CN101485079B - 同步机的无传感器控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种同步机的无传感器控制装置，具备：变流器05，相互变换直流电力和交流电力；转子具有磁凸极性且从变流器被提供电力并被驱动的永磁体同步机07；PWM调制单元04，根据用于控制永磁体同步机的指令来决定变流器中的输出电压；电流检测单元06，检测流经永磁体同步机的电流；高频分量运算单元10，运算根据在PWM调制单元中决定并从变流器输出的电压而产生的电流变化的高频分量；和旋转相位角推定单元08，根据高频分量在与永磁体同步机的旋转同步的旋转坐标轴上的空间分布来推定永磁体同步机的旋转相位角，由此能够抑制由于同步机的无传感器控制而产生的损耗、噪声的增大，且能够以简单的调整来进行稳定的运行。

Description

同步机的无传感器控制装置

技术领域

本发明涉及一种同步机的无传感器控制装置。 

背景技术

在转子中使用了永磁体的同步机的控制中，为了驱动控制同步机(电动机、发电机)，需要检测转子的旋转相位角的传感器。但是，在使用用于检测旋转相位角的传感器来控制同步机的控制装置的情况下，存在以下所列出那样的问题点。 

第一，存在用于检测旋转相位角的传感器，从而增大驱动系统整体的容积。由此，阻碍在有限的设置空间内扩大同步机的输出。 

第二，需要对用于检测旋转相位角的传感器自身进行保养检查作业。由此，保养检查效率变差。 

第三，来自用于检测旋转相位角的传感器的信号线上叠加有噪声等，从而干扰检测值，控制性能变差。 

第四，用于检测旋转相位角的传感器几乎都需要用于驱动该传感器的电源，需要设置与同步机驱动不同系统的电源。这在电源设置空间、电力供给线、成本等中成为负担增加的主要原因。 

根据如上所述的理由，开发了不使用传感器而推定旋转相位角并根据所推定的旋转相位角来进行驱动控制的控制方式。将它称作“无传感器控制”。 

作为进行这种同步机的无传感器控制的、特别是在停止/低速状态下有效的无传感器控制装置，已知有如专利第3168967号公报中所记载的控制装置，该控制装置在利用PWM变流器(inverter)来驱动同步机的系统中，在控制变流器的指令中叠加频率远高于同步机运行频率的高频电压指令，并从因此产生的高频电流响应中检测与所叠 加的高频指令相对应的分量并进行处理，从而得到旋转相位角的误差，使用该误差来推定旋转相位角。 

在上述现有的同步机的无传感器控制装置中，不使用旋转相位角传感器而能够控制同步机，具有以低成本来提高维护性能等的优点。但是，如上述专利文献所记载的无传感器控制装置那样，在检测高频电流响应中与高频电压指令相对应的分量的控制方式中，需要基本流过所期望的高频电流，与使用旋转相位角传感器的控制装置相比，存在损耗、噪声极度增大的问题点。并且，其次为了稳定地推定旋转相位角，需要微调所叠加的高频指令的振幅、频率、高频叠加方法，实际上为了将马达和控制装置进行组合并进行稳定的运行，需要进行复杂且费时的调整，这是实情。具体地说，马达的特性由于由马达绕组的饱和所引起的电感的变动而发生变动，因此需要进行与马达的转矩电流相应的高频叠加方法的变更、高频电流检测方法的微调等。 

发明内容

本发明是为了解决上述现有技术的课题而作出的，其目的在于提供一种抑制由于无传感器控制而产生的损耗、噪声的增大、且能够以简单的调整来实现稳定的运行的同步机的无传感器控制装置。 

本发明的特征在于，同步机的无传感器控制装置具备：变流器，相互变换直流电力和交流电力；同步机，该同步机的转子具有磁凸极性，对该同步机的定子由上述变流器提供电力并驱动；PWM调制单元，根据用于控制上述同步机的指令来决定上述变流器中的输出电压；电流检测单元，检测流经上述同步机的电流；高频分量运算单元，运算根据在上述PWM调制单元中决定并从上述变流器输出的电压而产生的电流变化的高频分量；以及旋转相位角推定单元，根据上述高频分量在与上述同步机的旋转同步的旋转坐标轴上的空间分布来推定上述同步机的旋转相位角。 

