JP5866429B2 - 電気機器を制御する方法及び装置 - Google Patents

Description

本発明は電気機器の制御に関する。さらに詳しくは、本発明は速度域のうちの低いところで駆動するときのブラシレスの同期電気機器の制御に関するが、これだけに限定されるものではない。

電気機器の速度域は、極の数、相ごとの巻数、及び供給電圧を含む多くの要因によって決定されるが、これらの要因だけに限定されるものではない。ブラシレスの電気的に整流された同期電動機には永久磁石ブラシレス直流及び交流型、シンクロナスリラクタンス型、フラックス切替型、及びスイッチドリラクタンス型のモータがある。

電気的に整流されたモータにおける必要な大きさと方向のトルクの供給は、モータの特定の相巻線を正確に励起する回転子の位置情報に依存する。この回転子の位置情報は、前記モータ巻線内の回転起電力（rotational EMF）を検出する方法を使用することで得られる。このような方法は、前記モータの軸角度を検出するセンサーに依存しないため、センサーレスの整流方法として知られている。これらの方法は一般的であり、高速では効果的に機能するが、低速では劣化する。これは前記回転起電力起電力値の減少によるものであり、閉ループ位置制御又は電気整流に対するデータの使用が困難なレベルまで信号のノイズに対する割合が減少する。このようなモータでは、駆動周波数に対して最大電流で前記固定子相巻線を励磁することによって速度域のうちの低い部分でモータを駆動するのが一般的である。この方法は、先行技術では、開ループの態様で前記モータを駆動するものが知られている。開ループによる方法は一般的にモータの始動に使用され、周波数は、前記起電力が検出可能となり、センサーレス制御への信頼性のある移行を行うことができるまで、増加する。しかしながら、そのようなシステムは前記センサーレスへの移行が一般的に固定された速度でなされる点において「アンインテリジェント（unintelligent）」である。これは、移行の決定に負荷を考慮していないので、不安定な影響につながり得る。開ループで駆動される機械では一般的に閉ループの電気的に整流された制御で駆動するのに必要とされる電流と比較して余剰な電流が流れる。一旦電気整流が電気機器位置の情報に依存するようになると、より高い開ループ電流レベルがモータ起電力と正確にアラインメントされるため、トルクは急速に増加し得る。トルクの急速な増加は速度の振動を引き起こす。

ここで開示されているのはオブザーバである。前記オブザーバは同期電動機を駆動するために開ループ制御が使用されている間動作する。前記オブザーバの出力は信号E_I_angleである。このE_I_angleは回転起電力位置ベクトルと電流励起ベクトルとの間の角度に関する。前記オブサーバは和項を含んだ反復計算によって前記角度を決定する。前記和項は推定される起電力位置ベクトルに対して回転起電力ベクトルの直交成分の変化を合計するものである。そして前記オブザーバによって出力される角度を使用して前記回転起電力位置ベクトルの推定値を更新する。

必要に応じて、前記オブザーバの出力信号E_I_angleがプルアウト状態に近い状態を示す値に達したとき、前記オブザーバの出力信号E_I_angleを使用して、閉ループ制御への移行を決定することができる。

必要に応じて、前記オブザーバ出力E_I_angleは開ループ駆動されている同期電動機のトルク監視システムとして使用することができる。前記回転起電力ベクトルと前記電流励起ベクトルとの間が大きな角度であることより示される、負荷トルクが比較的低いレベルの間は、前記電流励起ベクトルの大きさは減少するか、又は前記回転起電力ベクトルと前記電流励起ベクトルとの間が小さな角度であることより示される、負荷トルクが比較的高いレベルの間は、前記電流励起ベクトルの大きさは増加する。

必要に応じて、前記オブザーバ出力E_I_angleは開ループ駆動されている同期電動機のトルク監視システムとして使用することができる。前記回転起電力ベクトルと前記電流励起ベクトルとの間が大きな角度であることより示される、負荷トルクが比較的低いレベルの間は、前記オブザーバの出力信号E_I_angleがプルアウト状態に近い状態を示す値に達し、閉ループ制御への移行が円滑に開始され得るように、前記電流励起ベクトルの大きさは徐々に減少する。

第１の形態における本発明によれば、電気機器の制御システムを提供でき、前記システムは以下のオブザーバを備えている。前記オブザーバは電気機器を駆動するために開ループ制御が使用されている間動作するように構成され、回転起電力ベクトルと、電気機器を制御するように構成されているインバータによって発生する電流励起ベクトルとの間の角度に関連する信号E_I_angleを出力するように構成されている。前記オブサーバは和項を有する反復計算によって前記角度を決定するように構成されており、前記和項は推定される起電力位置ベクトルに対する前記回転起電力ベクトルの直交成分の変化を合計するものであり、前記制御システムは前記オブザーバによって出力される角度を使用して前記回転起電力位置ベクトルの前記推定角度位置を更新するように構成されている。

