JP2020036440A - 同期リラクタンスモータの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】回転子の回転速度が低くなるまで又は回転子の回転が停止するまで待つことなく、高速回転中の回転子の回転速度を推定できる同期リラクタンスモータの制御装置を得ること。【解決手段】同期リラクタンスモータの制御装置２００の制御部１００は、高周波電圧が同期リラクタンスモータ１に印加されたとき、回転子の磁束軸方向のｄ軸とｄ軸に直交するｑ軸とからなるｄｑ軸直交回転座標系とは異なる制御上のγδ直交回転座標系におけるγ軸上の高周波電流の振幅を示すγ軸高周波電流振幅Ｉγｈと、γ軸に直交するδ軸上の高周波電流の振幅を示すδ軸高周波電流振幅Ｉδｈと、γδ直交回転座標系におけるγ軸及びδ軸の第１回転速度であるγδ軸回転速度ω１とに基づき、回転子のｄｑ軸直交回転座標系の第２回転速度であるｄｑ軸回転速度ωｒを推定する推定部を備える。【選択図】図１

Description

本発明は、同期リラクタンスモータの回転子の磁極位置を検出する位置センサと回転子の回転速度を検出する速度センサとを備えずに同期リラクタンスモータへ供給される交流電流を用いて同期リラクタンスモータの回転を制御する同期リラクタンスモータの制御装置に関する。

特許文献１には、埋込磁石型同期電動機（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ：ＩＰＭＳＭ）の突極比を利用して、ＩＰＭＳＭに矩形の高周波交番電圧を印加することによって、回転子の磁極位置を推定する方法が開示される。突極比は、ｄ軸のインダクタンス成分に対するｑ軸のインダクタンス成分の比である。ｄ軸は回転子の磁極がつくる磁束の方向と平行な軸であり、ｑ軸はｄ軸に直交する方向と平行な軸である。

特開２００９‐２７３２５４号公報

特許文献１に開示される磁極位置の推定方法では、突極比をもつ回転子が低速で回転している場合、又は回転子が停止している場合には、磁極位置の推定が可能であるが、しかしながら、ＩＰＭＳＭでは、回転子が回転しているとき、回転子に設けられる永久磁石が発生する磁束に起因する誘起電圧が、固定子の巻き線に発生するため、ＩＰＭＳＭの回転子が高速で回転している場合、ＩＰＭＳＭへ交番電圧を印加することができない。従って、特許文献１に開示される磁極位置の推定方法は、回転子が高速回転中のＩＰＭＳＭに適用できず、磁極位置の推定が困難である。このため、特許文献１の磁極位置推定方法では、回転子が高速で回転しているときに、回転子を有する電動機を始動するためには、回転子の回転速度が空気抵抗などに起因して自然減速することによって、回転速度が低くなるまで待つ必要があり、又は回転子の回転が停止するまで待つ必要がある。従って、特許文献１の磁極位置推定方法では、電動機の始動が遅れるという課題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、回転子の回転速度が低くなるまで又は回転子の回転が停止するまで待つことなく、高速回転中の回転子の回転速度を推定できる同期リラクタンスモータの制御装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係る同期リラクタンスモータの制御装置は、同期リラクタンスモータの回転子の磁極位置を検出する位置センサと回転子の回転速度を検出する速度センサとを備えずに、同期リラクタンスモータへ供給される交流電流を用いて同期リラクタンスモータの回転を制御する制御部を備える。また同期リラクタンスモータの制御装置の制御部は、高周波電圧が同期リラクタンスモータに印加されたとき、回転子の磁束軸方向のｄ軸とｄ軸に直交するｑ軸とからなるｄｑ軸直交回転座標系とは異なる制御上のγδ直交回転座標系におけるγ軸上の高周波電流の振幅を示すγ軸高周波電流振幅と、γ軸に直交するδ軸上の高周波電流の振幅を示すδ軸高周波電流振幅と、γδ直交回転座標系におけるγ軸及びδ軸の第１回転速度とに基づき、回転子のｄｑ軸直交回転座標系の第２回転速度を推定する推定部を備えることを特徴とする。

本発明によれば、回転子の回転速度が低くなるまで又は回転子の回転が停止するまで待つことなく、高速回転中の回転子の回転速度を推定できる、という効果を奏する。

本発明の実施の形態に係る同期リラクタンスモータの制御装置２００の構成図 ｄｑ軸及びγδ軸を説明するための図 相対位相θ_ｅｒｒに対するγ軸高周波交番電圧ｖ_γｈ、γδ軸電流検出値ｉ_γ，ｉ_δ、及びγδ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈ，Ｉ_δｈを示す図 図３に示す高周波交番電圧ｖ_γｈ及びδ軸電流検出値ｉ_δを拡大して示す第１図 図３に示す高周波交番電圧ｖ_γｈ及びδ軸電流検出値ｉ_δを拡大して示す第２図 相対速度・位相演算部１５の動作を説明するためのタイムチャート 回転子が停止した状態でγδ軸回転速度ω_１を変化させたときのδ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈの状態を示す図 フィードバック制御によってγδ軸回転速度ω_１を制御する場合の相対速度・位相演算部１５の構成例を示す図 図１及び図３に示すγδ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈ，Ｉ_δｈをハイパスフィルタに通した結果得られるγδ軸高周波電流情報Ｉ_{γ（ＨＰＦ）}，Ｉ_{δ（ＨＰＦ）}の波形を示す図 図９に示すγδ軸高周波電流情報Ｉ_{γ（ＨＰＦ）}，Ｉ_{δ（ＨＰＦ）}を用いて相対速度ω_ｅｒｒ及び相対位相θ_ｅｒｒを演算する相対速度・位相演算部１５の第１構成例を示す図 図９に示すγδ軸高周波電流情報Ｉ_{γ（ＨＰＦ）}，Ｉ_{δ（ＨＰＦ）}を用いて相対速度ω_ｅｒｒ及び相対位相θ_ｅｒｒを演算する相対速度・位相演算部１５の第２構成例を示す図 図１に示す制御部１００のハードウェア構成例を示す図

