及びｑｃ軸電流指令値Ｖｑｃ^＊を３相電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊に変換する（下記の数式３参照）。ＰＷＭ制御器２７は、３相電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊に基づいてＰＷＭ信号を生成する。

軸誤差演算器２４は、ｄｃ軸電圧指令値Ｖｄｃ^＊、ｑｃ軸電圧指令値Ｖｑｃ^＊、ｄｃ軸電流検出値Ｉｄｃ、ｑｃ軸電流検出値Ｉｑｃ、モータ定数設定値ｒ^＊，Ｌｄ^＊，Ｌｑ^＊，Ｋe^＊、及び回転速度指令値ω^＊に基づいて軸誤差Δθcを演算する（下記の数式４参照）。

ＰＬＬ制御器１７は、軸誤差演算器２４で演算された軸誤差Δθｃと予め設定された軸誤差指令値Δθｃ^＊（通常はゼロ近傍の所定値）との偏差をＰＩ制御器を用いて処理し、回転速度検出値ωｍを推定する。言い換えれば、軸誤差Δθｃが軸誤差指令値Δθｃ^＊に一致するような回転速度検出値ωｍを推定する。

位相演算器１８は、切替器２９ｃを介して回転速度検出値ωｍ（又は回転速度指令値ω^＊）を入力し、この回転速度検出値ωｍ（又は回転速度指令値ω^＊）を積分して制御系軸の位相θｄｃを演算する。この位相演算器１８で演算された制御系軸の位相θｄｃが、上述した２軸／３相変換器２３及び３相／２軸変換器２５で用いられる。

ところで、モータ９の起動時及び低速回転時は、モータ９の誘起電圧が小さく、軸誤差Δθcの演算の誤差が大きくなるため、制御系が不安定になる恐れがある。そこで、モータ９を起動する際、位置決めモード、同期運転モード、及び位置センサレスモードの順序で制御モードを切り替えるシーケンス制御を行っている。図６は、本実施形態におけるモータ起動時のシーケンス制御を説明するためのタイムチャートである。この図６及び前述の図３を参照しつつ、各制御モードの詳細を以下説明する。

（１）位置決めモード
位置決めモードは、モータ９の磁極位置を固定させる制御モードである。この位置決めモードでは、図３で示すように切替器２９ｃが下側位置に切り替えられて、位相演算器１８には、回転速度指令値ω^＊が入力される。但し、位置決めモード中はモータ９に直流電力を供給するため、回転速度指令値ω^＊がゼロに固定されている（図６中の時間ｔ０〜ｔ１を参照）。また、図３で示すように切替器２９ａ，２９ｂが下側位置に切り替えられて、電圧指令制御器２２には、電流指令演算器１９からのｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊及びｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊が入力される。電流指令演算器１９は、位置決めモード中、ｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊を予め設定された所定値（詳細には、起動時の最大負荷を見越して予め設定された所定値であり、同期運転モード中の電流指令振幅の初期値Ｉsync_0に相当）となるまで徐々に増加するように出力しつつ、ｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊をゼロに固定して出力する（図６中の時間ｔ０〜ｔ１を参照）。そして、ｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊が予め設定された所定値に達すると、同期運転モードへ切り替えられる。

（２）同期運転モード
同期運転モードは、回転速度指令値ω^＊を積分した制御系軸の位相θｄｃに同期させてモータ９を駆動する制御モードである。この同期運転モードでは、位置決めモードと同様、切替器２９ｃが下側位置に切り替えられて、位相演算器１８には、回転速度指令値ω^＊が入力される。このとき、回転速度指令値ω^＊は時間の経過とともに徐々に増加するようになっている（図６中の時間ｔ１〜ｔ３を参照）。また、位置決めモードと同様、切替器２９ａ，２９ｂが下側位置に切り替えられて、電圧指令制御器２２には、電流指令演算器１９からのｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊及びｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊が入力される。