注意すべきは、反復計算の最初の反復後に、推定された起電力位置ベクトルは、前の反復中に更新された起電力位置ベクトルでもよいことである。スタート時、すなわち前記反復計算法の第１回目の反復中には、前記起電力位置ベクトルの初期推定値が使用されてもよいし、別の要因から決定されてもよい。

必要に応じて、前記オブザーバの出力信号がプルアウト状態に近い状態を示す閾値より低い値に達したとき、前記オブザーバは、閉ループ制御へ移行する時間を決定するために、出力信号E_I_angleを使用するように構成されている。

必要に応じて、前記オブザーバは開ループ駆動されている電気機器のトルク監視システムとして出力信号E_I_angleを使用するように構成されており、前記回転起電力ベクトルと前記電流励起ベクトルとの間が大きな角度であることより示される、負荷トルクが比較的低いレベルの間は、前記オブザーバは前記電流励起ベクトルの大きさを減少するように前記インバータに指示するように構成されている。

必要に応じて、前記オブザーバは開ループ駆動されている電気機器のトルク監視システムとして出力信号E_I_angleを使用するように構成されており、前記回転起電力ベクトルと前記電流励起ベクトルとの間が小さな角度であることより示される、負荷トルクが比較的高いレベルの間は、前記オブザーバは前記電流励起ベクトルの大きさを増加するように前記インバータに指示するように構成されている。

必要に応じて、前記オブザーバは開ループ駆動されている電気機器のトルク監視システムとして出力信号E_I_angleを使用するように構成されており、前記回転起電力ベクトルと前記電流励起ベクトルとの間が大きな角度であることより示される、負荷トルクが比較的低いレベルの間は、前記オブザーバは、オブザーバの出力信号E_I_angleがプルアウト状態に近い状態を示す閾値より小さな値に達し、さらに閉ループ制御への滑らかな移行が開始できるまで、前記電流励起ベクトルの大きさを徐々に減少するように前記インバータに指示するように構成されている。

必要に応じて、前記制御システムは同期電動機を制御するように構成されている。

第２の形態における本発明によれば、電気機器を制御する制御システムにおいて用いられるオブザーバを提供する。前記オブザーバは、電気機器を駆動するために開ループ制御が使用されている間動作するように構成され、回転起電力ベクトルと、電気機器を駆動するために構成されているインバータによって発生する電流励起ベクトルとの間の角度に関連する信号E_I_angleを出力するように構成されており、ここで前記オブザーバは和項を有する反復計算によって前記角度を決定するように構成され、前記和項は推定される起電力位置ベクトルに対する回転起電力ベクトルの直交成分の変化を合計するものである。

第３の形態における本発明によれば、電気機器を制御する方法を提供する。前記方法では、電気機器を駆動するために開ループ制御が使用されている間オブザーバを動作させる。前記オブザーバの出力は、回転起電力ベクトルと、電気機器を駆動するように構成されているインバータによって発生する電流励起ベクトルとの間の角度に関連する信号E_I_angleである。前記和項を有する反復計算によって前記オブザーバは前記角度を決定し、前記和項は推定される起電力位置ベクトルに対する回転起電力ベクトルの直交成分の変化を合計するものである。そして前記オブザーバによって出力される角度を使用して前記回転起電力位置ベクトルの推定角度位置を更新する。

第４の形態における本発明によれば、開ループ構造で動作する電気機器を制御する方法を提供する。この方法では、回転起電力ベクトルと、電気機器を制御する際に発生する電流励起ベクトルとの間の角度E_I_angleを決定し、１以上の制御信号を前記電気機器に印加し、前記制御信号はE_I_angleに依存して決定されるものである。

必要に応じて、E_I_angleは和項を有する反復計算で決定され、前記和項は推定される起電力位置ベクトルに対する回転起電力ベクトルの直交成分の変化を合計するものであり、さらにE_I_angleに基づいて前記起電力位置ベクトルを更新する。

必要に応じて、E_I_angleは以下の式によって決定される。

ここで、E_{s_imag}は回転起電力ベクトルの直交成分、k_iはE_{s_real}に反比例するゲイン、及びk_pはゲイン値である。

必要に応じて、k_pはE_{s_real}に反比例する。

必要に応じて、前記電気機器に対する１以上の制御信号の印加は、開ループ制御構造から閉ループセンサーレス制御構造への移行を含む。

必要に応じて、開ループ制御構造から閉ループセンサーレス制御構造への移行が、プルアウト値で表される閾値以下のE_I_angleの大きさであることと。最大電流励起がすでに前記電気機器に印加されていることに依存する。

