WO2006043584A1 - モータ駆動装置 - Google Patents

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WO2006043584A1
WO2006043584A1 PCT/JP2005/019185 JP2005019185W WO2006043584A1 WO 2006043584 A1 WO2006043584 A1 WO 2006043584A1 JP 2005019185 W JP2005019185 W JP 2005019185W WO 2006043584 A1 WO2006043584 A1 WO 2006043584A1
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control signal
period
generating means
phase
rotor
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PCT/JP2005/019185
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Inventor
Narifumi Tojima
Takashi Majima
Mitsunao Sakamoto
Tetsuya Fukumoto
Original Assignee
Ishikawajima-Harima Heavy Industries Co., Ltd.
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • H02P6/06—Arrangements for speed regulation of a single motor wherein the motor speed is measured and compared with a given physical value so as to adjust the motor speed
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    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
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    • H—ELECTRICITY
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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P7/00—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors
    • H02P7/06—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current
    • H02P7/18—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power
    • H02P7/24—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices

Definitions

  • the present invention relates to a motor drive device.
  • Japanese Patent Application Laid-Open No. 9266690 discloses a sensorless DC brushless motor driving apparatus in a 120 ° energization method.
  • This drive unit detects the rotational position of the rotor of the DC brushless motor by detecting the zero crossing point of the induced voltage generated in the non-energized section (period), and drives the sensorless DC brushless motor stably.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Laid-Open No. 9-266690
  • Patent Document 2 Japanese Patent Laid-Open No. 2002-218787
  • the above-mentioned conventional technique for detecting the rotational position using the induced voltage in the non-energized section exceeds the power of 10,000 rpm which is effective in the rotational speed region of about several thousand rpm, for example.
  • noise is superimposed on the induced voltage
  • the control circuit is a digital circuit such as a microcomputer, the number of samples of the input signal becomes small and unstable.
  • the higher the number of rotations the shorter the rotation period, and thus it becomes necessary to detect the rotational position of the rotor more accurately.
  • the signal component (high-frequency component) caused by the pulsed control signal input to the drive circuit is superimposed as noise on the induced voltage in this short non-energized section, so that the induced voltage can be acquired accurately and reliably. I can't.
  • the phase of the induced voltage changes from the original phase by using a force filter that can obtain the induced voltage by removing the noise using a filter (for example, a low-pass filter).
  • a force filter that can obtain the induced voltage by removing the noise using a filter (for example, a low-pass filter).
  • a filter for example, a low-pass filter.
  • this error is a very serious problem when driving a DC brushless motor so as to change the rotational speed significantly in a high rotational speed range exceeding several 10 OOOrpm.
  • the rotational speed range is wide, there is a problem that the design of the filter is difficult.
  • the present invention has been made in view of the above-described circumstances, and an object thereof is to accurately and reliably detect the rotational position of the rotor without being disturbed by noise superimposed on the induced voltage.
  • a motor drive device that drives a rotor to rotate by supplying predetermined drive signals to stator windings corresponding to respective phases of a DC brushless motor.
  • the DC power is switched by the switching element, and the driving signal generating means for generating the driving signal and the pulsed control signal are generated intermittently.
  • the rotational position and the rotational speed of the rotor are determined based on the induced voltage obtained from the stator winding during the period in which the generation of the pulsed control signal is stopped for each phase.
  • a control signal generating means for generating the pulse-like control signal based on the detection.
  • Adopt means.
  • the rotation state of the rotor is detected based on the induced voltage obtained from the stator winding during the period when the generation of the pulse-shaped control signal is paused, and based on this rotation state! Since the pulse-like control signal is generated, it is possible to accurately and reliably detect the rotation state of the rotor. Therefore, the pulse-like control signal is generated based on the rotation state thus accurately detected. It is possible to drive a DC brushless motor with certainty and accuracy.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a functional configuration of a motor drive device according to an embodiment of the present invention and a DC brushless motor that is a drive target.
  • FIG. 2 is a control block diagram showing a control operation of the microcomputer 5 in one embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a control block diagram showing detailed processing of a phase detection unit in FIG.
  • FIG. 4 is a timing chart showing the operation timing of the motor drive device according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a functional configuration of a motor drive device according to the present embodiment and a DC brushless motor that is a drive target.
  • reference numeral 1 is an inverter circuit
  • 2 is a DC power supply
  • 3 is a DC voltage detector
  • 4 is an AC voltage detector
  • 5 is an ammeter
  • 7 is a microcomputer
  • X is a 3-phase DC brushless motor
  • Y Is a turbine
  • Z is a compressor.
  • the inverter circuit 1 and the DC power supply 2 are the drives in the present embodiment.
  • the DC signal detector 3, the AC voltage detector 4, the ammeters 5 and 6, and the microcomputer 7 constitute the control signal generator in this embodiment.
  • the three-phase DC brushless motor X is a drive target of the motor driving device, and stator windings (U-phase winding wires Mu) corresponding to the three phases (U-phase, V-phase and W-phase), respectively. , V-phase magnetic wire Mv, W-phase magnetic wire Mw) and a rotor made up of a magnetic permanent magnet.
  • the turbine Y uses the rotation shaft of such a three-phase DC brushless motor X as a common rotation shaft, and operates the compressor Z by being rotationally driven by gas supplied from outside.
  • this motor drive device is driven by cutting off the power to the 3-phase DC brushless motor X when the 3-phase DC brushless motor X rotating by the driving force of the turbine Y is in a relatively low rotational speed range. Is stopped, and when the rotational speed is in the high rotational speed range exceeding several tens of rpm, the energization of the three-phase DC brushless motor X is started to accelerate the rotational speed to increase the rotational speed to several hundreds of thousand rpm. Let This motor drive device drives the 3-phase DC brushless motor X using the PWM sine wave energization method.
  • Inverter circuit 1 is provided with three sets of a pair of switching circuits connected in series corresponding to a three-phase alternating current.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • Aul, Au2, Avl, Av2, Awl, and Aw2 corresponding to the phase and W phase respectively generate three-phase drive signals Bu, Bv, and Bw.
  • Signals Bu, Bv, Bw are output from each phase output terminal (U-phase output terminal, V-phase output terminal, W-phase output terminal).
  • Each phase output terminal of the inverter circuit 1 is connected to each stator winding of the three-phase DC brushless motor X.
  • the DC power supply 2 supplies DC power to such an inverter circuit 1.