ここで本実施形態の大きな特徴として、電流指令演算器１９は、同期運転モード中、まず、ｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊をゼロとなるまで徐々に低減するように出力しつつ、ｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊を所定値（詳細には、同期運転モード中の電流指令振幅の初期値Ｉsync_0に相当）となるまで徐々に増加するように出力する（図６中の時間ｔ１〜ｔ２を参照）。これにより、電流指令振幅が初期値Ｉsync_0で維持されながら、電流指令ベクトル位相θｓ（詳細には、ｄｃ−ｑｃ軸座標系においてｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊とｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊とを合成した電流指令ベクトルの位相）がゼロから９０°となるまで変化する。

その後、電流指令演算器１９は、電流指令ベクトル位相θｓを９０°に維持するとともに（言い換えれば、ｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊をゼロに固定するとともに）、負荷に対応するようにｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊（言い換えれば、電流指令振幅値Ｉsync）を調整する（図６中の時間ｔ２〜ｔ３を参照）。詳しく説明すると、まず、前回のｑｃ電流指令値Ｉｑｃ^＊と軸誤差演算器２４で演算された軸誤差Δθｃとを用いて、負荷に対応するｑｃ軸電流推定値Ｉｑｃ＾を演算する（下記の数式５参照）。このｑｃ軸電流推定値Ｉｑｃ＾は、ｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊をｑ軸上に投影したときの大きさに相当する（後述の図９参照）。そして、電流指令演算器１９は、前回のｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊とｑｃ軸電流推定値Ｉｑｃ＾との偏差を比例積分制御（ＰＩ制御）して今回のｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊を演算し、この演算したｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊を出力する。言い換えれば、軸誤差Δθｃがほぼゼロとなるようにｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊を調整している。

そして、応答時間が十分に経過して予め設定された時間ｔ３に達すると、（若しくは、時間ｔ３に対応するものとして、回転速度指令値ω^＊が予め設定された所定値ω２に達すると）、軸誤差Δθｃがほぼゼロになっているものと判断して、位置センサレスモードへ切り替えられる。

なお、電流指令ベクトル位相θｓが９０°に達する際（図６中の時間ｔ２を参照）、回転速度指令値ω^＊は予め設定された所定値ω１に達するように予めプログラムが組み込まれているか、又は、回転速度指令値ω^＊が所定値ω１以上であるか否かを判定し、回転速度指令値ω^＊が所定値ω１以上である場合に電流指令演算器１９（及び軸誤差演算器２４）がｑｃ軸電流推定値Ｉｑｃ＾（及び軸誤差Δθｃ）を演算するようになっている。これにより、軸誤差Δθｃを用いたｑｃ軸電流推定値Ｉｑｃ＾の演算の誤差の低減が図られている。

（３）位置センサレスモード
位置センサレスモードは、軸誤差Δθｃが軸誤差指令値Δθｃ^＊に一致するような回転速度検出値ωｍを推定し、この回転速度検出値ωｍをフィードバックする制御モードである。

この位置センサレスモードでは、図３で示す切替器２９ｃが上側位置に切り替えられて、位相演算器１８には、ＰＬＬ制御器１７で推定された回転速度検出値ωｍが入力される。また、図３で示す切替器２９ａが上側位置に切り替えられて、電圧指令制御器２２には、ｄ軸電流指令発生器２１からのｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊が入力される。ｄ軸電流指令発生器２１は、モータ電流が最小化するように、ｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊をほぼゼロに固定して出力する（図６中の時間ｔ３以降を参照）。

また、図３で示す切替器２９ｂが上側位置に切り替えられて、電圧指令制御器２２には、速度制御器２０からのｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊が入力される。速度制御器２０は、減算器２８で演算された回転速度指令値ω^＊と回転速度検出値ωｍとの偏差を入力し、この偏差がゼロになるようにｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊を調整して出力する。その結果、軸誤差Δθｃと軸誤差指令値Δθｃ^＊（ゼロ近傍の所定値）との偏差がゼロになる。なお、回転速指令値ω^＊を増加させると、ｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊は、加速トルク分と負荷トルク分との和に相当する値となり、モータ１が加速する。その後、回転速度指令値ω^＊が目標回転速度に到達して一定になると、ｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊は、負荷トルク分に相当する値となる。

