CN101237214B - 电动机控制装置以及电动机驱动系统 - Google Patents

Abstract

提供一种电动机控制装置，其将与设置在电动机的转子上的永久磁铁产生的磁通量平行的轴作为d轴、将从d轴前进了90度电角的轴作为q轴，且在对应于所述d轴及所述q轴的控制轴分别作为γ轴及δ轴时，使所述γ轴及所述δ轴与所述d轴及所述q轴不同，将在所述电动机中流动的电动机电流分解为所述γ轴上的γ轴电流和所述δ轴上的δ轴电流，进行所述电动机的矢量控制。该电动机控制装置具备：推断机构，其将所述电动机的电枢绕组的交链磁通作为推断磁通进行推测，或者将由所述交链磁通和所述电动机的旋转产生的感应电压作为推断感应电压进行推测；电流指令值导出机构，其用所述推断磁通及所述推断感应电压，导出所述γ轴电流应追随的γ轴电流指令值。

Description

电动机控制装置以及电动机驱动系统 

技术领域

本发明涉及一种驱动控制电动机的电动机控制装置以及电动机驱动系统，尤其涉及一种减弱磁通控制的技术。 

背景技术

一般，在驱动永久磁铁同步电动机(以下，简称为“电动机”)的电动机驱动系统中，为了抑制高速旋转时感应电压的过度上升，通过负的d轴电流来进行减弱磁通控制。 

由电动机的旋转和电动机的电感以及电枢交链磁通产生的感应电压V_o，一般由下式(1)表示，若考虑将感应电压V_o通过减弱磁通控制来保持在限制电压V_om，则可得到下式(2)。然后，将式(2)关于d轴电流求解可得到下式(3)。 

$V_o=\mathrm{\ω}\sqrt{{(L_d{i}_d+{\mathrm{\Φ}}_a)}^2+{\left(L_q{i}_q\right)}^2}\·\·\·\left(1\right)$

${(L_d{i}_d+{\mathrm{\Φ}}_a)}^2+{\left(L_q{i}_q\right)}^2={\left(\frac{V_{\mathrm{om}}}{\mathrm{\ω}}\right)}^2\·\·\·\left(2\right)$

$i_d=-\frac{{\mathrm{\Φ}}_a}{L_d}+\frac{1}{\mathrm{\ω}{L}_d}\sqrt{{V_{\mathrm{om}}}^2-{\left(\mathrm{\ω}{L}_q{i}_q\right)}^2}\·\·\·\left(3\right)$

这里，ω是电动机的旋转速度，L_d是d轴电感，L_q是q轴电感，φ_a是永久磁铁的电枢交链磁通，i_d是d轴电流，i_q是q轴电流。 

在一般的电动机驱动系统中，通过按上式(3)算出d轴电流i_d应追随的弱磁通电流(减弱磁通控制用的d轴电流指令值)，来进行减弱磁通控制。 

图8表示按上式(3)进行弱磁通电流的计算的电动机驱动系统的结构例。图8的电动机驱动系统是进行无传感器控制的电动机驱动系统，将对应于d轴及q轴的控制上的推断轴设为γ轴及δ轴，进行矢量控制使得γ轴与d轴一致。 

在图8中，θ_e及ω_e是推断的转子位置及推断的旋转速度；i_u及i_v是检测出的U相电流及V相电流；i_γ及i_δ是基于θ_e、i_u和i_v的γ轴电流及δ轴电流；ω^*是电动机速度指令值；i_γ ^*及i_δ ^*是γ轴电流指令值及δ轴电流指令值；v_γ ^*及v_δ ^*是γ轴电压指令值及δ轴电压指令值；v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*是基于θ_e、v_γ ^*及v_δ ^*的三相电压指令值。 

在图8的电动机驱动系统中进行减弱磁通控制的情况下，对应于d轴电流的i_γ ^*表示弱磁通电流。在图8的电动机驱动系统中的磁通控制部，通过将上式(3)中的ω及i_q取为ω_e及i_δ ^*，算出等式的右边，从而算出与弱磁通电流相当的i_γ ^*。 

另外，关于减弱磁通控制的方法有各种各样的提案。例如，在日本特许第3146791号公报中，公开了基于电池电压和要求扭矩计算弱磁通电流的方法。在日本特许第3418826号公报中，公开了基于电池电压和旋转速度计算弱磁通电流的方法。在日本特许第3396440号公报中，公开了对应于电池电压修正减弱磁通控制的开始旋转速度的方法。 

另外，在日本特开2006-204054号公报中，公开了按下式(4)计算弱磁通电流(减弱磁通控制用的d轴电流指令值)的方法。在此方法中，着眼于将由q轴电感引起的电压下降(ωL_qi_q)看作是与从d轴电压中减掉了由电阻引起的电压下降之后的值相等。通过使用式(4)，弱磁通电流变得不依赖于q轴电感。因此，具有可以不用考虑磁性饱和的影响等的优点。 

$i_d=-\frac{{\mathrm{\Φ}}_a}{L_d}+\frac{1}{\mathrm{\ω}{L}_d}\sqrt{{V_{\mathrm{om}}}^2-{(v_d-R_a{i}_d)}^2}\·\·\·\left(4\right)$

另一方面，为了实现有效地利用了磁阻扭矩的高效率运转，通常，必 须要依次算出实现高效率运转用的d轴电流指令值。这种依次计算，加重了运算的负担。进而，这种计算，调整必要的参数需要大量的时间，并且也受参数误差的影响。 

作为用于解决此种问题的有效技术，基于最大扭矩控制轴(后文中的dm轴和qm轴)的永久磁铁同步电动机的无位置传感器矢量控制，在文献“比田、及其他2人，‘Position Sensorless Vector control for Permanent MagnetSynchronous Motors Based on Maximum Torque Control Frame’，平成18年电气学会产业应用部门大会讲演论文集，电气学会产业应用部门，平成18年8月，p.385-388(I-385～I-388)”中公开(关于此技术的说明，后文也有)。即使在利用了该最大扭矩控制轴的矢量控制中，虽然也需要对应于旋转速度进行减弱磁通控制，但是目前还没有适合于在最大扭矩控制轴的减弱磁通控制的方法的提案。 

在如最大扭矩控制轴那样控制轴错开成d轴和q轴时，在现有的采用式(3)或式(4)等的减弱磁通控制方法中，不能进行良好的减弱磁通控制。若不以适合于与d轴及q轴不同的控制轴的算法来计算出弱磁通电流，则弱磁通会变不足或变得过强。若弱磁通不足，则会产生速度不均匀(所谓速度不均匀，是由：电源电压不足→产生扭矩不足→电动机旋转减速→电动机感应电压降低→电动机供给电流增加→产生扭矩增加→电动机旋转加速→电源电压不足…，这样的反复产生)。若弱磁通过强，则损失增加。 

发明内容

因此，本发明的目的在于提供一种在采用与d轴和q轴不同的控制轴进行矢量控制时，可以实现良好的减弱磁通控制的电动机控制装置以及电动机驱动系统。 

本发明涉及的电动机控制装置的特征在于：具有推断机构和电流指令值导出机构，所述推断机构，在将与设置在电动机转子上的永久磁铁产生的磁通平行的轴作为d轴、将从d轴前进了90度电角的轴作为q轴、且将与所述d轴及所述q轴对应的控制轴分别作为γ轴及δ轴的情况下，将在所述电动机中流动的电动机电流分解为所述γ轴上的γ轴电流和所述δ 轴上的δ轴电流，进行所述电动机的矢量控制，推断所述电动机的电枢绕组的交链磁通作为推断磁通，或者推断由所述交链磁通和所述电动机的旋转产生的感应电压作为推断感应电压；所述电流指令值导出机构利用所述推断磁通或所述推断感应电压，导出所述γ轴电流应追随的γ轴电流指令值，设与所述q轴不同的旋转轴为qm轴，且设从qm轴滞后了90度电角的轴为dm轴，推断所述dm轴与所述γ轴间的轴误差，使所述γ轴收敛于所述dm轴。 

