JP2008017608A - 同期機のセンサレス制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】センサレス制御のために生じる損失や騒音の増大を抑制し、かつ簡単な調整で安定した運転を可能にする回転機センサレス制御装置を提供することを目的とする。
【解決手段】本発明は、直流電力と交流電力を相互に変換するインバータ05と、回転子に磁気的突極性を有しインバータから電力が供給され駆動される永久磁石同期機07と、永久磁石同期機を制御するための指令に基づいてインバータにおける出力電圧を決定するＰＷＭ変調手段04と、永久磁石同期機に流れる電流を検出する電流検出手段06と、ＰＷＭ変調手段において決定されインバータから出力された電圧によって生じた電流変化の高周波成分を演算する高周波成分演算手段10と、高周波成分の永久磁石同期機の回転と同期する回転座標軸上における空間的分布に基づいて永久磁石同期機の回転位相角を推定する回転位相角推定手段08とを備えた回転機センサレス制御装置を特徴とする。
【選択図】 図３

Description

本発明は、同期機のセンサレス制御装置に関する。

回転子に永久磁石を用いた同期機の制御には、同期機（電動機や発電機）を駆動制御するために回転子の回転位相角を検出するセンサが必要である。しかし回転位相角を検出するセンサを用いて同期機を制御する制御装置の場合、以下に挙げるような問題点が存在する。

第一に回転位相角を検出するセンサの存在が駆動システム全体の容積を増大することである。これにより、限られた設置スペース内において同期機の出力を拡大する妨げとなる。

第二に回転位相角を検出するセンサ自体の保守点検作業が必要になることである。これにより保守点検効率が悪化する。

第三に回転位相角を検出するセンサからの信号線にノイズ等が重畳することにより、検出値に擾乱が乗り、制御性能が悪化することである。

第四に回転位相角を検出するセンサはそれを駆動するための電源を必要とするものがほとんどであり、同期機駆動とは別系統の電源を設置する必要があることである。これは電源設置空間、電力供給線、コスト等において負担増の要因となる。

上記のような理由により、センサを用いずに回転位相角を推定し、推定された回転位相角により駆動制御を行う制御方式が開発されている。これを「センサレス制御」と称する。

このような同期機のセンサレス制御を行う、特に停止・低速状態で有効なセンサレス制御装置として、特許第３１６８９６７号公報（特許文献１）に記載されているように、ＰＷＭインバータにより同期機を駆動するシステムにおいて、インバータを制御する指令に、同期機の運転周波数に対して十分高い周波数の高周波電圧指令を重畳し、これに起因して生じる高周波電流応答から、重畳した高周波指令に対応した成分を検出して処理することによって回転位相角の誤差を得、これを用いて回転位相角の推定を行うものが知られている。

上述した従来の同期機のセンサレス制御装置には、回転位相角センサを用いずに同期機を制御でき、低コストでメンテナンス性などが向上する利点がある。しかし、特許文献１に記載のセンサレス制御装置のように、高周波電流応答の高周波電圧指令に対応した成分を検出する制御方式では、基本的に所望の高周波電流を流す必要があり、回転位相角センサを用いた制御装置と比較して、極端に損失や騒音が増大するといった問題点があった。しかも、副次的には、安定に回転位相角を推定するため、重畳する高周波指令の振幅や周波数、高周波重畳方法を細かく調整する必要があり、実際にモータと制御装置を組み合わせて安定した運転を行うためには、複雑で時間のかかる調整を必要とするのが実情であった。具体的には、モータ巻線の飽和によるインダクタンスの変動に起因してモータの特性が変動することから、モータのトルク電流に応じた高周波重畳方法の変更や高周波電流検出方法の微調整等が必要であった。
特許第３１６８９６７号公報

本発明は、上述した従来技術の課題を解決するためになされたものであり、センサレス制御のために生じる損失や騒音の増大を抑制し、かつ簡単な調整で安定した運転を可能にする同期機のセンサレス制御装置を提供することを目的とする。

本発明は、直流電力と交流電力を相互に変換するインバータと、回転子に磁気的突極性を有し前記インバータから電力が供給され駆動される同期機と、前記同期機を制御するための指令に基づいて前記インバータにおける出力電圧を決定するＰＷＭ変調手段と、前記同期機に流れる電流を検出する電流検出手段と、前記ＰＷＭ変調手段において決定され前記インバータから出力された電圧によって生じた電流変化の高周波成分を演算する高周波成分演算手段と、前記高周波成分の前記同期機の回転と同期する回転座標軸上における空間的分布に基づいて前記同期機の回転位相角を推定する回転位相角推定手段とを備えた同期機のセンサレス制御装置を特徴とする。