次に、本実施形態の作用効果を、比較例を用いて説明する。

図７は、比較例におけるモータ起動時のシーケンス制御を説明するためのタイムチャートである。

図７に示す比較例では、同期モード運転中、ｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊を所定値に固定しつつ、ｑｃ軸電流指令値をゼロに固定している。すなわち、電流指令ベクトル位相θｓがゼロに固定され、電流指令振幅が所定値Isyncに固定されている。このような比較例における同期運転モードから位置センサレスモードへ切り替える直前の電流ベクトルを図８（ａ）及び図８（ｂ）に表す。図８（ａ）は軽負荷条件、図８（ｂ）は重負荷条件を示す。

これら図８（ａ）及び図８（ｂ）より明らかなように、起動時の負荷が重いほど、軸誤差Δθｃが大きくなる。特に、重負荷条件で、位置センサレスモードへ切り替えると、軸誤差Δθｃを軸誤差指令値Δθｃ^＊（ゼロ近傍の所定値）に一致させるような制御ループが働くため、切替えショックが発生する可能性が高い。

一方、本実施形態においては、同期運転モード中、まず、ｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊をゼロとなるまで徐々に低減しつつｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊を徐々に増加して電流指令ベクトル位相θｓが９０°となるように変化させる。この時点での電流ベクトルを図９（ａ）及び図９（ｂ）に表す。図９（ａ）は軽負荷条件、図９（ｂ）は重負荷条件を示す。

その後、電流指令ベクトル位相θｓを９０°に維持するとともに、軸誤差Δθｃを演算し、この軸誤差Δθｃがゼロとなるようにｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊を調整する。これにより、軸誤差Δθｃがほぼゼロとなる。このときの電流ベクトルを図１０（ａ）及び図１０（ｂ）に表す。なお、図１０（ａ）は軽負荷条件、図１０（ｂ）は重負荷条件を示す。

以上のようにして本実施形態においては、同期運転モードから位置センサレスモードへ切り替える直前の軸誤差Δθｃをほぼゼロとして、切替ショックを低減することができる。また、本実施形態においては、同期運転モードから位置センサレスモードへ切り替える直前に、トルク発生に寄与しない無効電流成分であるｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊をゼロとするので、高効率化を図ることができる。

なお、上記第１の実施形態においては、特に説明しなかったが、モータ負荷トルクの脈動成分や電流検出誤差の影響を抑制するために、軸誤差演算器２４は、演算した誤差演算値Δθｃをローパスフィルタや移動平均処理してもよい。また、制御装置１６の設定応答を小さくする等の対策を施してもよい。

また、上記第１の実施形態においては、特に説明しなかったが、同期運転モードから位置センサレスモードへ切り替える直前のｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊は、起動時の負荷トルクにほぼ対応する。そこで、電流指令演算器１９は、同期運転モードから位置センサレスモードへ切り替える直前のｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊を出力し、速度制御器２０は、これを位置センサレスモードにおけるｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊の初期値として代入するようにしてもよい。これにより、同期運転モードから位置センサレスモードへ切り替えるときの切替ショックをさらに低減することができる。

また、上記第１の実施形態においては、インバータ１３の母線に設けられたシャント抵抗器を用いてインバータ１３の入力力流電流（母線電流）を検出する直流電流検出器１５と、この直流電流検出器１５で検出された母線電流Ｉｓｈ等に基づいて三相電流検出値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを推定する電流再現演算器２６とを有する場合を例にとって説明したが、これに限られない。すなわち、直流電流検出器１５に代えて、例えばホール素子などを用いてインバータ１３の入力直流電流を検出する直流電流検出器を設けてもよい。また、直流電流検出器１５及び電流再現演算器２６に代えて、例えばインバータ１３の出力交流電流（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）を直接検出する交流電流検出器を設けてもよい。これらの場合においても、上記同様の効果を得ることができる。