以下に、本発明の実施の形態に係る同期リラクタンスモータの制御装置を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態に係る同期リラクタンスモータの制御装置２００の構成図である。図１に示される同期リラクタンスモータの制御装置２００は、同期リラクタンスモータ１の回転子の磁極位置を検出する位置センサと回転子の回転速度を検出する速度センサとを備えずに、同期リラクタンスモータ１へ供給される交流電流を用いて同期リラクタンスモータ１の回転を制御する制御部１００を備える制御装置である。以下では、同期リラクタンスモータの制御装置２００を単に制御装置２００と称する場合がある。また同期リラクタンスモータ１を単にモータ１と称する場合がある。

制御装置２００は、三相交流電源４から供給される交流電力を整流し、整流された電力を直流電力として出力する整流回路３と、整流回路３から供給される直流電力を、モータ１を駆動するための交流電力に変換して出力する電力変換器２とを備える。また制御装置２００は、電力変換器２に設けられる複数の半導体スイッチング素子のオンオフ動作を制御する制御部１００と、Ｕ相電流検出器６ｕと、Ｗ相電流検出器６ｗとを備える。

電力変換器２には、三相交流配線５０の一端が接続され、三相交流配線５０の他端は、モータ１に接続される。三相交流配線５０の内、Ｕ相配線には、Ｕ相配線に流れる電流を検出するＵ相電流検出器６ｕが設けられ、Ｗ相配線には、Ｗ相配線に流れる電流を検出するＷ相電流検出器６ｗが設けられる。Ｕ相電流検出器６ｕ及びＷ相電流検出器６ｗは、例えばＣＴ（Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）である。Ｕ相電流検出器６ｕ及びＷ相電流検出器６ｗのそれぞれは、検出した電流を、電流の値を示す信号に変換して出力する。ｉ_ｕは、Ｕ相電流検出器６ｕから出力される信号を表す。以下ではＵ相電流ｉ_ｕと称する。ｉ_ｗは、Ｗ相電流検出器６ｗから出力される信号を表す。以下ではＷ相電流ｉ_ｗと称する。

２つのＵ相電流検出器６ｕ，Ｗ相電流検出器６ｗが用いられている理由は、Ｕ相電流＋Ｖ相電流＋Ｗ相電流＝０の関係が成立するため、２相分の検出電流から残りの１相の電流を求めることもできるためである。従って、制御装置２００は、Ｕ相配線、Ｖ相配線及びＷ相配線の内、少なくとも２つ配線に流れる電流を検出するように構成してもよい。なお、制御装置２００は、Ｕ相電流検出器６ｕ及びＷ相電流検出器６ｗの代わりに、電力変換器２の内部の不図示の正極母線又は負極母線に流れる電流を検出し、又は電力変換器２を構成する不図示のスイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出器を用いてもよい。整流回路３及び電力変換器２のそれぞれの構成については公知のため、説明を割愛する。

以下では制御部１００の構成について詳細に説明する。まず、回転座標系について説明する。図２はｄｑ軸及びγδ軸を説明するための図である。ｄｑ軸は、モータ１の回転子に同期して回転するｄｑ軸直交回転座標系を定める直交軸である。ｄ軸は、回転子の磁極がつくる磁束の方向と平行な軸である。ｑ軸は、ｄ軸から９０度進んだ軸である。また、回転子の磁極位置及び回転子の回転速度を直接検出しないセンサレス制御では、ｄｑ軸とは別に、γδ軸が定義される。γδ軸は、ｄｑ軸直交回転座標系とは異なる制御上のγδ直交回転座標系を定める直交軸である。δ軸はγ軸から９０度進んだ軸である。

ω_１は、γδ直交回転座標系のγδ軸の第１回転速度を示すγδ軸回転速度である。ω_ｒは、ｄｑ軸の回転速度を示すｄｑ軸回転速度である。θ_１は、モータ１に設けられるＵ相巻線の位置を基準にしたγδ軸の位相を示すγδ軸位相である。θ_ｒは、モータ１に設けられるＵ相巻線の位置を基準にしたｄｑ軸の位相を示すｄｑ軸位相である。ω_ｅｒｒは、γ軸とｄ軸との相対速度である。相対速度ω_ｅｒｒは、ｄｑ軸回転速度ω_ｒと、γδ軸回転速度ω_１との速度差に等しい。θ_ｅｒｒは、γ軸とｄ軸との相対位相である。相対位相θ_ｅｒｒは、γδ軸位相θ_１とｄｑ軸位相θ_ｒとの位相差に等しい。ｄｑ軸位相θ_ｒは、実際の回転子の磁極位置に等しい。

図２に示されるｄｑ軸回転速度ω_ｒ及びｄｑ軸位相θ_ｒは、数式１及び数式２で演算できる。γδ軸回転速度ω_１及びγδ軸位相θ_１は、任意に選ぶことができる。そのため、相対速度ω_ｅｒｒ及び相対位相θ_ｅｒｒを求めることにより、ｄｑ軸回転速度ω_ｒ及びｄｑ軸位相θ_ｒを演算できる。

