JP2012130183A - モータ制御装置及び乗り物 - Google Patents

Abstract

【課題】弱め磁束制御の実行時に発生しうるトルク誤差を低減する。
【解決手段】軸誤差推定部は、ｄｑ座標系と異なる制御座標系との位相差である軸誤差を推定する。ｑｍ軸は、最大トルク制御の実現時における出力電流ベクトルの向きと向きが一致する回転軸である。弱め磁束制御の実行時において、モータの出力電流ベクトルがトルク指令値に従った定トルク曲線３１１に沿うように、弱め磁束用の電流に応じて軸誤差の目標値θ_ｔを設定する。軸誤差を目標値θ_ｔに一致させるＰＬＬを形成することで、モータの出力電流ベクトルＶ_３２３の終点は定トルク曲線３１１上にのる（即ち、出力トルク及びトルク指令値間のトルク誤差がゼロになる）。
【選択図】図４

Description

本発明は、モータを制御するモータ制御装置に関する。また、そのモータ制御装置を利用した電動車両等の乗り物に関する。

モータの制御方法として、ｄｑ座標系に対してずれた座標系であるｄｍｑｍ座標系を推定する技術が提案されている（例えば、下記特許文献１参照）。この技術では、制御系においてγ軸及びδ軸を定義し、γ軸及びδ軸をｄ軸及びｑ軸と異なるｄｍ軸及びｑｍ軸に追従させるベクトル制御を実行する。また、負のｄ軸電流を流す弱め磁束制御が知られている。弱め磁束制御によって、モータの高速回転時においても、モータ端子電圧を所定の制限値以下に抑制することが可能となる。

モータの出力トルクを制御するシステムにおいてはモータの出力トルクがトルク指令値に一致するようにモータ制御を成すが、この種のシステムにおいて弱め磁束制御を実現すべく弱め磁束電流を流すと、モータの出力トルクがトルク指令値と一致しなくなる。

出力トルク及びトルク指令値間の誤差をゼロに近づけることが重要であることは言うまでもない。特に電動車両などにおいては、広い速度範囲で弱め磁束制御が行われる。従って、弱め磁束制御の実行時においてもトルク指令値どおりに出力トルクを発生できる技術の開発が要望される。

これを考慮し、出力トルクをトルク指令値に精度良く追従させるべく、トルク指令値及び弱め磁束電流値に基づき弱め磁束電流を流す方向を可変設定する方法が開示されている（例えば、下記特許文献２参照）。この方法では、弱め磁束角度最適値Ｑｆｔ及び弱め磁束目標点ＩｄＺを、トルク指令ＴｒｑＲｅｆとｆ軸電流指令補正値ΔＩｆＲｅｆに応じてメモリテーブル参照などの方式により導出し、導出結果を利用して、等トルク曲線（定トルク曲線）に沿った弱め磁束制御を実現しようとしている（特に特許文献２の段落２１及び４０参照）。

特開２００７−２５９６８６号公報 特開２００３−２７４６９９号公報

しかしながら、この従来方法では、ｄｑ座標系及びｆｔ座標系間の座標変換演算によって演算量が増大する上に、上記メモリテーブルには大きなメモリ領域が必要になる。演算量等の増大は様々な不利益をもたらすため、より簡素な演算又は構成にてトルク誤差を低減可能な技術が切望される。尚、この従来方法は、ｄｑ座標系への適用を前提にした方法であり、ｄｑ座標系と異なる制御座標系上でモータ制御を行うシステムへの適用は考慮されていない。

そこで本発明は、弱め磁束制御の実行時に発生しうるトルク誤差を簡素な演算又は構成にて良好に低減可能なモータ制御装置及びそれを利用した乗り物を提供することを目的とする。

本発明に係るモータ制御装置は、ｄｑ座標系と異なる制御座標系を利用してモータの出力トルクを制御するモータ制御装置において、前記モータの回転子の回転に同期して回転し且つ前記ｄｑ座標系と異なる回転座標系と、前記制御座標系との位相差である軸誤差を、前記出力トルク及びトルク指令値間のトルク誤差が低減するように、弱め磁束用の電流に応じて制御することを特徴とする。

