JP2019054663A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータの起動時において、適切な電圧をモータへ印可する。【解決手段】モータ制御装置は、モータの目標速度と現在速度との差をもとに生成された駆動電圧をモータへ供給してモータを駆動する駆動部と、モータを流れる電流を検出する検出部とを有する。そして、モータ制御装置は、検出部により検出された電流のｄｑ座標系におけるｄ軸電流から現在速度を推定する速度推定部と、ｄｑ座標系におけるｄ軸の駆動電圧としてｄ軸駆動電圧を生成するｄ軸電圧生成部と、ｄｑ座標系におけるｑ軸の駆動電圧としてｑ軸駆動電圧を生成するｑ軸電圧生成部と、ｄ軸駆動電圧とｑ軸駆動電圧とから駆動電圧を生成する駆動電圧生成部とを備える。そして、ｑ軸電圧生成部は、モータの起動の際に、初期駆動電圧を出力し、その後、少なくとも、初期駆動電圧と目標速度と現在速度とからｑ軸駆動電圧を生成する。【選択図】図６

Description

本発明は、モータ制御装置に関する。

一般的に、位置センサレスベクトル制御でモータを駆動制御するモータ制御装置は、モータの回転速度が速度指令値（目標速度）になるようにｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を生成し、ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値からｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を生成する。さらに、モータ制御装置は、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を三相の電圧指令値へ変換し、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）生成器にて三相の電圧指令値をもとにＰＷＭ信号を生成し、ＩＰＭ（Intelligent Power Module）へ出力する。ＩＰＭは、入力されたＰＷＭ信号に応じてスイッチング制御を行うことにより、モータに三相電圧（Ｕ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗ）を印可してモータを駆動制御する。

また、モータ制御装置は、モータを起動する際、停止状態であるモータをゼロ速度から極低速度の領域において運転しなければならない。極低回転では誘起電圧が極小であり、ロータ位置が正確に検出できない。そのため、モータ制御装置は、誘起電圧を大きくしてロータの正確な位置検出を行うことができるように、モータの回転速度を上げる制御を行う。モータを起動する際、モータのステータ（固定子）によって発生される回転磁界とロータとを同期させながらモータの回転速度を上げる制御を同期運転という。モータ制御装置は、モータの同期運転を行った後、通常運転へとモード移行する。

しかし、同期運転ではロータ位置を検出しないため、モータの負荷によっては制御が困難となる場合があるため、負荷に応じて適切な制御が必要となる。そのため、モータの負荷の状態に応じた起動制御を行う種々の技術が提案されている。

例えば、特許文献１では、モータの同期運転の際、負荷が軽い時には、モータの回転速度を上げることにより、モータの駆動電圧の余剰電力を回転速度の増加分で消費することで、電圧過多による起動トルクの確保と、同期運転から通常運転へのスムーズなモード移行とを実現するとしている。

特開２０１３−２０７８６８号公報

しかしながら、上述の従来技術では、駆動電圧のｑ軸電圧が予め決められた値である。このため、例えば、モータの負荷が軽い場合において、過剰な電圧をモータへ印加する電圧過多にならないようにすると共に、例えば、モータの負荷が重い場合において、モータへ印加する電圧が不十分とならないように設定する必要があり、その値の設定が難しいという問題がある。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、モータの起動時において、適切な電圧をモータへ印可するモータ制御装置を提供することを目的とする。

上述の課題を解決するため、本発明の実施形態の一例は、目標速度と現在速度との差をもとに生成された駆動電圧を前記モータへ供給してモータを駆動する駆動部と、前記モータを流れる電流を検出する検出部とを有するモータ制御装置であって、前記検出部により検出された電流のｄｑ座標系におけるｄ軸電流から前記現在速度を推定する速度推定部と、ｄｑ座標系におけるｄ軸の前記駆動電圧としてｄ軸駆動電圧を生成するｄ軸電圧生成部と、ｄｑ座標系におけるｑ軸の前記駆動電圧としてｑ軸駆動電圧を生成するｑ軸電圧生成部と、前記ｄ軸駆動電圧と前記ｑ軸駆動電圧とから前記駆動電圧を生成する駆動電圧生成部とを備え、前記ｑ軸電圧生成部は、前記モータの起動の際に、初期駆動電圧を出力し、その後、少なくとも、前記初期駆動電圧と前記目標速度と前記現在速度とから前記ｑ軸駆動電圧を生成することを特徴とする。

本発明の実施形態の一例によれば、例えば、モータの起動時において、適切な電圧をモータへ印可できる。

図１は、基本形態に係る通常運転時におけるモータ制御装置の構成の一例を示す図である。 図２は、基本形態に係るロータ位置決めステップの一例を示す概要図である。 図３は、基本形態に係る同期運転ステップにおけるモータ制御装置の構成の一例を示す図である。 図４は、定常状態におけるモータモデル式を表すベクトル図である。 図５は、基本形態に係る速度推定器（電気角）の構成の一例を示す図である。 図６は、実施形態１に係る同期運転ステップにおけるモータ制御装置の構成の一例を示す図である。 図７は、実施形態１に係る同期運転ステップにおけるｑ軸電圧生成器の構成の一例を示す図である。 図８は、実施形態１に係る同期運転ステップの処理の一例を示すフローチャート示す図である。 図９は、実施形態２に係る同期運転ステップにおけるモータ制御装置の構成の一例を示す図である。 図１０は、実施形態２に係る同期運転ステップにおけるｑ軸電圧生成器の構成の一例を示す図である。 図１１Ａは、実施形態２に係るロータ位置決めステップから通常運転におけるｄ軸電流及びｑ軸電流の推移の一例を示す図である。 図１１Ｂは、従来技術に係るロータ位置決めステップから通常運転におけるｄ軸電流及びｑ軸電流の推移の一例を示す図である。 図１２Ａは、実施形態２に係るロータ位置決めステップから通常運転におけるｄ軸電圧及びｑ軸電圧の推移の一例を示す図である。 図１２Ｂは、従来技術に係るロータ位置決めステップから通常運転におけるｄ軸電圧及びｑ軸電圧の推移の一例を示す図である。 図１３Ａは、実施形態２に係るロータ位置決めステップから通常運転における軸誤差の推移の一例を示す図である。 図１３Ｂは、従来技術に係るロータ位置決めステップから通常運転における軸誤差の推移の一例を示す図である。 図１４Ａは、実施形態２に係るロータ位置決めステップから通常運転における電気角推定速度及び電気角目標速度の推移の一例を示す図である。 図１４Ｂは、従来技術に係るロータ位置決めステップから通常運転における電気角推定速度及び電気角目標速度の推移の一例を示す図である。

以下に、本願の開示技術に係るモータ制御装置の基本形態、実施形態及び変形例を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の基本形態、実施形態及び変形例により開示技術が限定されるものではない。以下の基本形態、実施形態及び変形例で示すモータ制御装置は、空気調和機等に用いられるプロペラファンや冷媒等を負荷とするモータの制御装置として説明するが、これに限られず、広くモータ一般の制御に適用できる。以下の基本形態、実施形態及び変形例は、矛盾しない範囲で適宜組合せて実施できる。

また、以下の基本形態、実施形態及び変形例は、開示技術に係る構成及び処理について主に説明し、その他の構成及び処理の説明を、適宜、簡略又は省略する。また、以下の基本形態、実施形態及び変形例において、同一の構成及び処理には同一の符号を付与し、既出の構成及び処理の説明を省略する。

［基本形態］
（基本形態に係る通常運転時におけるモータ制御装置）
実施形態の説明に先立ち、前提となる基本形態について説明する。図１は、基本形態に係る通常運転時におけるモータ制御装置の構成の一例を示す図である。図１は、通常運転時のモータ制御装置によるモータの位置センサレスベクトル制御の一般的な基本構成を示す。

通常運転とは、位置センサレスベクトル制御によりフィードバックされるロータ位置に基づいてモータの回転速度が適切となるように電流及び電圧が制御されることでモータが駆動制御されるモードをいう。なお、図１では、基本形態に係るモータ制御装置が有するマイクロコンピュータの構成要素について、モータの通常運転時における構成のみを示す。

基本形態に係る通常運転時におけるモータ制御装置１００Ｘは、マイクロコンピュータ１０Ｘ、ＩＰＭ（Intelligent Power Module）２３、スイッチＳＷ１、３φ電流算出器２４を有する。モータ制御装置１００Ｘには、モータ１が接続されている。

また、マイクロコンピュータ１０Ｘは、制御器２Ｘ、減算器１１、速度制御器１２、励磁電流制御器１３、減算器１４、減算器１５、ｄ軸電流制御器１６、ｑ軸電流制御器１７、非干渉化制御器１８、減算器１９、加算器２０、ｄｑ／３φ変換器２１、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）生成器２２、３φ／ｄｑ変換器２５、軸誤差演算処理器２６、ＰＬＬ制御器２９、位置推定器３０、１／Ｐｎ処理器３１を有する。