通过利用所述γ轴电流指令值，可以实现良好的减弱磁通控制。 

具体的例如，所述推断机构，在将所述d轴上的交链磁通矢量分解为所述dm轴上的交链磁通矢量与所述qm轴上的交链磁通矢量的情况下，推断所述dm轴上的交链磁通矢量的大小或者所述dm轴上的交链磁通矢量的γ轴分量作为所述推断磁通，所述电流指令值导出机构，利用所述推断磁通导出所述γ轴电流指令值。 

且例如，所述电流指令值导出机构，根据所述推断磁通、所述δ轴电流或所述δ轴电流应追随的δ轴电流指令值，导出所述γ轴电流指令值。 

取而代之例如，所述电流指令值导出机构，根据所述推断磁通和对所述电动机的施加电压的γ轴分量，导出所述γ轴电流指令值。 

另外具体的例如，所述推断机构，在将所述电动机中产生的所述q轴上的感应电压矢量分解为所述dm轴上的感应电压矢量与所述qm轴上的感应电压矢量的情况下，推定所述qm轴上的感应电压矢量的大小或者所述qm轴上的感应电压矢量的δ轴分量作为所述推断感应电压，所述电流指令值导出机构利用所述推断感应电压导出所述γ轴电流指令值。 

且例如，所述电流指令值导出机构，根据所述推断感应电压、所述δ轴电流或所述δ轴电流应追随的δ轴电流指令值，导出所述γ轴电流指令值。 

取而代之例如，所述电流指令值导出机构，根据所述推断感应电压、对所述电动机的施加电压的γ轴分量，导出所述γ轴电流指令值。 

另外具体的例如，利用所述推断磁通或所述推断感应电压导出的所述γ轴电流指令值，是减弱磁通控制用的γ轴电流指令值。 

另外本发明涉及的电动机驱动系统的特征在于具备：电动机；驱动所述电动机的逆变器；和通过控制所述逆变器来控制所述电动机的上述任一项所述的电动机控制装置。 

根据本发明的电动机控制装置以及电动机驱动系统，在采用与d轴及q轴不同的控制轴进行矢量控制时，可以实现良好的减弱磁通控制。 

本发明的意义及效果，通过以下所示的实施方式的说明会更明确。只是，以下的实施方式只是本发明的一个实施方式，本发明及各结构要件的用语的意义，不仅限于以下的实施方式中记载的那样。 

附图说明

图1是有关本发明的实施方式的电动机驱动系统的简略框图； 

图2是有关本发明的实施方式的解析模型图； 

图3是有关本发明的实施方式的解析模型图； 

图4是有关本发明的实施方式的电动机驱动系统的详细框图； 

图5是图4的位置、速度推断器的内部框图； 

图6是表示图4的电动机驱动系统的一个实施方式的图； 

图7是表示图4的电动机驱动系统的一个实施方式的图； 

图8是现有的电动机驱动系统的结构框图。 

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的实施方式进行具体说明。在参照的各图中，对同一部分标注相同的符号，原则省略关于同一部分的重复说明。 

图1是关于本发明的实施方式的电动机驱动系统的结构框图。在图1中，1是将永久磁铁设置在转子(未图示)上、将电枢绕组设置在定子(未图示)上的三相永久磁铁同步电动机(以下，简记为“电动机1”)。电动机1是以埋入磁铁型同步电动机为代表的突极机(有突极性的电动机)。 

2是PWM(Pulse Width Modulation)逆变器(inverter)，对应于电动机1的转子位置，向电动机1提供由U相、V相及W相构成的三相交流电压。将施加在该电动机1上的电压称为电动机电压(电枢电压)V_a，将从逆变器2向电动机1供给的电流称为电动机电流(电枢电流)I_a。 

3是电动机控制装置，参照电动机电流I_a，同时将用于使电动机1以所期望的旋转速度旋转的信号提供给PWM逆变器2。这种所期望的旋转速度，从没有图示的CPU(中央处理装置；Central Processing Unit)等作为电动机速度指令值ω^*被提供给电动机控制装置3。 

图2和图3是适用于本实施方式的电动机1的解析模型图。在以下的说明中，所谓电枢绕组是设置在电动机1上的绕组。 

在图2中，表示了U相、V相、W相的电枢绕组固定轴。1a是构成电动机1的转子的永久磁铁。在以与永久磁铁1a生成的磁通相同的速度旋转的旋转坐标系中，将由永久磁铁1a生成的磁通的方向作为d轴，将与d轴对应的控制轴作为γ轴。另外，如图3所示，将从d轴前进了90度电角的相位取为q轴，将从γ轴前进了90度电角的相位取为δ轴。对应于实轴的旋转坐标系，是将d轴和q轴选为坐标轴的坐标系，将该坐标轴称为d-q轴(d-q旋转坐标轴)。控制上的旋转坐标系是将γ轴和δ轴选为坐标轴的坐标系，将该坐标轴称为γ-δ轴(γ-δ旋转坐标轴)。 

d-q轴进行旋转，将其旋转速度称为实际电动机速度ω。γ-δ轴也进行旋转，将其旋转速度称为推断电动机速度ω_e。另外，在某个瞬间旋转的d-q轴中，以U相的电枢绕组固定轴为基准用θ表示d轴的相位，称之为实际转子位置。同样，在某个瞬间旋转的γ-δ轴中，以U相的电枢绕组固定轴为基准用θe表示γ轴的相位，称之为推断转子位置。这样，d轴与γ轴的轴误差Δθ用Δθ＝θ-θ_e表示。 

并且，在实现最大扭矩控制时，将方向与应向电动机1供给的电流矢量的方向一致的旋转轴设为qm轴。然后，将从qm轴滞后了90度电角的轴设为dm轴。将由dm轴和qm轴构成的坐标轴称为dm-qm轴(dm-qm旋转坐标轴)。 

实现最大扭矩控制的电动机电流，有正的q轴分量和负的d轴分量。因此，qm轴是比q轴相位前进了的轴。在图2及图3中，逆时针旋转的方向是相位前进的方向。 

将从qm轴观察的q轴的相位(角度)用θ_m表示，将从δ轴观察的qm轴的相位(角度)用Δθ_m表示。此时，当然，从dm轴观察的d轴的相位也为θ_m，从γ轴观察的dm轴的相位也为Δθ_m。θ_m是从q轴(d轴)观 察的qm轴(dm轴)的前进角。Δθ_m表示qm轴与δ轴间的轴误差。d轴与γ轴间的轴误差即Δθ用Δθ＝Δθ_m+θ_m表示。 

如上所述，dm轴比d轴相位前进，此时，θ_m取负值。同样，当γ轴比dm轴相位前进时，Δθ_m取负值。关于图3所示的矢量(E_m等)，后面说明。 

电动机电压V_a的γ轴分量、δ轴分量、d轴分量、q轴分量、dm轴分量以及qm轴分量，分别以γ轴电压v_γ、δ轴电压v_δ、d轴电压v_d、q轴电压v_q、dm轴电压v_dm以及qm轴电压v_qm表示。 