本発明の同期機のセンサレス制御装置によれば、同期機に流れる電流変化の高周波成分を演算して、同期機の回転に同期するｄｑ軸座標系における高周波電流変化の空間的分布に基づいて回転位相角センサなしにモータ回転子の位相角を推定して同期機を制御するので、センサレス制御のために生じる同期機の損失や騒音の増大を抑制し、かつ簡単な調整で安定した運転ができる。

以下、本発明の実施の形態を図に基づいて詳説する。

（第１の実施の形態）本発明の同期機のセンサレス制御装置は、永久磁石同期機に流れる電流変化の高周波成分を演算して、同期機の回転に同期するｄｑ軸座標系における高周波電流変化の空間的分布に基づいて、回転位相角センサなしにモータ回転子の位相角を推定し、永久磁石同期機を制御するものである。

図１は、一般的な永久磁石同期機の構成を示している。永久磁石同期機の固定子０１はＵ，Ｖ，Ｗの３相巻線０１Ｕ，０１Ｖ，０１Ｗで構成され、回転子は回転子鉄心０２と永久磁石０３で構成されている。本実施の形態の同期機のセンサレス制御装置においては、永久磁石同期機の回転に同期して回転する座標系として、永久磁石の磁束の方向をｄ軸、このｄ軸に直交する軸をｑ軸と定義する。また、Ｕ相巻線方向をα軸、これに直交する方向をβ軸と定義し、α軸方向を基準としてｄ軸方向までの角度を同期機の回転位相角θと定義する。このような定義に基づくと、永久磁石同期機の電圧・電流の関係は、数１式で表される。

ここで、Ｖｄ，Ｖｑはそれぞれｄ軸電圧、ｑ軸電圧であり、Ｉｄ，Ｉｑはそれぞれｄ軸電流、ｑ軸電流であり、Ｒは抵抗、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、Φは永久磁石磁束、ωは回転速度、ｐは微分演算子である。

ただし、本実施の形態の同期機のセンサレス制御装置には回転位相角センサがなく、回転位相角θそのものを検出することができないため、当該制御装置において推定された位相角をそのセンサ出力の代わりに使用する。したがって、図１に示すように、推定位相角をθestとし、これに対応する座標系をγ軸，δ軸と定義する。推定誤差Δθが生じた場合、γδ軸はｄｑ軸から推定誤差Δθだけ回転した位置となる。

図３は、本発明の第１の実施の形態の同期機のセンサレス制御装置の構成を示している。インバータ０５は、当該インバータ０５を駆動するためのゲート指令を入力とし、インバータ０５に内蔵される主回路スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを切替えることによって交流／直流電力を相互に変換する。永久磁石同期機０７は、ＵＶＷ各励磁相に流れる３相交流電流によって磁界が発生し、回転子との磁気的相互作用によりトルクを発生する。

制御指令演算部１１は、後述する演算によってトルク指令から制御指令を算出してＰＷＭ変調部０４に出力する。ＰＷＭ変調部０４は、永久磁石同期機０７を駆動するための制御指令を、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス幅変調）によって変調し、インバータ０５の各相スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ指令であるゲート指令を出力する。

電流検出部０６は、永久磁石同期機０７に流れる３相交流電流のうち２相もしくは３相の電流応答値を検出する。本実施の形態では、２相の電流Ｉｕ，Ｉｗを検出する構成にしている。高周波数成分演算部１０は、入力である電流Ｉｕ，Ｉｗの応答値から高周波電流成分を抽出し、その時間変化率を演算して出力する。また、演算のタイミングを示す信号を出力する。

回転位相角推定部０８は、電流検出部０６において検出された電流応答値Ｉｕ，Ｉｗから算出された電流変化の高周波成分を用い、γδ軸座標系における当該成分の空間的分布に基づいて永久磁石同期機０７の回転位相角θestを推定する。

次に、以上のように構成した本実施の形態による同期機のセンサレス制御装置の動作について説明する。図３において、ＰＷＭ変調部０４への入力である制御指令は、永久磁石同期機０７によって出力されるべきトルク指令に基づいて、制御指令演算部１０が以下の演算処理によって与える。