モータ１が停止中に、γ軸高周波交番電圧ｖ_γｈが印加された場合に生じる高周波成分の状態方程式は、電機子抵抗を無視できる場合には、数式３で表すことができる。γ軸高周波交番電圧ｖ_γｈは、モータ１に設けられる巻線に印加される高周波交番電圧である。図１では、γ軸高周波交番電圧を示す符号「ｖ_γｈ」の図示が省略されている。γ軸高周波交番電圧ｖ_γｈは、γ軸に平行な方向に発生する矩形波状の電圧である。γ軸高周波交番電圧指令値ｖ_γｈ ^＊を単にｖ_γｈ ^＊と称する場合がある。数式３において、ｐは微分演算子であり、Ｌ_ｄはｄ軸インダクタンスであり、Ｌ_ｑはｑ軸インダクタンスである。Ｌ_０は、Ｌ_０＝１／２（Ｌ_ｄ＋Ｌ_ｑ）で求めることができる。Ｌ_２は、Ｌ_２＝１／２（Ｌ_ｄ−Ｌ_ｑ）で求めることができる。相対位相θ_ｅｒｒは、θ_ｅｒｒ＝θ_ｒ−θ_１で求めることができる。

このとき流れるγδ軸高周波電流の振幅であるγδ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈ，Ｉ_δｈは、数式４により求めることができる。数式４に示すように、数式３に示す状態方程式を、ｖ_γｈ ^＊の周期Ｔｈで積分することにより、γδ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈ，Ｉ_δｈを求めることができる。γδ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈ，Ｉ_δｈは、γδ軸電流検出値ｉ_γ，ｉ_δの振幅に等しい。γ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈは、γδ直交回転座標系におけるγ軸上の高周波電流の振幅を表し、δ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈは、γδ直交回転座標系におけるδ軸上の高周波電流の振幅を表す。周期Ｔｈは、ｖ_γｈ ^＊の１周期に等しく、また高周波交番電圧ｖ_γｈの１周期に等しい。γ軸電流検出値ｉ_γは、γ軸上の電流である。δ軸電流検出値ｉ_δは、γ軸に直交するδ軸上の電流である。

数式４より、γ軸に平行な方向に高周波交番電圧ｖ_γｈが印加されとき、δ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈは、相対位相θ_ｅｒｒの２倍の周期で変化することが分かる。γ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈも同様である。

図３から図５を用いて、モータ１に設けられる巻線に印加される高周波交番電圧ｖ_γｈ、γδ軸電流検出値ｉ_γ，ｉ_δ、及びγδ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈ，Ｉ_δｈの関係性について説明する。

図３は相対位相θ_ｅｒｒに対する高周波交番電圧ｖ_γｈ、γδ軸電流検出値ｉ_γ，ｉ_δ、及びγδ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈ，Ｉ_δｈを示す図である。図３の横軸は、相対位相θ_ｅｒｒを表す。図３には、上から順に、γ軸高周波交番電圧ｖ_γｈと、γδ軸電流検出値ｉ_γ，ｉ_δと、γδ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈ，Ｉ_δｈとが示される。γ軸電流検出値ｉ_γは、γ軸高周波交番電圧ｖ_γｈが印加されたときに推定されるγ軸上の高周波電流に等しい。δ軸電流検出値ｉ_δは、δ軸高周波交番電圧ｖ_δｈが印加されたときに推定されるδ軸上の高周波電流に等しい。図３に示すＶ_γは、γ軸高周波交番電圧ｖ_γｈの振幅である。図３に示すδ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈは、高周波交番電圧ｖ_γｈの極性が変化するタイミングに対応するδ軸高周波電流ｉ_δの偏差に基づいて演算できる。図４及び図５を用いて、δ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈの演算方法を具体的に説明する。

図４は図３に示す高周波交番電圧ｖ_γｈ及びδ軸電流検出値ｉ_δを拡大して示す第１図である。図５は図３に示す高周波交番電圧ｖ_γｈ及びδ軸電流検出値ｉ_δを拡大して示す第２図である。

ここで、数式４に示すδ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈの極性は、図３に示すように正又は負に変化する。δ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈの極性が正の場合とは、図４のように、高周波交番電圧ｖ_γｈの極性とδ軸電流検出値ｉ_δの変化率の極性とが同じ場合である。具体的には、図４のように、高周波交番電圧ｖ_γｈの値が負から正に変化した時点をｔ１とし、ｔ１から高周波交番電圧ｖ_γｈの周期Ｔｈの半周期に相当する時間が経過した時点をｔ２としたとき、高周波交番電圧ｖ_γｈの極性が正となるｔ１〜ｔ２において、横軸の時間ｔに対するδ軸電流検出値ｉ_δの変化率の極性が正となる場合、δ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈの極性は、正となる。

一方、δ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈの極性が負の場合とは、図５のように、高周波交番電圧ｖ_γｈの極性とδ軸電流検出値ｉ_δの変化率の極性とが同じ場合である。具体的には、図５のように、高周波交番電圧ｖ_γｈの値が負から正に変化した時点をｔ１とし、ｔ１から高周波交番電圧ｖ_γｈの周期Ｔｈの半周期に相当する時間が経過した時点をｔ２としたとき、高周波交番電圧ｖ_γｈの極性が正となるｔ１〜ｔ２において、横軸の時間ｔに対するδ軸電流検出値ｉ_δの変化率の極性が負となる場合、δ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈの極性は、負となる。

なお、図３に示されるγ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈは、δ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈと同様に、高周波交番電圧ｖ_γｈの極性が変化するタイミングに対応するγ軸電流検出値ｉ_γの偏差に基づいて演算することができる。