电动机电流I_a的γ轴分量、δ轴分量、d轴分量、q轴分量、dm轴分量以及qm轴分量，分别以γ轴电流i_γ、δ轴电流i_δ、d轴电流i_d、q轴电流i_q、dm轴电流i_dm以及qm轴电流i_qm表示。 

另外，在以下的叙述中，R_a表示电动机电阻(电动机1的电枢绕组的电阻值)，L_d、L_q分别表示d轴电感(电动机1的电枢绕组的电感的d轴分量)、q轴电感(电动机1的电枢绕组的电感的q轴分量)，φ_a表示永久磁铁1a的电枢交链磁通。且，L_d、L_q、R_a以及φ_a是电动机驱动系统在制造时设定的值，这些值在电动机控制装置3内的运算处理中使用。 

[dm-qm轴的扩充感应电压模型的说明] 

对有关dm-qm轴的推断的原理式进行说明。且，与dm轴及qm轴有关的详细说明，在日本特许申请号2006-177646的说明书等中有记载，并且在文献(以下，称为非专利文献1)“比田、及其他2人，‘PositionSensorless Vector control for Permanent Magnet Synchronous Motors Basedon Maximum Torque Control Frame’，平成18年电气学会产业应用部门大会讲演论文集，电气学会产业应用部门，平成18年8月，p.385-388(I-385～I-388)”中，也有记载。 

一般的在d-q轴上的扩充感应电压方程式，用式(A1)表示，扩充感应电压E_ex用式(A2)表示。且，在下述各式中的p是微分算子。 

$\left[\begin{array}{c}{v}_d\\ v_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}_a+{\mathrm{pL}}_d& -{\mathrm{\ωL}}_q\\ {\mathrm{\ωL}}_q& R_a+{\mathrm{pL}}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ E_{\mathrm{ex}}\end{array}\right]\·\·\·\left(A1\right)$

E_ex＝ω((L_d-L_q)i_d+Φ_a)-(L_d-L_q)(pi_q)…(A2) 

若将实轴上的式(A1)坐标交换在控制轴即γ-δ轴上，则可得式(A3)，为简化，若将式(A3)的右边第三项忽略，则可得式(A4)。 

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\γ}}\\ v_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}_a+{\mathrm{pL}}_d& -{\mathrm{\ωL}}_q\\ {\mathrm{\ωL}}_q& R_a+{\mathrm{pL}}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]+E_{\mathrm{ex}}\left[\begin{array}{c}-\sin \mathrm{\Δ\θ}\\ \cos \mathrm{\Δ\θ}\end{array}\right]-\left(\mathrm{p\Δ\θ}\right)L_d\left[\begin{array}{c}{-i}_{\mathrm{\δ}}\\ i_{\mathrm{\γ}}\end{array}\right]\·\·\·\left(A3\right)$

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\γ}}\\ v_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}_a+{\mathrm{pL}}_d& -{\mathrm{\ωL}}_q\\ {\mathrm{\ωL}}_q& R_a+{\mathrm{pL}}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]+E_{\mathrm{ex}}\left[\begin{array}{c}-\sin \mathrm{\Δ\θ}\\ \cos \mathrm{\Δ\θ}\end{array}\right]\·\·\·\left(A4\right)$

着眼于dm-qm轴，若改写式(A4)，则可得式(A5)。 

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{dm}}\\ v_{\mathrm{qm}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}_a+{\mathrm{pL}}_d& -\mathrm{\ω}{L}_q\\ \mathrm{\ω}{L}_q& R_a+{\mathrm{pL}}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dm}}\\ i_{\mathrm{qm}}\end{array}\right]+E_{\mathrm{ex}}\left[\begin{array}{c}-\sin {\mathrm{\θ}}_m\\ {\cos \mathrm{\θ}}_m\end{array}\right]\·\·\·\left(A5\right)$

这里，若如式(A6)那样定义L_q1i_qm，则可从式(A5)得到式(A7)。但是，E_m由式(A8)表示。L_q1是依存于θ_m的假想电感。L_q1是为了将式(A5)右边第二项存在的E_ex·sinθ_m作为由假想电感引起的电压下降进行处理而为了方便设定的。且，L_q1是负值。 

L_q1i_qm＝sinθ_m{Φ_a+(L_d-L_q)i_d} 

      ＝sinθ_m{Φ_a+(L_d-L_q)i_qmsinθ_m} 

                                            …(A6) 

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{dm}}\\ v_{\mathrm{qm}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}_a+{\mathrm{pL}}_d& -\mathrm{\ω}(L_q+L_{q1})\\ \mathrm{\ω}{L}_q& R_a+{\mathrm{pL}}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dm}}\\ i_{\mathrm{qm}}\end{array}\right]+E_{\mathrm{ex}}\left[\begin{array}{c}0\\ 1\end{array}\right]\·\·\·\left(A7\right)$

E_m＝(ω((L_d-L_q)i_d+Φ_a)-(L_d-L_q)(pi_q))cosθ_m＝E_excosθ_m  …(A8) 

并且，若定义L_m＝L_q+L_q1，则可从式(A7)得到式(A9)。在此，E_exm由下式(A10)表示。 

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{dm}}\\ v_{\mathrm{qm}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}_a+{\mathrm{pL}}_d& -\mathrm{\ω}{L}_m\\ \mathrm{\ω}{L}_m& R_a+{\mathrm{pL}}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dm}}\\ i_{\mathrm{qm}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ E_m\end{array}\right]+\mathrm{\ω}(L_q-L_m)\left[\begin{array}{cc}0& 0\\ 1& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dm}}\\ i_{\mathrm{qm}}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cc}{R}_a+{\mathrm{pL}}_d& -\mathrm{\ω}{L}_m\\ {\mathrm{\ωL}}_m& R_a+{\mathrm{pL}}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dm}}\\ i_{\mathrm{qm}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ E_m+\mathrm{\ω}(L_q-L_m)i_{\mathrm{dm}}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cc}{R}_a+{\mathrm{pL}}_d& -\mathrm{\ω}{L}_m\\ \mathrm{\ω}{L}_m& R_a+{\mathrm{pL}}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dm}}\\ i_{\mathrm{qm}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ E_{\mathrm{exm}}\end{array}\right]\·\·\·\left(A9\right)$

E_exm＝(ω((L_d-L_q)i_d+Φ_a)-(L_d-L_q)(pi_q))cosθ_m+ω(L_q-L_m)i_dm

    ＝E_m+ω(L_q-L_m)i_dm

                                                  …(A10) 

在此，若φ_exm＝E_exm/ω，则上式(A9)变为下式(A11)。且，φ_exm 可表示成下式(A12)(微分项忽略)。 

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{dm}}\\ v_{\mathrm{qm}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{R}_a+{\mathrm{pL}}_d& -{\mathrm{\ωL}}_m\\ {\mathrm{\ωL}}_m& R_a+{\mathrm{pL}}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dm}}\\ i_{\mathrm{qm}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ {\mathrm{\ω\Φ}}_{\mathrm{exm}}\end{array}\right]\·\·\·\left(A11\right)$

Φ_exm＝((L_d-L_q)i_d+Φ_a)cosθ_m+(L_q-L_m)i_dm    …(A12) 