必要に応じて、E_I_angleが負及びプルアウト角度で表される閾値よりも大きい場合、前記電気機器に対する１以上の制御信号の印加は、前記電気機器の電流励起の減少を含む。

必要に応じて、E_I_angleの大きさがプルアウト角度で表される閾値よりも小さく、さらにその前記電気機器に対する最大励起電流がまだ前記電気機器に印加されていない場合、前記電気機器に対する１以上の制御信号の印加は、前記電気機器の前記電流励起の増加を含む。

必要に応じて、前記励起電流の増加又は減少はあらかじめ決められた増分値による。

第５の形態における本発明によれば、コンピュータで読み込まれるときに、上記方法を実行するように構成されたコンピュータプログラムコードを備えるコンピュータが読み取り可能な媒体を提供する。

第６の形態における本発明によれば、上記の方法を実行するように構成されている、電気機器を制御する制御システム用オブザーバを提供する。

第７の形態における本発明によれば、上記のオブザーバを備えている電気機器を制御する制御システムを提供する。

第８の形態における本発明によれば、上記の制御システムを備えている電気機器を提供する。

上記の「流れ（current）」に関する記述は電流に言及していることを理解されたい。

本発明のより完全な理解のために、例として添付図面に言及する。

例示的な機械の断面図。 例示的な機械の断面図。 例示的な機械の断面図。 例示的な機械の断面図。 回転基準座標系における機械の等価回路。 モータが駆動し始めているところであり、未だ低速度であって、起電力ベクトルの大きさが比較的小さいときのモータの回転基準座標系におけるベクトル図。 より大きな起電力ベクトルと増大された負荷を伴ってモータが低速度で駆動しているときの他のベクトル図。 モータがプルアウト付近で駆動しているときの他のベクトル図。 電気制御システムの構成部品のブロック図。 電気制御システムにおいて起こる決定過程のフローチャート。

図１は３相磁束切替機を示している。固定子２００は１２個の歯２０１とこれらの歯の間に１２個のスロット２０２を備えている。これらの固定子のスロットは固定子巻線を担持している。スロットのうち６個は界磁巻線を担持している。６極磁場を構成するために、それぞれの磁場のスロットでその反対方向の電流がその次の磁場のスロットに伝達されている。その他の６個のスロットは３相巻線つまり電機子巻線，Ａ_１，Ａ_２，及びＡ_３を担持している。磁束切替機の回転子２１０は積層された鋼鉄からなり、巻線を担持していないか、又は永久磁石を担持している。この例では回転子は５個の歯２１１を備えている。界磁巻線に界磁電流が供給されると、固定子内の回転子の回転は１２０度離れた３つの交流電圧を誘起する。これら３つの電機子相巻線が３相インバータに接続され、電機子電流がその誘導起電力と同期して巻線に伝達されると、連続的なモータ駆動又はジェネレータ駆動が達成される。界磁巻線が永久磁石に置換されるフラックス切替型モータでもまたこれが可能であり、ここで開示される方法や装置を用いて制御できる。

ハイブリッドステッピングモータは同期電動機の他の例である。ハイブリッドステッピングモータは一般的に２，３，又は５相巻線を備えている。図２は典型的な２相型のハイブリッドステッピングモータの一端を通る横断面図を示している。

図２の２相型ハイブリッドステッピングモータは固定子２２１と回転子２２２を備えており、これらの両方が電気グレード鋼の積層ラミネーションから作られている。固定子は８つの極２２３を備えている。各相に対してその極は４つあり、歯２２４群に対してその先端で広がっている。それぞれの固定子の極２２３は短節相コイル２２５の形態で巻線を有している。これらのコイル２２５は一般的に２つの電気的に独立したモータの相巻線Ａ及びＢを形成するように直列に接続されている。回転子はその端部の各々に半径方向に離間した多数（典型的には５０個）の歯２２６を備えており、その機軸に沿って静磁束を生み出す永久磁石を有している。これにより機械の一端で回転子の歯は全てＮ極となり、機械のもう一端で回転子の歯は全てＳ極となる。回転子２２２の一端の歯２２６は回転子２２２のもう一端の歯２２６に対して、歯の間隔の半分だけオフセットされる。回転子の歯の間隔は固定子の歯の間隔と同じである。２つの固定子相巻線で誘起された起電力は回転子の回転によって生じる。Ａ相における起電力はＢ相における起電力から９０度位相がシフトしている。