このように、高周波交番電圧ｖ_γｈ、γδ軸電流検出値ｉ_γ，ｉ_δ、及びγδ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈ，Ｉ_δｈが、数式３及び数式４に示す関係性を有することを踏まえた上で、図１に示す制御部１００が備える機能について具体的に説明する。

制御部１００は、電流座標変換部５、ノッチフィルタ７、矩形波生成部１０、γ軸電流制御部９ａ、δ軸電流制御部９ｂ、バンドパスフィルタ１４、相対速度・位相演算部１５、電圧座標変換部１２、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号生成部１３、積分部１６ａ、減算部８ａ、減算部８ｂ、加算部１１ａ、加算部１１ｂ、及び加算部１１ｃを備える。以下では、相対速度・位相演算部１５を単に演算部１５と称する場合がある。

演算部１５，積分部１６ａ、加算部１１ｂ、及び加算部１１ｃは、γ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈ及びδ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈに基づき、γδ軸位相θ_１、ｄｑ軸回転速度ω_ｒ及びｄｑ軸位相θ_ｒを推定する推定部４０を構成する。

電流座標変換部５は、γδ軸位相θ_１に基づき、Ｕ相電流ｉ_ｕとＷ相電流ｉ_ｗとを、γδ軸電流検出値ｉ_γ，ｉ_δへ座標変換する。電流座標変換部５による座標変換方法は、例えば特許第３８６００３１号公報に記載される。

ノッチフィルタ７には、γ軸電流検出値ｉ_γ及びδ軸電流検出値ｉ_δが入力される。ノッチフィルタ７は、γ軸電流検出値ｉ_γ及びδ軸電流検出値ｉ_δの中から、モータ１への高周波交番電圧の印加時に流れる高周波電流成分を除去し、この高周波電流成分が除去された電流を、γδ軸基本波電流ｉ_γｆ，ｉ_δｆとして出力する。

減算部８ａには、ノッチフィルタ７から出力されるγ軸基本波電流ｉ_γｆと、γ軸電流指令値ｉ_γ ^＊とが入力される。γ軸電流指令値ｉ_γ ^＊は、γ軸方向に流されるべき電流の指令値であり、例えば、上位コントローラから出力される。上位コントローラは、例えば電力変換器２に付属するタッチパネルなどの機能設定ツールである。本実施の形態では、γ軸電流指令値ｉ_γ ^＊が零に設定される。減算部８ａは、γ軸電流指令値ｉ_γ ^＊とγ軸基本波電流ｉ_γｆとの偏差を演算し、演算した偏差を示す情報を出力する。γ軸電流制御部９ａには、減算部８ａから出力される偏差を示す情報が入力される。γ軸電流制御部９ａは、当該偏差を増幅することにより、γ軸基本波電圧指令値ｖ_γｆ ^＊を演算する。

減算部８ｂには、ノッチフィルタ７から出力されるδ軸基本波電流ｉ_δｆと、δ軸電流指令値ｉ_δ ^＊とが入力される。δ軸電流指令値ｉ_δ ^＊は、δ軸方向に流されるべき電流の指令値であり、例えば上位コントローラから出力される。本実施の形態では、δ軸電流指令値ｉ_δ ^＊が零に設定される。減算部８ｂは、δ軸基本波電流ｉ_δｆとδ軸電流指令値ｉ_δ ^＊との偏差を演算し、演算した偏差を示す情報を出力する。δ軸電流制御部９ｂには、減算部８ｂから出力される偏差を示す情報が入力される。δ軸電流制御部９ｂは、当該偏差を増幅することにより、δ軸基本波電圧指令値ｖ_δｆ ^＊を演算する。

矩形波生成部１０は、γ軸高周波電圧振幅指令値Ｖ_γｈ ^＊に基づき、ｖ_γｈ ^＊を演算する。γ軸高周波電圧振幅指令値Ｖ_γｈ ^＊は、ｖ_γｈ ^＊の振幅を設定するための信号である。ｖ_γｈ ^＊は、振幅がγ軸高周波電圧振幅指令値Ｖ_γｈ ^＊の振幅に等しく、かつ、周期がＴｈに等しい矩形の信号である。γ軸高周波電圧振幅指令値Ｖ_γｈ ^＊は、例えば上位コントローラから出力される。

矩形波生成部１０で演算されたｖ_γｈ ^＊は、加算部１１ａに入力される。加算部１１ａには、ｖ_γｈ ^＊以外にも、γ軸電流制御部９ａから出力されるγ軸基本波電圧指令値ｖ_γＦ ^＊が入力される。加算部１１ａは、γ軸基本波電圧指令値ｖ_γＦ ^＊にｖ_γｈ ^＊を重畳させることにより、γ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊を求める。

加算部１１ａで求められたγ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊は、電圧座標変換部１２に入力される。電圧座標変換部１２には、γ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊以外にも、δ軸電圧指令値ｖ_δ ^＊と、γδ軸位相θ_１とが入力される。δ軸電圧指令値ｖ_δ ^＊は、δ軸電流制御部９ｂから出力されるδ軸基本波電圧指令値ｖ_δｆ ^＊に等しい。電圧座標変換部１２及びＰＷＭ信号生成部１３の詳細については後述する。

バンドパスフィルタ１４には、電流座標変換部５から出力されるγ軸電流検出値ｉ_γ及びδ軸電流検出値ｉ_δが入力される。バンドパスフィルタ１４は、モータ１に印加される高周波交番電圧と同じ周波数のγ軸電流検出値ｉ_γの高周波成分を演算し、演算したγ軸電流検出値ｉ_γの高周波の電流を、γ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈとして出力する。γ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈは、例えば、図４に示される矩形のγ軸高周波交番電圧指令値ｖ_γｈ ^＊の極性が変化する時間ｔ１から時間ｔ２までの時間に検出されるδ軸電流検出値ｉ_δの振幅に基づいて演算される。