これにより、例えば、制御座標系を上記回転座標系に追従させるために導出した軸誤差を弱め磁束用の電流に応じて制御するだけで、トルク誤差を低減することが可能となる。これは、既存の制御系に簡素な演算又は構成を追加するだけで実現可能である。

具体的には例えば、当該モータ制御装置は、前記弱め磁束用の電流に応じて前記軸誤差の目標値を変化させることで、前記トルク誤差を低減させてもよい。

より具体的には例えば、前記弱め磁束用の電流を含む前記モータへの供給電流に基づいて前記軸誤差を推定する軸誤差推定部と、前記軸誤差の目標値を設定する軸誤差目標値設定部とを当該モータ制御装置に設け、前記軸誤差推定部による軸誤差の推定値が前記軸誤差の目標値と一致するように前記モータの制御を成せばよい。この際、例えば、前記軸誤差目標値設定部は、前記弱め磁束用の電流に応じて前記軸誤差の目標値を変化させることで、前記トルク誤差を低減させることができる。

或いは例えば、前記弱め磁束用の電流を含む前記モータへの供給電流と推定用パラメータとに基づいて前記軸誤差を推定する軸誤差推定部を当該モータ制御装置に設け、前記軸誤差推定部による軸誤差の推定値を用いて前記モータの制御を成してもよい。前記推定用パラメータは、例えば、前記モータの特性を表す物理量のパラメータである。当該モータ制御装置において、前記推定用パラメータの値を前記物理量の真値からずらすことにより、前記軸誤差の推定値を前記弱め磁束用の電流に応じて前記トルク誤差が低減する方向に導出してもよい。

より具体的には例えば、前記推定用パラメータは、γ軸電流によって発生する磁束のδ軸成分についてのインダクタンスパラメータであってもよい。例えば、前記γ軸及びδ軸は、前記制御座標系の座標軸であって、夫々、前記ｄｑ座標系の座標軸であるｄ軸及びｑ軸に対応し、前記γ軸電流は、前記モータへの供給電流のγ軸成分である。

本発明に係る乗り物は、モータと、前記モータの出力トルクを制御する上記のモータ制御装置とを備え、前記出力トルクを利用して移動する。

本発明によれば、弱め磁束制御の実行時に発生しうるトルク誤差を簡素な演算又は構成にて良好に低減可能なモータ制御装置及びそれを利用した乗り物を提供することが可能である。

本発明の実施形態に係るモータ駆動システムの概略ブロック図である。 本発明の実施形態に係るモータの解析モデル図である。 本発明の実施形態に係り、モータ制御装置の内部ブロック図を含む、モータ駆動システムのブロック図である。 本発明の実施形態に係るトルク誤差低減方法の原理を説明するための図である。 本発明の実施形態に係り、ｑｍ軸及びＴ軸間の角度（θ_ｔ）を説明するための図である。 ｑｍ軸及びＴ軸間の角度（θ_ｔ）とｄｍ軸電流（ｉ_ｄｍ）との関係を表すグラフである。 本発明の第１実施例に係る推定部の内部ブロック図である。 ｄｍ軸及びγ軸間の軸誤差に関与する鎖交磁束ベクトルを説明するための図である。 本発明の第１実施例に係る軸誤差推定部の入出力値例を表現するための図である。 本発明の第１実施例に係る軸誤差補正部の入出力値例を表現するための図である。 パラメータ誤差によって発生する推定誤差を説明するための図である。 本発明の第２実施例に係る推定部の内部ブロック図である。 本発明の第２実施例に係るパラメータ補正部の入出力値例を表現するための図である。 インダクタンス（Ｌ_ｄｍ，Ｌ_ｔ）とδ軸電流（ｉ_δ）との関係を表すグラフである。 出力トルク（Ｔｒｑ）とγ軸電流（ｉ_γ）との間の関係を表すグラフである。 本発明の第３実施例に係るトルク誤差低減方法の原理を説明するための図である。 本発明の第３実施例に係る推定部の内部ブロック図である。 本発明の第３実施例に係る軸誤差補正部の入出力値例を表現するための図である。 本発明の第４実施例に係る電動自動車の概略構成図である。