根据本发明的同步机的无传感器控制装置，运算流经同步机的电流变化的高频分量，根据与同步机的旋转同步的dq轴坐标系中的高频电流变化的空间分布，无需旋转相位角传感器而推定马达转子的相位角从而控制同步机，因此能够抑制由于无传感器控制而产生的同步机的损耗、噪声的增大，并且能够以简单的调整来实现稳定的运行。 

附图说明

图1是表示一般的永磁体同步机模型和坐标的定义的框图。 

图2是表示上述永磁体同步机的电压向量的定义的框图。 

图3是本发明的第1实施方式的同步机的无传感器控制装置的框图。 

图4是表示永磁体同步机的dq坐标轴上的电流变化的高频分量分布的曲线图。 

图5是表示永磁体同步机的dq坐标轴上的电流变化的误差是-30°的情况下的高频分量分布的曲线图。 

图6是表示永磁体同步机的dq轴坐标上的转矩100％输出、电流变化的误差是0°的状态下的高频分量分布的曲线图。 

图7是表示永磁体同步机的dq轴坐标上的转矩100％输出、电流变化的误差是-30°的状态下的高频分量分布的曲线图。 

图8是表示永磁体同步机的dq轴坐标上的转矩100％输出、电流变化的误差是+30°状态下的高频分量分布的曲线图。 

图9是表示本发明的第3实施方式的同步机的无传感器控制装置中的特征量和误差的关系的曲线图。 

图10是本发明的第4实施方式的同步机的无传感器控制装置的框图。 

具体实施方式

下面基于附图详细说明本发明的实施方式。 

(第1实施方式) 

本发明的同步机的无传感器控制装置运算出流经永磁体同步机的电流变化的高频分量，根据与同步机的旋转同步的dq轴坐标系中 的高频电流变化的空间分布，无旋转相位角传感器地推定马达转子的相位角，并控制永磁体同步机。 

图1表示一般的永磁体同步机的结构。永磁体同步机的定子01由U、V、W的3相绕组01U、01V、01W构成，转子由转子铁心02和永磁体03构成。在本实施方式的同步机的无传感器控制装置中，作为与永磁体同步机的旋转同步进行旋转的坐标系，将永磁体的磁通方向定义为d轴，将与该d轴正交的轴定义为q轴。另外，将U相绕组方向定义为α轴，将与其正交的方向定义为β轴，将以α轴方向为基准而到d轴方向为止的角度定义为同步机的旋转相位角θ。根据这种定义，永磁体同步机的电压/电流的关系由式1表示。 

[式1] 

在此，Vd、Vq分别是d轴电压、q轴电压，Id、Iq分别是d轴电流、q轴电流，R是电阻，Ld是d轴电感，Lq是q轴电感，Φ是永磁体磁通，ω是旋转速度，p是微分算子。 

但是，在本实施方式的同步机的无传感器控制装置中没有旋转相位角传感器，无法检测旋转相位角θ本身，因此在该控制装置中使用所推定的相位角来替代该传感器输出。因而，如图1所示，将推定相位角定义为θest，将与其相对应的坐标系定义为γ轴、δ轴。在产生了推定误差Δθ的情况下，γδ轴是从dq轴旋转了推定误差Δθ的位置。 

图3表示本发明的第1实施方式的同步机的无传感器控制装置的结构。变流器05将用于驱动该变流器05的门(gate)指令作为输入，通过切换内置于变流器05内的主电路开关元件的接通(ON)/断开(OFF)来相互变换交流/直流电力。永磁体同步机07利用流经UVW各励磁相的3相交流电流来产生磁场，并通过与转子的磁性相互作用而产生转矩。 

控制指令运算部10通过后述的运算从转矩指令算出控制指令，并输出到PWM调制部04。PWM调制部04将用于驱动永磁体同步 机07的控制指令通过PWM(Pulse Width Modulation：脉宽调制)进行调制，输出作为变流器05的各相开关元件的接通/断开指令的门指令。 

电流检测部06检测出流经永磁体同步机07的3相交流电源中的2相或者3相的电流响应值。在本实施方式中，是检测2相的电流Iu、Iw的结构。高频分量运算部11从作为输入的电流Iu、Iw的响应值中抽出高频电流分量，运算其时间变化率并进行输出。另外，输出表示运算定时(timing)的信号。 

旋转相位角推定部08使用根据在电流检测部06中检测出的电流响应值Iu、Iw所算出的电流变化的高频分量，基于γδ轴坐标系中的该分量的空间分布来推定永磁体同步机07的旋转相位角θest。 