また、バンドパスフィルタ１４は、当該高周波交番電圧と同じ周波数のδ軸電流検出値ｉ_δの高周波成分を演算し、演算したδ軸電流検出値ｉ_δの高周波の電流を、δ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈとして出力する。δ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈには、前述したδ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈの正又は負の極性が付与されているものとする。このように、バンドパスフィルタ１４は、電流振幅演算部として機能する。

演算部１５には、γ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈ及びδ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈが入力される。演算部１５は、γ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈ及びδ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈに基づき、γδ軸回転速度ω_１、相対速度ω_ｅｒｒ及び相対位相θ_ｅｒｒを演算する。演算部１５の構成の詳細については後述する。

積分部１６ａには、演算部１５で演算されたγδ軸回転速度ω_１が入力され、積分部１６ａは、γδ軸回転速度ω_１を積分することにより、γδ軸位相θ_１を演算する。

加算部１１ｂには、演算部１５で演算されたγδ軸回転速度ω_１及び相対速度ω_ｅｒｒが入力される。加算部１１ｂは、上記の数式１に示すように、γδ軸回転速度ω_１へ相対速度ω_ｅｒｒを加算することにより、ｄｑ軸回転速度ω_ｒを演算する。

加算部１１ｃには、演算部１５で演算された相対位相θ_ｅｒｒと、積分部１６ａで演算されたγδ軸位相θ_１とが入力される。加算部１１ｃは、上記の数式２に示すように、γδ軸位相θ_１へ相対位相θ_ｅｒｒを加算することにより、ｄｑ軸位相θ_ｒを演算する。

電圧座標変換部１２は、γδ軸位相θ_１に基づいて、γ，δ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊，ｖ_δ ^＊を、三相の相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に変換する。電圧座標変換部１２で変換された相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊は、ＰＷＭ信号生成部１３に入力される。ＰＷＭ信号生成部１３は、電力変換器２内の半導体スイッチング素子のオンオフ動作を制御するためのＰＷＭ信号１３ａを生成する。ＰＷＭ信号１３ａはハイレベル又はローレベルの２値をとる矩形波信号である。ＰＷＭ信号１３ａは、例えば、電力変換器２内の駆動信号生成部に入力される。駆動信号生成部では、ＰＷＭ信号１３ａが、電力変換器２内の半導体スイッチング素子を駆動可能な電圧に増幅される。増幅された信号は、駆動信号として、電力変換器２内のインバータ回路に入力される。インバータ回路には、例えば６つの半導体スイッチング素子が設けられている。半導体スイッチング素子がバイポーラトランジスタである場合、駆動信号生成部から出力される駆動信号は、バイポーラトランジスタのベース端子に入力される。半導体スイッチング素子が電界効果トランジスタである場合、駆動信号生成部から出力される駆動信号は、電界効果トランジスタのゲート端子に入力される。電力変換器２内の半導体スイッチング素子が駆動信号に従いオンオフ動作することにより、交流電力がモータ１へ供給され、モータ１が回転する。

次に、演算部１５の構成と動作について詳細に説明する。まず、図６から図８を参照して、演算部１５によるγδ軸回転速度ω_１の演算方法について説明する。

図６は相対速度・位相演算部１５の動作を説明するためのタイムチャートである。図６には、同期リラクタンスモータ１の回転子が回転しているときの相対速度・位相演算部１５による速度探索動作が示される。図７は回転子が停止した状態でγδ軸回転速度ω_１を変化させたときのδ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈの状態を示す図である。図７には、同期リラクタンスモータ１の回転子が停止しているときのδ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈの特性が示される。ｄｑ軸回転速度ω_ｒの最大値を＋ω_ｒＭａｘとし、ｄｑ軸回転速度ω_ｒの最小値−ω_ｒＭａｘとしたとき、回転子が停止した状態で、γδ軸回転速度ω_１を、＋ω_ｒＭａｘから−ω_ｒＭａｘまで変化させた場合のδ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈの波形は、図７に示すように変化する。そして、相対速度ω_ｅｒｒが零（ω_ｅｒｒ＝０）となるとき、δ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈは、最大となる。相対速度ω_ｅｒｒが零となるタイミングは、ｄｑ軸回転速度ω_ｒがγδ軸回転速度ω_１と一致するタイミングに等しい。図８に示す相対速度ω_ｅｒｒは、後述する図１０及び図１１に示される演算部１５が備える機能により演算される。

このような性質を利用して、演算部１５は、絶対値｜Ｉ_δｈ｜_Ｍａｘを計測し、絶対値｜Ｉ_δｈ｜_Ｍａｘが計測されたときのγδ軸回転速度ω_１を、回転子の回転速度の探索値ω_ｒ０に設定する。絶対値｜Ｉ_δｈ｜_Ｍａｘは、δ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈの最大値の絶対値である。探索値ω_ｒ０は、図６に示すようにモータ１の回転子が回転中に、γδ軸回転速度ω_１を＋ω_ｒＭａｘから−ω_ｒＭａｘまで変化させたときに計測されるδ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈの絶対値が、絶対値｜Ｉ_δｈ｜_Ｍａｘとなったときのγδ軸回転速度ω_１に相当する。