以下、本発明の実施形態の例を、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。

図１は、本発明の実施形態に係るモータ駆動システムの概略ブロック図である。図１のモータ駆動システムは、モータ１と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータ２と、モータ制御装置３と、を備える。

モータ１は、三相永久磁石同期モータであり、永久磁石を備えた回転子（不図示）と３相分の電機子巻線を備えた固定子（不図示）とを有している。以下の説明において、回転子、固定子及び電機子巻線とは、モータ１に設けられているそれらを指す。モータ１は、埋込磁石同期モータであっても良いし、表面磁石同期モータであっても良い。以下の説明では、モータ１が突極機であることを想定する。

ＰＷＭインバータ（以下、単にインバータという）２は、モータ制御装置３による制御の下で、モータ１に三相交流電圧を供給する。インバータ２によってモータ１に印加される三相交流電圧は、Ｕ相の電機子巻線への印加電圧を表すＵ相電圧ｖ_ｕ、Ｖ相の電機子巻線への印加電圧を表すＶ相電圧ｖ_ｖ、及び、Ｗ相の電機子巻線への印加電圧を表すＷ相電圧ｖ_ｗから成る。Ｕ相電圧ｖ_ｕ、Ｖ相電圧ｖ_ｖ及びＷ相電圧ｖ_ｗの合成電圧である、モータ１への、全体の印加電圧をモータ電圧（モータ端子電圧）と呼び、それを記号Ｖ_ａによって表す。

モータ電圧Ｖ_ａの印加によって、インバータ２からモータ１へ供給される電流のＵ相成分、Ｖ相成分及びＷ相成分、即ちＵ相、Ｖ相及びＷ相の電機子巻線に流れる電流を、夫々、Ｕ相電流ｉ_ｕ、Ｖ相電流ｉ_ｖ及びＷ相電流ｉ_ｗと呼ぶ。Ｕ相電流ｉ_ｕ、Ｖ相電流ｉ_ｖ及びＷ相電流ｉ_ｗの合成電流である、モータ１への、全体の供給電流をモータ電流（電機子電流）と呼び、それを記号Ｉ_ａによって表す。

モータ制御装置３は、モータ電流Ｉ_ａの検出値等に基づきつつ、所望のベクトル制御を実現するためのＰＷＭ信号をインバータ２に与えることができる。

図２（ａ）及び（ｂ）は、モータ１の解析モデル図である。図２（ａ）には、固定された軸であるＵ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸（即ち、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子巻線固定軸）が示されている。１ａは、モータ１の回転子に設けられた永久磁石を表す。永久磁石１ａが作る磁束の回転速度と同じ速度で回転する回転座標系において、永久磁石１ａが作る磁束の向きに沿った軸をｄ軸とし、ｄ軸に対応する制御上の回転軸をγ軸とする。ｄ軸の向きは、永久磁石１ａが作る磁束の向きに合致する。また、図２（ｂ）に示す如く、ｄ軸から電気角で９０度だけ位相が進んだ軸をｑ軸とし、γ軸から電気角で９０度だけ位相が進んだ軸をδ軸とする。図２（ａ）及び（ｂ）において、反時計回り方向は位相の進み方向に対応している。

更に、ｄ軸と異なる軸であるｄｍ軸及びｑ軸と異なる軸であるｑｍ軸を定義する。ここにおけるｄｍ軸及びｑｍ軸は、特開２００７−２５９６８６号公報（特許文献１）に記載されたものと同様である。即ち、ｑｍ軸は、最大トルク制御の実現時における出力電流ベクトルの向きと向きが一致する回転軸である。ｄｍ軸は、ｑｍ軸から電気角で９０度遅れた軸である。出力電流ベクトルとは、モータ電流Ｉ_ａをベクトルにて表現したものを指す。

ｄ軸とｑ軸を総称してｄｑ軸と呼び、ｄ軸及びｑ軸を座標軸として有する座標系をｄｑ座標系と呼ぶ。γ軸とδ軸を総称してγδ軸と呼び、γ軸及びδ軸を座標軸として有する座標系をγδ座標系と呼ぶ。ｄｍ軸とｑｍ軸を総称してｄｍｑｍ軸と呼び、ｄｍ軸及びｑｍ軸を座標軸として有する座標系をｄｍｑｍ座標系と呼ぶ。ｄｑ座標系、γδ座標系及びｄｍｑｍ座標系は、何れも回転子の回転に同期して回転する回転座標系である。