另一方面，若将式(A9)在γ-δ轴上转换，可得下式(A13)，同样，若将式(A11)在γ-δ轴上转换，可得下式(A14)。 

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\γ}}\\ v_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}_a+{\mathrm{pL}}_d& -{\mathrm{\ωL}}_m\\ {\mathrm{\ωL}}_m& R_a+{\mathrm{pL}}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]+E_{\mathrm{exm}}\left[\begin{array}{c}-\sin \mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_m\\ \cos \mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_m\end{array}\right]-\left(\mathrm{p\Δ}{\mathrm{\θ}}_m\right)L_d\left[\begin{array}{c}{-i}_{\mathrm{\δ}}\\ i_{\mathrm{\γ}}\end{array}\right]\·\·\·\left(A13\right)$

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\γ}}\\ v_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}_a+{\mathrm{pL}}_d& -{\mathrm{\ωL}}_m\\ {\mathrm{\ωL}}_m& R_a+{\mathrm{pL}}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\γ}}\\ i_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]+{\mathrm{\ω\Φ}}_{\mathrm{exm}}\left[\begin{array}{c}-\sin \mathrm{\Δ\θ}\\ \cos \mathrm{\Δ\θ}\end{array}\right]-\left(\mathrm{p\Δ}{\mathrm{\θ}}_m\right)L_d\left[\begin{array}{c}{-i}_{\mathrm{\δ}}\\ i_{\mathrm{\γ}}\end{array}\right]\·\·\·\left(A14\right)$

在此，参照图3，同时对E_ex、E_m和E_exm的关系进行补充说明。E_ex、E_m 和E_exm可以认为是旋转坐标系中的电压矢量。在这种情况下，E_ex可以称为扩充感应电压矢量。扩充感应电压矢量E_ex是q轴上的感应电压矢量。考虑将扩充感应电压矢量E_ex分解为qm轴上的感应电压矢量和dm轴上的感应电压矢量。从上式(A8)可知，由该分解得到的qm轴上的感应电压矢量为E_m。另外，由此分解得到的、由图3的符号80表示的dm轴上的感应电压矢量(E_ex·sinθ_m)是由假想电感L_q1引起的电压下降矢量。 

从式(A10)可知，E_exm是E_m与ω(L_q-L_m)i_dm的和。由此，在旋转坐标系中，E_exm和E_m一样，也是qm轴上的感应电压矢量。在进行最大扭矩控制时，因为如上所述i_dm

0，所以E_exm与E_m(略)一致。 

对与E_ex、E_m和E_exm对应的磁通进行补充说明。E_ex可以认为是由电动机1的交链磁通φ_ex和电动机1的旋转产生的感应电压，即φ_ex＝E_ex/ω。 

若将φ_ex看作旋转坐标系中的交链磁通矢量，则交链磁通矢量φ_ex是d轴上的交链磁通矢量。交链磁通矢量φ_ex可分解成qm轴上的交链磁通矢量和dm轴上的交链磁通矢量。若将由此分解得到的dm轴上的交链磁通矢量定义为φ_m，则φ_m＝Em/ω。另外，由此分解得到的、由图3的符号81表示的qm轴上的交链磁通矢量(φ_ex·sinθ_m)是由假想电感L_q1产生的磁通矢量。 

若[φ_exm＝E_exm/ω]，则φ_exm是φ_m与(L_q-L_m)i_dm的和。由此，在旋转坐标系中，φ_exm与φ_m一样，为dm轴上的交链磁通矢量。在进行最大扭矩控制时，如上所述，因为i_dm

0，所以φ_exm与φ_m(略)一致。 

[dm-qm轴中的减弱磁通控制] 

在本实施例中，推断dm轴与γ轴间的轴误差Δθ_m，将控制轴(推断轴)即γ轴收敛于dm轴(即，使轴误差Δθ_m收敛为零)。然后，通过将电动机电流I_a分解为与qm轴平行的qm轴电流i_qm和与dm轴平行的dm轴电流i_dm，对电动机1进行矢量控制。 

因为d-q轴与dm-qm轴不同，所以如果直接用上式(3)或者上式(4)计算产生弱磁通的dm轴电流指令值，则无法实现良好的减弱磁通控制。这里，对适合于dm-qm轴的推断的减弱磁通控制方法进行研究。 

假设由电动机1的旋转和电动机1的电感及电枢交链磁通φ_a产生的感应电压与限制电压V_om相等。在这种情况下，下式(B1)成立。 

${(L_m{i}_{\mathrm{dm}}+{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{exm}})}^2+{\left(L_m{i}_{\mathrm{qm}}\right)}^2={\left(\frac{V_{\mathrm{om}}}{\mathrm{\ω}}\right)}^2\·\·\·\left(B1\right)$

若对式(B1)关于i_dm求解，得到下式(B2)。得到的值，表示用于实现减弱磁通控制的dm轴电流应追随的dm轴电流指令值。另外，若为了进行使轴误差Δθ_m收敛为零的控制，近似使Δθ_m

0，则下式(B2)变形为下式(B3)。这里，φ_exmγ表示dm轴上的交链磁通矢量φ_exm的γ轴分量。且，交链磁通矢量φ_exm的δ轴分量以φ_exmδ表示。另外，将在日本特开2006-204054号公报中记载的方法(基于上述式(4)的方法)运用于dm-qm轴。即，着眼于将由L_m引起的电压下降(ωL_mi_qm)看作是与从dm轴电压中减掉由电阻引起的电压下降之后的值相等。这样，i_dm可以表示为下式(B4)。另外，如果近似取Δθ_m

0，则下式(B4)变形为下式(B5)。 

$i_{\mathrm{dm}}=-\frac{{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{exm}}}{L_m}+\frac{1}{\mathrm{\ω}{L}_m}\sqrt{{V_{\mathrm{om}}}^2-{\left({\mathrm{\ωL}}_m{i}_{\mathrm{qm}}\right)}^2}\·\·\·\left(B2\right)$

$i_{\mathrm{dm}}=-\frac{{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{exm\γ}}}{L_m}+\frac{1}{\mathrm{\ω}{L}_m}\sqrt{{V_{\mathrm{om}}}^2-{\left({\mathrm{\ωL}}_m{i}_{\mathrm{qm}}\right)}^2}\·\·\·\left(B3\right)$

$i_{\mathrm{dm}}=-\frac{{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{exm}}}{L_m}+\frac{1}{\mathrm{\ω}{L}_m}\sqrt{{V_{\mathrm{om}}}^2-{\left(v_{\mathrm{dm}}-R_a{i}_{\mathrm{dm}}\right)}^2}\·\·\·\left(B4\right)$

$i_{\mathrm{dm}}=-\frac{{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{exm\γ}}}{L_m}+\frac{1}{\mathrm{\ω}{L}_m}\sqrt{{V_{\mathrm{om}}}^2-{\left({v_{\mathrm{dm}}-\mathrm{\ωR}}_a{i}_{\mathrm{dm}}\right)}^2}\·\·\·\left(B5\right)$

从下式(B6)可知，φ_exm/L_m依存于i_qm、θ_m及i_dm变化。 

$-\frac{{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{exm}}}{L_m}=-\frac{1}{L_m}((L_d-L_q)\·i_d+{\mathrm{\Φ}}_a)\cos {\mathrm{\θ}}_m-\frac{1}{L_m}(L_q-L_m)\·i_{\mathrm{dm}}$

$=-\frac{1}{L_m}((L_d-L_q)\·(i_{\mathrm{dm}}{\cos \mathrm{\θ}}_m+i_{\mathrm{qm}}{\sin \mathrm{\θ}}_m)+{\mathrm{\Φ}}_a)\cos {\mathrm{\θ}}_m$