  • the switching circuit includes a semiconductor switching element such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) and a free-wheeling diode connected in parallel to the semiconductor switching element in reverse polarity.
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • the DC voltage detection unit 3 is a resistor voltage divider composed of a pair of resistors inserted in series between the reference point n and the input terminal of the inverter circuit 1, and is an inverter circuit for the reference point n.
  • DC detection voltage Vdn obtained by dividing input DC voltage of 1 with each resistor is output to microcomputer 5.
  • the AC voltage detection unit 4 has three pairs inserted in series between the reference point n and each phase output terminal (U-phase output terminal, V-phase output terminal, W-phase output terminal) of the inverter circuit 1. It is a resistor voltage divider consisting of a resistor.
  • the microcomputer 7 is a PWM which is a pulse-like control signal corresponding to the PWM sine wave energization method based on the speed command ⁇ ′ inputted from the outside, the DC detection voltage Vdn and the AC detection voltages Vun, Vvn, Vwn. Signals Aul, Au2, Avl, Av2, Awl, and Aw2 are generated intermittently and supplied to inverter circuit 1.
  • the microcomputer 7 controls the inverter circuit 1 by sequentially generating the PWM signals Aul, Au2, Avl, Av2, Awl, and Aw2 sequentially in a generation cycle synchronized with the rotation of the three-phase DC brushless motor X.
  • the generation process of the PWM signals Aul, Au2, Avl, Av2, Awl, Aw2 is suspended for a predetermined period (pause period T) every one rotation or two points depending on the operating state of the three-phase DC brushless motor X To do.
  • the microcomputer 7 operates the three-phase DC brushless motor X based on the AC detection voltages Vun, Vvn, Vwn acquired during the pause period T, which interrupts the generation of the PWM signals Aul, Au2, Avl, Av2, Awl, Aw2.
  • PWM signals Aul, Au2, Avl, Av2, Awl, and Aw2 are generated by detecting the state. The method for setting the suspension period T will be described later in detail.
  • the drive signals Bu, Bv are connected to the output terminals of the respective phases of the inverter circuit 1.
  • Bw is not output (that is, the 3-phase DC brushless motor X is de-energized), so the voltage at each phase output terminal of the inverter circuit 1 is driven by the rotor of the 3-phase DC brushless motor X.
  • the induced voltages Cu, Cv, and Cw are induced in the wires (U-phase lead Mu, V-phase lead Mv, and W-phase lead Mw).
  • FIG. 2 is a control block diagram showing the control function of the microcomputer 7.
  • This control function is realized by a control program installed in the microcomputer 7.
  • the control function of the microcomputer 7 is as follows: phase detection unit 8, PWM (Pulse Width Modulation) pause period generation unit 9, subtraction units 10, 13, PI gain setting units 11, 15, limiters 12, 16 , An induced current calculation unit 14, an addition unit 17, a division unit 18, and a PWM (Pulse Width Modulation) signal generation unit 19.
  • the microcomputer 7 controls the inverter circuit 1 based on the control function configured as described above.
  • the phase detection unit 8 is based on the AC detection voltages Vun, Vvn, Vwn supplied from the AC detection unit 4, and the angular velocity ⁇ of the rotor of the three-phase DC brushless motor X, the phase angle estimated value 0 and
  • an induced voltage Vm as shown in FIG. 3, comprising an AC voltage conversion unit 8a, a three-phase Z2 phase conversion unit 8b, a phase angle calculation unit 8c, and a phase angle estimation unit 8d.
  • the phase angle estimator 8d is composed of an angular velocity calculator 8dl and an estimated phase angle calculator 8d2.
  • the AC voltage converter 8a calculates the U-phase voltage Vu and the W-phase voltage Vw by substituting the AC detection voltages Vun, Vvn, and Vwn into the following equations (1) to (4). Supply to phase Z2 phase converter 8b.
  • Vwv Vwn ⁇ Vvn (2)
  • the three-phase Z2-phase conversion unit 8b substitutes the U-phase voltage V u and the W-phase voltage vw into the following equation (5) to fix the stationary orthogonal coordinate system ( ⁇ axis and
  • the ⁇ -axis voltage V and j8-axis voltage V which are voltages on the Cartesian coordinate system consisting of 8 axes), are calculated and supplied to the phase angle calculation unit 8c and the angular velocity calculation unit 8dl.
  • a pause signal D for instructing the pause period T is supplied from the PWM pause period generator 9 to the phase angle calculator 8c.
  • the phase angle calculator 8c includes the pause signal D and the ⁇ -axis voltage. Based on V and the j8-axis voltage V, the instantaneous phase angle 0 during the rest period T is calculated. In other words, the phase angle calculation unit 8c calculates the instantaneous phase angle ⁇ by substituting the a-axis voltage v and j8-axis voltage V into the following equation (6) only during the rest period ⁇ ⁇ , and calculates the estimated phase angle calculation unit. Supply to 8d2.
  • the instantaneous phase angle ⁇ is the induced voltages Cu, Cv, and Cw. Based on the above, the rotational position of the rotor is accurately indicated. Since the instantaneous phase angle 0 is calculated based on the a-axis voltage V and the axis voltage V, it naturally indicates the instantaneous value of the rotation angle of the rotor on the stationary orthogonal coordinate system.
  • the pause signal D is also supplied from the PWM pause period generator 9 to the angular velocity calculator 8dl, and the angular velocity calculator 8dl substitutes the a-axis voltage V and the j8-axis voltage V into Equation (7).
  • the induced voltage Vm in the idle period ⁇ is calculated and output to the adder 17, and the rotor in the idle period T is substituted by substituting the induced voltage Vm in the idle period T into Equation (8).
  • the constant Ke in this equation (8) is the induced voltage constant.
  • the estimated phase angle calculator 8d2 rotates the instantaneous phase angle ⁇ of the rotor in the pause period ⁇ supplied from the phase angle calculator 8c and the pause period ⁇ supplied from the angular velocity calculator 8dl.
  • the estimated value of the instantaneous phase angle (estimated instantaneous phase angle ⁇ ) from the rest period ⁇ to the next rest period ⁇ is calculated.
  • the estimated phase angle calculator 8d2 substitutes the angular velocity ⁇ obtained from the latest pause period T and the angular velocity ⁇ obtained from the previous pause period ⁇ into the equation (9) to rotate ⁇ -1
  • the constant Tpwm in Equation (9) is a force that is the generation period (PWM pause period) of the pause period T.