接着，说明如上构成的本实施方式的同步机的无传感器控制装置的动作。在图3中，向PWM调制部04输入的控制指令是基于应由永磁体同步机07输出的转矩指令，由控制指令运算部10通过以下的运算处理来提供。 

首先，由上位控制系统提供转矩指令，根据该转矩指令通过式2运算出γ轴电流指令Iγref、δ轴电流指令Iδref。 

[式2] 

$I_{\mathrm{\γ}}^{\mathrm{ref}}={\mathrm{Trq}}^{\mathrm{ref}}\·k\·\cos \left({\mathrm{\θ}}_i\right)$

$I_{\mathrm{\δ}}^{\mathrm{ref}}={\mathrm{Trq}}^{\mathrm{ref}}\·k\·\sin \left({\mathrm{\θ}}_i\right)$

在此，Trqref是转矩指令，k是常数，θi是以γδ轴坐标系中的γ轴为基准的电流相位角。 

但是，电流指令Iγref、Iδref也可以准备可将转矩指令作为参数参照的表，通过参照该表来提供。使用了表的方法，在转矩和电流的关系不适合如上述的式2那样公式化的情况等中有效。 

接着，如上所述，将从转矩指令求出的电流指令Iγref、Iδref、和流经该永磁体同步机07的电流的γ轴响应值Iγres、δ轴响应值Iδres作为输入，通过如下的比例积分控制来运算γ轴电压指令Vγref、δ轴电压指令Vδref。 

[式3] 

$V_{\mathrm{\γ}}^{\mathrm{ref}}=(K_p+K_i\·\frac{1}{s})\·(I_{\mathrm{\γ}}^{\mathrm{ref}}-I_{\mathrm{\γ}}^{\mathrm{res}})$

$V_{\mathrm{\δ}}^{\mathrm{ref}}=(K_p+K_i\·\frac{1}{s})\·(I_{\mathrm{\δ}}^{\mathrm{ref}}-I_{\mathrm{\δ}}^{\mathrm{res}})$

在此，Kp是比例增益，Ki是积分增益，s是拉普拉斯算子。 

接着，根据从旋转相位角推定部08输出的旋转相位角推定值θest，通过如下的运算对如上那样所输出的γ轴电压指令Vγref、δ轴电压指令Vδref进行坐标变换，运算3相电压指令Vuref、Vvref、Vwref。 

[式4] 

$V_u^{\mathrm{ref}}=\sqrt{\frac{2}{3}}\{V_{\mathrm{\γ}}^{\mathrm{ref}}\cos \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}\right)-V_{\mathrm{\δ}}^{\mathrm{ref}}\sin \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}\right)\}$

$V_v^{\mathrm{ref}}=\sqrt{\frac{2}{3}}\{V_{\mathrm{\γ}}^{\mathrm{ref}}\cos ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})-V_{\mathrm{\δ}}^{\mathrm{ref}}\sin ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\}$

$V_w^{\mathrm{ref}}=\sqrt{\frac{2}{3}}\{V_{\mathrm{\γ}}^{\mathrm{ref}}\cos ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})-V_{\mathrm{\δ}}^{\mathrm{ref}}\sin ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\}$

控制指令运算部10将通过以上的运算所求出的3相电压指令作为控制指令而输入到PWM调制部04。 

PWM调制部04进行PWM调制，向变流器05输出门指令。这里PWM调制是指，将作为所提供的控制指令的3相电压指令与设定为预先具有固定或者可变频率的三角波状的载波进行比较，并将比较结果作为门指令。 

旋转相位角推定部08基于高频分量运算部11所求出的流经该永磁体同步机07的电流变化的高频分量，如下那样根据γδ轴坐标系中的空间分布来推定旋转相位角θest。 

首先，在高频分量运算部11中根据从该旋转相位角推定部08所输出的旋转相位角推定值θest，通过下面的运算对由电流检测部06检测的相电流Iu、Iw进行坐标变换，求出γ轴电流响应值Iγres、δ轴电流响应值Iδres。 

[式5] 

$I_{\mathrm{\γ}}^{\mathrm{res}}=\sqrt{\frac{2}{3}}\{I_u^{\mathrm{res}}\cos \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}\right)+I_v^{\mathrm{res}}\cos ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})+I_w^{\mathrm{res}}\cos ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\}$