$-\frac{1}{L_m}(L_q-L_m)\·i_{\mathrm{dm}}\·\·\·\left(B6\right)$

因此，在用上式(B2)～(B5)计算减弱磁通控制用的dm轴电流指令值(即，上式(B2)～(B5)的各自右边)时，也可以利用根据下式(B7)、(B8)以及(B9)推断出的φ_exm或者代替φ_exm而推断出的φ_exmγ。且，式(B7)以及(B8)是通过对行列式即上式(A14)的第一行和第二行进行变形而得到的(此处，忽略式(A14)的右边第三项)。 

${\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{exm\γ}}=\frac{v_{\mathrm{\δ}}-(R_a+{\mathrm{pL}}_d)i_{\mathrm{\δ}}}{\mathrm{\ω}}-L_m{i}_{\mathrm{\γ}}\·\·\·\left(B7\right)$

${\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{exm\δ}}=\frac{v_{\mathrm{\γ}}-(R_a+{\mathrm{pL}}_d)i_{\mathrm{\γ}}}{\mathrm{\ω}}+L_m{i}_{\mathrm{\δ}}\·\·\·\left(B8\right)$

${\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{exm}}=\sqrt{{{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{exm\γ}}}^2+{{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{exm\δ}}}^2}\·\·\·\left(B9\right)$

另外，也可以将上式(B2)～(B5)变形为，不是磁通而是采用了感应电压的表现。即，可以用下式(B10)～(B13)的任一个，计算减弱磁通控制用的dm轴电流指令值。在推断感应电压求出轴误差Δθ_m时，用式(B10)～(B13)比较方便。式(B11)及式(B13)分别是对于式(B10)及式(B12)通过适用取Δθ_m

0的近似而得到的式子。在此，E_exmδ表示qm轴上的感应电压矢量E_exm的δ轴分量。且，用E_exmγ表示感应电压矢量E_exm的γ轴分量。 

$i_{\mathrm{dm}}=-\frac{E_{\mathrm{exm}}}{{\mathrm{\ωL}}_m}+\frac{1}{{\mathrm{\ωL}}_m}\sqrt{{V_{\mathrm{om}}}^2-{\left({\mathrm{\ωL}}_m{i}_{\mathrm{qm}}\right)}^2}\·\·\·\left(B10\right)$

$i_{\mathrm{dm}}=-\frac{E_{\mathrm{exm\δ}}}{{\mathrm{\ωL}}_m}+\frac{1}{{\mathrm{\ωL}}_m}\sqrt{{V_{\mathrm{om}}}^2-{\left({\mathrm{\ωL}}_m{i}_{\mathrm{qm}}\right)}^2}\·\·\·\left(B11\right)$

$i_{\mathrm{dm}}=-\frac{E_{\mathrm{exm}}}{{\mathrm{\ωL}}_m}+\frac{1}{{\mathrm{\ωL}}_m}\sqrt{{V_{\mathrm{om}}}^2-{(v_{\mathrm{dm}}-R_a{i}_{\mathrm{dm}})}^2}\·\·\·\left(B12\right)$

$i_{\mathrm{dm}}=-\frac{E_{\mathrm{exm\δ}}}{{\mathrm{\ωL}}_m}+\frac{1}{{\mathrm{\ωL}}_m}\sqrt{{V_{\mathrm{om}}}^2-{(v_{\mathrm{dm}}-R_a{i}_{\mathrm{dm}})}^2}\·\·\·\left(B13\right)$

与φ_exm/L_m一样，E_exm/ωL_m依存于i_qm、θ_m以及i_qm而变化。因此，在用上式(B10)～(B13)计算减弱磁通控制用的dm轴电流指令值(即，上式(B10)～(B13)的各右边)时，可以使用根据下式(B14)、(B15)以及(B16)推断出的E_exm或者代替E_exm而推断出的E_exmδ。且，式(B14)及式(B15)，是通过对行列式即上式(A13)的第一行和第二行进行变形而得到的(这里，忽略式(A13)右边第三项)。 

E_exmγ＝ν_γ-(R_a+pL_d)i_γ+ωL_mi_δ…(B14) 

E_exmδ＝ν_δ-(R_a+pL_d)i_δ-ωL_mi_γ…(B15) 

$E_{\mathrm{exm}}=\sqrt{{E_{\mathrm{exm\γ}}}^2+{E_{\mathrm{exm\δ}}}^2}\·\·\·\left(B16\right)$

[具体的结构说明] 

下面，对实现上述减弱磁通控制的电动机驱动系统的具体结构例进行说明。图4是详细表示电动机控制装置3内部的，电动机驱动系统的框图。 

对于电动机1的矢量控制，大致分为：使用检测实际的转子位置的位置传感器(未图示)的控制、和不使用位置传感器的控制。后者的矢量控制，特称为无传感器矢量控制，图4中的电动机控制装置3是用于实现无传感器矢量控制的电动机控制装置。在进行基于dm-qm轴的无传感器矢量控制的情况下，假设γ轴与dm轴-致，用v_γ及i_γ代替v_dm及i_dm(v_qm 等也同样)。 

电动机控制装置3具有电流检测器11、坐标转换器12、减法器13、减法器14、电流控制部15、磁通控制部16、速度控制部17、坐标转换器18、减法器19及位置、速度推断器20(以下，简记为“推断器20”)而构成。构成电动机控制装置3的各部位，可以根据需要，自由利用在电动机控制装置3内生成的所有值。 

电流检测器11，检测电动机电流I_a的U相分量以及V相分量即U相电流i_u以及V相电流i_v。U相电流i_u表示在电动机1的U相的电枢绕组中流动的电流，V相电流i_v表示在电动机1的V相的电枢绕组中流动的电流。坐标转换器12接收来自电流检测器11的U相电流i_u及V相电流i_v的检测结果，将其用于从推断器20提供的推断转子位置θ_e，转换为γ轴电流i_γ 及δ轴电流i_δ。 

推断器20对推断转子位置θ_e及推断电动机速度ω_e进行推断并输出，并且向磁通控制部16输出必要的信息。关于推断部20的详细的动作在后面说明。 

减法器19从电动机速度指令值ω^*中减去从推断器20提供的推断电动机速度ω_e，输出其运算结果(速度误差)。速度控制部17生成并输出δ轴电流指令值i_δ ^*，以使减法器19的运算结果(ω^*-ω_e)收敛为零。磁通控制部16输出γ轴电流指令值i_γ ^*。γ轴电流指令值i_γ ^*表示γ轴电流i_γ 应追随的电流(电流的值)，δ轴电流指令值i_δ ^*表示δ轴电流i_δ应追随的电流(电流的值)。关于i_γ ^*的计算方法，在后文说明。 

减法器13从磁通控制部16输出的γ轴电流指令值i_γ ^*中减去坐标变换器12输出的γ轴电流i_γ，计算出电流误差(i_γ ^*-i_γ)。减法器14从速度控制部17输出的δ轴电流指令值i_δ ^*中减去坐标转换器12输出的δ轴电流i_δ，计算出电流误差(i_δ ^*-i_δ)。 

电流控制部15根据减法器13及14算出的各电流误差、来自坐标转换器12的γ轴电流i_γ及δ轴电流i_δ、以及来自推断器20的推断电动机速度ω_e，计算并输出γ轴电压指令值V_γ ^*和δ轴电压指令值V_δ ^*，使得γ轴电流i_γ追随于γ轴电流指令值i_γ ^*且使δ轴电流i_δ追随于δ轴电流指令值i_δ ^*。γ轴电压指令值v_γ ^*表示应施加在电动机1上的电动机电压V_a的γ轴分量 (即v_γ)，δ轴电压指令值v_δ ^*表示应施加在电动机1上的电动机电压v_a 的δ轴分量(即v_δ)。 