図３は固定子２３１と回転子２３３を有するシンクロナスリラクタンスモータを示している。図示の固定子は２４個のスロット２３２を備えているが、１２個及び３６個のスロットを備えているものもまた一般的である。固定子のスロットは分配された３相巻線を備えている。回転子２３３は積層された鋼鉄からなり、磁束障壁として機能するスロッティングを備えている。これにより高低リラクタンス軸が作られ、固定子巻線が４極磁場を構成する場合には、固定子磁束が低リラクタンス経路をたどるように、回転子は磁束障壁を整列させる。固定子場が回転すると、回転子は同期してその磁場に追従する。多くの異なる回転子構造が使われ得るが、その目的はリラクタンス変化の最大比を供給することである。このモータでは固定子巻線内に起電力を誘起するような回転する磁石は存在しない。つまり、トルクは固定子巻線の自己インダクタンス変化と回転子が回転するときの相巻線間の相互インダクタンス変化によって発生する。

シンクロナスリラクタンスモータの強化として、突極性をさらに大きくして、永久磁石を回転子のスロット内に挿入し、トルク産出を増加することができる。そのような機械は埋込構造永久磁石同期電動機として知られている。

図４はより一般的な永久磁石同期電動機である。固定子２４１は同じく積層された鋼鉄からなる。この例では固定子は９個のスロット２４２の間に散在している９個の歯を備えている。固定子の巻線は一般に、短い間隔で各々の歯の周りに１個のコイルが巻き付けられ、さらに１２０度間隔の３個のコイルが互いに接続されて、３相の巻線のそれぞれを構成している。回転子２４３は永久磁石材料の層によって覆われた鋼鉄の核を有している。この例では永久磁石は６極磁場を構成するために半径方向に磁化されている。回転子の回転は１２０度（電気角度）ごとに相配置された固定子巻線内に３つの起電力を誘起する。モータとして動作するためには、各巻線で誘起される内部起電力に同期する３つの交流電機子電流を供給するインバータを必要とする。

これらの機械のタイプのすべては、固定子巻線の内部で誘起される回転起電力を有するようにモデル化できるという共通の特徴を備えている。回転起電力は永久磁石モータ内の磁石の回転、又は変化するリラクタンス構造を有する回転子構造の場合のリラクタンス変化による成分を含んでいてもよい。シンクロナスリラクタンスモータでは、回転子が回転するときのリラクタンス変化は、各相巻線の自己インダクタンス変化及び巻線間の相互インダクタンス変化につながる。ここで使用されている「回転起電力」という用語は、相巻線の自己電流（自己インダクタンス）、他の巻線内の電流（相互インダクタンス）、又は回転する永久磁石に起因する、変化する磁束の時間変化する組み合わせのあらゆるものを含んでいる。ある埋込型永久磁石モータにおいて、回転起電力は永久磁石の磁束と回転子が回転するときのリラクタンスの両方の変化からの成分を有する。前述したフラックス切替型モータでは、回転起電力は定常場の巻線又は定常場の磁石との相互結合の変化の割合によって誘起される。

これらのタイプの電気機器の数学的解析では、電気周期及び電気角度において総合的に電気機器を解析することが一般的である。このようにすることにより、解析はあらゆるタイプ及び極数の全ての同期電動機に対しても同様に行える。このような解析では、静的に配向された各固定子相巻線の時間変化量を、回転子の平均速度と同速度で回転する回転ベクトルに関する単一システムへ変換することが一般的である。

モータの全相巻線の成分を有する回転基準座標系上の電気量を使用することで、等価回路は図５のように示される。固定子の電圧方程式は回転基準座標系で以下のように与えられる。

ここでベクトルV_s、E_s、I_sは、固定子電圧、回転起電力、固定子電流の回転基準座標系のベクトル量である。X_sは固定子相巻線のリアクタンスである。R_sは固定子相巻線の抵抗である。またX_sは異なる同位相及び逆異相成分を有する複素ベクトルであってもよい。これは異なる回転子配向でリラクタンス（従って固定子のインダクタンス）に大きな変化を伴うモータには一般的である。リアクタンスX_sが異なる直交成分を持つようなモータの例としては埋込型永久磁石同期電動機又はシンクロナスリラクタンスモータがある。しかしながら回転基準座標系は回転子とともに回転しているため、X_sの成分は時間ともに大きく変化しない。そしてjI_sX_sの項はトルクの産出に寄与しない。

モータが発生するトルクは以下のように与えられる。

ここで、γは回転起電力ベクトルと固定子電流との間の角度であり、ωは毎秒の機械学ラジアン単位での回転子の角速度である。

単位アンペアあたりの最大トルクを伴うモータの動作は、γ＝０及びE_sとI_sベクトルが一致した場合に成立する。回転起電力ベクトルE_sは固定子電流ベクトルと同位相のとき、つまりγ＝０のとき、そのトルクは今最大値をとるときの式（２）によって再度与えられ、以下に等しい。