減算器１１は、モータ制御装置１００Ｘへ入力された速度指令値（機械角目標速度）ω^＊から、１／Ｐｎ処理器３１により出力された推定値としての現在のモータ１の回転速度（機械角推定速度）ωを減算した速度偏差（機械角速度偏差）Δωを速度制御器１２へ出力する。

速度制御器１２は、減算器１１により出力された速度偏差Δωがより小さくなるようなｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊を生成し、励磁電流制御器１３及び減算器１５へ出力する。励磁電流制御器１３は、速度制御器１２により出力されたｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊からｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊を生成し、減算器１４へ出力する。また、ｄ軸及びｑ軸は、２相の回転座標系（電流ベクトル座標）の座標軸を表し、Ｉｄ、Ｉｑ、後述のＶｄ、Ｖｑは、この座標軸上の電流及び電圧を示す。２相の回転座標系は、ｄｑ座標系ともいう。

減算器１４は、励磁電流制御器１３により出力されたｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊から３φ／ｄｑ変換器２５により出力されたｄ軸電流Ｉｄを減算してｄ軸電流偏差ΔＩｄを生成し、ｄ軸電流制御器１６へ出力する。減算器１５は、速度制御器１２により出力されたｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊から３φ／ｄｑ変換器２５により出力されたｑ軸電流Ｉｑを減算してｑ軸電流偏差ΔＩｑを生成し、ｑ軸電流制御器１７へ出力する。

ｄ軸電流制御器１６は、減算器１４により出力されたｄ軸電流偏差ΔＩｄからｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊＊を生成する。ｑ軸電流制御器１７は、減算器１５により出力されたｑ軸電流偏差ΔＩｑからｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊＊を生成する。

非干渉化制御器１８は、ｄ軸とｑ軸の干渉をキャンセルし、それぞれを独立に制御するための非干渉化補正値を生成する。具体的には、非干渉化制御器１８は、３φ／ｄｑ変換器２５により出力されたｄ軸電流ＩｄとＰＬＬ制御器２９により出力された電気角推定速度ωｅから、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊＊を非干渉化するためのｄ軸非干渉化補正値Ｖｄａを生成し、減算器１９へ出力する。また、非干渉化制御器１８は、３φ／ｄｑ変換器２５により出力されたｑ軸電流ＩｑとＰＬＬ制御器２９により出力された電気角推定速度ωｅから、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊＊を非干渉化するためのｑ軸非干渉化補正値Ｖｑａを生成し、加算器２０へ出力する。

減算器１９は、ｄ軸電流制御器１６により出力されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊＊から、非干渉化制御器１８により出力されたｄ軸非干渉化補正値Ｖｄａを減算してｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊＊を非干渉化したｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊を生成し、ｄｑ／３φ変換器２１へ出力する。加算器２０は、ｑ軸電流制御器１７により出力されたｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊＊に、非干渉化制御器１８により出力されたｑ軸非干渉化補正値Ｖｑａを加算してｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊＊を非干渉化したｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を生成し、ｄｑ／３φ変換器２１へ出力する。

ｄｑ／３φ変換器２１は、位置推定器３０により出力された現在のロータの位置である電気角位相（ｄｑ軸位相）θｅを用いて、非干渉化された２相のｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を、３相の電圧指令値であるＵ相出力電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ^＊、Ｗ相出力電圧指令値Ｖｗ^＊へ変換する。そして、ｄｑ／３φ変換器２１は、Ｕ相出力電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ^＊、Ｗ相出力電圧指令値Ｖｗ^＊をＰＷＭ生成器２２へ出力する。なお、Ｕ相出力電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ^＊、Ｗ相出力電圧指令値Ｖｗ^＊及び後述のＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗは３相の固定座標系の電圧及び電流である。

ＰＷＭ生成器２２は、Ｕ相出力電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ^＊、Ｗ相出力電圧指令値Ｖｗ^＊と、ＰＷＭキャリア信号から、６相のＰＷＭ信号を生成し、ＩＰＭ２３へ出力する。ＰＷＭ生成器２２は、信号生成器の一例である。なお、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を電圧指令値とし、ｄｑ／３φ変換器２１が信号生成器に含まれるとしてもよい。

ＩＰＭ２３は、ＰＷＭ生成器２２から出力された６相のＰＷＭ信号をもとに、モータ１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれへ印可する交流電圧を、外部から供給される直流電圧Ｖｄｃから生成し、それぞれの交流電圧をモータ１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相へ印加する。ＩＰＭ２３は、モータの目標速度と現在速度との差をもとに生成された駆動電圧をモータへ供給してモータを駆動する駆動部の一例である。ＩＰＭ２３は、例えばトランジスタやダイオードを集積したＩＣ（Integral Circuit）でもよいが、例えばそれぞれの部品を回路基板上に配置した構成でもよい。

スイッチＳＷ１は、接点ＣＯ０、接点ＣＯ１、接点ＣＯ２を有する。スイッチＳＷ１は、制御器２Ｘの制御により、接点ＣＯ０と接点ＣＯ１の接続、及び、接点ＣＯ０と接点ＣＯ２の接続を切り替える。

３φ電流算出器２４は、スイッチＳＷ１の接点ＣＯ０が接点ＣＯ１と接続された状態のとき、１シャント電流検出方式により、ＰＷＭ生成器２２により出力された６相のＰＷＭスイッチング情報と、シャント抵抗（図示せず）を用いて母線電流を検出し、母線電流からモータ１のＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを算出する。そして、３φ電流算出器２４は、算出したモータ１のＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを、３φ／ｄｑ変換器２５へ出力する。

または、３φ電流算出器２４は、スイッチＳＷ１の接点ＣＯ０が接点ＣＯ２と接続された状態のとき、２ＣＴ電流検出方式により、モータ１のＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗのうち、２つのＣＴ（Current Transformer）で２相の電流を検出し、残りの相の電流を、キルヒホッフ法則の関係式Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０から算出する。

なお、電流検出は１シャント電流検出方式、２ＣＴ電流検出方式等のうちの１つの方式のみを用いればよく、その場合は、用いる電流検出方式以外の検出回路とスイッチＳＷ１を省略できる。３φ電流算出器２４は、モータを流れる電流を検出する検出部の一例である。

３φ／ｄｑ変換器２５は、位置推定器３０により出力された電気角位相θｅを用いて、３φ電流算出器２４により出力された３相のＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを、２相のｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑへ変換する。そして、３φ／ｄｑ変換器２５は、ｄ軸電流Ｉｄを減算器１４、非干渉化制御器１８、軸誤差演算処理器２６へ、ｑ軸電流Ｉｑを減算器１５、非干渉化制御器１８、軸誤差演算処理器２６へ、それぞれ出力する。

軸誤差演算処理器２６は、減算器１９により出力されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及び加算器２０により出力されたｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊と、３φ／ｄｑ変換器２５により出力されたｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑとから、軸誤差変動Δθを算出し、ＰＬＬ制御器２９へ出力する。ここで、軸誤差とは、実際のｄｑ軸と制御上のｄｑ軸（γδ軸）とのズレのことである。

ＰＬＬ制御器２９は、軸誤差演算処理器２６により出力された軸誤差変動Δθから、推定された現在のモータ１の回転の角速度である電気角推定速度ωｅを算出し、非干渉化制御器１８、位置推定器３０、１／Ｐｎ処理器３１へそれぞれ出力する。

位置推定器３０は、ＰＬＬ制御器２９から出力された電気角推定速度ωｅから、ロータ位置を推定する電気角位相（ｄｑ軸位相）θｅを算出する。そして、位置推定器３０は、電気角位相θｅをｄｑ／３φ変換器２１及び３φ／ｄｑ変換器２５へそれぞれ出力する。

１／Ｐｎ処理器３１は、ＰＬＬ制御器２９から出力された電気角推定速度ωｅをモータ１の極対数Ｐｎで除算し、現在のモータ１の回転速度ωを算出し、減算器１１へ出力する。

（基本形態に係るモータ起動制御）
モータ１の通常運転時は、モータ１において十分な誘起電圧が発生するため、モータ制御装置１００Ｘは、軸誤差の演算を行う位置フィードバック制御によりモータ１の駆動を行う。しかし、モータ１の起動時では、極低回転の状況下であり、十分な誘起電圧が発生しないため、軸誤差の演算が行えない（軸誤差の検出を行うことができない）ことから、モータ制御装置１００Ｘは、通常運転の制御方式を用いてモータ１を起動することができない。