ｄｑ軸及びｄｑ座標系は回転しており、その回転速度をωで表す。γδ軸及びγδ座標系も回転しており、その回転速度をω_ｅで表す。Ｕ相軸を基準として位相の進み方向にｄ軸を見たときの、ｄ軸の角度（位相）をθにより表す。同様に、Ｕ相軸を基準として位相の進み方向にγ軸を見たときの、γ軸の角度（位相）をθ_ｅにより表す。θ及びθ_ｅにて表される角度は、電気角における角度であり、それらは一般的に回転子位置又は磁極位置とも呼ばれる。ω及びω_ｅにて表される回転速度は、電気角における角速度である。ｄ軸の位相θとγ軸の位相θ_ｅとの差Δθは、Δθ＝θ−θ_ｅにて表される。

また、Ｕ相軸を基準とするｄｍ軸の角度（位相）とＵ相軸を基準とするｄ軸の角度（位相）との差をθ_ｍにて表し、Ｕ相軸を基準とするγ軸の角度（位相）とＵ相軸を基準とするｄｍ軸の角度（位相）との差をΔθ_ｍにて表す。従って、θ_ｍはｄｍ軸及びｄ軸間の位相差を表し、Δθ_ｍはγ軸及びｄｍ軸間の位相差を表すこととなる。但し、θ_ｍはｄｍ軸から位相の遅れ方向にｄ軸を見たときの角度であり、Δθ_ｍはγ軸から位相の遅れ方向にｄｍ軸を見たときの角度であるものとする。ｄｍ軸の位相がｄ軸の位相よりも進んでいる場合にθ_ｍは負となり、ｄｍ軸の位相がｄ軸の位相よりも遅れている場合にθ_ｍは正となる。同様に、γ軸の位相がｄｍ軸の位相よりも進んでいる場合にΔθ_ｍは負となり、γ軸の位相がｄｍ軸の位相よりも遅れている場合にΔθ_ｍは正となる。上述したように、ｄｍ軸はｄ軸と異なるのであるから、θ_ｍは０°ではない。

以下、θ又はθ_ｅを、回転子位置と呼ぶこととし、ω又はω_ｅを回転速度と呼ぶこととする。制御上の回転軸であるγ軸及びδ軸を制御軸とも呼ぶ。回転子位置及び回転速度を推定によって導出する場合においては、γ軸及びδ軸を制御上の推定軸と呼ぶことができると共に、θ_ｅ及びω_ｅをそれぞれ推定回転子位置及び推定回転速度と呼ぶことができる。γδ座標系は、モータ１の制御のためにモータ制御装置３が自ら定める座標系であるから、γδ座標系を制御座標系と呼ぶこともできる。

モータ制御装置３以外の多くのモータ制御装置ではΔθがゼロになるようにベクトル制御が成されるが、モータ制御装置３では、インバータ２を介して、ｄ軸とは異なる軸にγ軸が一致するようにベクトル制御を成すことができる。この場合、ｄｑ座標系からずれた座標系がγδ座標系として推定されることとなる。

モータ駆動システムの制御に関与する記号を、以下のように定義する。
モータ電圧Ｖ_ａのｄ軸成分、ｑ軸成分、ｄｍ軸成分、ｑｍ軸成分、γ軸成分及びδ軸成分を、夫々、ｄ軸電圧、ｑ軸電圧、ｄｍ軸電圧、ｑｍ軸電圧、γ軸電圧及びδ軸電圧と呼ぶと共に、記号ｖ_ｄ、ｖ_ｑ、ｖ_ｄｍ、ｖ_ｑｍ、ｖ_γ及びｖ_δにて表す。
モータ電流Ｉ_ａのｄ軸成分、ｑ軸成分、ｄｍ軸成分、ｑｍ軸成分、γ軸成分及びδ軸成分を、夫々、ｄ軸電流、ｑ軸電流、ｄｍ軸電流、ｑｍ軸電流、γ軸電流及びδ軸電流と呼ぶと共に、記号ｉ_ｄ、ｉ_ｑ、ｉ_ｄｍ、ｉ_ｑｍ、ｉ_γ及びｉ_δにて表す。
Φ_ａは、永久磁石１ａによる電機子鎖交磁束を表す。
Ｌ_ｄ及びＬ_ｑは、夫々ｄ軸インダクタンス（電機子巻線のインダクタンスのｄ軸成分）及びｑ軸インダクタンス（電機子巻線のインダクタンスのｑ軸成分）を表す。
Ｒ_ａは、電機子巻線の一相当たりの抵抗値を表す。
Φ_ａ、Ｌ_ｄ、Ｌ_ｑ及びＲ_ａは、モータ１の特性に応じて予め定めておくことのできるパラメータである。