まず、トルク指令が上位制御系より与えられ、当該トルク指令に基づいてγ軸電流指令Ｉγref、δ軸電流指令Ｉδrefを数２式により演算する。

ここで、Ｔrqrefはトルク指令、ｋは定数、θiはγδ軸座標系におけるγ軸を基準とした電流位相角である。

ただし、電流指令Ｉγref，Ｉδrefは、トルク指令をパラメータとして参照できるテーブルを用意しておき、このテーブルを参照することによって与えることも可能である。テーブルを用いた方法は、トルクと電流の関係が上記の数２式のように定式化することが好ましくない場合などに有効である。

次に、上記のようにトルク指令から求められた電流指令Ｉγref，Ｉδrefと、当該永久磁石同期機０７に流れる電流のγ軸応答値Ｉγres、δ軸応答値Ｉδresとを入力として、次のような比例積分制御によりγ軸電圧指令Ｖγref、δ軸電圧指令Ｖδrefを演算する。

ここで、Ｋｐは比例ゲイン、Ｋｉは積分ゲイン、ｓはラプラス演算子である。

次に、以上のように出力されるγ軸電圧指令Ｖγref、δ軸電圧指令Ｖδrefを、回転位相角推定部０８から出力される回転位相角推定値θestに基づいて、次のような演算により座標変換を行い、３相電圧指令Ｖｕref，Ｖｖref，Ｖｗrefを演算する。

制御指令演算部１０は、以上の演算によって求めた３相電圧指令を制御指令として、ＰＷＭ変調部０４へ入力する。

ＰＷＭ変調部０４はＰＷＭ変調を行い、インバータ０５へゲート指令を出力する。ここでＰＷＭ変調とは、与えられた制御指令である３相電圧指令と予め一定もしくは可変の周波数を持つよう設定された三角波状の搬送波とを比較し、比較結果をゲート指令とするものである。

回転位相角推定部０８は、高周波数成分演算部１１が求めた当該永久磁石同期機０７に流れる電流変化の高周波成分に基づき、以下のようにγδ軸座標系における空間分布に基づいて回転位相角θestを推定する。

まず、高周波数成分演算部１１において、電流検出部０６によって検出された相電流Ｉｕ，Ｉｗを、当該回転位相角推定部０８から出力される回転位相角推定値θestに基づいて次の演算により座標変換を行い、γ軸電流応答値Ｉγres、δ軸電流応答値Ｉδresを求める。

ここで、永久磁石同期機０７に流れる３相電流の和が０であることを利用すれば、次の式で表されるように、３相電流のうち２相の電流値からγ軸電流応答値Ｉγres、δ軸電流応答値Ｉδresを求めることができる。この場合、電流検出部０６を２相分設けるだけで済み、３相分検出する場合よりも装置を簡略化することが可能となる。

次に、次の演算によって、上記のように求められたγδ軸電流応答値の変化分の高周波成分を求めて出力する。

ここで、Ｉｍは時刻ｔｍの時点の入力電流Ｉ、Ｉｎは時刻ｔｎ時点の入力電流Ｉ、ｄＩbase／ｄｔは入力電流の基本波成分の時間変化率である。基本波成分とは、電気的な回転周波数成分である。

ｄＩbase／ｄｔの演算方法としては、ｔｍ−ｔｎと比較して十分長い時間間隔における入力電流の変化率や電流指令値の変化率を演算する方法があり、厳密には回転周波数成分とはならなくとも、ｔｍ−ｔｎが基本波成分演算時間間隔よりも十分短くなるように取れば、特に問題なく演算が可能である。

また、電流変化の高周波成分のより精密な演算手段として、時刻ｔｍ，ｔｎ間における電流変化を線形近似して、当該時刻間における変化分を求め、これを数７式における（Ｉｍ−Ｉｎ）として用いるという方法も可能である。線形近似方法としては、一般的に用いられている最小二乗近似を用いる。その場合、演算時刻ｔｍとｔｎの間には少なくとも複数のサンプリング点が必要である。サンプリング数はＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数に左右されるものであるが、近年の一般的なＡ／Ｄ変換器はサンプリング周波数も高く、電流変化を線形近似するには十分なサンプリング数を取れるため、この方法も十分実用的であるといえる。また、この方法によればノイズの影響を除去できるため、推定精度の向上も期待できる。