  • This PWM pause period Tpwm is variably set by the PWM pause period generator 7 as will be described later.
  • the acceleration a obtained by Equation (9) is used as the estimated instantaneous angular velocity (corrected estimated instantaneous velocity) for each sampling period Ts of the AC detection voltages Vun, Vvn, and Vwn in the microcomputer 7. Integrate angular velocity ⁇ ) with equation (10) with angular velocity ⁇ as initial value
  • the corrected estimated instantaneous angular velocity ⁇ is determined as the initial value of the instantaneous phase angle 0.
  • the estimated instantaneous phase angle ⁇ is calculated by substituting TS ⁇ into equation (11) and integrating.
  • the PWM pause period generator 7 sets the pause period ⁇ ⁇ ⁇ based on the angular velocity ⁇ supplied from the phase detector 8, and indicates the pause period ⁇ .
  • the pause signal D is generated and supplied to the phase detector 6, the induced current calculator 14 and the PWM signal generator 19. That is, the PWM pause period generator 7 determines whether the three-phase DC brushless motor X is in the accelerated state based on the change in the angular velocity ⁇ supplied from the phase detector 6 every pause period ⁇ , and the acceleration state Is set to a pause period T for each rotation of the rotor, and when it is in a constant speed state, the pause period T is set once for every two rotations of the rotor, and the timing of such a pause period T is set.
  • the pause signal D shown is output.
  • the rest period T is set for every one or two rotations of the rotor depending on whether or not the three-phase DC brushless motor X is in an acceleration state.
  • the M pause period Tpwm changes according to the rotational speed of the rotor.
  • the length of the rest period T is set to a predetermined angular ratio, for example, a time corresponding to 30 ° with respect to one rotation (360 °) of the rotor, and accordingly, according to the rotational speed of the rotor. Change.
  • the PWM pause period generator 7 in this embodiment excludes the return periods of the free-wheeling diodes constituting the inverter circuit 1 when setting the timing of the pause period T, so that the return current in the return period is reduced. Exclude the impact.
  • the subtraction unit 10 subtracts the angular velocity ⁇ of the rotor supplied from the angular velocity calculation unit 8d2 from the speed command ⁇ 'supplied from the outside to thereby reduce the angular velocity of the rotor with respect to the speed command ⁇ '.
  • the error speed ⁇ of degree ⁇ is calculated and supplied to the ⁇ gain setting unit 11.
  • the ⁇ gain setting unit 11 generates a current I by proportionally integrating the error speed ⁇ with a predetermined ⁇ gain and supplies the current I to the limiter 12.
  • the limiter 12 supplies the current I as a current ⁇ to the subtractor 13 by limiting the current I to a predetermined limit value.
  • the subtracting unit 13 generates an error current ⁇ ⁇ ⁇ by subtracting the induced current Im supplied from the induced current computing unit 14 from the current ⁇ to generate ⁇ Supply to I gain setting section 15.
  • the induced current calculator 14 is fixed on the stator by substituting the U-phase current iu supplied from the ammeter 5 and the W-phase current iw supplied from the ammeter 6 into the following equation (12).
  • A-axis current i and ⁇ -axis current i which are the currents on the static orthogonal coordinate system (orthogonal coordinate system consisting of ⁇ -axis and j8-axis), and then calculate the ⁇ -axis current i and j8-axis current i By substituting into (13), the induced current Im is calculated and supplied to the subtractor 13.
  • the PI gain setting unit 15 generates a voltage V by performing proportional integration processing on the error current ⁇ I with a predetermined PI gain, and supplies the voltage V to the limiter 16.
  • the limiter 16 limits the voltage V within a predetermined limit value and supplies it to the adder 17 as the voltage V ′.
  • the adder 17 generates the voltage Vs by adding the induced voltage Vm supplied from the angle calculator 8 dl to the voltage V ′, and supplies the voltage Vs to the divider 18.
  • the divider 18 divides this voltage Vs by the DC detection voltage Vdn supplied from the DC voltage detector 3 to generate a speed control value S and supplies it to the PWM signal generator 19.
  • the PWM signal generator 19 generates a PWM signal Aul, Au2, Avl based on the speed control value S and the estimated instantaneous phase angle ⁇ as the angle control value supplied from the estimated phase angle calculator 8d2.
  • Av2, Awl, Aw2 are generated and supplied to inverter circuit 1.
  • the pause signal D is supplied from the PWM pause period generator 9 to the PWM signal generator 19, and the PWM signal generator 19 is based on the pause signal D! / And other than the pause period T. Only during the period, PWM signals Aul, Au2, Avl, Av2, Awl, Aw2 are generated. Stops generation of WM signals Aul, Au2, Avl, Av2, Awl, Aw2.
  • Fig. 4 is a timing chart showing the relationship between the pause period T and the generation timing of the PWM signals Aul, Au2, Avl, Av2, Awl, and Aw2 when the three-phase DC brushless motor X is in the accelerated operation state. is there.
  • the PWM pause period generator 7 is in the state of acceleration operation of the three-phase DC brushless motor X based on the angular velocity ⁇ supplied from the phase detector 6 every pause period T.
  • the rest period ⁇ is set for each rotation of the rotor.
  • the PWM pause period generator 7 sets a pause period T of a predetermined time width for each rotation of the rotor, that is, for each fluctuation period of the induced voltage Vm. Result
  • the PWM signal generation unit 19 pauses the generation of the PWM signals Aul, Au2, Avl, Av2, Awl, and Aw2 during the pause period T.
  • the phase detector 8 detects the AC detection voltage Vun, Vvn, Vwn in the idle period T in which the noise caused by the generation of the PWM signals Aul, Au2, Avl, Av2, Awl, Aw2 does not act as a disturbance. Calculate the induced voltage Vm, angular velocity ⁇ , and estimated instantaneous phase angle ⁇ based on
  • the speed control value S calculated based on the induced voltage Vm, the angular speed ⁇ , and the like accurately reflects the rotational state of the rotor, and the estimated instantaneous phase angle ⁇ is
  • the PWM signals Aul, Au2, generated during the periods other than the idle period ⁇ Avl, Av2, Awl, and Aw2 control the inverter circuit 1 accurately to drive the three-phase DC brushless motor X reliably and accurately. Therefore, according to this motor drive device, the rotational position of the rotor can be detected accurately and reliably, and therefore the three-phase DC brushless motor X can be driven accurately and reliably.