そこで、モータ制御装置１００Ｘは、通常運転とは異なる起動制御によりモータ１を起動させる。モータ制御装置１００Ｘは、モータ１の起動制御において、第１に、初期のロータ（回転子）位置を合わせるロータ位置決めステップを実行し、第２に、位置検出ができるまでモータ１を加速させる同期運転ステップを実行し、その後、位置センサレスベクトル制御でモータ１を駆動する通常運転へモード移行する。

（基本形態に係るロータ位置決め）
図２は、基本形態に係るロータ位置決めステップの一例を示す概要図である。図２に示すように、ロータ位置決めは、ｄｑ軸座標系のｄ軸方向へ電圧（電流）をかけることで、制御側のロータ位置（γδ座標系）と実際のロータ位置（ｄｑ座標系）を合わせる。この時、図２の（ａ）及び（ｂ）に示すように、ロータが所定位置（制御側の位置）へ動くため、動作環境下の負荷トルクよりも大きいトルクが発生している。この時の電圧を同期運転ステップの初期ｑ電圧Ｖ０（ｑ軸電圧）とすることで、駆動トルクを発生させることが可能となる。

（基本形態に係る同期運転ステップにおけるモータ制御装置の構成）
図３は、基本形態に係る同期運転ステップにおけるモータ制御装置の構成の一例を示す図である。同期運転ステップは、通常運転とは異なり、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊を用いずにｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊が生成されることでモータが駆動制御されるモードをいう。

基本形態に係る同期運転ステップにおけるモータ制御装置１００Ｘは、マイクロコンピュータ１０Ｘ、ＩＰＭ２３、スイッチＳＷ１、３φ電流算出器２４を有する。

また、マイクロコンピュータ１０Ｘは、ｄ軸電圧生成器１６Ｘ、ｑ軸電圧生成器１７Ｘ、ｄｑ／３φ変換器２１、ＰＷＭ生成器２２、ＩＰＭ２３、接点ＣＯ０〜ＣＯ１を含むスイッチＳＷ１、３φ電流算出器２４、３φ／ｄｑ変換器２５、速度推定器２９Ｘ、位置推定器３０Ｘを有する。また、マイクロコンピュータ１０Ｘは、ｄ軸電圧生成器１６Ｘ、ｑ軸電圧生成器１７Ｘ、ｄｑ／３φ変換器２１、ＰＷＭ生成器２２、ＩＰＭ２３、制御器２Ｘを有する。

制御器２Ｘは、接点ＣＯ０〜ＣＯ１を含むスイッチＳＷ１及びマイクロコンピュータ１０Ｘ全体の制御を行うと共に、例えば、モータ１の同期運転ステップから通常運転へのモード移行を制御する。

なお、図３では、基本形態に係るモータ制御装置が有するマイクロコンピュータの構成要素について、モータの同期運転ステップにおける構成のみを示す。

ｄ軸電圧生成器１６Ｘは、同期運転ステップにおけるｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊を生成し、ｄｑ／３φ変換器２１へ出力する。ｑ軸電圧生成器１７Ｘは、同期運転ステップにおけるｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を生成し、ｄｑ／３φ変換器２１へ出力する。

ｄｑ／３φ変換器２１は、位置推定器３０Ｘにより出力されたロータの位置である電気角位相θｅを用いて、ｄ軸電圧生成器１６Ｘにより出力されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧生成器１７Ｘにより出力されたｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊をＵ相出力電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ^＊、Ｗ相出力電圧指令値Ｖｗ^＊へ変換し、ＰＷＭ生成器２２へ出力する。

ＰＷＭ生成器２２、ＩＰＭ２３、３φ電流算出器２４は、基本形態に係る通常運転時におけるモータ制御装置１００Ｘと同様である。

３φ／ｄｑ変換器２５は、位置推定器３０Ｘにより出力された電気角位相θｅを用いて、３φ電流算出器２４により出力された３相のＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを、２相のｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑへ変換する。そして、３φ／ｄｑ変換器２５は、ｄ軸電流Ｉｄを速度推定器２９Ｘへ出力する。

速度推定器２９Ｘは、３φ／ｄｑ変換器２５により出力されたｄ軸電流Ｉｄから、推定された現在のモータの角速度である電気角推定速度ωｅを算出し、位置推定器３０Ｘへ出力する。

位置推定器３０Ｘは、速度推定器２９Ｘにより出力された電気角推定速度ωｅから、ロータ位置を推定する電気角位相（ｄｑ軸位相）θｅを算出し、ｄｑ／３φ変換器２１及び３φ／ｄｑ変換器２５へそれぞれ出力する。

ここで、ｄ軸電圧生成器１６Ｘにより生成されるｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧生成器１７Ｘにより生成されるｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊について説明する。以下では、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊それぞれを、ｄ軸電圧Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧Ｖｑ^＊にそれぞれ読み替える。

先ず、ｄ軸電圧生成器１６Ｘにより生成されるｄ軸電圧Ｖｄ^＊について説明する。ｄ軸電圧生成器１６Ｘにより生成されるｄ軸電圧Ｖｄ^＊は、通常運転においてｄｑ軸モータモデル式から、下記（１）式で与えられる。なお、下記（１）式の右辺において、“Ｒ”はモータ１の巻線抵抗、“Ｉｄ”はモータ１のｄ軸電流、“ω”はモータ１の電気角推定速度、“Ｌｑ”はモータ１のｑ軸インダクタンス、“Ｉｑ”はモータ１のｑ軸電流、“ρ”は（ｄ／ｄｔ）の微分演算子、“Ｌｄ”はモータ１のｄ軸インダクタンスである。

上記（１）式の右辺第三項は、定常状態においては０と見なせるので、定常状態では、上記（１）式は、下記（２）式となる。

なお、上記（２）式で示されるｄ軸電圧Ｖｄは、図４のベクトル図に示す通りである。図４は、定常状態におけるモータモデル式を表すベクトル図である。上記（２）式における、右辺第一項が図４におけるｔｅｒｍ２−１であり、右辺第二項が図４におけるｔｅｒｍ２−２である。ここで、図４に示す“Ψ”は、モータ１の鎖交磁束である。

上記（２）式から、ｄ軸電流Ｉｄが負方向に、ｑ軸電流Ｉｑが正方向に流れている状態では、ｄ軸電圧Ｖｄは負となることが分かる。しかし、モータ１の起動直後におけるｄ軸電流Ｉｄは、正方向に流れる。これは、同期運転ステップの初期ｑ軸電圧Ｖ０が駆動トルクを発生させるためであり、モータ１の起動直後におけるｄ軸電圧Ｖｄ^＊は、最適な電圧ではないことになる。最適な電圧とは、最適な状態を作り出す電圧であり、最適な状態とは余剰電力が少ない状態をいう。同期運転ステップへの移行直後においては瞬間的に電圧過多である。そのため、モータ１の起動直後におけるｄ軸電圧Ｖｄ^＊は、モータ１の回転に必要な電力以外の余剰電力は無効分として、ｄ軸側の正方向に発生する。

マグネットトルクだけでなくリラクタンストルクも考慮してモータを高効率で運転するには、一般的には、ｄ軸電流Ｉｄが負方向に発生するようにｄ軸電圧Ｖｄ^＊を調整する必要がある。しかし、モータ１の起動直後においては、電流ベクトル（ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑ）が電流ベクトル座標の第一象限にある方が好ましい。電流ベクトルが第一象限にあると、モータ１の負荷の増減や回転速度の増加に対して余裕度が高くなるためである。そこで、モータ１の起動直後においてｄ軸側の正方向に発生するｄ軸電流Ｉｄを利用して、ｄ軸電流Ｉｄを正方向に制御する。この場合の電流ベクトル（ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑ）は、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑが共に正方向、すなわち電流ベクトル座標の第一象限にある。

そこで、上記（２）式において、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを共に正方向とするためには、ｑ軸電流Ｉｑが正であることから、ｄ軸電圧Ｖｄを０としてｄ軸電流Ｉｄも正とする。これは、上記（２）式において、Ｖｄ＝０とおき、下記（３）式のように式変形することからも分かる。すなわち、ｑ軸電流Ｉｑは正方向に流れるため、上記（３）式からｄ軸電流Ｉｄも正方向に流れることになり、電流ベクトル（ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑ）を電流ベクトル座標の第一象限に留めておくことができる。

図３へ戻り、ｑ軸電圧生成器１７Ｘにより生成されるｑ軸電圧Ｖｑ^＊について説明する。ｑ軸電圧生成器１７Ｘは、ロータ位置決めステップにおける位置決め時のｄ軸電圧と同一の大きさのｑ軸電圧を初期ｑ軸電圧Ｖ０とすることで、駆動トルクを発生させる。この時発生する余剰電力は、モータ１の回転数が上昇することで、モータ１に接続されている負荷の回転に必要な電力として消費されるため、余剰電力は徐々に０となっていき、ｄ軸電流Ｉｄは正方向から徐々に負方向に向かう。