回転位相角推定部０８は、高周波成分演算部１１にて求めた電流変化の高周波成分の空間分布から回転位相角を推定する。ここでは、まず推定原理から説明していく。永久磁石同期機０７に流れる電流変化の高周波成分は、数２式における電流微分項から導くことができる。数２式を、数８式に表すように高周波成分と基本波成分とに分け、高周波成分について抽出すると、数９式のようになる。

ここで、Ｘbaseは波形Ｘの基本波成分、Ｘ~は波形Ｘの高周波成分である。

高周波電圧Ｖ~ｄ，Ｖ~ｑは、インバータ出力電圧とモータ誘起電圧の高周波成分の和と定義できる。ただし、モータ誘起電圧は回転速度と駆動電流とによって変動するがその高周波成分は微小であり、当該回転位相角推定部０８において用いられる高周波成分の空間分布に関係する高周波電圧としては、インバータ出力電圧の高周波成分が支配的である。インバータ出力電圧の高周波成分は、ＰＷＭによる出力電圧ベクトルによって決まるため、高周波電圧Ｖ~ｄ，Ｖ~ｑの振幅値はほぼ一定とみなすことができる。これにより、高周波電流Ｉ~ｄ，Ｉ~ｑは以下のようにＶ~ｄ，Ｖ~ｑ，Ｌｄ，Ｌｑによって決まる一定の分布となることがわかる。

本願発明者は、発明者の使用している開発設備である永久磁石同期機のｄｑ軸座標系において、電流変化の高周波成分を空間的にプロットすると、その分布は図４に示すような略楕円分布となることを実験的に確認した。これは、数１０式の原理を証明するものである。この分布を用いることにより、回転位相角推定を実現することができる。

高周波成分の空間分布は、図４からも明らかなように、ｄｑ軸方向に特徴を持った形状となる。この分布はモータの構造から言えば、永久磁石同期機０７の駆動電流が流れている固定子巻線のインダクタンス分布と言える。ただし、固定子インダクタンスの空間的分布は回転子インダクタンスの影響を強く受け、駆動電流によって固定子インダクタンスが飽和しない程度のトルクゼロ〜中領域の運転では、回転子インダクタンスの分布とほぼ等しくなると言ってよい。図４は、出力トルクゼロ、すなわち電流ゼロの状態で空間的に一様な高周波電圧を重畳して調べたインダクタンス分布を表しており、上述のような理由から、この分布は回転子インダクタンスと考えられる。

図４では、楕円分布の長軸方向がｄ軸に一致し、短軸方向がｑ軸に一致している。上述のように図４は回転子インダクタンスを表しているため、この楕円分布は回転子の回転に応じて回転する。したがって、当該分布から楕円の回転を近似演算等によって抽出すれば、ｄ軸の方向を推定することが可能である。この方法によれば、楕円分布の回転を抽出できる最低限の高周波成分を得ることができれば、回転位相角推定が可能となる。

一方、従来の方法では、高周波電圧を重畳し、少なくとも重畳した高周波電圧に何らかの形で対応した、または同期した高周波電流を観測する必要があった。例えば高周波電圧の重畳周期に合わせた高周波電流振幅などの観測が必要であった。この方法では、高周波電流振幅を観測するサンプリング時点にノイズなどの擾乱が発生した場合、推定位相角の精度に大きく影響してしまう。このような欠点を回避するため、従来の方法では、ノイズが推定結果に大きく影響しないようにＳ／Ｎ比を上げる目的で重畳高周波量を上げて、高周波電流振幅が大きくなるように調整していた。しかしこれでは高周波電流による損失や騒音が大きくなってしまい、好ましくない。

しかし本実施の形態の同期機のセンサレス制御装置では、上述した位相角推定方法を採用しているので、正しい電流変化高周波成分が計測できる範囲内で、電流サンプリング時点を電圧に左右されずに自由に選択できる上に、線形近似を用いて電流変化を演算すればノイズの影響を低くすることも可能であり、結果として高周波重畳量を０もしくは従来よりも低くすることが可能である。

したがって、本実施の形態による同期機のセンサレス制御装置によれば、回転位相角センサを用いることなく回転子の位相角を推定することができ、センサレス構成とすることによって小型化、低コスト化、メンテナンスの容易化が図れ、また、高周波電流による損失・騒音の極端な増大を招くことなく、もしくは増大させることなく、安定した運転を行うための調整の簡略化を図ることが可能となる。