それゆえに固定子電流ベクトルに対する起電力ベクトルの角度位置はモータのトルク産出を決定する。図６は回転基準座標系上で計算された固定子電圧ベクトル間の１つの可能な関係を示すベクトル図である。

図６によって示された例では、モータはちょうど始動しているところであり、電流ベクトルはあらかじめ設定されたレベルで開ループの態様で駆動されている。開ループ制御により、回転子が励磁を追従し、さらにプルアウト又は失速しないことを保証するために、電流レベルはモータの荷重角度が９０度未満となるように十分高くなければならない。ここで荷重角度とは固定子と回転子磁束の間の角度である。起電力ベクトルが通常回転子磁束ベクトルの９０度前方にあるので、電流と起電力ベクトルとの間の角度は０より大きくなければならず、E_sベクトルはI_sベクトルを先導する。起電力ベクトルと電流ベクトルとの間の角度をE_I_angleという角度として規定すると便利である。図６でE_I_angleは負であり、−γに等しい。図６はモータが駆動し始め、まだ低い速度であり、起電力ベクトルの大きさが比較的小さいときの状態を表し、トルクは式（２）で与えられる。

モータが加速すると、起電力ベクトルは大きさが増大し、動作を維持するのに必要なトルクは一般的に大きくなる。荷重角度は、増加する傾向にあり、この傾向は起電力ベクトルを駆動されている電流ベクトルの方へより近づけるように回転させる作用を及ぼす。それゆえにE_I_angleは負ではなくなり、そのような状況が図７でベクトル図によって表されている。

回転子速度の増加及び／又は荷重トルクのさらなる増加により、モータは荷重角度が９０度であるプルアウトトルクに近づくように動作する。さらに荷重が増加すると固定子と回転子間の同期が失われることになる。この状況が図８に表されている。

図８によって示された例ではE_sベクトルとI_sベクトルが一致する。つまりγ＝０で、起電力ベクトルE_sは固定子電流ベクトルに一致する。トルクは与えられた励起電流レベルに対し、このとき最大となり、式（３）によって与えられる。開ループ始動を行っているモータでは、あらかじめセットされた大きさと周波数（又は速まる周波数の変化）で電流ベクトルを駆動するため、プルアウトトルクを超える状態になる前にプルアウトトルクを超える状態が認識されなければならない。しかしながら、図８によって示された状況はまた、開ループ駆動制御から、逆起電力検知又はその他のセンサーレスの検出手段に基づいて閉ループの自己転流制御器へと移行する理想時間でもある。モータは自然と単位アンペア動作あたりの最大トルクに達し、閉ループ制御への移行は制御器における大きな擾乱又は突然の加速を伴うことなく達成できる。

ここで開示されている電気監視システムを用いたモータの動作により、E_I_angleは始動時から監視される。また、プルアウトより前の状態を検出できるため、閉ループセンサーレス制御への移行を最小擾乱で行うことができる。このようにして、固定子励磁が単位アンペアあたりの最大トルク供給レベルを大きく超えているときに閉ループ位置制御に入ることによる不安定な影響を避けることができる。

E_I_angleの計算をさらに詳細に説明する。回転する固定子の基準座標系は起電力ベクトルの最新推定値と揃うように選ばれる。始動時には起電力ベクトルの推定位値は、電流ベクトルと揃っているか、又は電流ベクトルの前方の初期位置であると想定することができる。回転する固定子の基準座標系における固定子電流ベクトルI_sの２つの直交成分はI_{s_real}とI_{s_imag}である。成分I_{s_real}は回転する固定子の基準座標系（推定される起電力ベクトル位置）と揃っている固定子電流の有効成分である。I_{s_imag}は回転する固定子の基準座標系に対して直角な（直交する）固定子電流の有効成分である。直接及び直交軸という用語は、直接及び直交回転子軸上に配置される固定子電流を要する回転子指向の制御器との混同を避けるためにこの記述では使用していない。

ベクトルV_s、E_s、I_sは全て、推定される起電力ベクトル位置に従う回転基準座標系上で計算される実部と虚部を持つ。式（１）は実部（推定される起電力ベクトル位置に一致）と虚部（推定される起電力ベクトル位置に直交）に書き直すことができる。

と

先に記述したように式（４）及び（５）内のX_s値は、実軸と虚軸で固定子インダクタンスが異なっている、リラクタンスモータ又は埋込型永久磁石モータのようなモータが使用される場合には、一致しなくともよい。