速度推定器２９Ｘは、ｄ軸電流Ｉｄを０にするという考えに基づくもので、後述する図５の構成とすることで実現できる。すなわち、ｑ軸電圧生成器１７Ｘにより出力されるｑ軸駆動電圧Ｖｑ^＊は、余剰電力を発生させる。モータ１の回転数が上昇することで無効分（余剰電力）がなくなることから、ｄ軸電流Ｉｄが正方向から負方向へ向かう。すなわち、モータ１の回転速度ωが上昇することにより、ｄ軸電流Ｉｄは正方向から負方向へ向かい、ｄ軸電流Ｉｄは０になる。言い換えると、速度推定器２９Ｘにより推定されるモータ１の現在速度としての電気角推定速度ωｅは、ｄ軸電流Ｉｄが０となる速度である。

（基本形態に係る速度推定器（電気角）の構成）
図５は、基本形態に係る速度推定器（電気角）の構成の一例を示す図である。速度推定器２９Ｘは、ｄ軸電流Ｉｄの入力に対して並列接続された比例項計算処理器２９Ｘ−１及び積分項計算処理器２９Ｘ−２、比例項計算処理器２９Ｘ−１及び積分項計算処理器２９Ｘ−２それぞれの処理結果を加算する加算器２９Ｘ−３を有する。速度推定器２９Ｘは、モータ１の速度が上昇することにより軸誤差が減少し、余剰電力がトルクに変換されてｄ軸電流Ｉｄが０になるという特性を利用して、ｄ軸電流Ｉｄを積分比例制御（ＰＩ制御）で処理することにより速度推定を行う。ｄ軸電流Ｉｄが０になる時、与えられたｑ軸電圧Ｖｑでのモータ１の電気角推定速度ωｅが求まる。

具体的には、速度推定器２９Ｘは、下記（４）式に基づき、ｄ軸電流Ｉｄを比例積分制御（ＰＩ制御）を行うことにより、モータ１の電気角推定速度ωｅを算出する。下記（４）式において、“Ｋｐ”は比例ゲイン、“Ｋｉ”は積分ゲインである。なお、下記（４）式の右辺の積分の区間は、モータ１の同期運転ステップ開始から現在までの時間である。

しかし、図３に示す基本構成に係る同期運転ステップにおけるモータ制御装置１００Ｘでは、電流ベクトル（ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑ）が電流ベクトル座標の第一象限にあるため、動作環境に応じたモータ１の負荷に対しての余裕度は確保されるものの、負荷に応じてモータ１の回転速度ωにバラツキが生じる。このため、同期運転ステップから通常運転へモード移行が正常に行われたとしても、モータ１の回転速度ωが軸誤差の演算が行うことができる程度に十分な速度でない場合がある。この問題を解決するためには、動作環境下の負荷に対応しながら、モータ１の回転速度ωを軸誤差の演算を行うために十分な回転速度まで高める必要がある。

［実施形態１］
（実施形態１に係る同期運転ステップにおけるモータ制御装置の構成）
そこで、実施形態１では、図３の基本形態に係る同期運転ステップにおけるモータ制御装置の構成に代えて、図６に示す速度指令型の構成とする。図６は、実施形態１に係る同期運転ステップにおけるモータ制御装置の構成の一例を示す図である。

実施形態１に係る同期運転ステップにおけるモータ制御装置１００Ａは、基本形態のマイクロコンピュータ１０Ｘに代えてマイクロコンピュータ１０Ａを有する。そして、マイクロコンピュータ１０Ａは、基本形態の制御器２Ｘに代えて制御器２Ａを有し、基本形態のｑ軸電圧生成器１７Ｘに代えてｑ軸電圧生成器１７Ａを有し、基本形態の速度推定器２９Ｘに代えて速度推定器２９Ａを有する。実施形態１に係る同期運転ステップにおけるモータ制御装置１００Ａの構成は、制御器２Ａ、ｑ軸電圧生成器１７Ａ及び速度推定器２９Ａ以外は、基本形態に係るモータ制御装置１００Ｘと同様である。

制御器２Ａは、接点ＣＯ０〜ＣＯ１を含むスイッチＳＷ１及びマイクロコンピュータ１０Ａ全体の制御を行うと共に、例えば、モータ１の同期運転ステップから通常運転へのモード移行を制御する。

ｑ軸電圧生成器１７Ａは、３φ／ｄｑ変換器２５により出力されたｄ軸電流Ｉｄ、モータ制御装置１００Ａへ入力された速度指令値ω^＊、速度推定器２９Ａにより出力された電気角推定速度ωｅ、モータ１の電気角初速度ω０、初期ｑ軸電圧Ｖ０から、同期運転ステップにおけるｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を生成し、ｄｑ／３φ変換器２１へ出力する。

ｑ軸電圧生成器１７Ａは、基本形態のｑ軸電圧生成器１７Ｘと同様に、ロータ位置決めステップにおける位置決め時のｄ軸電圧と同一の大きさのｑ軸電圧を初期ｑ軸電圧Ｖ０とすることで、駆動トルクを発生させる。この時発生する余剰電力は、モータ１の回転数が上昇することで、モータ１に接続されている実負荷の回転に必要な電力として使用されるため、無効分（余剰電力）がなくなる。

ここで、ｑ軸電圧生成器１７Ａが、余剰電力を最小に制御しつつ、モータ１の速度を上昇させるための適切なｑ軸電圧Ｖｑを生成することが可能であれば、軸誤差の演算に必要な誘起電圧を発生させるだけの速度を確保することが可能となり、同期運転ステップから通常運転へのモード移行が可能となる。

速度推定器２９Ａは、基本形態に係る速度推定器２９Ｘと同様の構成であるが、３φ／ｄｑ変換器２５により出力されたｄ軸電流Ｉｄから、推定された現在のモータの角速度である電気角推定速度ωｅを算出し、ｑ軸電圧生成器１７Ａ及び位置推定器３０Ｘへそれぞれ出力する。速度推定器２９Ａは、検出部により検出された電流のｄｑ座標系におけるｄ軸電流から現在速度を推定する速度推定部の一例である。

ここで、ｑ軸電圧生成器１７Ａにより生成されるｑ軸電圧Ｖｑについて説明する。以下では、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を、ｑ軸電圧Ｖｑに読み替える。ｑ軸電圧生成器１７Ａにより生成されるｑ軸電圧Ｖｑは、通常運転においてｄｑ軸モータモデル式から、下記（５）式で与えられる。なお、下記（５）式の右辺において、“ω”は電気角速度、“Ｌｑ”はモータ１のｑ軸インダクタンス、“Ｉｄ”はｄ軸電流、“Ｒ”はモータ１の巻線抵抗、“Ｉｑ”はｑ軸電流、“Ψ”はモータ１の鎖交磁束、“ρ”は（ｄ／ｄｔ）の微分演算子、“Ｌｄ”はモータ１のｄ軸インダクタンスである。

上記（５）式の右辺第四項は、定常状態においては０と見なせるので、定常状態では、上記（５）式は、下記（６）式となる。

なお、上記（６）式で示されるｑ軸電圧Ｖｑは、図４のベクトル図に示す通りである。上記（６）式における、右辺第一項が図４におけるｔｅｒｍ６−１であり、右辺第二項が図４におけるｔｅｒｍ６−２であり、右辺第三項が図４におけるｔｅｒｍ６−３である。

ロータ位置決めステップ完了後から、モータ１の起動直後の初期ｑ軸電圧Ｖ０と、初期ｑ軸電圧Ｖ０で生じる初速度ω０と、速度指令値ω^＊とから、ｑ軸電圧Ｖｑは、下記（７）式で表される。

上記（７）式には、ｑ軸電流Ｉｑを含む項が存在する。基本形態と同様に、速度推定器２９Ａは、ｄ軸電流Ｉｄが０になるような電気角推定速度ωｅを算出する。また、ｑ軸電圧Ｖｑによりモータ１の速度が上昇すれば、余剰電力である無効分がなくなり、ｄ軸電流Ｉｄは０に向かう。すなわち、ｑ軸電圧Ｖｑ及びｄ軸電流Ｉｄは、同期運転ステップにおいて、モータ１の速度と密接な関係を有するといえる。ｄ軸電流Ｉｄを０としつつ、ｑ軸電圧Ｖｑを制御してロータの速度を制御するために、ロータの指令速度からモータ１に印加すべきｑ軸電圧Ｖｑを算出できるようにするために、ｑ軸電流Ｉｑを速度へ変換する必要がある。