（第２の実施の形態）本発明の第２の実施の形態の同期機のセンサレス制御装置について、説明する。本実施の形態の構成は第１の実施の形態と同様であり、図３に示したものであるが、回転位相角推定部０８の行う演算処理が第１の実施の形態とは異なり、永久磁石同期機０７のインダクタンスが飽和する電流が流れる高トルク出力状態において、電流変化高周波成分の空間分布の形状の変化に基づいて回転位相角推定を行うことを特徴とする。

第１の実施の形態において示した回転位相角推定部０８が行う回転位相角の推定は、電流変化高周波成分の空間分布が永久磁石同期機０７の回転子インダクタンスを表し、これが回転に同期するｄｑ軸座標系と対応した回転関係にあることを利用するものであった。この場合、永久磁石同期機０７の特性として高トルクを出力した場合に駆動電流によって固定子インダクタンスが飽和し、上記分布の回転関係が観測できなくなるような場合があり得る。

本実施の形態では、回転位相角推定部０８はそのような場合でも有効な回転位相角推定を行うものであり、特に上記分布の形状に着目し、空間分布の形状と推定位相角誤差とを対応させて回転位相角を推定する。

以上のように構成した本実施の形態の同期機のセンサレス制御装置に動作について、説明する。図４は、低トルク状態における電流変化の高周波成分分布を示している。もし、推定位相角θestに誤差Δθが発生した場合、この高周波成分分布は−Δθだけ回転した分布となる。図５は、故意に誤差Δθを−３０°発生させた状態における高周波成分分布を示している。この図５からも、ｄｑ軸座標系と高周波成分分布の空間的な対応関係は明らかである。

第１の実施の形態で採用している回転位相角推定方法は、このような特徴を利用することによって回転位相角を推定するものである。しかし、同期機によっては、高トルク運転状態において、高周波成分の分布形状が図６に示すように楕円ではなく真円に近い楕円形状になる。この状態では、上述のようなｄｑ軸座標系に対応する関係を抽出することが難しく、ノイズ等の影響により推定誤差が発生しやすくなる。さらに、図６からも読み取れるように、楕円とｄｑ軸との回転関係自体も電流位相によって変動することがあり、単純に楕円分布とｄｑ軸とが一定の回転関係にないため、運転状況に合わせて適切に補正する必要がある。

そこで本実施の形態では、回転位相角推定部０８は高周波成分の分布とｄｑ軸座標系との回転関係を用いて回転位相角推定を行うのではなく、高周波成分の分布形状そのものを用いて推定を行う。

高トルク出力状態では、固定子に流れる駆動電流によりインダクタンス飽和を誘起し、固定子において観測できる突極比が低下し、最悪の場合には突極比＝１となってしまう。しかし、インダクタンス飽和を誘起する高トルク状態において推定誤差Δθが発生すると、その影響により、γδ軸座標系において制御されている電流の位相θｉも、ｄｑ軸座標系から見るとΔθだけ回転した位相となる。このとき、電流位相が変化するために、固定子インダクタンスの飽和の状態が変化し、電流変化の高周波成分の形状は図７、図８に示すようにΔθに応じて大きく変動する。したがって、このような高トルク状態においても、当該分布の形状を観測してΔθと対応づけることによって回転位相角を推定する。この時、高周波成分分布は、固定子自体のインダクタンスと回転子インダクタンスとの両方の影響を受けている。すなわち、例えば略楕円分布の形状をトルク指令と推定誤差に対応させて記憶させておき、得られた分布を比較することによって回転位相角を推定するのである。

以上により、本実施の形態の同期機のセンサレス制御装置では、回転位相角センサを用いることなく回転子の位相角を推定することで、装置の小型化、低コスト化、メンテナンスの容易化が図れ、その上に、高トルク状態でも安定した回転位相角推定が可能となる。

（第３の実施の形態）本発明の同期機のセンサレス制御装置の第３の実施の形態について、説明する。本実施の形態のセンサレス制御装置の構成は、図３に示した第１、第２の実施の形態と共通であるが、その中の回転位相角推定部０８の行う回転位相角推定処理がこれらの実施の形態とは異なり、ｄｑ軸座標系における電流変化の高周波成分の空間的分布において所定の特徴量を演算し、当該特徴量に基づいて回転位相角推定を行うことを特徴とする。