$I_{\mathrm{\δ}}^{\mathrm{res}}=-\sqrt{\frac{2}{3}}\{I_u^{\mathrm{res}}\sin \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}\right)+I_v^{\mathrm{res}}\sin ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})+I_w^{\mathrm{res}}\sin ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\}$

在此，如果利用流经永磁体同步机07的3相电流之和是0的情况，则如下面的式中所表示那样，能够从3相电流中的2相的电流值中求出γ轴电流响应值Iγres、δ轴电流响应值Iδres。在这种情况下，设置相应于2相的电流检测部06即可，与检测3相的情况相比能够简化装置。 

[式6] 

$I_{\mathrm{\γ}}^{\mathrm{res}}=\sqrt{2}\{I_u^{\mathrm{res}}\sin ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})-I_w^{\mathrm{res}}\sin \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}\right)\}$

$I_{\mathrm{\δ}}^{\mathrm{res}}=\sqrt{2}\{I_u^{\mathrm{res}}\cos ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})-I_w^{\mathrm{res}}\cos \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}\right)\}$

接着，通过下面的运算，求出与如上所述那样求出的γδ轴电流响应值的变化相应的高频分量并输出。 

[式7] 

$\frac{{\mathrm{dI}}_{\mathrm{hf}}}{\mathrm{dt}}=\frac{1}{t_m-t_n}\·\{(I_m-I_n)-\frac{{\mathrm{dI}}_{\mathrm{base}}}{\mathrm{dt}}\·(t_m-t_n)\}$

在此，Im是时刻tm的时间点的输入电流I，In是时刻tn的时间点的输入电流I，dIbase/dt是输入电流的基波分量的时间变化率。基波分量是电气性的旋转频率分量。 

作为dIbase/dt的运算方法，有与(tm-tn)进行比较来对足够长的时间间隔中的输入电流的变化率、电流指令值的变化率进行运算的方法，严格地说，即使不是旋转频率分量，只要tm-tn与基波分量运算时间间隔相比足够短，就能够没有特别问题地进行运算。 

另外，作为电流变化的高频分量的更精密运算手段还有如下方法：对时刻tm、tn间的电流变化进行线性近似，求出该时刻间的变化量，并将其用作式7中的(Im-In)。作为线性近似方法，使用通常所使用的最小二乘近似。在这种情况下，运算时刻tm和tn之间至 少需要多个采样点。采样数取决于A/D变换器的采样频率，但是近年来的一般的A/D变换器的采样频率都高，对电流变化进行线性近似时能够取得足够的采样数，因此可以说该方法也是充分实用的。另外，利用该方法能够除去噪声的影响，因此还能够期待提高推定精度。 

旋转相位角推定部08从由高频分量运算部11所求出的电流变化的高频分量的空间分布，推定旋转相位角。在此，首先从推定原理进行说明。能够从式2中的电流微分项中导出流经永磁体同步机07的电流变化的高频分量。如式8所示那样，将式2分为高频分量和基波分量，并抽出高频分量时，成为如式9所示。 

[式8] 

$X=X_{\mathrm{base}}+\tilde{X}$

在此，Xbase是波形X的基波分量，X~是波形X的高频分量。 

[式9] 

$\left[\begin{array}{c}{\tilde{V}}_d\\ {\tilde{V}}_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{\mathrm{pL}}_d{\tilde{I}}_d\\ {\mathrm{pL}}_q{\tilde{I}}_q\end{array}\right]$

高频电压V~d、V~q，能够定义为变流器输出电压和马达感应电压的高频分量之和。其中，虽然马达感应电压由于旋转速度和驱动电流而发生变动，但是其高频分量微小，作为与在该旋转相位角推定部08中所使用的高频分量的空间分布相关的高频电压，变流器输出电压的高频分量占支配地位。变流器输出电压的高频分量是由PWM的输出电压向量来决定的，因此高频电压V~d、V~q的振幅值几乎可视为固定。由此可知，高频电流I~d、I~q如下所示成为由V~d、V~q、Ld、Lq所决定的一定的分布。 

[式10] 

$\left[\begin{array}{c}p{\tilde{I}}_d\\ p{\tilde{I}}_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\frac{{\tilde{V}}_d}{L_d}\\ \frac{{\tilde{V}}_q}{L_q}\end{array}\right]$