γ軸電圧ｖ_γ及びδ軸電圧ｖ_δが追従すべき、γ軸電圧ｖ_γ及びδ軸電圧ｖ_δの目標値を、それぞれγ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊及びδ軸電圧指令値ｖ_δ ^＊により表す。
γ軸電流ｉ_γ及びδ軸電流ｉ_δが追従すべき、γ軸電流ｉ_γ及びδ軸電流ｉ_δの目標値を、それぞれγ軸電流指令値ｉ_γ ^＊及びδ軸電流指令値ｉ_δ ^＊により表す。
Ｕ相電圧ｖ_ｕ、Ｖ相電圧ｖ_ｖ及びＷ相電圧ｖ_ｗが追従すべき、Ｕ相電圧ｖ_ｕ、Ｖ相電圧ｖ_ｖ及びＷ相電圧ｖ_ｗの目標値を、それぞれＵ相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、Ｖ相電圧指令値ｖ_ｖ ^＊及びＷ相電圧指令値ｖ_ｗ ^＊により表す。
モータ１の出力トルクを記号Ｔｒｑによって表す。出力トルクＴｒｑが追従すべき、出力トルクＴｒｑの目標値をトルク指令値Ｔｒｑ^＊により表す。

尚、ｉ_γは、γ軸電流の値を表す記号としても用いられうる。ｉ_γ以外の物理量又は指令値を表す記号についても同様である。また、本明細書では、記述の簡略化上、記号（ｉ_γなど）を表記することによって、該記号に対応する物理量等の名称を省略又は略記することもある。即ち例えば、本明細書において、γ軸電流は、「ｉ_γ」、「電流ｉ_γ」又は「γ軸電流ｉ_γ」と表記され、γ軸電流の値は、「ｉ_γ」、「電流値ｉ_γ」又は「γ軸電流値ｉ_γ」と表記される。

［モータ制御装置の基本構成］
図３を参照して、モータ制御装置３の基本構成を説明する。図３は、モータ制御装置３の内部ブロック図を含む、本実施形態のモータ駆動システムのブロック図である。モータ制御装置３は、符号１２〜１８及び２０によって参照される各部位を備える。電流センサ１１もモータ制御装置３に含まれていると考えても良い。また、直流電源４もモータ駆動システムに含まれていると考えても良い。直流電源４は、インバータ２からモータ１に供給される三相交流電圧の元になる直流電圧をインバータ２に供給する。

モータ制御装置３内の各部位は、モータ制御装置３内で生成された各値を自由に利用可能となっている。モータ駆動システムを形成する各部位は、所定の更新周期にて自身が算出（又は検出）して出力する指令値（ｖ_γ ^＊、ｖ_δ ^＊等）や物理量（ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_γ、ｉ_δ、θ_ｅ、ω_ｅ等）を順次更新し、最新の値を用いて必要な演算を行う。また、モータ駆動システムを形成する各部位は、必要に応じ、モータ１の特性に応じたパラメータ（Φ_ａ、Ｌ_ｄ、Ｌ_ｑ及びＲ_ａを含み、更に後述される任意のパラメータを含む）を用いて指令値又は物理量を算出する。