坐标转换器18根据从推断器20提供的推断转子位置θ_e，将γ轴电压指令值v_γ ^*以及δ轴电压指令值v_δ ^*转换成三相电压指令值，并将三相电压指令值输出向PWM逆变器2。三相电压指令值由表示电动机电压V_a的U相分量、V相分量及W相分量的U相电压指令值v_u ^*、V相电压指令值v_v ^*及W相电压指令值v_w ^*构成。 

PWM逆变器2根据表示应施加在电动机1上的电压的三相电压指令值(v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*)生成脉冲宽度调制信号，将对应于该三相电压指令值的电动机电流I_a提供给电动机1，从而驱动电动机1。 

对推断器20进行说明。图5是推断器20的内部框图。图5中的推断器20由轴误差推断部41、比例积分运算器42、积分器43构成。 

轴误差推断部41用v_γ ^*、v_δ ^*、i_γ及i_δ的值的全部或一部分计算轴误差Δθ_m。比例积分运算器42为了实现PLL(Phase Locked Loop)，与构成电动机控制装置3的各部位协调动作，同时进行比例积分控制，以使轴误差推断部41算出的轴误差Δθ_m收敛为零的方式，算出推断电动机速度ω_e。积分器43对从比例积分运算器42输出的推断电动机速度ω_e进行积分，算出推断转子位置θ_e。比例积分运算器42输出的推断电动机速度ω_e和积分器43输出的推断转子位置θ_e，共同作为推断器20的输出值，提供给需要这些值的电动机控制装置3的各部分。 

作为由轴误差推断部41计算的轴误差Δθ_m的运算法，可适用各种各样的运算法。例如，轴误差Δθ_m可以用下式(C1)～(C4)中的任何一个计算出。从图3也可知，因为Δθ_m＝tan^-1(-φ_exmδ/φ_exmγ)成立，所以式(C1)成立。关于式(C2)～(C4)也同样。 

$\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_m={\tan }^{-1}\frac{-{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{exm\δ}}}{{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{exm\γ}}}{=\tan }^{-1}\frac{-(\frac{v_{\mathrm{\γ}}-(R_a+p{L}_d)i_{\mathrm{\γ}}}{\mathrm{\ω}}+L_m{i}_{\mathrm{\δ}})}{\frac{v_{\mathrm{\δ}}-(R_a+p{L}_d)i_{\mathrm{\δ}}}{\mathrm{\ω}}-L_m{i}_{\mathrm{\γ}}}...\left(C1\right)$

$\≈-\frac{\frac{v_{\mathrm{\γ}}-(R_a+p{L}_d)i_{\mathrm{\γ}}}{\mathrm{\ω}}+L_m{i}_{\mathrm{\δ}}}{\frac{v_{\mathrm{\δ}}-(R_a+p{L}_d)i_{\mathrm{\δ}}}{\mathrm{\ω}}-L_m{i}_{\mathrm{\γ}}}$

$\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_m={\sin }^{-1}\left(\frac{-{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{exm\δ}}}{{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{exm}}}\right){=\sin }^{-1}\frac{-(\frac{v_{\mathrm{\γ}}-(R_a+p{L}_d)i_{\mathrm{\γ}}}{\mathrm{\ω}}+L_m{i}_{\mathrm{\δ}})}{{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{exm}}}...\left(C2\right)$

$\≈\frac{-(\frac{v_{\mathrm{\γ}}-(R_a+p{L}_d)i_{\mathrm{\γ}}}{\mathrm{\ω}}+L_m{i}_{\mathrm{\δ}})}{{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{exm}}}$

$\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_m={\tan }^{-1}\frac{-E_{\mathrm{exm\γ}}}{E_{\mathrm{exm\δ}}}{=\tan }^{-1}\frac{-(v_{\mathrm{\γ}}-(R_a+p{L}_d)i_{\mathrm{\γ}}+{\mathrm{\ωL}}_m{i}_{\mathrm{\δ}})}{v_{\mathrm{\δ}}-(R_a+p{L}_d)i_{\mathrm{\δ}}-\mathrm{\ω}{L}_m{i}_{\mathrm{\γ}}}...\left(C3\right)$

$\≈-\frac{v_{\mathrm{\γ}}-(R_a+p{L}_d)i_{\mathrm{\γ}}+\mathrm{\ω}{L}_m{i}_{\mathrm{\δ}}}{v_{\mathrm{\δ}}-(R_a+p{L}_d)i_{\mathrm{\δ}}-\mathrm{\ω}{L}_m{i}_{\mathrm{\γ}}}$

$\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_m={\sin }^{-1}\left(\frac{-E_{\mathrm{exm\γ}}}{E_{\mathrm{exm}}}\right){=\sin }^{-1}\frac{-(v_{\mathrm{\γ}}-(R_a+p{L}_d)i_{\mathrm{\γ}}+{\mathrm{\ωL}}_m{i}_{\mathrm{\δ}})}{E_{\mathrm{exm}}}...\left(C4\right)$

$\≈\frac{v_{\mathrm{\γ}}-(R_a+p{L}_d)i_{\mathrm{\γ}}+\mathrm{\ω}{L}_m{i}_{\mathrm{\δ}}}{E_{\mathrm{exm}}}$

在用式(C1)～(C4)中的任何一个计算轴误差Δθ_m时，作为各式中的v_γ、v_δ及ω的值，分别用v_γ ^*、v_δ ^*及ω_e的值。另外，此时，可以忽略微分项pL_di_γ以及(或者)pL_di_δ。另外，在计算φ_exm及E_exm时，可以使用上式(B7)～(B9)及(B14)～(B16)。 

另外，计算Δθ_m所需要的L_m的值的计算，利用下式(D1)。将“i_dm＝0和下式(D2)及(D3)”代入上式(A6)，将这样得到的式子对于L_q1求解，利用所得结果可得到式(D1)。 

$L_m=L_q+L_{q1}$

$=L_q+\frac{i_d\{{\mathrm{\Φ}}_a+(L_d-L_q)i_d\}}{{i_d}^2+{i_q}^2}\·\·\·\left(D1\right)$

$i_{\mathrm{qm}}=\sqrt{{i_d}^2+{i_q}^2}\·\·\·\left(D2\right)$

${\sin \mathrm{\θ}}_m=\frac{i_d}{\sqrt{{i_d}^2+{i_q}^2}}\·\·\·\left(D3\right)$

并且，若利用与最大扭矩控制一致的d轴电流i_d的式(D4)、以及i_d、i_q和i_qm间的关系式(近似式)即式(D2)，对上式(D1)进行变形，则L_m变为i_qm的函数(即，从L_m的运算式中消去了i_d和i_q项)。因此，轴误差推断部41，通过假设 

，可以基于i_δ计算出以i_qm的函数表示的L_m值。 

$i_d=\frac{{\mathrm{\Φ}}_a}{2(L_q-L_d)}-\sqrt{\frac{{{\mathrm{\Φ}}_a}^2}{4{(L_q-L_d)}^2}+{i_q}^2}\·\·\·\left(D4\right)$

且，假设 

也可以利用将L_m作为i_δ的函数来表示的近似式得到L_m的值，还可以将对应于i_δ的L_m的值作为表格数据预先准备好，通过参照该表格数据得到L_m的值。进而，如上述非专利文献1中也记载的那样，还可以使L_m为预先设定的固定值。 