これらの式は起電力ベクトルE_sの実成分と虚成分の式を与えるように再整理すると以下のようになる。

R_s及びX_sに対して適切な値が与えられると、インバータを通じて供給される電圧ベクトルの大きさを知ることで、モータが回転している間、これらの式を即時に評価し、回転基準座標系における回転起電力ベクトルの実成分と虚成分の推定値を更新できる。電圧ベクトルの大きさは、インバータに与えられたパルス幅変調負荷サイクルで推定可能、又はインバータの出力で監視可能である。

上記の式はＰＣＴ／ＥＰ２００９／０６５２８１のような先行文献で開示されているものと同様のものであるが、ここで開示されているモータの制御は大幅に異なる方法で式（６）及び（７）の結果を使用している。角度を計算するためにアークタンジェント関数又は有理関数を使用する代わりに、E_I_angleを推定及び監視するためにオブザーバを使用する。実行されているオブザーバ方程式は以下のように与えられる。

ここで最初の項はループの各反復（一般的には各ＰＷＭサイクル）における、虚部の誤差合計又は０と比較計算した起電力ベクトルの直交成分を表す。それゆえにここで開示された方法と装置にはオブザーバが組み込まれている。このオブザーバは同期電動機を駆動するために開ループ制御が使用されている間動作する。オブザーバの出力は信号E_I_angleであり、起電力ベクトルと電流励起ベクトル間の角度に関する。オブザーバは和項を有する反復計算によってこの角度を決定する。和項は推定される起電力位置ベクトルに対する回転起電力ベクトルの直交成分の変化を合計するものである。

係数k_iはスケーリング又はゲインとみなされ、E_{s_real}に反比例してもよい。第２項によって、起電力ベクトルの推定される虚成分誤差に関する最新の計算を考慮したオブザーバをより急速に修正する。係数k_pは比例ゲインとみなされ、E_{s_real}に反比例してもよい。

開ループ制御では励磁又は電流ベクトル位置（Current_position）は特定の大きさと周波数に従うようにインバータによって制御されているため、E_I_angleオブザーバの結果は以下のように推定される起電力位置ベクトルの位置を更新するために使用される。

推定される回転起電力ベクトル位置EMF_positionについてのこの更新された角度位置は、オブザーバの次の反復において、推定される起電力ベクトル位置及び回転基準座標系として利用される。それゆえにオブザーバは推定位置と関係する起電力ベクトルの直交成分の合計を用い、改善された推定される起電力位置ベクトル及びE_I_angleの改善された推定値に反復収束する。このようにして、先行技術での限界は克服され、そして開ループ励磁の間、起電力ベクトルの大きさが小さい間の非常に低い値の信号からでも信頼できる情報が抽出可能となる。

オブザーバの出力はE_I_angleである。起電力ベクトル位置の更新としてのオブザーバの実行は、結果として起電力ベクトル位置の誤差となる。そしてこれは正しくスケールされた非線形のアークタンジェント関数を用いた単位での正確な計算を要することなく、任意の単位を角度単位に変換するように計算される。オブザーバ出力は電気角度の単位で自動的にスケールされるので、その最大トルクに対してモータ上の負荷を判断するために観測値E_I_angleを用いることは今や簡単である。もし、E_I_angleがプルアウト値（E_I_angleが小さい及び負もしくは０）に近づき始めたならば、オブザーバは、代替の制御方式に移行する必要性を示すことができる。ここで代替の制御方式には閉ループセンサーレス方法を使用することができる。

図９のブロック図は電気制御システムの構成部品を示している。インバータ４００は電気的に制御されているモータ４０１に接続されている。モジュール４０２は開ループ制御のパラメータによって励起周波数及び電流の大きさを決める。開ループ制御モジュール４０２はまた、ユーザからのスピード要求、トルク要求、加速度又は他の必要な値についての信号４０６を受け取る。モータ電流が測定され、測定値は、オブザーバブロック４０４からのE_I_angle及びEMF_positionの最新推定値に関連する起電力ベクトルの実部と虚部を推定するためにブロック４０３で使用される。オブザーバブロック４０４では式（８）及び（９）を実行している。オブザーバブロック４０４ではまた、制御スイッチ４０７を使用して制御が開ループから閉ループへ切り替わるかどうかを決定するために、E_I_angleのサイズを監視している。ブロック４０５では、ブロック４０３からの起電力測定値に基づいて、又は当該技術分野で今や一般的となっている方法のいずれかによって、閉ループ制御を実行している。