本実施の形態では、その特徴量として、γδ軸における電流変化の高周波成分分布のγ軸から所定角度方向に検出された成分の最大値を選ぶ。そのように選んだ特徴量と推定誤差との対応関係は図９に示すような特性であり、特に推定誤差のゼロ点近傍においてオフセットを持った線形な特性である。図９では、所定の角度を４５°方向に設定して演算している。そこで、当該特徴量を、誤差ゼロの点に収束するようにフィードバック推定を行うことにより回転位相角推定を行う。

このように構成することにより、複雑な演算ではなく、単純な比較演算によって得られる量に基づいた推定を行うことが可能である。尚、図９では所定角度は約４５度の方向に取っているが、当該特徴量の特性が得られれば特徴量の演算をどのように行ってもよい。例えば、特徴量として、γδ座標軸上の第１象限における分布の占める面積でもよい。このように計算した面積も、推定誤差に応じて変動する特性を持つため、特徴量として採用することができる。

上述したように、本実施の形態の同期機のセンサレス制御装置では、回転位相角センサを用いることなく回転子の位相角を推定することにより、装置の小型化、低コスト化、メンテナンスの容易化が図れ、その上に、複雑な演算を実施することなく安定な回転位相角推定が可能となる。さらに、特徴量をγ軸から所定角度方向に検出された成分に基づいて計算することにより、回転位相角推定に必要な演算を簡略化することができ、演算時間の短縮や演算処理装置性能の低減が図れる。

（第４の実施の形態）本発明の第４の実施の形態の同期機のセンサレス制御装置について、図１０を用いて説明する。尚、本実施の形態において、図３に示した第１の実施の形態と同一要素には同一符号を付して示している。

本実施の形態の同期機のセンサレス制御装置は、第１の実施の形態に対して、高周波指令重畳部０９を付加した構成を特徴とする。この高周波指令重畳部０９は、インバータ０５から出力される電圧に、永久磁石同期機０７を運転する基本周波数と比較して十分高い周波数の高周波指令が重畳されるよう、本センサレス制御装置の指令に高周波指令を重畳する。さらに、高周波指令として回転高周波指令を重畳する。またさらには、高周波指令としてγδ座標軸上において所定の角度方向に有意な電流変化の高周波成分が発生するような高周波指令を重畳する。

次に、以上のように構成した本実施の形態のセンサレス制御装置の動作を説明する。回転位相角の推定を行う原理は、高周波電流の時間変化率に基づいている。当該変化率を得るためには、当該高周波電流の変化を精度良く観測しなければならない。しかし、インバータ０５から出力される電圧が低い状態、例えば停止・低速・低トルクの状態では電圧指令が小さい。また、高周波電流時間変化率を有意に演算できる状態は、ＰＷＭ変調部０４によって変調された結果としてインバータ０５から出力される電圧ベクトルが、Ｖ０、Ｖ７以外のいわゆる非ゼロ電圧ベクトルとなっている状態であることが多い。非ゼロ電圧ベクトルが出力されると、大きな電流変動が発生するからである。インバータ０５から出力される電圧ベクトルの定義は図２に示したものである。しかし、上述の停止・低速・低トルク状態では、非ゼロ電圧ベクトル時間間隔が非常に短くなり、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周期によっては、有意な高周波電流変化を観測できない場合がある。そのような場合、結果として回転位相角の推定誤差が発生しやすくなってしまう。

そこで、本実施の形態では、高周波指令重畳部０９によって、数１１式に示す高周波指令を電流指令に加算することにより、結果として非ゼロ電圧ベクトルの時間間隔を長くする。重畳する指令が高周波指令であることの理由は、モータから発生されるトルクに外乱として作用しにくくするためである。

ただし、Ｉhfは高周波指令振幅、ωhfは高周波指令角速度である。

本実施の形態においては、高周波指令は最低限上記で説明した特性が得られる範囲で自由に選択することができる。そのため、必ずしも数１１式のように設定する必要はない。ただし、数１１式のように回転高周波指令が重畳されるよう設定することにより、上記の特性が得られる上、次のような効果を得ることができる。それは、回転位相角推定部０８において用いられる回転位相角推定方法として、電流変化の高周波成分の形状もしくは面積等を用いた場合において、回転高周波を与えることによって、γδ座標系において一様な分布を得ることができ、形状を精度良く把握できるため、位相角推定の精度を向上させることが可能となる。