そこで、ｑ軸電流Ｉｑを速度に変換するために、下記（８）式に示すように、ｑ軸電流Ｉｑを、モータ１のトルクＴ及び鎖交磁束Ψを用いて表す。

また、下記（９）式に示すように、モータ１のトルクＴは、モータ１のイナーシャＪ及び加速度ａを用いて表される。

なお、上記（９）式において、加速度ａは角加速度である。下記（１０）式に示すように、角加速度は、速度指令値ω^＊及び電気角推定速度ωｅを用いて表される。

すなわち、角加速度は、速度偏差で表され、この速度偏差を積分することで速度指令値に必要なｑ軸電圧を生成する。以上の上記（８）式〜（１０）式から、ｑ軸電流Ｉｑは、下記（１１）式のようになる。なお、下記（１１）式の右辺の積分の区間は、モータ１の同期運転ステップ開始から現在までの時間である。

上記（１１）式を、上記（７）式の右辺第二項の“Ｉｑ”へ代入して整理することにより、下記（１２）式に示すように、ｑ軸電圧Ｖｑは、ｑ軸電流Ｉｑの因子を含まず表される。なお、下記（１２）式における“Ｋｃ”は、積分ゲイン調整係数であり、特定の定数である。ｑ軸電圧生成器１７Ａは、下記（１２）式によりｑ軸電圧（ｑ軸駆動電圧）Ｖｑ^＊を生成して出力する。

（実施形態１に係る同期運転ステップにおけるｑ軸電圧生成器）
図７は、実施形態１に係る同期運転ステップにおけるｑ軸電圧生成器の構成の一例を示す図である。実施形態１に係る同期運転ステップにおけるｑ軸電圧生成器１７Ａは、Ｌｄ乗算器１７Ａ−１、減算器１７Ａ−２、積分器１７Ａ−３、減算器１７Ａ−４、Ψ乗算器１７Ａ−５、加算器１７Ａ−６、加算器１７Ａ−７を有する。

Ｌｄ乗算器１７Ａ−１は、ｄ軸電流Ｉｄ及び速度指令値ω^＊を入力とし、２つの入力の乗算結果と、ｄ軸インダクタンスＬｄを乗算した結果を加算器１７Ａ−６へ出力する。上記（１２）式における右辺第二項は、Ｌｄ乗算器１７Ａ−１による演算結果に対応する。

減算器１７Ａ−２は、速度指令値ω^＊及び電気角推定速度ωｅを入力とし、速度指令値ω^＊から電気角推定速度ωｅを減算した結果を積分器１７Ａ−３へ出力する。上記（１２）式における右辺第三項の被積分関数は、減算器１７Ａ−２による演算に対応する。

積分器１７Ａ−３は、減算器１７Ａ−２からの入力を積分した結果を加算器１７Ａ−６へ出力する。上記（１２）式における右辺第三項の積分は、積分器１７Ａ−３による演算に対応する。

減算器１７Ａ−４は、速度指令値ω^＊及び電気角初速度ω０を入力とし、速度指令値ω^＊から電気角初速度ωｅを減算した結果をΨ乗算器１７Ａ−５へ出力する。上記（１２）式における右辺第一項の第一因子は、減算器１７Ａ−４による演算に対応する。

Ψ乗算器１７Ａ−５は、減算器１７Ａ−４からの入力と、モータ１の鎖交磁束Ψを乗算した結果を加算器１７Ａ−６へ出力する。上記（１２）式における右辺第一項は、Ψ乗算器１７Ａ−５による演算に対応する。

加算器１７Ａ−６は、Ｌｄ乗算器１７Ａ−１、積分器１７Ａ−３、Ψ乗算器１７Ａ−５による出力を加算した結果を加算器１７Ａ−７へ出力する。上記（１２）式における右辺第一項〜第三項の加算は、加算器１７Ａ−６による演算に対応する。

加算器１７Ａ−７は、加算器１７Ａ−６による出力と、初期ｑ軸電圧Ｖ０とを入力とし、２つの入力の加算結果をｑ軸電圧Ｖｑとして出力する。上記（１２）式における右辺第四項の加算は、加算器１７Ａ−７による演算に対応する。

（実施形態１に係る同期運転ステップの処理）
図８は、実施形態１に係る同期運転ステップの処理の一例を示すフローチャート示す図である。実施形態１に係る同期運転ステップの処理は、モータ１の起動開始を契機として、制御器２Ａにより実行される。

ｑ軸電圧生成器１７Ａは、速度指令値ω^＊と電気角推定速度ωｅとの偏差を用いてｑ軸電圧（ｑ軸駆動電圧）Ｖｑ^＊を生成する。このため、同期運転ステップでは、電気角推定速度ωｅが帰還路（フィードバック）制御となり、閉ループを形成する。ここで、ｑ軸電圧（ｑ軸駆動電圧）Ｖｑ^＊の生成と回転速度の応答速度に差が生じる。つまり、回転速度が目標到達速度に達してもｑ軸電圧に余剰電力が発生している場合がある。その場合には回転速度に対して適切なｑ軸電圧に収束させるための収束時間を設けることで、よりシームレスな通常運転への移行が可能となる。

ここで、収束時間は、ｑ軸電圧生成器１７Ａ及び速度推定器２９Ａの入出力から求められる。すなわち、収束時間は、ｑ軸電圧生成器１７Ａ及び速度推定器２９Ａの入力であるｄ軸電流Ｉｄと、出力であるｑ軸電圧Ｖｑとの関係を示す上記（１２）式を、収束時間について解くことで求める。よって、収束時間は、上記（１２）式で与えられている各定数から、演算量が少ない計算で求めることができる。

実施形態１に係る同期運転ステップにおけるモータ制御装置１００Ａにおいて、先ず、ステップＳ１１では、制御器２Ａは、速度指令値ω^＊を増加していき、速度指令値ω^＊が予め定められた目標到達速度に達したか否かを判定する。制御器２Ａは、ステップＳ１１：Ｙｅｓの場合、すなわち、速度指令値ω^＊が予め定められた目標到達速度に達した場合、ステップＳ１２へ処理を移す。一方、制御器２Ａは、ステップＳ１１：Ｎｏの場合、すなわち、速度指令値ω^＊が予め定められた目標到達速度に達していない場合、ステップＳ１５へ処理を移す。

ステップＳ１２では、制御器２Ａは、上述の収束時間が経過したか否かを判定する。制御器２Ａは、ステップＳ１２：Ｙｅｓの場合、すなわち、収束時間が経過した場合、ステップＳ１３へ処理を移す。一方、制御器２Ａは、ステップＳ１２：Ｎｏの場合、すなわち、収束時間が経過していない場合、ステップＳ１６へ処理を移す。

ステップＳ１３では、制御器２Ａは、電気角推定速度ωｅが、ステップＳ１１同様の目標到達速度に達したか否かを判定する。ステップＳ１３は、モータ１が軸誤差を演算することができる速度に達しているか否かを判定するものである。制御器２Ａは、ステップＳ１３：Ｙｅｓの場合、すなわち、電気角推定速度ωｅが目標到達速度に達した場合、ステップＳ１４へ処理を移す。一方、制御器２Ａは、ステップＳ１３：Ｎｏの場合、すなわち、電気角推定速度ωｅが目標到達速度に達していない場合、ステップＳ１７へ処理を移す。

ステップＳ１４では、制御器２Ａは、同期運転ステップから通常運転へのモード移行処理を実行する。

ステップＳ１５では、制御器２Ａは、ｑ軸電圧生成器１７Ａを制御してｑ軸電圧（ｑ軸駆動電圧）Ｖｑ^＊の生成処理を実行開始又は実行継続する。制御器２Ａは、ステップＳ１５の処理が終了すると、ステップＳ１１へ処理を移す。また、ステップＳ１６では、制御器２Ａは、ｑ軸電圧生成器１７Ａを制御してｑ軸電圧（ｑ軸駆動電圧）Ｖｑ^＊の生成処理を実行継続する。制御器２Ａは、ステップＳ１６の処理が終了すると、ステップＳ１２へ処理を移す。

ステップＳ１７では、制御器２Ａは、速度指令値ω^＊が目標到達速度に達し、かつ、収束経過時間が経過してもなお、電気角推定速度ωｅが目標到達速度に達しないためにモード移行できないエラーが発生した際のエラー処理（例えば、モータ起動停止、モータ起動の再実行、エラー報知等）を実行する。ステップＳ１７が終了すると、制御器２Ａは、実施形態１に係る同期運転ステップの処理を終了する。

以上の実施形態１によれば、目標速度ωと推定速度ωｅの差に応じてｑ軸電圧（ｑ軸駆動電圧）Ｖｑ^＊が制御される。このため、モータ１の負荷の状態に応じたｑ軸電圧（ｑ軸駆動電圧）Ｖｑ^＊を求めることができる。また、実施形態１によれば、モータ１の負荷の状態に応じたｑ軸電圧（ｑ軸駆動電圧）Ｖｑ^＊を求めることで、電圧過多（過電流）になることを抑制できる。