  • the 3-phase DC brushless motor X is Although the case of driving by the string wave energization method has been described, the present invention is not limited to this, and can be applied to the case of driving the three-phase DC brushless motor X by the 120 ° energization method.
  • the PWM pause period generator 7 in the above embodiment sets the pause period T for each rotation of the rotor when the three-phase DC brushless motor X is in the accelerated state, and is in a constant speed state.
  • the rest period T is set once every two rotations of the rotor, but the setting method of the rest period T is not limited to this.
  • the setting method of the suspension period T can be changed according to the required operation performance of the three-phase DC brushless motor X, for example.
  • the inverter circuit 1 and the DC power source 2 constitute drive signal generation means, and the DC voltage detection unit 3, the AC voltage detection unit 4, the ammeters 5, 6 and the microcomputer 7
  • the control signal generating means is configured from the above, the configurations of the drive signal generating means and the control signal generating means are not limited to this.
  • the microcomputer 7 according to the above embodiment performs PWM control of the inverter circuit 1, but the control method is not limited to this PWM control method.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

　本発明は、誘起電圧に重畳するノイズに妨害されることなく回転子の回転位置を正確かつ確実に検出することを目的とする。 　そして、本発明では、この目的を達成するために、ＤＣブラシレスモータの各相に対応する固定子巻線に所定の駆動信号を各々供給することによって回転子を回転駆動するモータ駆動装置において、直流電力をパルス状制御信号に基づいてスイッチング素子でスイッチングすることにより上記駆動信号を生成する駆動信号生成手段と、上記パルス状制御信号を間欠的に生成して上記駆動信号生成手段を制御するものであって、上記パルス状制御信号の生成を休止した期間において固定子巻線から取得した信号に基づいて回転子の回転状態を検出することにより上記パルス状制御信号を生成する制御信号生成手段とを具備する、という解決手段を採用する。  

Description

明 細 書
モータ駆動装置
技術分野
[0001] 本発明は、モータ駆動装置に関する。
背景技術
[0002] 周知のように、 DCブラシレスモータの駆動方式としては 120° 通電方式と PWM (P ulse Width Modulation)正弦波通電方式とがあるが、 120° 通電方式における DCブ ラシレスモータの回転位置を位置センサ（ロータリーエンコーダ、レゾルバあるいはホ ール素子等)を用いることなく検出する方法として、非通電区間 (期間）の誘起電圧を 利用するものがある。
[0003] 例えば特開平 9 266690号公報には、 120° 通電方式におけるセンサレス DCブ ラシレスモータの駆動装置が開示されている。この駆動装置は、非通電区間 (期間） に発生する誘起電圧のゼロクロス点を検出することにより DCブラシレスモータの回転 子の回転位置を検出しセンサレス DCブラシレスモータを安定に駆動するものである
[0004] また、特開 2002— 218787号公報には、 DCブラシレスモータを 120° 通電方式 で駆動する場合にぉ 、て、 DCブラシレスモータに通電する駆動電流の位相を制御 することにより、モータ卷線に蓄積された磁気エネルギーが放出されて生じるスパイク 電圧によって非通電区間 (期間）が短くなることを抑制し、これによつて非通電区間に 発生する逆起電圧と基準電圧との交点つまりロータの回転位置をより安定して検出 するものが記載されている。
特許文献 1：特開平 9 - 266690号公報
特許文献 2 :特開 2002— 218787号公報
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0005] ところで、非通電区間の誘起電圧を利用して回転位置を検出する上記従来技術は 、例えば数 l,000rpm程度の回転数領域では有効である力 数 10,000rpmを超える 高回転数領域では誘起電圧にノイズが重畳することと、制御回路がマイコン等のデ ジタル回路の場合、入力信号のサンプル数が少なくなり不安定となるために有効で はない。すなわち、 DCブラシレスモータの駆動においては、回転数が高くなる程回 転周期が短くなるので回転子の回転位置をより正確に検出する必要が生じるが、回 転数が高くなるに従って非通電区間が短くなると供に、この短い非通電区間の誘起 電圧に駆動回路に入力されるパルス状制御信号に起因する信号成分 (高周波成分) がノイズとして重畳するため、誘起電圧を正確かつ確実に取得することができない。