また、上記第１の実施形態においては、制御装置１６は、同期運転モード中、ｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊をゼロとなるまで徐々に低減しつつｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊を所定値となるまで徐々に増加して電流指令ベクトル位相θｓが９０°となるように変化させ、その後、電流指令ベクトル位相θｓを９０°に維持するとともに、軸誤差Δθｃを演算し、この軸誤差Δθｃがほぼゼロとなるようにｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊を調整し、軸誤差Δθｃがほぼゼロとなってから位置センサレスモードに切り替える場合を例にとって説明したが、これに限られない。すなわち、例えば、同期運転モード中、ｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊をゼロ近傍の所定値となるまで徐々に低減しつつｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊を所定値（詳細には、最大負荷条件に対応可能な所定値）となるまで徐々に増加して電流指令ベクトル位相θｓが９０°近傍の所定値となるように変化させ、その後、電流指令ベクトル位相θｓを９０°近傍の所定値に維持するとともに、軸誤差Δθｃを演算し、この軸誤差Δθｃがほぼゼロとなるようにｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊を調整し、軸誤差Δθｃがほぼゼロとなってから位置センサレスモードに切り替えてもよい。この場合も、上記同様の効果を得ることができる。

本発明の第２の実施形態を図１１により説明する。なお、本実施形態において、上記実施形態と同等の部分には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。

図１１は、本実施形態における電圧指令制御器２２の機能的構成を表す図である。

本実施形態では、電圧指令制御器２２は、減算器４４，４５と、電流制御器４６，４７と、ベクトル演算器４８と、加算器４９，５０とを有している。減算器４４は、ｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊とｄｃ軸電流検出値Ｉｄｃとの偏差を演算し、電流制御器４６は、その偏差に基づいてｄｃ軸電圧補正値ΔＶｄｃを演算する。また、減算器４５は、ｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊とｑｃ軸電流検出値Ｉｑｃとの偏差を演算し、電流制御器４７は、その偏差に基づいてｑｃ軸電圧補正値ΔＶｑｃを演算する。ベクトル演算器４８及び加算器４９，５０は、ｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊、ｑｃ軸電流指令値Ｉｑc^＊、回転速度指令値ω^＊、モータ定数設定値ｒ^＊，Ｌｄ^＊，Ｌｑ^＊，Ｋe^＊、ｄｃ軸電圧補正値ΔＶｄｃ、及びｑｃ軸電圧補正値ΔＶｑｃ用いて、ｄｃ軸電圧指令値Ｖｄｃ^＊及びｑｃ軸電圧指令値Ｖｑｃ^＊を演算する（下記の数式６参照）。

このように構成された本実施形態においても、上記実施形態と同様、同期運転モードから位置センサレスモードへ切り替えるときの切替ショックを低減することができる。

本発明の第３の実施形態を図１２により説明する。なお、本実施形態において、上記実施形態と同等の部分には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。

図１２は、本実施形態における制御装置１６の機能的構成を表すブロック図である。

本実施形態では、制御装置１６は、上記ＰＬＬ制御器１７に代えて、速度誤差演算器５１及び加算器５２を備えている。速度誤差演算器５１は、軸誤差演算器２４で演算された軸誤差Δθｃを比例演算して回転速度誤差Δωｍを演算する。そして、位置センサレスモードにおいては、加算器５２で演算された回転速度誤差Δωｍと回転速度指令ω^＊との和が切替器２９ｃを介して位相演算器１８に入力される。

また、制御装置１６は、上記減算器及１８び速度制御器１０に代えて、ローパスフィルタ５３を備えている。ローパスフィルタ５３は、３相／２軸変換器２５で演算されたｑｃ軸電流検出値Ｉｑｃの高周波成分を取り除き、ｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊として出力する。電圧指令制御器２２は、ｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊、ｑｃ軸電流指令値Ｉｑc^＊、回転速度指令値（周波数指令値）ω^＊、及びモータ定数設定値ｒ^＊，Ｌｄ^＊，Ｌｑ^＊，Ｋe^＊を用いて、ｄｃ軸電圧指令値Ｖｄｃ^＊及びｑｃ軸電圧指令値Ｖｑｃ^＊を演算する（下記の数式７参照）。