オブザーバブロック４０４の動作は図１０のフローチャートを用いて説明することができる。このフローチャートは開ループ駆動されるシステムの１つの実行又はタイムステップを示している。この実行は式（６）及び（７）による起電力推定を用いている。特に式（７）はE_I_angleの最新観測値に関する誤差の符号を決定している。式（８）はゲイン乗数k_i及びk_pを修正するために役立つ。このため、それらは起電力の実部と反比例して変化することができる。しかしながら実験において以下のことがわかっている。制御器はとてもロバストであり、これらの乗数の動的変化は、制御器を低コストで実行可能なように非常に簡単に保つことを常には要しない。オブザーバの出力E_I_angleは０付近のプルアウトトルク状態に近づかないように監視されている。

もしE_I_angleが負で、プルアウト領域から離れているなら、開ループ電流は現在の負荷と速度でトルク出力を十分に提供できることは明らかである。これらの状況下では、電流は次のＰＷＭサイクルの位置上まで励磁角度を動かす前に減少する。

もしE_I_angleが小さく、プルアウト領域に近づいているなら、開ループ電流は現在の負荷と速度でトルク出力を辛うじて提供することができる。これらの状況下では、電流は次のＰＷＭサイクルの位置上まで励磁角度を動かす前に増加する。しかしながら、印加電圧がすでに最大レベルになっているか、又は現在の電流がシステムにとって適切であるため、電流を増加することができない場合には、観測されるE_I_angleは閉ループセンサーレス手段に切り替えるための理想点を示すプルアウト状態に近い。

従来の制御器は回転子位置監視システムを使用することなく低速度でシステムを駆動する。それゆえにここで開示されている制御システムは、システムが駆動されている間、回転子位置を監視する。

この制御システムの利点としては、閉ループ位置制御にいつ移行すべきかを検出するために用いることできるため、移行を継ぎ目なく行える。さらに、失速状態を検出するために用いることができ、過剰電流を使用する使用を制限する範囲内で駆動電流を調整するのに用いることができる。

ここで開示した装置と方法の実行は、固定子に対して回転する回転子を備える電気モータに関して記載した。それらは変化する負荷の条件下で線形並進速度を制御するために、線形電気モータに直接適用することができる。そのようなモータは未だに、回転ベクトルのシステムとしてモデル化できるような電気周期を備える。

ここで開示したオブザーバはまた、開ループの態様で動作するジェネレータにおいて、E_I_angleを監視するために使用することができる。この場合、角度は全て、本説明で論じた値に対する符号で変化する。

当業者であれば、添付の請求項の範囲から離れることなく、さらに実施形態を予測することができるであろう。

２００，２２１，２３１，２４１ 固定子
２０１，２１１，２２４，２２６ 歯
２０２，２３２，２４２ スロット
２１０，２２２，２３３，２４３ 回転子
２２３ 極
２２５ コイル
４００ インバータ
４０１ モータ
４０２ 開ループ制御モジュール
４０４ オブザーバブロック
４０５ 閉ループ制御モジュール
４０６ 信号
４０７ 制御スイッチ

Claims (19)

1. 電気機器を駆動するために開ループ制御が使用されている間動作するように構成され、回転起電力ベクトルと、電気機器を制御するように構成されているインバータによって発生する電流励起ベクトルとの間の角度に関連する信号E_I_angleを出力するように構成されている、電気機器を制御する制御システムで使用するオブザーバであって、
   前記オブザーバは、和項を有する反復計算によって前記角度を決定し、前記和項は推定される起電力位置ベクトルに対する回転起電力ベクトルの直交成分の変化を合計し、E_I_angleが以下の式によって決定され、
   

   

   E _{s_imag} は前記回転起電力ベクトルの前記直交成分、k _i 及びk _p はゲイン値である、オブザーバ。
2. k _i はE _{s_real} に対して反比例する、請求項１に記載のオブザーバ。
3. 請求項１又は請求項２に記載のオブザーバを備える電気機器の制御システムであって、
   前記オブザーバによって出力される信号E_I_angleと前記電流励起ベクトルCurrent _position を使用して以下の式のように前記回転起電力位置ベクトルの推定角度位置EMF _position を更新する、電気機器の制御システム。
   