[0006] また、上記ノイズをフィルタ（例えばローパスフィルタ）を用いて除去することにより誘 起電圧を取得することが考えられる力 フィルタを用いることによって誘起電圧の位相 が本来の位相から変化してしまうので、回転子の回転位置の検出に誤差が生じ、よつ て回転位置を正確に検出することができないという問題が生じる。また、この誤差は、 数 10,OOOrpmを超える高回転数領域において回転数を大幅に変化させるように DC ブラシレスモータを駆動する場合には、極めて深刻な問題点である。さらに、回転数 範囲が広い場合には、上記フィルタの設計が困難にあるという問題もある。
なお、回転数が高くなるに従って通電区間も短くなるので、特開 2002— 218787 号公報に開示された技術のように駆動電流の位相を制御して非通電区間を長時間 化することは、数 10,OOOrpmを超える回転数領域では有効ではない。
[0007] 本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、誘起電圧に重畳するノイズに 妨害されることなく回転子の回転位置を正確かつ確実に検出することを目的とする。 課題を解決するための手段
[0008] 上記目的を達成するために、本発明では、 DCブラシレスモータの各相に対応する固 定子卷線に所定の駆動信号を各々供給することによって回転子を回転駆動するモ ータ駆動装置にお!、て、直流電力をパルス状制御信号に基づ 、てスイッチング素子 でスイッチングすることにより上記駆動信号を生成する駆動信号生成手段と、上記パ ルス状制御信号を間欠的に生成して上記駆動信号生成手段を制御するものであつ て、上記パルス状制御信号の生成を各相全て休止した期間において固定子卷線か ら取得した誘起電圧に基づいて回転子の回転位置及び回転速度を検出すること〖こ より上記パルス状制御信号を生成する制御信号生成手段とを具備する、 、う解決 手段を採用する。
発明の効果
[0009] 本発明によれば、パルス状制御信号の生成を休止した期間に固定子卷線から取得 した誘起電圧に基づ 、て回転子の回転状態を検出し、この回転状態に基づ!/、てパ ルス状制御信号を生成するので、回転子の回転状態を正確かつ確実に検出すること が可能であり、よってこのように正確に検出された回転状態に基づいてパルス状制御 信号を生成することによって DCブラシレスモータを確実かつ精度良く駆動することが 可能である。
図面の簡単な説明
[0010] [図 1]本発明の一実施形態に係わるモータ駆動装置の機能構成及び駆動対象であ る DCブラシレスモータを示すブロック図である。
[図 2]本発明の一実施形態におけるマイコン 5の制御動作を示す制御ブロック図であ る。
[図 3]図 2における位相検出部の詳細処理を示す制御ブロック図である。
[図 4]本発明の一実施形態に係わるモータ駆動装置の動作タイミングを示すタイミン グチャートである。
符号の説明
[0011] 1· ··インバータ回路、 2…直流電源、 3…直流電圧検出部、 4…交流電圧検出部、 5 , 6· ··電流計、 7· ··マイコン、 X· ·· 3相 DCブラシレスモータ、 Υ· ··タービン、 Ζ· ··コンプ レッサ
発明を実施するための最良の形態
[0012] 以下、図面を参照して、本発明の一実施形態について説明する。
図 1は、本実施形態に係るモータ駆動装置の機能構成及び駆動対象である DCブ ラシレスモータを示すブロック図である。この図において、符号 1はインバータ回路、 2 は直流電源、 3は直流電圧検出部、 4は交流電圧検出部、 5, 6は電流計、 7はマイコ ン、 Xは 3相 DCブラシレスモータ、 Yはタービン、 Zはコンプレッサである。
[0013] これら構成要素のうち、インバータ回路 1及び直流電源 2は本実施形態における駆 動信号生成手段を構成し、また直流電圧検出部 3、交流電圧検出部 4、電流計 5, 6 、マイコン 7は本実施形態における制御信号生成手段を構成して 、る。
[0014] 3相 DCブラシレスモータ Xは、本モータ駆動装置の駆動対象であり、 3相の各相（U 相、 V相及び W相）に各々対応する固定子卷線（U相卷線 Mu, V相卷線 Mv, W相 卷線 Mw)と磁界永久磁石カゝらなる回転子とから構成されている。タービン Yは、この ような 3相 DCブラシレスモータ Xの回転軸を共通の回転軸とするものであり、外部か ら供給されるガスによって回転駆動されることによってコンプレッサ Zを運転する。
[0015] すなわち、本モータ駆動装置は、タービン Yの駆動力によって回転する 3相 DCブラ シレスモータ Xが比較的低い回転数領域にある状態では 3相 DCブラシレスモータ X への通電を遮断して駆動を中止し、回転数が数 10,OOOrpmを超える高回転数領域 になると、 3相 DCブラシレスモータ Xへの通電を開始することにより回転速度を高速 加速させて回転数を数 100,OOOrpmまで上昇させる。なお、本モータ駆動装置は、 P WM正弦波通電方式で 3相 DCブラシレスモータ Xを駆動する。
[0016] インバータ回路 1は、直列接続された一対のスイッチング回路を 3相交流に対応さ せてして 3組設けたものであり、図示するように直流電力を 3相交流の U相、 V相及び W相に各々対応する PWM (Pulse Width Modulation)信号 Aul, Au2, Avl, Av2, A wl, Aw2によってスイッチングすることにより 3相の駆動信号 Bu, Bv, Bwを生成し、当 該各駆動信号 Bu, Bv, Bwを各相出力端 (U相出力端， V相出力端， W相出力端)か ら各々出力する。
[0017] このインバータ回路 1の各相出力端は、 3相 DCブラシレスモータ Xの各固定子卷線
(U相卷線 Mu, V相卷線 Mv, W相卷線 Mw)に各々接続されている。直流電源 2は、 このようなインバータ回路 1に対して直流電力を供給する。なお、上記スイッチング回 路は、 IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor)等の半導体スイッチング素子と該半 導体スイッチング素子に逆極性で並列接続された還流ダイオードとから構成されてい る。
[0018] 直流電圧検出部 3は、基準点 nとインバータ回路 1の入力端との間に直列接続状態 で挿入された 1対の抵抗器から成る抵抗分圧器であり、基準点 nに対するインバータ 回路 1の入力直流電圧を各抵抗器で分圧した直流検出電圧 Vdnをマイコン 5に出力 する。交流電圧検出部 4は、基準点 nとインバータ回路 1の各相出力端 (U相出力端 , V相出力端， W相出力端)との間に直列接続状態でそれぞれ挿入された 3対の抵 抗器力 成る抵抗分圧器であり、基準点 nに対するインバータ回路 1の各相出力端の 電圧を各抵抗器で各々分圧した交流検出電圧 Vun, Vvn, Vwnをマイコン 7〖こ出力 する。また、電流計 5は U相卷線 Muに流れる電流 (U相電流 iu)を検出してマイコン 7 し、電流計 6は W相卷線 Mwに流れる電流 (W相電流 iw)を検出してマイコン 7する。