このように構成された本実施形態においても、上記実施形態と同様、同期運転モードから位置センサレスモードへ切り替えるときの切替ショックを低減することができる。

本発明の第４の実施形態を図１３により説明する。なお、本実施形態において、上記実施形態と同等の部分には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。

図１３は、本実施形態におけるモータ起動時のシーケンス制御を説明するためのタイムチャートである。

本実施形態では、制御装置１６は、上記実施形態と同様、同期運転モード中、まず、ｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^＊をゼロとなるまで徐々に低減しつつｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊を徐々に増加して電流指令ベクトル位相θｓが９０°となるように変化させる（図１３中の時間ｔ１〜ｔ２を参照）。その後、電流指令ベクトル位相θｓを９０°に維持するとともに、軸誤差Δθｃを演算し、この軸誤差Δθｃがゼロとなるようにｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊を調整する（図１３中の時間ｔ３〜ｔ４を参照）。

そして、本実施形態では、電流指令ベクトル位相θｓを９０°に維持するとともに軸誤差Δθｃがゼロとなるようにｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^＊を調整する間、軸誤差演算器２４で演算された軸誤差Δθｃと予め設定された所定の閾値Δθｃ１（ゼロ近傍の閾値）とを比較する。そして、例えば軸誤差Δθｃが所定の閾値Δθｃ１よりもゼロに近いと判定したときに（図１３中の時間ｔ４）、同期運転モードから位置センサレスモードに切り替える。

このように構成された本実施形態においても、上記実施形態と同様、同期運転モードから位置センサレスモードへ切り替えるときの切替ショックを低減することができる。また、本実施形態においては、軸誤差Δθｃがほぼゼロになっていることを確認するので、確実に切替ショックを低減することができ、また切替タイミングを早めることができる。

１ 冷凍装置
２ 圧縮機
９ 永久磁石同期モータ
１０ モータ駆動装置
１３ インバータ
１５ 直流電流検出器（電流検出手段）
１６ 制御装置（制御手段）

Claims (3)

1. 冷凍サイクルの圧縮機と、前記圧縮機を駆動する永久磁石同期モータと、直流電力から交流電力を生成して前記永久磁石同期モータに供給するインバータと、前記インバータの入力直流電流又は出力交流電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段で検出された前記インバータの入力直流電流又は出力交流電流を用いた位置センサレス・ベクトル制御方式で前記インバータを制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記永久磁石同期モータを起動する際に、位置決めモード、同期運転モード、及び位置センサレスモードの順序で制御モードを切り替える冷凍装置において、
   前記制御手段は、同期運転モード中、ｄｃ軸電流指令値をほぼゼロとなるまで徐々に低減しつつｑｃ軸電流指令値を徐々に増加して電流指令ベクトル位相がほぼ９０°となるように変化させ、その後、電流指令ベクトル位相をほぼ９０°に維持するとともに、前記永久磁石同期モータの回転子軸と制御系推定軸との軸誤差を演算し、この軸誤差がほぼゼロとなるようにｑｃ軸電流指令値を調整し、軸誤差がほぼゼロとなってから位置センサレスモードに切り替えることを特徴とする冷凍装置。
2. 請求項１記載の冷凍装置において、前記制御手段は、電流指令ベクトル位相をほぼ９０°に維持するとともに軸誤差がほぼゼロとなるようにｑｃ軸電流指令値を調整し、その応答時間が十分に経過して軸誤差がほぼゼロになっているものと判断したときに、同期運転モードから位置センサレスモードに切り替えることを特徴とする冷凍装置。
3. 請求項１記載の冷凍装置において、前記制御手段は、電流指令ベクトル位相をほぼ９０°に維持するとともに軸誤差がほぼゼロとなるようにｑｃ軸電流指令値を調整する間、軸誤差と予め設定された所定の閾値とを比較し、軸誤差が所定の閾値よりもゼロに近いと判定したときに、同期運転モードから位置センサレスモードに切り替えることを特徴とする冷凍装置。

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