本申请发明人通过实验确认了如下事实：在作为发明人所使用的开发设备的永磁体同步机的dq轴坐标系中，在空间上描绘电流变化的高频分量时，其分布变成如图4所示的大致椭圆分布。这证明了式10的原理。通过使用该分布，能够实现旋转相位角推定。 

根据图4也可知，高频分量的空间分布变成在dq轴方向上具有特征的形状。如果从马达的构造来说明该分布，则可以说是永磁体同步机07的驱动电流流过的定子绕组的电感分布。但是，定子电感的空间分布受转子电感的影响很大，在定子电感由于驱动电流而不饱和的程度的转矩零～中区域的运行中，可以说与转子电感的分布大体相等。图4表示输出零转矩、即零电流的状态下空间上叠加相同的高频电压来描绘的电感分布，根据如上所述的理由，认为该分布是转子电感。 

在图4中，椭圆分布的长轴方向与d轴一致，短轴方向与q轴一致。如上所述，图4表示转子电感，因此该椭圆分布根据转子的旋转而旋转。因而，如果通过近似运算等而从该分布抽出椭圆的旋转，则能够推定d轴的方向。根据该方法，如果能够得到可抽出椭圆分布旋转的最低限度的高频分量，就能够进行旋转相位角推定。 

另一方面，在现有方法中，需要叠加高频电压，并观测至少与所叠加的高频电压以某种形式对应的、或者同步的高频电流。例如，需要观测与高频电压的叠加周期一致的高频电流振幅等。在该方法中，在观测高频电流振幅的采样时刻产生了噪声等干扰的情况下，对推定相位角的精度有较大的影响。为了避免这种缺点，在现有方法中，为了使噪声对推定结果的影响不大而以提高S/N比为目的提高叠加高频量，从而调整成使高频电流振幅变大。但是，由此高频电流所引起的损耗、噪声变大，变得不理想。 

但是，在本实施方式的同步机的无传感器控制装置中，采用了上述相位角推定方法，因此在能够测量正确的电流变化高频分量的范围内，在不被电压所左右地可自由选择电流采样时刻的基础上，如果使用线性近似来运算电流变化，则还能够减低噪声的影响，作为结果能 够使高频叠加量为0或者比以往低。 

因而，根据本实施方式的同步机的无传感器控制装置，不使用旋转相位角传感器就能够推定转子的相位角，通过设为无传感器结构来实现小型化、低成本化、容易维护，另外不会导致由高频电流所引起的损耗、噪声的极端增大，或者不使其增大，能够简化用于进行稳定的运行的调整。 

(第2实施方式) 

下面说明本发明的第2实施方式的同步机的无传感器控制装置。本实施方式的结构与第1实施方式相同，是图3所示的结构，但是旋转相位角推定部08所进行的运算处理与第1实施方式不同，其特征在于，在流过使永磁体同步机07的电感饱和的电流的高转矩输出状态下，根据电流变化高频分量的空间分布的形状的变化来进行旋转相位角推定。 

在第1实施方式中所示的旋转相位角推定部08所进行的旋转相位角的推定利用如下情形：电流变化高频分量的空间分布表示永磁体同步机07的转子电感，它具有与和旋转同步的dq轴坐标系对应的旋转关系。在这种情况下，在作为永磁体同步机07的特性而输出了高转矩的情况下定子电感因驱动电流而饱和，有无法观测上述分布的旋转关系的情况。 

在本实施方式中，旋转相位角推定部08在这种情况下也进行有效的旋转相位角推定，特别是关注上述分布的形状，使空间分布的形状和推定相位角误差相对应地推定旋转相位角。 

说明如上所构成的本实施方式的同步机的无传感器控制装置的动作。图4表示低转矩状态下的电流变化的高频分量分布。如果在推定相位角θest中产生了误差Δθ的情况下，该高频分量分布变成旋转了-Δθ的分布。图5表示故意产生-30°的误差Δθ的状态下的高频分量分布。从该图5也可知dq轴坐标系和高频分量分布的空间对应关系。 

第1实施方式中采用的旋转相位角推定方法通过利用这种特征来推定旋转相位角。但是，根据同步机，在高转矩运行状态下高频分 量的分布形状如图6所示变成接近圆形的椭圆形状而不是椭圆。在该状态下，难以抽出与如上所述的dq轴坐标系相对应的关系，由于噪声等的影响而变得容易产生推定误差。并且，从图6也可知，有时椭圆和dq轴的旋转关系本身也因电流相位而发生变动，椭圆分布和dq轴不是简单地处于一定的旋转关系，因此需要结合运行状况而适当地进行修正。 