[0019] マイコン 7は、外部から入力される速度指令 ω '、上記直流検出電圧 Vdn及び交流 検出電圧 Vun, Vvn, Vwnに基づいて PWM正弦波通電方式に対応したパルス状制 御信号である PWM信号 Aul, Au2, Avl, Av2, Awl, Aw2を間欠的に生成してイン バータ回路 1に供給する。
[0020] すなわち、マイコン 7は、 3相 DCブラシレスモータ Xの回転に同期した生成サイクル で PWM信号 Aul, Au2, Avl, Av2, Awl, Aw2を順次連続的に生成することにより インバータ回路 1を制御する一方、 3相 DCブラシレスモータ Xの運転状態に応じて 1 回転あるいは 2回点毎に所定の期間（休止期間 T)だけ PWM信号 Aul, Au2, Avl, Av2, Awl, Aw2の生成処理を休止する。また、マイコン 7は、 PWM信号 Aul, Au2, Avl, Av2, Awl, Aw2の生成を中断する上記休止期間 Tに取得した交流検出電圧 Vun, Vvn, Vwnに基づいて 3相 DCブラシレスモータ Xの運転状態を検出することに より PWM信号 Aul, Au2, Avl, Av2, Awl, Aw2を生成する。なお、上記休止期間 Tの設定方法にっ 、ては詳細を後述する。
[0021] ここで、上記休止期間 Tでは PWM信号 Aul, Au2, Avl, Av2, Awl, Aw2がインバ ータ回路 1に供給されないので、インバータ回路 1の各相出力端には駆動信号 Bu, Bv, Bwが出力されず (つまり 3相 DCブラシレスモータ Xは非通電状態となり）、よって インバータ回路 1の各相出力端の電圧は、 3相 DCブラシレスモータ Xの回転子によ つて各固定子卷線 (U相卷線 Mu, V相卷線 Mv, W相卷線 Mw)に誘起される誘導電 圧 Cu, Cv, Cwとなる。
[0022] すなわち、休止期間 Tにおいて交流検出部 4から出力される交流検出電圧 Vun, V vn, Vwnは、駆動信号 Bu, Bv, Bwに基づくものではなく誘導電圧 Cu, Cv, Cwに基 づくものとなる。 [0023] 次に、このように構成された本モータ駆動装置の全体的な動作について、図 2〜図 4を参照して説明する。
[0024] 図 2は、マイコン 7の制御機能を示す制御ブロック図である。なお、この制御機能は マイコン 7に搭載された制御プログラムによって実現されるものである。この図に示す ように、マイコン 7の制御機能は、位相検出部 8、 PWM (Pulse Width Modulation)休 止期間生成部 9、減算部 10, 13、 PIゲイン設定部 11, 15、リミッタ 12, 16、誘起電 流演算部 14、加算部 17、除算部 18及び PWM (Pulse Width Modulation)信号生成 部 19から構成されている。マイコン 7は、このように構成された制御機能に基づいてィ ンバータ回路 1を制御する。
[0025] 位相検出部 8は、上記交流検出部 4から供給される交流検出電圧 Vun, Vvn, Vwn に基づいて 3相 DCブラシレスモータ Xの回転子の角速度 ω 、位相角推定値 0 及
TS TS
び誘起電圧 Vmを演算するものであり、図 3に示すように、交流電圧変換部 8a、 3相 Z2相変換部 8b、位相角演算部 8c及び位相角推定部 8dから機能構成されており、 位相角推定部 8dは角速度演算部 8dl及び推定位相角演算部 8d2から機能構成さ れている。
[0026] 交流電圧変換部 8aは、上記交流検出電圧 Vun, Vvn, Vwnを下式（1)〜（4)に代 入することにより U相電圧 V u及び W相電圧 V wを算出し 3相 Z2相変換部 8bに供給 する。
Vuv=Vun-Vvn (1)
Vwv = Vwn― Vvn (2)
v u =0.6666Vuv-0.3333Vvn (3)
v w =0.6666Vwv-0.3333Vvn (4)
[0027] 3相 Z2相変換部 8bは、上記 U相電圧 V u及び W相電圧 v wを下式（5)に代入する ことにより固定子上に固定された静止直交座標系（ α軸と |8軸とから成る直交座標系 )上の電圧である α軸電圧 V と j8軸電圧 V を算出して位相角演算部 8c及び角速 度演算部 8dlに供給する。
[0028] [数 1] ■ 3/2 0 一 v
Figure imgf000009_0001
— - 2/2 - ϊ_
[0029] 位相角演算部 8cには上記休止期間 Tを指示する休止信号 Dが PWM休止期間生 成部 9から供給されており、位相角演算部 8cは、この休止信号 D及び上記 α軸電圧 V と j8軸電圧 V に基づいて休止期間 Tにおける瞬時位相角 0 を算出する。すな わち、位相角演算部 8cは、休止期間 Τのみにおいて a軸電圧 v と j8軸電圧 V を 下式 (6)に代入することにより瞬時位相角 Θ を算出して推定位相角演算部 8d2に供 給する。
[0030] 上述したように、休止期間 Tにおける交流検出電圧 Vun, Vvn, Vwnは誘導電圧 Cu , Cv, Cwを分圧したものとなるので、瞬時位相角 Θ は、誘導電圧 Cu, Cv, Cwに基 づいて回転子の回転位置を正確に示す。なお、この瞬時位相角 0 は、 a軸電圧 V と 軸電圧 V に基づいて算出されたものなので、当然に上記静止直交座標系上 における回転子の回転角の瞬時値を示すものである。
[0031] [数 2] θη =tan 1 ( νβ/να) ■ , ■ (6)
[0032] 角速度演算部 8dlにも上記休止信号 Dが PWM休止期間生成部 9から供給されて おり、角速度演算部 8dlは、上記 a軸電圧 V と j8軸電圧 V を式（7)に代入するこ とにより休止期間 Τにおける誘起電圧 Vmを算出して加算部 17に出力すると供に、当 該休止期間 Tにおける誘起電圧 Vmを式 (8)に代入することにより休止期間 Tにおけ る回転子の角速度 ωを算出して推定位相角演算部 8d2及び加算部 10に供給する。 なお、この式 (8)における定数 Keは誘起電圧定数である。
[0033] [数 3]
Figure imgf000009_0002
[0034] 画 ω„ = Vm/Ke ■ ' ■ (8)
[0035] 推定位相角演算部 8d2は、上記位相角演算部 8cから供給される休止期間 Τにお ける回転子の瞬時位相角 Θ及び角速度演算部 8dlから供給される休止期間 Τにお ける回転子の角速度 ωを下式（9)〜（ 12)に代入することにより休止期間 Τから次の 休止期間 Τ迄の期間における瞬時位相角の推定値 (推定瞬時位相角 Θ )を算出し
TS
PWM信号生成部 19に供給する。