また、高周波指令としてγδ座標軸上において所定の角度方向に有意な電流変化の高周波成分が発生するような高周波指令を重畳した場合は、次のような効果を得ることができる。それは、第３の実施の形態において説明した、電流変化の高周波成分のγ軸から所定の角度方向の成分に基づいて回転位相角を推定する方法を実施する場合において、所定の角度方向に有意な高周波を得ることが可能となり、検出精度の向上、ひいては位相角推定の精度を向上させることが可能となる。

ここで、所定の角度方向に有意な電流変化の高周波成分が発生するような高周波指令とは、次式のように選べばよい。

ただし、φは所定の角度である。

上述したように、本実施の形態による同期機のセンサレス制御装置では、回転位相角センサを用いることなく回転子の位相角を推定することにより、装置の小型化、低コスト化、メンテナンスの容易化が図れ、さらに、停止・低速・低トルク状態においても安定な回転位相角推定が可能となる。

一般的な永久磁石同期機モデルと座標の定義を示すブロック図。 上記永久磁石同期機の電圧ベクトルの定義を示すブロック図。 本発明の第１の実施の形態の同期機のセンサレス制御装置のブロック図。 永久磁石同期機のｄｑ座標軸上における電流変化の高周波成分分布を示すグラフ。 永久磁石同期機のｄｑ座標軸上における電流変化の誤差−３０°の場合の高周波成分分布を示すグラフ。 永久磁石同期機のｄｑ軸座標上におけるトルク１００％出力、電流変化の誤差０°の状態における高周波成分分布を示すグラフ。 永久磁石同期機のｄｑ軸座標上におけるトルク１００％出力、電流変化の誤差−３０°の状態における高周波成分分布を示すグラフ。 永久磁石同期機のｄｑ軸座標上におけるトルク１００％出力、電流変化の誤差＋３０°の状態における高周波成分分布を示すグラフ。 本発明の第３の実施の形態の同期機のセンサレス制御装置における特徴量と誤差の関係を示すグラフ。 本発明の第４の実施の形態の同期機のセンサレス制御装置のブロック図。

符号の説明

０１…同期機巻き線および固定子
０２…同期機回転子
０３…永久磁石
０４…ＰＷＭ変調部
０５…インバータ
０６…電流検出部
０７…永久磁石同期機
０８…回転位相角推定部
０９…高周波指令重畳部
１０…制御指令演算部
１１…高周波数成分演算部

Claims (7)

1. 直流電力と交流電力を相互に変換するインバータと、
   回転子に磁気的突極性を有し前記インバータから電力が供給され駆動される同期機と、
   前記同期機を制御するための指令に基づいて前記インバータにおける出力電圧を決定するＰＷＭ変調手段と、
   前記同期機に流れる電流を検出する電流検出手段と、
   前記ＰＷＭ変調手段において決定され前記インバータから出力された電圧によって生じた電流変化の高周波成分を演算する高周波成分演算手段と、
   前記高周波成分の前記同期機の回転と同期する回転座標軸上における空間的分布に基づいて前記同期機の回転位相角を推定する回転位相角推定手段とを備えたことを特徴とする同期機のセンサレス制御装置。
2. 前記回転位相角推定手段は、前記同期機のインダクタンスが飽和する電流が流れる高トルク出力状態において、前記高周波成分の空間的分布の形状に基づいて回転位相角を推定することを特徴とする請求項１に記載の同期機のセンサレス制御装置。
3. 前記回転位相角推定手段は、前記高周波成分の回転座標軸上における特徴量に基づいて前記同期機の回転位相角を推定することを特徴とする請求項１又は２に記載の同期機のセンサレス制御装置。
4. 前記回転位相角推定手段は、前記高周波成分の回転座標軸上における所定の角度方向の成分に基づいて回転位相角を推定することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の同期機のセンサレス制御装置。
5. 前記同期機を制御するための指令に高周波指令を重畳させる高周波指令重畳手段を備えたことを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の同期機のセンサレス制御装置。
6. 前記高周波指令重畳手段は、回転高周波指令を重畳させることを特徴とする請求項５に記載の同期機のセンサレス制御装置。
7. 前記高周波指令重畳手段は、回転座標軸上において所定の角度方向に有意な高周波電流変化が発生するような高周波指令を重畳させることを特徴とする請求項５に記載の同期機のセンサレス制御装置。
   
   
   
   

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