次に、探索値ω_ｒ０を利用したγδ軸回転速度ω_１の制御方法について説明する。後述する相対速度ω_ｅｒｒの演算では、γδ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈ，Ｉ_δｈにハイパスフィルタが適用されるため、γδ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈ，Ｉ_δｈは、交流量である必要がある。さらに、探索値ω_ｒ０を利用したγδ軸回転速度ω_１の制御では、相対速度ω_ｅｒｒが生じるようにするため、相対速度ω_ｅｒｒを、０以外の任意の相対速度の値を示す相対速度指令値ω_ｅｒｒ ^＊と等しくなるように、γδ軸回転速度ω_１を制御する必要がある。相対速度指令値ω_ｅｒｒ ^＊は、上位コントローラから出力される情報である。

探索値ω_ｒ０を利用したγδ軸回転速度ω_１の制御には、２通りの制御方法が考えられる。まず、探索値ω_ｒ０を使用した簡易的なγδ軸回転速度ω_１の第１制御方法を説明する。演算部１５は、数式５の計算をすることにより、すなわち探索値ω_ｒ０に相対速度指令値ω_ｅｒｒ ^＊を加えることにより、γδ軸回転速度ω_１を演算することができる。演算部１５は、このようにして演算したγδ軸回転速度ω_１を、後述する相対速度ω_ｅｒｒの演算で使用されるγδ軸回転速度ω_１の設定値として利用する。

このγδ軸回転速度ω_１の第１制御方法によれば、γδ軸回転速度ω_１を簡単に制御可能であるが、回転子の回転速度の変動、探索値ω_ｒ０の測定誤差などによって、相対速度ω_ｅｒｒが零になる可能性がある。

次に、フィードバック制御によるγδ軸回転速度ω_１の第２制御方法を、図８を用いて説明する。図８はフィードバック制御によってγδ軸回転速度ω_１を制御する場合の相対速度・位相演算部１５の構成例を示す図である。図８に示す演算部１５は、減算部８ｃ、相対速度制御部１７及び加算部１１ｄを備える。減算部８ｃには、相対速度指令値ω_ｅｒｒ ^＊と相対速度ω_ｅｒｒとが入力される。減算部８ｃは、相対速度指令値ω_ｅｒｒ ^＊から相対速度ω_ｅｒｒを減じることにより、相対速度指令値ω_ｅｒｒ ^＊と相対速度ω_ｅｒｒとの差分を演算する。演算された差分は、相対速度制御部１７に入力される。

相対速度制御部１７は、例えばＰＩ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ Ｉｎｔｅｇｒａｌ）制御器であり、入力された差分に対してＰＩ制御を行う。相対速度制御部１７による制御結果は、加算部１１ｄに入力される。なお、相対速度制御部１７は、入力されるフィードフォワード補償情報を安定化させることができればよく、ＰＩ制御器に限定されず、例えばＰＩＤ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ Ｉｎｔｅｇｒａｌ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ）制御器でもよい。

加算部１１ｄには、相対速度制御部１７による制御結果以外にも、探索値ω_ｒ０が入力される。加算部１１ｄでは、相対速度制御部１７による制御結果に、探索値ω_ｒ０がフィードフォワード補償として加えられ、その結果がγδ軸回転速度ω_１として出力される。すなわちγδ軸回転速度ω_１は、相対速度制御部１７によるフィードバック制御の出力に、探索値ω_ｒ０がフィードフォワード補償として加算されることにより、演算される。このように図８に示す演算部１５では、フィードバック制御によるγδ軸回転速度ω_１が設定される。図８に示す演算部１５によれば、回転子の回転速度の変動、探索値ω_ｒ０の測定誤差などが生じた場合でも、相対速度ω_ｅｒｒを、相対速度指令値ω_ｅｒｒ ^＊に一致させることができるため、相対速度ω_ｅｒｒが零になることを抑制できる。

次に、相対速度ω_ｅｒｒ及び相対位相θ_ｅｒｒの演算方法について説明する。モータ１の磁極の位置情報は、図３に示すように変化するγδ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈ，Ｉ_δｈから得られることが明らかである。そこで、制御装置２００の演算部１５は、γδ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈ，Ｉ_δｈをハイパスフィルタに通し、その結果得られるγδ軸高周波電流情報Ｉ_{γ（ＨＰＦ）}，Ｉ_{δ（ＨＰＦ）}を使用して、回転子の磁極位置を演算するよう構成されている。

図９は図１及び図３に示すγδ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈ，Ｉ_δｈをハイパスフィルタに通した結果得られるγδ軸高周波電流情報Ｉ_{γ（ＨＰＦ）}，Ｉ_{δ（ＨＰＦ）}の波形を示す図である。図９の上側には、γ軸高周波電流情報Ｉ_{γ（ＨＰＦ）}の波形が示される。図９の下側には、δ軸高周波電流情報Ｉ_{δ（ＨＰＦ）}の波形が示される。図９の横軸は、相対位相θ_ｅｒｒを表す。

図９に示すように、ハイパスフィルタに通した結果得られるγ軸高周波電流情報Ｉ_{γ（ＨＰＦ）}に対するδ軸高周波電流情報Ｉ_{δ（ＨＰＦ）}の位相進み分を考慮して、相対位相θ_ｅｒｒは、数式６により演算できる。ω_ｃは、ハイパスフィルタの遮断角周波数である。