对磁通控制部16的动作进行说明。磁通控制部16，在实现最大扭矩控制的情况和实现减弱磁通控制的情况下，改变输出的i_γ ^*。 

从qm轴的定义可知，在实现最大扭矩控制时，电动机电流I_a只有qm轴分量。因此，在实现最大扭矩控制的情况下，磁通控制部16使i_γ ^*为零或零附近的规定值。dm-qm轴的采用，有助于实现最大扭矩控制用的参数调整的容易化及运算负荷的减轻化。 

另一方面，在实现减弱磁通控制的情况下，磁通控制部16，可用下式(E1)～(E8)中的任一个算出i_γ ^*，将算出的i_γ ^*提供给减法器13。式(E1)～(E4)对应于上式(B2)～(B5)，式(E5)～(E8)对应于上式(B10)～(B13)。 

${i_{\mathrm{\γ}}}^{*}=-\frac{{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{exm}}}{L_m}+\frac{1}{\mathrm{\ω}{L}_m}\sqrt{{V_{\mathrm{om}}}^2-{\left(\mathrm{\ω}{L}_m{i_{\mathrm{\δ}}}^{\′}\right)}^2}\·\·\·\left(E1\right)$

${i_{\mathrm{\γ}}}^{*}=-\frac{{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{exm\γ}}}{L_m}+\frac{1}{\mathrm{\ω}{L}_m}\sqrt{{V_{\mathrm{om}}}^2-{\left(\mathrm{\ω}{L}_m{i_{\mathrm{\δ}}}^{\′}\right)}^2}\·\·\·\left(E2\right)$

${i_{\mathrm{\γ}}}^{*}=-\frac{{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{exm}}}{L_m}+\frac{1}{\mathrm{\ω}{L}_m}\sqrt{{V_{\mathrm{om}}}^2-{({v_{\mathrm{\γ}}}^{*}-R_a{i_{\mathrm{\γ}}}^{\′})}^2}\·\·\·\left(E3\right)$

${i_{\mathrm{\γ}}}^{*}=-\frac{{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{exm\γ}}}{L_m}+\frac{1}{\mathrm{\ω}{L}_m}\sqrt{{V_{\mathrm{om}}}^2-{({v_{\mathrm{\γ}}}^{*}-R_a{i_{\mathrm{\γ}}}^{\′})}^2}\·\·\·\left(E4\right)$

${i_{\mathrm{\γ}}}^{*}=-\frac{E_{\mathrm{exm}}}{{\mathrm{\ωL}}_m}+\frac{1}{\mathrm{\ω}{L}_m}\sqrt{{V_{\mathrm{om}}}^2-{\left(\mathrm{\ω}{L}_m{i_{\mathrm{\δ}}}^{\′}\right)}^2}\·\·\·\left(E5\right)$

${i_{\mathrm{\γ}}}^{*}=-\frac{E_{\mathrm{exm\δ}}}{{\mathrm{\ωL}}_m}+\frac{1}{\mathrm{\ω}{L}_m}\sqrt{{V_{\mathrm{om}}}^2-{\left(\mathrm{\ω}{L}_m{i_{\mathrm{\δ}}}^{\′}\right)}^2}\·\·\·\left(E6\right)$

${i_{\mathrm{\γ}}}^{*}=-\frac{E_{\mathrm{exm}}}{{\mathrm{\ωL}}_m}+\frac{1}{\mathrm{\ω}{L}_m}\sqrt{{V_{\mathrm{om}}}^2-{({v_{\mathrm{\γ}}}^{*}-R_a{i_{\mathrm{\γ}}}^{\′})}^2}\·\·\·\left(E7\right)$

${i_{\mathrm{\γ}}}^{*}=-\frac{E_{\mathrm{exm\δ}}}{{\mathrm{\ωL}}_m}+\frac{1}{\mathrm{\ω}{L}_m}\sqrt{{V_{\mathrm{om}}}^2-{({v_{\mathrm{\γ}}}^{*}-R_a{i_{\mathrm{\γ}}}^{\′})}^2}\·\·\·\left(E8\right)$

在用式(E1)～(E8)中的任何一个计算i_γ ^*时，利用ω_e或ω^*的值作为各式中的ω的值，采用轴误差推断部41利用的与其相同的值作为L_m的值，v_γ ^*的值从电流控制部15得到。另外，φ_exm、φ_exmγ、E_exm或E_exmδ的值从推断器20得到。因此，例如，在推断器20算出Δθ_m时，在利用上式(C1)的情况下，利用(E2)式或者(E4)式算出i_γ ^*，在利用上式(C2)的情况下，利用(E1)式或者(E3)式算出i_γ ^*；在利用上式(C3)的情况下，利用(E6)式或者(E8)式算出i_γ ^*；在利用上式(C4)的情况下， 利用(E5)式或者(E7)式算出i_γ ^*即可。另外，限制电压V_om的值，对应于PWM逆变器2的电源电压值设定。 

作为式(E1)、(E2)、(E5)及(E6)中的i_δ′，使用从速度控制部17输出的i_δ ^*或者从坐标变换器12输出的i_δ。电动机控制装置3内的各部位，以规定周期离散地逐次计算出矢量控制所必须的各值(i_δ、i_δ ^*等)。虽然作为i_δ′还可以利用最新的i_δ ^*本身或者最新的i_δ本身，但是通过使用低通滤波器(未图示)，除去从速度控制部17依次输出的i_δ ^*或者从坐标变换器12依次输出的i_δ的高通频率分量，将除去了该高通频率分量后的i_δ ^*或者i_δ作为i_δ′利用。由此，抑制i_δ′的剧烈变化。 

作为式(E3)、(E4)、(E7)及(E8)中的i_γ′，使用从上次算出的i_γ ^*或者从坐标变换器12输出的i_γ。且，通过使用低通滤波器(未图示)除去逐次算出的i_γ ^*或者从坐标变换器12逐次输出的i_γ的高通频率分量，可以将除去了该高通频率分量后的i_γ ^*或者i_γ作为i_γ′利用。由此，抑制i_γ′的剧烈变化。 

图6表示在用式(E1)、(E2)、(E5)或(E6)计算减弱磁通控制用的i_γ ^*的情况下的电动机驱动系统的一种方式。在图6的电动机驱动系统中，在算出i_γ ^*时，使用ω_e作为ω，i_δ′根据i_δ ^*决定。 

图7表示在用式(E3)、(E4)、(E7)或(E8)计算减弱磁通控制用的i_γ ^*的情况下的电动机驱动系统的一种方式。在图7的电动机驱动系统中，在算出i_γ ^*时，使用ω_e作为ω，i_γ′根据以前的i_γ ^*决定。 

另外，为减轻运算负荷，也可以忽略式(E3)、(E4)、(E7)及(E8)中的R_ai_γ′来计算i_γ ^*。在需要减弱磁通控制的高速旋转时，由于“v_γ ^*＞＞R_ai_γ′”，所以即使忽略R_ai_γ′也没有多少影响。 

另外，最大扭矩控制与减弱磁通控制的切换，以下述方式进行。在ω^*或ω_e在规定速度以上时或通常，计算出用于将电动机1的施加电压抑制在限制电压V_om以下的γ轴电流指令值i_γ ^*(即，利用上式(E1)～(E8)中的任何一个计算出i_γ ^*)。并且，若计算出的i_γ ^*为零或正值，则判断为不需要减弱磁通控制，通过使i_γ ^*为零或者为在零附近的规定值，实现最大扭矩控制。另一方面，若计算出的i_γ ^*为负值，则判断为需要进行减弱磁通控制，通过将计算出的负的i_γ ^*提供给减法器13，实现减弱磁通控制。由此， 可以顺利地进行最大扭矩控制和减弱磁通控制间的切换。 