[0036] すなわち、推定位相角演算部 8d2は、最新値の休止期間 Tから得られた角速度 ω とその前の休止期間 Τから得られた角速度 ω を式（9)に代入することによって回転 η-1
子の最新値の加速度 aを算出する。ここで、式（9)における定数 Tpwmは休止期間 T の発生周期（PWM休止周期）である力 この PWM休止周期 Tpwmは、後述するよう に PWM休止期間生成部 7によって可変設定される。
[0037] [数 5]
" - 厂 - ）/ 7謂 … (9) ωη ：現在の PWM休止期間での ω
WrH:前回の PWM休止期間での ω
[0038] さらに、推定位相角演算部 8d2では、式（9)によって求められた加速度 aをマイコン 7における交流検出電圧 Vun, Vvn, Vwnのサンプリング周期 Ts毎の推定瞬時角速 度 (補正推定瞬時角速度 ω )を角速度 ωを初期値として式（10)によって積分する
TS η
ことによって求め、さらに当該補正推定瞬時角速度 ω を瞬時位相角 0 を初期値と
TS η して式（11)に代入して積分することにより推定瞬時位相角 Θ を算出する。
TS
[0039] [数 6] ωΤ8― ^ a * dTs ■ ■ ■ (1 0) 但し、 積分の初期値は ωη [0040] [数 7]
0TS = ^ωΤ · dTs , , ■ (11) 但し、 積分の初期値は 6>η
[0041] このような位相検出部 8に対して、 PWM休止期間生成部 7は位相検出部 8から供 給される角速度 ω に基づいて上記休止期間 Τを設定し、当該休止期間 Τを指示す
TS
る上記休止信号 Dを生成して位相検出部 6、誘起電流演算部 14及び PWM信号生 成部 19に供給する。すなわち、 PWM休止期間生成部 7は、位相検出部 6から休止 期間 Τ毎に供給される角速度 ωの変化に基づいて 3相 DCブラシレスモータ Xが加速 状態にある力否かを判定し、加速状態にあるときは回転子の 1回転毎に休止期間 T を設定し、定速状態にあるときには回転子の 2回転毎に休止期間 Tを 1回設定し、こ のような休止期間 Tのタイミングを示す休止信号 Dを出力する。
[0042] このように休止期間 Tは、 3相 DCブラシレスモータ Xが加速状態にあるか否かに応 じて回転子の 1回転毎あるいは 2回転毎に設定されるので、発生周期つまり上記 PW M休止周期 Tpwmは、回転子の回転速度に応じて変化する。また、休止期間 Tの長 さは、回転子の 1回転（360° )に対して所定の角度割合、例えば 30° に相当する時 間に設定されており、よって回転子の回転速度に応じて変化する。
[0043] なお、本実施形態における PWM休止期間生成部 7は、休止期間 Tのタイミング設 定に際し、インバータ回路 1を構成する各還流ダイオードの還流期間を除外すること により、還流期間における還流電流の影響を除外する。
[0044] 減算部 10は、外部から供給された速度指令 ω 'から角速度演算部 8d2から供給さ れた回転子の角速度 ω を減算することにより速度指令 ω 'に対する回転子の角速
TS
度 ωの誤差速度 Δ ωを算出して ΡΙゲイン設定部 11に供給する。 ΡΙゲイン設定部 11 は、上記誤差速度 Δ ωを所定の ΡΙゲインで比例積分処理することにより電流 Iを生成 してリミッタ 12に供給する。リミッタ 12は、上記電流 Iを所定の限界値内に制限するこ とにより電流 Γとして減算部 13に供給する。減算部 13は、上記電流 Γから誘起電流 演算部 14から供給された誘起電流 Imを減算することにより誤差電流 Δ Ιを生成して Ρ Iゲイン設定部 15に供給する。
[0045] 誘起電流演算部 14は、電流計 5から供給された U相電流 iu及び電流計 6から供給 された W相電流 iwを下式（12)に代入することにより固定子上に固定された静止直交 座標系（ α軸と j8軸とから成る直交座標系）上の電流である a軸電流 i と β軸電流 i を算出し、さらに当該 α軸電流 i と j8軸電流 i を下式（13)に代入することにより誘起 電流 Imを算出して上記減算部 13に供給する。
[0046] [数 8]
Figure imgf000012_0001
[0047] [数 9] = i · · · (
[0048] PIゲイン設定部 15は、上記誤差電流 Δ Iを所定の PIゲインで比例積分処理するこ とにより電圧 Vを生成してリミッタ 16に供給する。リミッタ 16は、電圧 Vを所定の限界値 内に制限し電圧 V'として加算部 17に供給する。加算部 17は、この電圧 V'に角度演 算部 8dlから供給された誘起電圧 Vmを加算することにより電圧 Vsを生成して除算部 18に供給する。除算部 18は、この電圧 Vsを直流電圧検出部 3から供給された直流 検出電圧 Vdnで除算することにより速度制御値 Sを生成して PWM信号生成部 19に 供給する。
[0049] PWM信号生成部 19は、上記速度制御値 Sと推定位相角演算部 8d2から供給され た角度制御値としての推定瞬時位相角 Θ とに基づいて PWM信号 Aul, Au2, Avl
TS
, Av2, Awl, Aw2を生成してインバータ回路 1に供給する。ここで、 PWM信号生成 部 19には PWM休止期間生成部 9から休止信号 Dが供給されており、 PWM信号生 成部 19は、この休止信号 Dに基づ!/、て休止期間 T以外の期間のみにお 、て PWM 信号 Aul, Au2, Avl, Av2, Awl, Aw2の生成処理を行い、休止期間 Tにおいては P WM信号 Aul, Au2, Avl, Av2, Awl, Aw2の生成を休止する。
[0050] 図 4は、 3相 DCブラシレスモータ Xが加速運転状態にある場合における休止期間 T と PWM信号 Aul, Au2, Avl, Av2, Awl, Aw2の生成タイミングとの関係を示すタイ ミングチャートである。 PWM休止期間生成部 7は、位相検出部 6から休止期間 T毎に 供給される角速度 ω に基づいて 3相 DCブラシレスモータ Xが加速運転状態にある
TS
と判定すると、回転子の 1回転毎に休止期間 τを設定する。
[0051] 誘起電圧 Vmは回転子の回転に同期して正弦波状に変化するので、誘起電圧 Vm の変動周期は回転子の回転周期と同一である。 3相 DCブラシレスモータ Xが加速運 転状態にある場合、 PWM休止期間生成部 7は回転子の 1回転毎、つまり誘起電圧 Vmの変動周期毎に所定時間幅の休止期間 Tを設定し、この結果 PWM信号生成部 19は、休止期間 Tにおける PWM信号 Aul, Au2, Avl, Av2, Awl, Aw2の生成を 休止する。
[0052] これに対して、位相検出部 8は PWM信号 Aul, Au2, Avl, Av2, Awl, Aw2の生 成に起因するノイズが外乱として作用しない休止期間 Tにおける交流検出電圧 Vun, Vvn, Vwnに基づ ヽて誘起電圧 Vm、角速度 ω及び推定瞬時位相角 Θ を算出する