また、実施形態１によれば、ｄ軸電圧を０に固定し、ｑ軸電圧のみを制御することで、モータ１の速度を容易に制御でき、余剰電力を抑制できる。また、電流ベクトルを電流ベクトル座標の第一象限に留めておくことができるので、モータ１の負荷変動やモータ１の加速変動に対する余裕度を高めることができる。

また、実施形態１によれば、電気角推定速度ωがモータ１のｄ軸電流Ｉｄを０とし、ｄ軸電流が正方向に過剰に生じないようにｑ軸電圧（ｑ軸駆動電圧）Ｖｑ^＊を調整することで、余剰電力の発生を抑制できる。また、ｑ軸電圧（ｑ軸駆動電圧）Ｖｑ^＊のみでモータ１を回転させることができる速度を確保できる。さらに、実施形態１によれば、上記（１２）式から、ｑ軸電圧（ｑ軸駆動電圧）Ｖｑ^＊を容易に生成できる。

また、実施形態１によれば、ロータ位置決めステップで用いたｄ軸電圧と同一の大きさのｑ軸電圧を初期ｑ軸電圧Ｖ０とすることで、モータ１のロータ位置合わせステップで生じるモータ１の駆動トルクと、同期運転ステップ開始時の駆動トルクとを同一にし、ロータ位置合わせステップから同期運転ステップへとスムーズに移行することができる。

また、実施形態１によれば、モータ１が、軸誤差を演算することができる速度に達しているか否かを判定し、軸誤差を演算することができる速度に達している場合に、同期運転ステップから通常運転へとモード移行するので、モータ１の加速不足によるモード移行失敗を防止することができる。

（実施形態１の変形例）
（１）ｄ軸電圧について
上述の実施形態１では、ｄ軸電圧を０に固定するとした。しかし、必ずしもｄ軸電圧を０に固定することに限られない。すなわち電流ベクトルの軌跡が第一象限内で収まるようにできればよく、ｄ軸電圧を所定の定電圧又は可変電圧としてもよい。

（２）モータの推定速度について
上述の実施形態１では、推定されるモータ１の現在速度は、ｄ軸電流Ｉｄが０となる速度であるとした。しかし、これに限られず、推定されるモータ１の現在速度は、ｄ軸電流Ｉｄが所定値以下となる速度であってもよい。

［実施形態２］
ｄ軸電圧Ｖｄを０とすることで電流ベクトルを電流ベクトル座標の第一象限に留めておくことができるが、ｑ軸電圧Ｖｑが上昇するにつれてｄ軸電流Ｉｄが正方向に大きくなるおそれがある。ｄ軸電流Ｉｄが正方向に大きくなっても、速度推定器はｄ軸電流Ｉｄが０になるような速度を算出するため、ｑ軸電圧Ｖｑは、上記（１２）式の積分項により適切な値に収束する。しかし、積分項はｑ軸電圧Ｖｑにすぐに反映されないため、その間はｄ軸電流が正方向に大きくなることで余剰電力が発生する。また、ｄ軸電流Ｉｄがｑ軸電流Ｉｑよりも大きくなると、同期運転ステップから通常運転へのモード移行をスムーズに行うことができない場合もある。

そこで、実施形態２では、ｄ軸電流Ｉｄがｑ軸電流Ｉｑよりも大きくなることを防止するため、ｄ軸電流Ｉｄが正方向に増加し過ぎないように、ｄ軸電流Ｉｄの中心をｑ軸電流Ｉｑとする比例項を加える。すなわち、ｑ軸電流Ｉｑとｄ軸電流Ｉｄとの偏差をとることで、過剰な正方向のｄ軸電流Ｉｄが生じないようにｑ軸電圧Ｖｑを調整する。

（実施形態２に係る同期運転ステップにおけるモータ制御装置の構成）
実施形態２では、図３の基本形態に係る同期運転ステップにおけるモータ制御装置の構成に代えて、図９に示すｄ軸過電流防止の速度指令型の構成とする。図９は、実施形態２に係る同期運転ステップにおけるモータ制御装置の構成の一例を示す図である。

実施形態２に係る同期運転ステップにおけるモータ制御装置１００Ｂは、基本形態のマイクロコンピュータ１０Ｘに代えてマイクロコンピュータ１０Ｂを有する。そして、マイクロコンピュータ１０Ｂは、基本形態の制御器２Ｘに代えて制御器２Ｂを有し、基本形態のｑ軸電圧生成器１７Ｘに代えてｑ軸電圧生成器１７Ｂを有し、基本形態の速度推定器２９Ｘに代えて速度推定器２９Ｂを有する。実施形態２に係る同期運転ステップにおけるモータ制御装置１００Ｂの構成は、制御器２Ｂ、ｑ軸電圧生成器１７Ｂ及び速度推定器２９Ｂ以外は、基本形態に係るモータ制御装置１００Ｘと同様である。

制御器２Ｂは、接点ＣＯ０〜ＣＯ１を含むスイッチＳＷ１及びマイクロコンピュータ１０Ｂ全体の制御を行うと共に、例えば、モータ１の同期運転ステップから通常運転へのモード移行を制御する。

ｑ軸電圧生成器１７Ｂは、実施形態１のｑ軸電圧生成器１７Ａと比較して、３φ／ｄｑ変換器２５により出力されたｄ軸電流Ｉｄ、モータ制御装置１００Ｂへ入力された速度指令値ω^＊、速度推定器２９Ｂにより出力された電気角推定速度ωｅ、モータ１の電気角初速度ω０、初期ｑ軸電圧Ｖ０に加えて、３φ／ｄｑ変換器２５により出力されたｑ軸電流Ｉｑから、同期運転ステップにおけるｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を生成し、ｄｑ／３φ変換器２１へ出力する。

ｑ軸電圧生成器１７Ｂは、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ、電気角推定速度ωｅに加え、ロータ位置決めステップにおける位置決め時のｄ軸電圧と同一の大きさのｑ軸電圧を初期ｑ軸電圧Ｖ０とすることで、駆動トルクを発生させる。ｑ軸電圧生成器１７Ｂは、モータ１の速度を上昇させるための適切なｑ軸電圧Ｖｑを生成しながら、余剰電力を最小に制御することで、同期運転ステップから通常運転へのモード移行が可能となると共に、通常運転における軸誤差の演算に必要な誘起電圧を発生させるだけの速度を確保する。

速度推定器２９Ｂは、基本形態に係る速度推定器２９Ｘと同様の構成であるが、３φ／ｄｑ変換器２５により出力されたｄ軸電流Ｉｄから、推定された現在のモータの角速度である電気角推定速度ωｅを算出し、ｑ軸電圧生成器１７Ｂ及び位置推定器３０Ｘへそれぞれ出力する。速度推定器２９Ｂは、検出部により検出された電流のｄｑ座標系におけるｄ軸電流から現在速度を推定する速度推定部の一例である。

（実施形態２に係る同期運転ステップにおけるｑ軸電圧生成器）
図１０は、実施形態２に係る同期運転ステップにおけるｑ軸電圧生成器の構成の一例を示す図である。実施形態２に係る同期運転ステップにおけるｑ軸電圧生成器１７Ｂは、Ｌｄ乗算器１７Ｂ−１、減算器１７Ｂ−２、積分器１７Ｂ−３、減算器１７Ｂ−４、Ψ乗算器１７Ｂ−５、加算器１７Ｂ−６、加算器１７Ｂ−７、減算器１７Ｂ−８を有する。減算器１７Ｂ−２、積分器１７Ｂ−３、減算器１７Ｂ−４、Ψ乗算器１７Ｂ−５、加算器１７Ｂ−６、加算器１７Ｂ−７は、実施形態１のＬｄ乗算器１７Ａ−１、減算器１７Ａ−２、積分器１７Ａ−３、減算器１７Ａ−４、Ψ乗算器１７Ａ−５、加算器１７Ａ−６、加算器１７Ａ−７と同様である。

実施形態２では、図１０に示すＬｄ乗算器１７Ｂ−１の入力が、ｑ軸電流Ｉｑからｄ軸電流Ｉｄを減算した偏差である。Ｌｄ乗算器１７Ｂ−１は、この偏差を入力とするため、実施形態２のｑ軸電圧生成器１７Ｂには、実施形態１のｑ軸電圧生成器１７Ｂと比較して、減算器１７Ｂ−８が追加されている。