因此在本实施方式中，旋转相位角推定部08不是使用高频分量的分布和dq轴坐标系的旋转关系来进行旋转相位角推定，而是使用高频分量的分布形状本身来进行推定。 

在高转矩输出状态下，由流经定子的驱动电流来引起电感饱和，在定子中能够观测的凸极比降低，在最差的情况下变成凸极比＝1。但是，当在引起电感饱和的高转矩状态下产生推定误差Δθ时，由于该影响，当从dq轴坐标系观察时，在γδ轴坐标系中控制的电流的相位θi也变成旋转了Δθ的相位。此时，由于电流相位发生变化，因此定子电感的饱和状态发生变化，电流变化的高频分量的形状如图7、图8所示那样根据Δθ而较大地进行变动。因而，在这种高转矩状态下，也观测该分布的形状并使得与Δθ相对应，从而推定旋转相位角。此时，高频分量分布受到定子自身的电感和转子电感两者的影响。即，例如将大致椭圆分布的形状与转矩指令及推定误差相对应地进行存储，通过比较所得到的分布来推定旋转相位角。 

根据以上，在本实施方式的同步机的无传感器控制装置中，不使用旋转相位角传感器而推定转子的相位角，从而实现装置的小型化、低成本化、容易维护，在此基础上，在高转矩状态下也能够实现稳定的旋转相位角推定。 

(第3实施方式) 

说明本发明的同步机的无传感器控制装置的第3实施方式。本实施方式的无传感器控制装置的结构与图3所示的第1、第2实施方式共通，但是其中的旋转相位角推定部08所进行的旋转相位角推定处理与这些实施方式不同，其特征在于，在dq轴坐标系中的电流变化 的高频分量的空间分布中运算规定的特征量，根据该特征量进行旋转相位角推定。 

在本实施方式中，作为该特征量，选择γδ轴中的电流变化的高频分量分布的从γ轴向规定角度方向检测出的分量的最大值。这样选择的特征量和推定误差之间的对应关系是如图9所示的特性，特别是在推定误差的零点附近具有偏移量的线性特性。在图9中将规定的角度设定为45°方向而进行运算。因此，通过进行反馈推定使得该特征量收敛到误差为零的点，从而进行旋转相位角推定。 

通过这样构成，能够进行基于不是通过复杂的运算而是通过简单的比较运算所得到的量的推定。此外，在图9中规定角度取约45度的方向，但是只要能够得到该特征量的特性，怎么进行特征量的运算都可以。例如作为特征量，也可以是γδ坐标轴上的第1象限中的分布所占的面积。这样计算的面积也具有根据推定误差而变动的特性，因此能够用作特征量。 

如上所述，在本实施方式的同步机的无传感器控制装置中，不使用旋转相位角传感器而推定转子的相位角，从而实现装置的小型化、低成本化、容易维护，在此基础上，不用实施复杂的运算就能够实现稳定的旋转相位角推定。并且，根据从γ轴向规定角度方向检测出的分量来计算特征量，由此能够简化旋转相位角推定所需的运算，能够缩短运算时间、降低运算处理装置性能。 

(第4实施方式) 

使用图10说明本发明第4实施方式的同步机的无传感器控制装置。此外，在本实施方式中，对与图3所示的第1实施方式相同的要素标记相同符号来表示。 

本实施方式的同步机的无传感器控制装置，相对于第1实施方式以附加了高频指令叠加部09的结构为特征。该高频指令叠加部09对本无传感器控制装置的指令叠加高频指令，使得对从变流器05输出的电压叠加频率与运转永磁体同步机07的基频相比足够高的高频指令。并且，作为高频指令而叠加旋转高频指令。另外，作为高频指令 而叠加如产生在γδ坐标轴上在规定的角度方向上有意义的电流变化的高频分量那样的高频指令。 