TS
ので、これら誘起電圧 Vm、角速度 ω及び推定瞬時位相角 Θ は回転子の回転状態
TS
を正確に示している。
[0053] すなわち、このような誘起電圧 Vm及び角速度 ω等に基づいて算出される速度制御 値 Sは回転子の回転状態を正確に反映したものであり、また推定瞬時位相角 Θ は
TS
回転子の回転状態を正確に反映した角度制御値であり、当該角度制御値及び速度 制御値 Sに基づ 、て休止期間 Τ以外の期間にお 、て生成された PWM信号 Aul , A u2, Avl, Av2, Awl, Aw2は、インバータ回路 1を的確に制御して 3相 DCブラシレス モータ Xを確実かつ精度良く駆動させるものである。したがって、本モータ駆動装置 によれば、回転子の回転位置を正確かつ確実に検出することが可能であり、よって 3 相 DCブラシレスモータ Xを正確かつ確実に駆動することが可能である。
[0054] なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではなぐ例えば以下のような変形 が考えられる。
(1)上記実施形態に係るモータ駆動装置では 3相 DCブラシレスモータ Xを PWM正 弦波通電方式で駆動する場合について説明したが、本発明はこれに限定されるもの ではなく 3相 DCブラシレスモータ Xを 120° 通電方式で駆動する場合について適用 可能である。
[0055] (2)上記実施形態における PWM休止期間生成部 7は、 3相 DCブラシレスモータ X が加速状態にあるときは回転子の 1回転毎に休止期間 Tを設定し、定速状態にあると きには休止期間 Tを回転子の 2回転毎に 1回設定したが、休止期間 Tの設定方法は これに限定されるものではない。休止期間 Tの設定方法は、例えば要求される 3相 D Cブラシレスモータ Xの運転性能に応じて変更され得る。
[0056] (3)上記実施形態では、インバータ回路 1と直流電源 2とから駆動信号生成手段を構 成し、また直流電圧検出部 3、交流電圧検出部 4、電流計 5, 6及びマイコン 7から制 御信号生成手段を構成したが、駆動信号生成手段及び制御信号生成手段の構成 はこれに限定されるものではない。特に、上記実施形態に係るマイコン 7はインバー タ回路 1を PWM制御するものであるが、制御方式はこの PWM制御方式に限定され るものではない。
[0057] (4)上記実施形態では 3相 DCブラシレスモータ Xの回転数が数 10,OOOrpmを超える 高回転数領域で作動するモータ駆動装置について説明したが、本発明の優位性は このような高回転数領域に限定されるものではない。

Claims

請求の範囲
[1] DCブラシレスモータの各相に対応する固定子卷線に所定の駆動信号を各々供給 することによって回転子を回転駆動するモータ駆動装置であって、
直流電力をパルス状制御信号に基づいてスイッチング素子でスイッチングすることに より前記駆動信号を生成する駆動信号生成手段と、
前記パルス状制御信号を間欠的に生成して前記駆動信号生成手段を制御するもの であって、前記パルス状制御信号の生成を各相全て休止した期間において固定子 卷線から取得した誘起電圧に基づいて回転子の回転位置及び回転速度を検出する ことにより前記パルス状制御信号を生成する制御信号生成手段と
を具備することを特徴とするモータ駆動装置。
[2] 駆動信号生成手段は、直流電力を出力する直流電源と、直流電力をパルス状制御 信号に基づいてスイッチングして駆動信号を生成するインバータ回路とから成ること を特徴とする請求項 1記載のモータ駆動装置。
[3] 制御信号生成手段は、パルス状制御信号として PWM (Pulse Width Modulation)信 号を生成することを特徴とする請求項 1記載のモータ駆動装置。
[4] 制御信号生成手段は、パルス状制御信号として PWM (Pulse Width Modulation)信 号を生成することを特徴とする請求項 2記載のモータ駆動装置。
[5] 駆動信号生成手段のスイッチング素子に還流ダイオードが並列接続されている場 制御信号生成手段は、パルス状制御信号の生成を休止した期間において前記還 流ダイオードの還流期間を除外した期間に固定子卷線力 取得した信号に基づい て回転子の回転状態を検出することを特徴とする請求項 1記載のモータ駆動装置。
[6] 駆動信号生成手段のスイッチング素子に還流ダイオードが並列接続されている場 制御信号生成手段は、パルス状制御信号の生成を休止した期間において前記還 流ダイオードの還流期間を除外した期間に固定子卷線力 取得した信号に基づい て回転子の回転状態を検出することを特徴とする請求項 2記載のモータ駆動装置。
[7] 駆動信号生成手段のスイッチング素子に還流ダイオードが並列接続されている場 合
制御信号生成手段は、パルス状制御信号の生成を休止した期間において前記還 流ダイオードの還流期間を除外した期間に固定子卷線力 取得した信号に基づい て回転子の回転状態を検出することを特徴とする請求項 3記載のモータ駆動装置。
[8] 駆動信号生成手段のスイッチング素子に還流ダイオードが並列接続されている場 制御信号生成手段は、パルス状制御信号の生成を休止した期間において前記還 流ダイオードの還流期間を除外した期間に固定子卷線力 取得した信号に基づい て回転子の回転状態を検出することを特徴とする請求項 4記載のモータ駆動装置。
[9] 制御信号生成手段は、 PWM正弦波通電方式に対応したパルス状制御信号を生成 することを特徴とする請求項 1記載のモータ駆動装置。
[10] 制御信号生成手段は、 PWM正弦波通電方式に対応したパルス状制御信号を生 成することを特徴とする請求項 2記載のモータ駆動装置。
[11] 制御信号生成手段は、 PWM正弦波通電方式に対応したパルス状制御信号を生 成することを特徴とする請求項 3記載のモータ駆動装置。
[12] 制御信号生成手段は、 PWM正弦波通電方式に対応したパルス状制御信号を生 成することを特徴とする請求項 4記載のモータ駆動装置。
[13] 制御信号生成手段は、 PWM正弦波通電方式に対応したパルス状制御信号を生 成することを特徴とする請求項 5記載のモータ駆動装置。
[14] 制御信号生成手段は、 PWM正弦波通電方式に対応したパルス状制御信号を生 成することを特徴とする請求項 6記載のモータ駆動装置。
[15] 制御信号生成手段は、 PWM正弦波通電方式に対応したパルス状制御信号を生 成することを特徴とする請求項 7記載のモータ駆動装置。
[16] 制御信号生成手段は、 PWM正弦波通電方式に対応したパルス状制御信号を生 成することを特徴とする請求項 8記載のモータ駆動装置。
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