減算器１７Ｂ−８は、ｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄを入力として、ｑ軸電流Ｉｑからｄ軸電流Ｉｄを減算した偏差を、Ｌｄ乗算器１７Ｂ−１へ出力する。Ｌｄ乗算器１７Ｂ−１は、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑの偏差（Ｉｑ−Ｉｄ）と、速度指令値ω^＊とを入力とし、偏差（Ｉｑ−Ｉｄ）と速度指令値ω^＊の乗算結果と、ｄ軸インダクタンスＬｄとを乗算した結果を加算器１７Ｂ−６へ出力する。

以上から、実施形態２においてｑ軸電圧生成器１７Ｂが出力するｑ軸電圧Ｖｑ（ｑ軸駆動電圧Ｖｑ）は、実施形態１における上記（１２）式から、下記（１３）式のようになる。ｑ軸電圧生成器１７Ｂは、下記（１３）式によりｑ軸電圧Ｖｑを生成して出力する。下記（１３）式において、右辺第二項の第三因子が、減算器１７Ｂ−８による演算結果に対応する。

（実施形態２に係る同期運転ステップの処理）
実施形態２に係る同期運転ステップの処理は、図８に示した実施形態１に係る同期運転ステップの処理と同様になる。ここで、実施形態２において、実際の回転速度が最適回転速度に収束するための収束時間は、ｑ軸電圧生成器１７Ｂ、速度推定器２９Ｂの入力であるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑと、出力であるｑ軸電圧Ｖｑとの関係を示す上記（１３）式を、収束時間について解くことで求められる。実施形態２における速度指令値ω^＊及び電気角推定速度ωｅの目標到達速度は、実施形態１と同様である。

（実施形態２に係る位置決めステップから通常運転における各値の推移）
以下、図１１Ａ〜図１４Ｂを参照して、実施形態２と従来技術について、位置決めステップから通常運転における、ｄ軸電流及びｑ軸電流の推移、ｄ軸電圧及びｑ軸電圧の推移、軸誤差の推移、電気角推定速度及び電気角速度指令値の推移を比較して説明する。

なお、図１１Ａ〜図１４Ｂにおいて、横軸の時刻ｔを区分する（１）の区間はロータ位置決めステップの区間、（２）の区間は同期運転の区間、（３）の区間は通常運転の区間を示す。また、図１１Ａ〜図１４Ｂにおいて、（２）の区間をさらに区分する（２）’の区間は目標到達速度へ向けての加速領域の区間、（２）”の区間は目標到達速度到達後の定速領域の区間である。なお、実施形態２における加速領域の区間は図１４（Ａ）に示すように指令速度が上昇している区間であり、定速領域の区間は指令速度が一定となる区間である。一方、従来技術における加速領域の区間は、図１２（Ｂ）に示すようにｑ軸電圧が上昇している区間であり、定速領域の区間はｑ軸電圧が一定となる区間である。

また、図１１Ａ〜図１４Ｂにおいて、横軸のタイミングｔ１は、実施形態２において、モータ１の起動開始後からの経過時刻を表し、同期運転ステップから通常運転へのモード移行のタイミングを示す。また、タイミングｔ２は、従来技術において、モータ１の起動開始後からの経過時刻を表し、同期運転ステップから通常運転へのモード移行のタイミングを示す。ｔ１＜ｔ２である。

（実施形態２における位置決めステップから通常運転におけるｄ軸電圧及びｑ軸電圧と、ｄ軸電流及びｑ軸電流の推移）
図１１Ａは、実施形態２に係るロータ位置決めステップから通常運転におけるｄ軸電流及びｑ軸電流の推移の一例を示す図である。図１２Ａは、実施形態２に係るロータ位置決めステップから通常運転におけるｄ軸電圧及びｑ軸電圧の推移の一例を示す図である。

図１２Ａに示すように、（１）のロータ位置決めステップにおいて、ｑ軸電圧Ｖｑを０とし、一定のｄ軸電圧Ｖｄがモータ１へ印可される。これにより、図１１Ａに示すように、（１）のロータ位置決めステップにおいて、モータ１にｄ軸電流Ｉｄが流れる。

次に、図１２Ａに示すように、（２）の同期運転ステップにおいて、ｄ軸電圧Ｖｄを０とし、上記（１３）式に基づいて算出されたｑ軸電圧Ｖｑがモータ１へ印可される。ここで、上記（１３）式は、これにより、図１１Ａに示すように、（２）’の加速領域の前半において、モータ１に、ｄ軸電流Ｉｄより大きいｑ軸電流Ｉｑ（Ｉｄ＜Ｉｑ）が流れる。しかし、図１２Ａに示すように、（２）’の加速領域において、ｄ軸電圧Ｖｄは０である一方、ｑ軸電圧Ｖｑが徐々に大きくなっていくことでＩｄが正方向に増加していく。この増加に対し、前述したように、実施形態２ではｄ軸電流Ｉｄが正方向に増加し過ぎないように、ｄ軸電流Ｉｄの中心をｑ軸電流Ｉｑとする比例項（“（Ｉｑ−Ｉｄ）”の項）を加えている。この比例項により、（２）’の加速領域の後半以降において、ｄ軸電流Ｉｄの増加が抑えられる。

なお、（２）の同期運転ステップにおいては、図１１Ａに示すように、ｑ軸電流は徐々に小さくなっていく。

そして、図１２Ａに示すように、（２）’の加速領域に引き続く（２）”の定速領域において、上記（１３）式に基づいて算出されたｑ軸電圧Ｖｑにおいて、上記（１３）式における比例項により、ｄ軸電流Ｉｄの中心がｑ軸電流Ｉｑとなる。すなわち、図１２Ａに示すように、（２）”の定速領域においては、（２）’の加速領域とは異なり、ｑ軸電圧Ｖｑが低下へと転じる。ｑ軸電圧Ｖｑが低下へと転じたことに伴い、図１１Ａに示すように、ｄ軸電流Ｉｄが、ｑ軸電流Ｉｑと同様に小さくなる。

そして、図１１Ａに示すように、モータ１の速度指令値ω^＊が目標到達速度に達し、かつ、モータ１の収束時間が経過し、かつ、モータ１の電気角推定速度ωｅが目標到達速度に達したタイミングｔ１において、モータ１の同期運転ステップから通常運転へとモード移行が行われる。

タイミングｔ１以降は、モータ１は、（３）の通常運転が行われる。図１１Ａに示すように、通常運転では、モータ１のｄ軸電流Ｉｄは、概ね０の値を取る。また、図１２Ａに示すように、通常運転では、モータ１のｄ軸電圧Ｖｄはサチュレーションカーブを取り、ｄ軸電圧Ｖｄは概ね０の値を取る。

（従来技術における位置決めステップから通常運転におけるｄ軸電圧及びｑ軸電圧と、ｄ軸電流及びｑ軸電流の推移）
図１１Ｂは、従来技術に係るロータ位置決めステップから通常運転におけるｄ軸電流及びｑ軸電流の推移の一例を示す図である。図１２Ｂは、従来技術に係るロータ位置決めステップから通常運転におけるｄ軸電圧及びｑ軸電圧の推移の一例を示す図である。

図１２Ｂに示すように、（１）のロータ位置決めステップにおいて、ｑ軸電圧Ｖｑを０とし、一定のｄ軸電圧Ｖｄがモータへ印可される。これにより、図１１Ｂに示すように、（１）のロータ位置決めステップにおいて、モータにｄ軸電流Ｉｄが流れる。

次に、図１２Ｂに示すように、（２）の同期運転ステップにおいて、ｄ軸電圧Ｖｄを電気角推定速度ωｅに応じた値としたうえでマイナスの値とし、予め定められたｑ軸電圧Ｖｑ（一定値から増加、その後再び一定値となる）がモータ１へ印可される。これにより、図１１Ｂに示すように、（２）’の加速領域において、モータに、ｄ軸電流Ｉｄより大きいｑ軸電流Ｉｑ（Ｉｄ＜Ｉｑ）が流れる。しかし、図１２Ｂに示すように、（２）’の加速領域の後半において、ｄ軸電圧Ｖｄは概ね０である一方、ｑ軸電圧Ｖｑが徐々に大きくなっていくので、（２）’の加速領域において、モータ１において、Ｉｑ＞Ｉｄの大小関係を維持しつつもｄ軸電流Ｉｄが徐々に大きくなっていく。

そして、図１２Ｂに示すように、（２）’の加速領域に引き続く（２）”の定速領域において、ｑ軸電流Ｖｑが一定値となる。ｑ軸電圧Ｖｑが一定値へと転じたことに伴い、図１１Ｂに示すように、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑが同様に小さくなる。

そして、図１１Ｂに示すように、例えばモータの電気角推定速度ωｅが目標到達速度に達したタイミングｔ２において、モータ１の同期運転ステップから通常運転へとモード移行が行われる。よって、実施形態２は、従来技術と比較すると、位置決めステップから通常運転へのモード移行が、モータ１の起動からｔ２のタイミングよりも早いｔ１の経過のタイミングで行われることになる。