如本实施方式，通过推断与最大扭矩控制时的电流矢量一致的轴(qm轴)，在不需要进行减弱磁通控制的速度范围内，不用计算出γ轴电流指令值，可以有效地利用电抗扭矩。 

在这种情况下，在电源电压不足需要进行减弱磁通控制时，切换为基于d-q轴的矢量控制，基于现有的运算式进行减弱磁通控制，不能实现从最大扭矩控制向减弱磁通控制的顺利切换(与此相反的切换也一样)。若两控制间不能实现顺利的转换，则在切换阶段，弱磁通变得不足，产生速度的不均匀，或变得过强，损失增加。 

因此，如本实施方式，进行基于dm-qm轴的减弱磁通控制。由此，可以实现基于dm-qm轴的与最大扭矩控制之间的顺利的切换，稳定且效率高，可以实现在很大的旋转速度范围内的运转。 

《变形等》 

作为上述实施方式的变形例或者注释事项，以下记为注释1～注释7。在各注释中记载的内容，只要不矛盾，可以任意的组合。 

[注释1] 

以实现最大扭矩控制(或者与其近似的控制)为前提，虽然举例说明了使作为控制轴的δ轴追随于qm轴的情况，但是也可以进行使δ轴追随于qm轴以外且与q轴不同的旋转轴的矢量控制。即使在这种情况下，上述各式成立，可以进行与上述相同的矢量控制。只是，由于δ轴与qm轴错开，所以式(B3)及(E2)等的、以 为前提的式子不成立。 

目前，将通过L_q与L_d区别的电感由L_m进行统一，代替Φ_a通过采用Φ_exm(或者E_exm)，在从d-q轴偏离的任意坐标轴中，可以实现良好的减弱磁通控制。 

例如，在实现最大扭矩控制时，使δ轴追随于这样的旋转轴，该旋转轴相比于方向与应向电动机1供给的电流矢量的方向一致的旋转轴来说，相位进一步前进。若使δ轴的相位适当前进，则也可以实现最大功率控制。 

[注释2] 

参照图4，虽然示出了在进行无传感器扭矩控制的情况下的电动机控制装置的例子，但是上述内容，当然也可以适用于使用位置传感器(未图 示)的情况。在这种情况下，位置传感器检测实际转子位置θ，因为电动机控制装置的各部基于实际转子位置θ进行动作，所以作为控制轴的γ轴及δ轴与dm轴及qm轴一致。 

[注释3] 

包含上述各种指令值(i_γ ^*、i_δ ^*、v_γ ^*、及v_δ ^*等)或其他的状态量(Φ_exm、Φ_exmγ、E_exm及E_exmγ等)的，应导出的所有的值的导出方法可以任意。即，例如，也可以通过在电动机控制装置3内的计算来导出这些量，还可以根据预先设定的表格数据来导出。 

[注释4] 

电流检测器11，如图4所示，可以构成为直接检测电动机电流(电枢电流)，也可以取而代之，构成为从电源侧的DC电流的瞬时电流再现电动机电流，由此检测电动机电流。 

[注释5] 

电动机控制装置3的功能的一部分或全部，例如利用在通用微型电子计算机等中编入的软件(程序)来实现。在用软件实现电动机控制装置3的情况下，表示电动机控制装置3的各部的构成的框图表示功能框图。当然，不仅是软件(程序)，只通过硬件、或者通过软件和硬件的组合，也可以形成电动机控制装置3。 

[注释6] 

在图4的电动机控制装置3中，推断器20作为推断Φ_exm等的推断机构发挥功能，磁通控制部16作为导出γ轴电流指令值i_γ ^*的电流指令值导出机构发挥功能。 

[注释7] 

在本说明书中，为了叙述的简化，有时仅以符号(i_γ等)的标记，来表现与该记号对应的状态量等。即，在本发明书中，例如“i_γ”和“γ轴电流i_γ”所指相同。 

本发明适用于采用电动机的一切的电气机械。例如，适用于通过电动机的旋转来驱动的电动汽车，利用于空调等的压缩机等。 

Claims (9)

1.一种电动机控制装置，其特征在于：

具有推断机构和电流指令值导出机构，

所述推断机构，在将与设置在电动机转子上的永久磁铁产生的磁通平行的轴作为d轴、将从d轴前进了90度电角的轴作为q轴、且将与所述d轴及所述q轴对应的控制轴分别作为γ轴及δ轴的情况下，

将在所述电动机中流动的电动机电流分解为所述γ轴上的γ轴电流和所述δ轴上的δ轴电流，进行所述电动机的矢量控制，

推断所述电动机的电枢绕组的交链磁通作为推断磁通，或者推断由所述交链磁通和所述电动机的旋转产生的感应电压作为推断感应电压；

所述电流指令值导出机构利用所述推断磁通或所述推断感应电压，导出所述γ轴电流应追随的γ轴电流指令值，

设与所述q轴不同的旋转轴为qm轴，且设从qm轴滞后了90度电角的轴为dm轴，推断所述dm轴与所述γ轴间的轴误差，使所述γ轴收敛于所述dm轴。

2.如权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于：

所述推断机构，在将所述d轴上的交链磁通矢量分解为所述dm轴上的交链磁通矢量与所述qm轴上的交链磁通矢量的情况下，推断所述dm轴上的交链磁通矢量的大小或者所述dm轴上的交链磁通矢量的γ轴分量作为所述推断磁通，

所述电流指令值导出机构，利用所述推断磁通导出所述γ轴电流指令值。

3.如权利要求2所述的电动机控制装置，其特征在于：

所述电流指令值导出机构，根据所述推断磁通、所述δ轴电流或所述δ轴电流应追随的δ轴电流指令值，导出所述γ轴电流指令值。

4.如权利要求2所述的电动机控制装置，其特征在于：

所述电流指令值导出机构，根据所述推断磁通和对所述电动机的施加电压的γ轴分量，导出所述γ轴电流指令值。

5.如权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于：

所述推断机构，在将所述电动机中产生的所述q轴上的感应电压矢量分解为所述dm轴上的感应电压矢量与所述qm轴上的感应电压矢量的情况下，推定所述qm轴上的感应电压矢量的大小或者所述qm轴上的感应电压矢量的δ轴分量作为所述推断感应电压，

所述电流指令值导出机构利用所述推断感应电压导出所述γ轴电流指令值。

6.如权利要求5所示的电动机控制装置，其特征在于：

所述电流指令值导出机构，根据所述推断感应电压、所述δ轴电流或所述δ轴电流应追随的δ轴电流指令值，导出所述γ轴电流指令值。

7.如权利要求5所述的电动机控制装置，其特征在于：

所述电流指令值导出机构，根据所述推断感应电压、对所述电动机的施加电压的γ轴分量，导出所述γ轴电流指令值。

8.如权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于：

利用所述推断磁通或所述推断感应电压导出的所述γ轴电流指令值，是减弱磁通控制用的γ轴电流指令值。

9.一种电动机驱动系统，其特征在于，具备：

电动机；

驱动所述电动机的逆变器；和

通过控制所述逆变器来控制所述电动机的权利要求1所述的电动机控制装置。

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