接着，说明如上那样所构成的本实施方式的无传感器控制装置的动作。推定旋转相位角的原理基于高频电流的时间变化率。为了获得该变化率，必须高精度地观测该高频电流的变化。但是，在从变流器05输出的电压是低的状态、例如停止、低速、低转矩的状态下，电压指令小。另外，需要运算高频电流时间变化率的状态大多是如下状态：作为由PWM调制部04进行调制得到的结果而从变流器05输出的电压向量变成V0、V7以外的所谓的非零电压向量。因为当输出非零电压向量时，产生较大的电流变动。图2示出了从变流器05输出的电压向量的定义。但是，在上述的停止、低速、低转矩状态中，非零电压向量时间间隔变得非常短，有时由于A/D变换器的采样周期而无法观测有意义的高频电流变化。在这种情况下，作为结果容易产生旋转相位角的推定误差。 

因此，在本实施方式中，由高频指令叠加部09将式11所示的高频指令加到电流指令上，由此作为结果使非零电压向量的时间间隔变长。所叠加的指令是高频指令的理由是，难以作为干扰而作用于从马达产生的转矩。 

[式11] 

其中，Ihf是高频指令振幅，ωhf是高频指令角速度。 

在本实施方式中，至少能够在可得到上述说明的特性的范围内自由地选择高频指令。因此，并非一定如式11那样进行设定。但是，通过如式11那样设定成叠加旋转高频指令，在得到上述特性的基础上能够得到如下的效果。这作为在旋转相位角推定部08中所使用的旋转相位角推定方法，在使用了电流变化的高频分量的形状或者面积等的情况下，通过提供旋转高频，能够在γδ坐标系中得到相同的分布，能够高精度地掌握形状，因此能够提高相位角推定的精度。 

另外，在作为高频指令而叠加了如产生在γδ坐标系上在规定的角度方向上有意义的电流变化的高频分量那样的高频指令的情况下，能够得到如下效果。这在实施第3实施方式中所说明的、根据电流变化的高频分量的从γ轴向规定的角度方向的分量来推定旋转相位角的方法的情况下，能够得到在规定的角度方向上有意义的高频，能够提高检测精度，进而提高相位角推定的精度。 

在此，如下式那样选择如产生在规定的角度方向上有意义的电流变化的高频分量那样的高频指令即可。 

[式12] 

其中，φ是规定的角度。 

如上所述，在本实施方式的同步机的无传感器控制装置中，不使用旋转相位角传感器而推定转子的相位角，从而实现装置的小型化、低成本化、容易维护，并且在停止、低速、低转矩状态下也能够进行稳定的旋转相位角推定。 

Claims (7)

1.一种同步机的无传感器控制装置，其特征在于，具备：

变流器，相互变换直流电力和交流电力；

同步机，该同步机的转子具有磁凸极性，对该同步机的定子由上述变流器提供电力并驱动；

PWM调制单元，根据用于控制上述同步机的指令来决定上述变流器中的输出电压；

电流检测单元，检测流经上述同步机的电流；

高频分量运算单元，运算根据在上述PWM调制单元中决定并从上述变流器输出的电压而产生的电流变化的高频分量；以及

旋转相位角推定单元，根据上述高频分量在与上述同步机的旋转同步的旋转坐标轴上的空间分布来推定上述同步机的旋转相位角。

2.根据权利要求1所述的同步机的无传感器控制装置，其特征在于，

上述旋转相位角推定单元在流过使上述同步机的电感饱和的电流的高转矩输出状态下，根据上述高频分量的空间分布的形状来推定旋转相位角。

3.根据权利要求1所述的同步机的无传感器控制装置，其特征在于，

上述旋转相位角推定单元关注在推定误差的零点附近具有偏移量且为线性的特征量的规定的角度，抽出将上述高频分量配置在dq轴坐标系上时形成的大致椭圆分布的针对dq轴的旋转，来推定上述同步机的旋转相位角。

4.根据权利要求1所述的同步机的无传感器控制装置，其特征在于，

上述旋转相位角推定单元根据上述高频分量在旋转坐标轴上的规定的角度方向的分量来推定旋转相位角。

5.根据权利要求1～4中的任一项所述的同步机的无传感器控制装置，其特征在于，

具备对用于控制上述同步机的指令叠加高频指令的高频指令叠加单元。

6.根据权利要求5所述的同步机的无传感器控制装置，其特征在于，

上述高频指令叠加单元叠加旋转高频指令。

7.根据权利要求5所述的同步机的无传感器控制装置，其特征在于，

上述高频指令叠加单元叠加如产生在旋转坐标轴上在规定的角度方向上有意义的高频电流变化那样的高频指令。

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