（実施形態２及び従来技術における位置決めステップから通常運転における軸誤差の推移）
図１３Ａは、実施形態２に係るロータ位置決めステップから通常運転における軸誤差の推移の一例を示す図である。図１３Ｂは、従来技術に係るロータ位置決めステップから通常運転における軸誤差の推移の一例を示す図である。

図１３Ａ及び図１３Ｂに示すように、実施形態２及び従来技術では、（２）の同期運転ステップでは、軸誤差が共に負、すなわち、実際のロータ位置（ｄｑ座標系）に対して制御側のロータ位置（γδ座標系）に遅れが生じている。しかし、図１３Ａ及び図１３Ｂの比較から分かるとおり、実施形態２は、従来技術と比較して、軸誤差が０に収束する時間が短い。すなわち、実施形態２では、従来技術と比較して、より短い同期運転ステップの期間で軸誤差の中心を負側から０へと移動させると共に、通常運転へモード移行後も、より小さな軸誤差の変動幅とすることができる。よって、実施形態２によれば、同期運転ステップから通常運転へ、スムーズなモード移行を行うことができる。

（実施形態２及び従来技術における位置決めステップから通常運転における電気角推定速度及び電気角目標速度の推移）
図１４Ａは、実施形態２に係るロータ位置決めステップから通常運転における電気角推定速度及び電気角目標速度の推移の一例を示す図である。図１４Ｂは、従来技術に係るロータ位置決めステップから通常運転における電気角推定速度及び電気角目標速度の推移の一例を示す図である。

図１４Ａに示すように、実施形態２では、（２）の同期運転ステップにおいて、電気角推定速度ωｅが、電気角速度指令値ω^＊に追従して加速している。そして、同期運転ステップから通常運転へのモード移行後も、電気角推定速度ωｅは、電気角速度指令値ω^＊を中心として変動しつつ、電気角速度指令値ω^＊に追従するように変化している。

一方、図１４Ｂに示すように、従来技術では、電気角速度指令値ω^＊は設けられていない。すなわち、従来技術では、（２）の同期運転ステップにおいて、電気角推定速度ωｅが、図１２Ｂに示すｑ軸電圧より動作環境負荷に応じて加速する。（３）の通常運転では電気角速度指令値ω^＊を追従して加速している。しかし、このモード移行時は図１３Ｂに示す軸誤差が大きく変動しているため、電気角推定速度ωｅは、一時的に大きく変動している。

すなわち、従来技術によれば、モード移行直後において、電気角推定速度ωｅの変動が大きいため、スムーズなモード移行ができない。一方で、実施形態２によれば、モード移行前後において、電気角推定速度ωｅが電気角速度指令値ω^＊に追従しつつ、従来技術と比べて変動がより小さいため、スムーズなモード移行ができる。

以上の実施形態２によれば、（２）”の定速領域の区間においてｑ軸電圧Ｖｑが低下することから、同期運転時におけるｑ軸電圧の過多を抑制することができる。また、実施形態２によれば、収束時間を容易に求めることができると共に、従来技術と比較してより短い時間で同期運転ステップを終了し、同期運転ステップから通常運転へスムーズなモード移行を行うことができる。

上述の実施形態及び図示の具体的名称、処理、制御、各種のデータやパラメータを含む情報については、一例を示すに過ぎず、特記する場合を除いて適宜変更することができる。また、上述の実施形態における各部もしくは各装置の構成は、処理負荷や実装効率等から適宜分散又は統合されてもよい。また、上述の実施形態における各処理は、処理負荷や実装効率等から、処理順序を適宜入れ替えて実行されてもよい。

上述の実施形態のより広範な態様は、上述のように表しかつ記述した特定の詳細及び代表的な実施形態に限定されるものではない。従って、添付の特許請求の範囲及びその均等物によって定義される総括的な発明の概念又は範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。

２Ｘ、２Ａ、２Ｂ 制御器
１０Ｘ、１０Ａ、１０Ｂ マイクロコンピュータ
１１ 減算器
１２ 速度制御器
１３ 励磁電流制御器
１４ 減算器
１５ 減算器
１６ ｄ軸電流制御器
１６Ｘ ｄ軸電圧生成器
１７ ｑ軸電流制御器
１７Ｘ、１７Ａ、１７Ｂ ｑ軸電圧生成器
１７Ａ−１、１７Ｂ−１ Ｌｄ乗算器
１７Ａ−２、１７Ｂ−２ 減算器
１７Ａ−３、１７Ｂ−３ 積分器
１７Ａ−４、１７Ｂ−４ 減算器
１７Ａ−５、１７Ｂ−５ Ψ乗算器
１７Ａ−６、１７Ｂ−６ 加算器
１７Ａ−７、１７Ｂ−７ 加算器
１７Ｂ−８ 減算器
１８ 非干渉化制御器
１９ 減算器
２０ 加算器
２１ ｄｑ／３φ変換器
２２ ＰＷＭ生成器
２３ ＩＰＭ
２４ ３φ電流算出器
２５ ３φ／ｄｑ変換器
２６ 軸誤差演算処理器
２９ ＰＬＬ制御器
２９Ｘ、２９Ａ、２９Ｂ 速度推定器
２９Ｘ−１ 比例項計算処理器
２９Ｘ−２ 積分項計算処理器
２９Ｘ−３ 加算器
３０、３０Ｘ 位置推定器
３１ １／Ｐｎ処理器
１００Ｘ、１００Ａ、１００Ｂ モータ制御装置
ＣＯ０、ＣＯ１、ＣＯ２ 接点
ＳＷ１ スイッチ

Claims (7)

1. モータの目標速度と現在速度との差をもとに生成された駆動電圧を前記モータへ供給してモータを駆動する駆動部と、前記モータを流れる電流を検出する検出部とを有するモータ制御装置であって、
   前記検出部により検出された電流のｄｑ座標系におけるｄ軸電流から前記現在速度を推定する速度推定部と、
   ｄｑ座標系におけるｄ軸の前記駆動電圧としてｄ軸駆動電圧を生成するｄ軸電圧生成部と、
   ｄｑ座標系におけるｑ軸の前記駆動電圧としてｑ軸駆動電圧を生成するｑ軸電圧生成部と、
   前記ｄ軸駆動電圧と前記ｑ軸駆動電圧とから前記駆動電圧を生成する駆動電圧生成部と
   を備え、
   前記ｑ軸電圧生成部は、
   前記モータの起動の際に、初期駆動電圧を出力し、その後、少なくとも、前記初期駆動電圧と前記目標速度と前記現在速度とから前記ｑ軸駆動電圧を生成する
   ことを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記ｑ軸電圧生成部は、
   前記モータの起動の際に、前記初期駆動電圧を出力し、その後、前記初期駆動電圧と前記目標速度と前記ｄ軸電流と前記現在速度とに加え、さらに、前記検出部により検出された電流のｄｑ座標系におけるｑ軸電流とｄ軸電流とから前記ｑ軸駆動電圧を生成する
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記ｄ軸電圧生成部は、前記ｄ軸駆動電圧として０を出力する
   ことを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
4. 前記現在速度は、前記ｄ軸電流が０となる速度である
   ことを特徴とする請求項２又は３に記載のモータ制御装置。
5. 前記ｑ軸電圧生成部は、下記（１）式から前記ｑ軸駆動電圧を生成する
   ことを特徴とする請求項２〜４の何れか１項に記載のモータ制御装置。
   

   

   ただし、上記（１）式において、“Ｖｑ”は前記ｑ軸駆動電圧、“ω^＊”は前記目標速度、“ω０”は前記モータの電気角初速度、“Ｌｄ”は前記モータのｄ軸インダクタンス、“Ｉｑ”は前記ｑ軸電流、“Ｉｄ”は前記ｄ軸電流、“Ｒ”は前記モータの巻線抵抗、“Ｊ”は前記モータのイナーシャ、“Ψ”は前記モータの鎖交磁束、“Ｋｃ”は積分ゲイン調整係数、“ωｅ”は前記モータの前記現在速度、“Ｖ０”は前記初期駆動電圧であり、上記（１）式の右辺の積分の区間は、前記モータの同期運転開始から現在までの時間である。
6. 前記初期駆動電圧は、初期駆動の際にロータを位置決めするためにｄｑ座標系におけるｄ軸に印加する電圧と同じ電圧値である
   ことを特徴とする請求項１〜５の何れか１項に記載のモータ制御装置。
7. 前記目標速度が前記モータの軸誤差演算可能な目標到達速度に到達した後、所定時間を経過してから前記モータの軸誤差を演算する前記モータの位置フィードバック運転モードへ移行する
   ことを特徴とする請求項１〜６の何れか１項に記載のモータ制御装置。

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