   
4. 前記オブザーバは、出力信号がプルアウト状態に近い状態を示す閾値よりも低い値に達したとき、閉ループ制御に移行する時間を決定するために、前記出力信号E_I_angleを使用するように構成されている、請求項３に記載の制御システム。
5. 前記オブザーバは、開ループ駆動されている電気機器のトルク監視システムとして、前記出力信号E_I_angleを使用するように構成されており、前記回転起電力ベクトルと前記電流励起ベクトルとの間が大きな角度であることより示される、負荷トルクが比較的低いレベルの間は、前記オブザーバは前記電流励起ベクトルの大きさを減少するように前記インバータに指示するように構成されている、請求項３又は請求項４に記載の制御システム。
6. 前記オブザーバは、開ループ駆動されている電気機器のトルク監視システムとして、前記出力信号E_I_angleを使用するように構成されており、前記回転起電力ベクトルと前記電流励起ベクトルとの間が小さな角度であることより示される、負荷トルクが比較的高いレベルの間は、前記オブザーバは前記電流励起ベクトルの大きさを増加するように前記インバータに指示するように構成されている、請求項３から請求項５のいずれか１項に記載の制御システム。
7. 前記オブザーバは、開ループ駆動されている電気機器のトルク監視システムとして、前記出力信号E_I_angleを使用するように構成されており、前記回転起電力ベクトルと前記電流励起ベクトルとの間が大きな角度であることより示される、負荷トルクが比較的低いレベルの間は、前記オブザーバは前記電流励起ベクトルの大きさを、前記オブザーバの出力信号E_I_angleがプルアウト状態に近い状態を示す閾値より低い値に達するまで徐々に減少するように前記インバータに指示し、閉ループ制御への移行が円滑に開始され得るように構成されている請求項３から請求項６のいずれか１項に記載の制御システム。
8. 同期電動機を制御するように構成されている、請求項３から請求項７のいずれか１項に記載の制御システム。
9. 請求項３から請求項８のいずれか１項に記載の制御システムを備える電気機器。
10. 電気機器を駆動するために開ループ制御が使用されている間オブザーバを動作させ、前記オブザーバの出力は、回転起電力ベクトルと、電気機器を制御するように構成されているインバータによって発生する電流励起ベクトルとの間の角度に関連する信号E_I_angleであって、
    前記オブザーバで和項を有する反復計算によって前記角度を決定し、前記和項は推定される起電力位置ベクトルに対する回転起電力ベクトルの直交成分の変化を合計するものであり、
    前記E_I_angleを以下の式によって決定し、
    

    

    E _{s_imag} は前記回転起電力ベクトルの前記直交成分、k _i 及びk _p はゲイン値であり、
    前記オブザーバによって出力される角度E_I_angleと前記電流励起ベクトルCurrent _position を使用して以下のように前記回転起電力位置ベクトルEMF _position の推定角度位置を更新する、電気機器を制御する方法。
    

    
11. 回転起電力ベクトルと、前記電気機器を制御するために発生する電流励起ベクトルとの間の角度E_I_angleを決定し、
    １以上の制御信号を前記電気機器に印加し、前記制御信号はE_I_angleに依存して決定されるものであり、
    前記E_I_angle及び前記電流励起ベクトルCurrent _position に基づいて前記起電力位置ベクトルEMF _position を以下の式のように更新し、
    

    

    前記E_I_angleは和項を有する反復計算によって決定され、前記和項は推定される起電力位置ベクトルに対する回転起電力ベクトルの直交成分の変化を合計し、
    前記E_I_angleを以下の式によって決定し、
    

    

    E _{s_imag} は前記回転起電力ベクトルの前記直交成分、k _i 及びk _p はゲイン値である、開ループ制御構造において電気機器の動作を制御する方法。
12. kiはE _{s_real} に対して反比例する、請求項１０又は請求項１１に記載の方法。
13. k_pがE_{s_real}に反比例する、請求項１０から請求項１２のいずれか１項に記載の方法。
14. 前記電気機器に対する１以上の制御信号の印加は、開ループ制御構造から閉ループセンサーレス制御構造への移行を含む、請求項１０から請求項１３のいずれか１項に記載の方法。
15. E_I_angleの大きさがプルアウト値で表される閾値以下となったとき、及び最大電流励起が前記電気機器に印加されたとき、開ループ制御構造から閉ループセンサーレス制御構造へ移行する、請求項１４に記載の方法。
16. E_I_angleが負及び荷重角度が９０であるプルアウト値で表される閾値より大きい場合、前記電気機器に対する１以上の制御信号の印加は、前記電気機器の電流励起の減少を含む、請求項１０から請求項１５のいずれか１項に記載の方法。
17. E_I_angleの大きさが荷重角度が９０であるプルアウト値で表される閾値より小さく、さらに前記電気機器に対する前記最大励起電流がまだ印加されていない場合、前記電気機器に対して１以上の制御信号の印加は、前記電気機器の電流励起の増加を含む、請求項１０から請求項１６のいずれか１項に記載の方法。
18. 前記励起電流の増加又は減少があらかじめ決められた増分値による、請求項１６又は請求項１７に記載の方法。
19. コンピュータで読みこまれるときに、請求項１０から請求項１８のいずれか１項に記載の方法を実行するように構成されたコンピュータプログラムを備える非一時的なコンピュータが読み取り可能な媒体。

Images