図１０は図９に示すγδ軸高周波電流情報Ｉ_{γ（ＨＰＦ）}，Ｉ_{δ（ＨＰＦ）}を用いて相対速度ω_ｅｒｒ及び相対位相θ_ｅｒｒを演算する相対速度・位相演算部１５の第１構成例を示す図である。図１０に示される相対速度・位相演算部１５は、ハイパスフィルタ１８ａ、相対位相演算部１９ａ、及び微分器２０を備える。ハイパスフィルタ１８ａには、γδ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈ，Ｉ_δｈが入力され、ハイパスフィルタ１８ａは、γδ軸高周波電流情報Ｉ_{γ（ＨＰＦ）}，Ｉ_{δ（ＨＰＦ）}を出力する。γδ軸高周波電流情報Ｉ_{γ（ＨＰＦ）}，Ｉ_{δ（ＨＰＦ）}は、相対位相演算部１９ａに入力され、相対位相演算部１９ａは、数式６に基づき、相対位相θ_ｅｒｒを演算する。相対位相θ_ｅｒｒは、図１に示す加算部１１ｃに対して出力される。

微分器２０は、相対位相演算部１９ａで演算された相対位相θ_ｅｒｒを微分することにより、相対速度ω_ｅｒｒを演算する。相対速度ω_ｅｒｒは、図１に示す加算部１１ｂに対して出力されると共に、図８に示す減算部８ｃに対して出力される。相対位相θ_ｅｒｒを微分することにより、相対位相θ_ｅｒｒを利用して相対速度ω_ｅｒｒを容易に演算することが可能である。

図１１は図９に示すγδ軸高周波電流情報Ｉ_{γ（ＨＰＦ）}，Ｉ_{δ（ＨＰＦ）}を用いて相対速度ω_ｅｒｒ及び相対位相θ_ｅｒｒを演算する相対速度・位相演算部１５の第２構成例を示す図である。図１１に示される演算部１５は、図１０に示される相対位相演算部１９ａの代わりに、ハイパスフィルタ１８ｂと、相対位相演算部１９ｂと、位相同期回路（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）３０とを備える。

図１１に示される演算部１５では、ハイパスフィルタ１８ｂから出力されたγδ軸高周波電流情報Ｉ_{γ（ＨＰＦ）}，Ｉ_{δ（ＨＰＦ）}が、相対位相演算部１９ｂに入力される。相対位相演算部１９ｂは、数式６に基づき、相対位相θ_ｅｒｒを演算し、演算した相対位相θ_ｅｒｒを、第１相対位相である相対位相θ_ｅｒｒ０として出力する。相対位相θ_ｅｒｒ０は、位相同期回路３０が備える減算部８ｄに入力される。減算部８ｄには、相対位相θ_ｅｒｒ０の他に、相対位相θ_ｅｒｒが入力される。相対位相θ_ｅｒｒは、位相同期回路３０が備える積分部１６ｂで演算された位相情報である。減算部８ｄでは、相対位相θ_ｅｒｒ０と相対位相θ_ｅｒｒとの差分が演算され、演算された差分の情報は、相対速度推定部２１に入力される。

相対速度推定部２１は、例えばＰＩ制御器であり、入力された差分の情報に対してＰＩ制御を行う。相対速度推定部２１による制御結果である相対速度ω_ｅｒｒは、図１に示す加算部１１ｂに対して出力されると共に、積分部１６ｂに入力される。

積分部１６ｂは、相対速度ω_ｅｒｒを積分することにより、相対位相θ_ｅｒｒ０と同期したフィードバック情報である第２相対位相を、相対位相θ_ｅｒｒとして演算する。相対位相θ_ｅｒｒは、図１に示す加算部１１ｃに対して出力される。図１１に示される演算部１５によれば、図１０に示される演算部１５に比べて、ノイズ（位相雑音）に対する耐性が向上するという効果を得られる。

図１２は図１に示す制御部１００のハードウェア構成例を示す図である。図１２に示すように、制御部１００は、図１２に示すマイクロコンピュータ１１０により実現可能である。マイクロコンピュータ１１０は、メモリ１２１と、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）１２２と、ＡＤ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ）変換部１２３と、ＰＷＭモジュール１２４と、上位コントローラと通信を行う通信部１２５とを備える。ＣＰＵ１２２は、制御部１００の制御を行うプロセッサである。プロセッサは、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）である。なお、前述した上位コントローラが、例えば、インバータに付属するタッチパネルなどの機能設定ツールである場合、通信部１２５には、上位コントローラから出力されるγ軸高周波電圧振幅指令値Ｖ_γｈ ^＊、相対速度指令値ω_ｅｒｒ ^＊が入力される。

図１２に示す構成例では、制御部１００の機能がソフトウェアにより実現され、制御部１００の機能がファームウェアにより実現され、又は制御部１００の機能がソフトウェアとファームウェアとの組合せにより実現される。ソフトウェアとファームウェアはプログラムとして記述され、当該プログラムはメモリ１２１に記憶される。メモリ１２１は、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）及びＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）といった揮発性、又は不揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク及びＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ Ｄｉｓｃ）が該当する。

ＣＰＵ１２２が、メモリ１２１に記憶されたプログラムを読み出して実行することにより、制御部１００の機能が実現される。制御部１００の機能は、例えば図１に示される電流座標変換部５、ノッチフィルタ７、矩形波生成部１０、γ軸電流制御部９ａ、δ軸電流制御部９ｂ、バンドパスフィルタ１４、演算部１５、電圧座標変換部１２、ＰＷＭ信号生成部１３、積分部１６ａ、減算部８ａ、減算部８ｂ、加算部１１ａ、加算部１１ｂ及び加算部１１ｃなどである。

以上に説明したように、本実施の形態に係る制御装置２００の推定部４０は、γ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈとδ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈと、第１回転速度であるγδ軸回転速度ω_１とに基づき、回転子のｄｑ軸直交回転座標系の第２回転速度であるｄｑ軸回転速度ω_ｒを推定するように構成されている。推定部４０によれば、回転中の回転子を備えるモータ１に対して、任意の速度で回転するγδ直交回転座標上から高周波の矩形波状の交番電圧が印加されたときに発生するγδ直交回転座標上のγ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈ及びδ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈとに基づき、回転する回転子の回転速度及び磁極位置を推定することができる。これにより、突極比をもつ回転子が高速で回転している場合でも、回転子の回転速度及び磁極位置を推定することができる。従って、回転子の回転速度が自然減速することによって、回転速度が低くなるまで待つことなくモータ１を始動でき、又は回転子の回転が停止するまで待つことなくモータ１を始動できる。その結果、モータ１の始動が遅れることを抑制できる。なお、始動とは、前述した探索動作が完了した後に、モータ１にトルクを発生させるための電圧の印加が開始されるタイミングである。

また、制御装置２００の推定部４０は、δ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈとγ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈとに基づき、γ軸の位相とｄ軸の位相との位相差を示す相対位相θ_ｅｒｒを演算し、相対位相θ_ｅｒｒに基づき、第１回転速度であるγδ軸回転速度ω_１と第２回転速度であるｄｑ軸回転速度ω_ｒとの速度差を示す相対速度ω_ｅｒｒを演算し、相対速度ω_ｅｒｒが、０以外の相対速度の値を示す相対速度指令値ω_ｅｒｒ ^＊と等しくなるようにγδ軸回転速度ω_１を制御し、γ軸の位相であるγδ軸位相θ_１と相対位相ω_ｅｒｒとに基づき、磁極位置であるｄｑ軸位相θ_ｒを推定し、第１回転速度と相対速度ω_ｅｒｒとに基づきｄｑ軸回転速度ω_ｒを推定するように構成されている。これにより、突極比をもつ回転子が高速で回転している場合でも、回転子の磁極位置であるｄｑ軸位相θ_ｒと、回転子の回転速度であるｄｑ軸回転速度ω_ｒとを推定することができる。従って、モータ１の始動遅れを生じさせることなく、ｄｑ軸回転速度ω_ｒ及びｄｑ軸回転速度ω_ｒを利用してモータ１の速度制御を行うことが可能となる。

以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ 同期リラクタンスモータ、２ 電力変換器、３ 整流回路、４ 三相交流電源、５ 電流座標変換部、６ｕ Ｕ相電流検出器、６ｗ Ｗ相電流検出器、７ ノッチフィルタ、８ａ，８ｂ，８ｃ，８ｄ 減算部、９ａ γ軸電流制御部、９ｂ δ軸電流制御部、１０ 矩形波生成部、１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄ 加算部、１２ 電圧座標変換部、１３ ＰＷＭ信号生成部、１３ａ ＰＷＭ信号、１４ バンドパスフィルタ、１５ 相対速度・位相演算部、１６ａ，１６ｂ 積分部、１７ 相対速度制御部、１８ａ，１８ｂ ハイパスフィルタ、１９ａ，１９ｂ 相対位相演算部、２０ 微分器、２１ 相対速度推定部、３０ 位相同期回路、４０ 推定部、５０ 三相交流配線、１００ 制御部、１１０ マイクロコンピュータ、１２１ メモリ、１２２ ＣＰＵ、１２３ 変換部、１２４ ＰＷＭモジュール、１２５ 通信部、２００ 同期リラクタンスモータの制御装置。

Claims (4)

1. 同期リラクタンスモータの回転子の磁極位置を検出する位置センサと前記回転子の回転速度を検出する速度センサとを備えずに、前記同期リラクタンスモータへ供給される交流電流を用いて前記同期リラクタンスモータの回転を制御する制御部を備える同期リラクタンスモータの制御装置であって、
   前記制御部は、
   高周波電圧が前記同期リラクタンスモータに印加されたとき、前記回転子の磁束軸方向のｄ軸と前記ｄ軸に直交するｑ軸とからなるｄｑ軸直交回転座標系とは異なる制御上のγδ直交回転座標系におけるγ軸上の高周波電流の振幅を示すγ軸高周波電流振幅と、前記γ軸に直交するδ軸上の高周波電流の振幅を示すδ軸高周波電流振幅と、前記γδ直交回転座標系における前記γ軸及び前記δ軸の第１回転速度とに基づき、前記回転子の前記ｄｑ軸直交回転座標系の第２回転速度を推定する推定部を備える、ことを特徴とする同期リラクタンスモータの制御装置。
2. 前記推定部は、
   前記δ軸高周波電流振幅と前記γ軸高周波電流振幅とに基づき、前記γ軸の位相と前記ｄ軸の位相との位相差を示す相対位相を演算し、
   前記相対位相に基づき、前記第１回転速度と前記第２回転速度との速度差を示す相対速度を演算し、
   前記相対速度が、０以外の相対速度の値を示す相対速度指令値と等しくなるように、前記第１回転速度を制御し、
   前記γ軸の位相と前記相対位相とに基づき、前記磁極位置を推定し、
   前記第１回転速度と前記相対速度とに基づき、前記第２回転速度を推定する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の同期リラクタンスモータの制御装置。
3. 前記推定部は、前記相対位相を微分することにより前記相対速度を演算することを特徴とする請求項２に記載の同期リラクタンスモータの制御装置。
4. 前記推定部は、前記δ軸高周波電流振幅及び前記δ軸高周波電流振幅のそれぞれの高周波電流情報に基づき、前記γ軸の位相と前記ｄ軸の位相との位相差を示す第１相対位相を演算し、
   前記第１相対位相と同期したフィードバック情報である第２相対位相を前記相対位相として推定することを特徴とする請求項２に記載の同期リラクタンスモータの制御装置。

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