本実施形態では、弱め磁束制御が成されるときの技術を主として説明する。周知の如く、弱め磁束制御とは、高速回転時などにおいてモータ１の端子電圧を所定値以下に抑える制御である。図３の磁束制御部１７に与えられる制限電圧値Ｖ_ｏｍは、この所定値に対応する、モータ電圧Ｖ_ａの振幅の上限値である。即ち、弱め磁束制御では、モータ電圧Ｖ_ａの振幅が制限電圧値Ｖ_ｏｍ以下に抑えられる。制限電圧値Ｖ_ｏｍは、直流電源４からインバータ２に供給される直流電圧の値に応じて定められる。モータ１に負のｄ軸電流を供給することで弱め磁束制御が成される。負のγ軸電流は、負のｄ軸電流成分を含む、負のｄ軸電流に対応する電流である。故に、負のγ軸電流を、弱め磁束用の電流と呼ぶことができる。弱め磁束制御が成されるとき、電流値ｉ_γは負であり、その目標値である指令値ｉ_γ ^＊も負である。

インバータ２及びモータ１間に設けられたＵ相及びＶ相電流が流れる２つの配線上に、Ｕ相電流値ｉ_ｕ及びＶ相電流値ｉ_ｖを直接検出するための２つの相電流センサ１１が設けられる。２つの相電流センサ１１の検出結果によって示される電流値ｉ_ｕ及びｉ_ｖが座標変換部１２に送られる。尚、直流電源４とインバータ２との間に流れる電流を検出する電流センサ（不図示）の検出結果に基づき、電流値ｉ_ｕ及びｉ_ｖを求めるようにしても良い。

座標変換部１２は、位置・速度推定部２０（以下、推定部２０と略記することがある）からの回転子位置θ_ｅに基づいてＵ相電流値ｉ_ｕ及びＶ相電流値ｉ_ｖをγδ軸上の電流値に座標変換することにより、γ軸電流値ｉ_γ及びδ軸電流値ｉ_δを算出する。

推定部２０は、座標変換部１２からのγ軸電流値ｉ_γ及びδ軸電流値ｉ_δ並びに電流制御部１５からのγ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊及びδ軸電圧指令値ｖ_δ ^＊の内の全部又は一部に基づいて、回転子位置θ_ｅ及び回転速度ω_ｅを導出する。

図示されないトルク指令値生成部はトルク指令値Ｔｒｑ^＊を生成してトルク／電流変換部１６（以下、変換部１６と略記することがある）に与える。変換部１６は、トルク指令値Ｔｒｑ^＊に基づいてδ軸電流指令値ｉ_δ ^＊を算出する。磁束制御部１７は、電圧指令値ｖ_γ ^＊及びｖ_δ ^＊、回転速度ω_ｅ並びに制限電圧値Ｖ_ｏｍに基づいてγ軸電流指令値ｉ_γ ^＊を算出する。弱め磁束制御が不要なとき、ｉ_γ ^＊をゼロにすることができるが、ここでは“ｉ_γ ^＊＜０”であることを想定する。

減算器１３及び１４によって求められた電流誤差（ｉ_γ ^＊−ｉ_γ）及び（ｉ_δ ^＊−ｉ_δ）は電流制御部１５に与えられる。電流制御部１５は、比例積分制御などを用いて電流誤差（ｉ_γ ^＊−ｉ_γ）及び（ｉ_δ ^＊−ｉ_δ）が共にゼロに収束するように電圧指令値ｖ_γ ^＊及びｖ_δ ^＊を算出して出力する。

座標変換部１８は、回転子位置θ_ｅに基づいてγδ軸上の電圧指令値ｖ_γ ^＊及びｖ_δ ^＊を指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊及びｖ_ｗ ^＊から成る三相電圧指令値に変換し、得られた三相電圧指令値をインバータ２に出力する。インバータ２は、与えられた三相電圧指令値に基づき、電圧値ｖ_ｕ、ｖ_ｖ及びｖ_ｗが夫々指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊及びｖ_ｗ ^＊と一致するように、直流電源４からの直流電圧を三相交流電圧に変換し、得られた三相交流電圧をモータ１に供給する。これにより、トルク指令値Ｔｒｑ^＊に応じた出力トルクＴｒｑがモータ１に発生する。

推定部２０は、例えば、γ軸とｄｍ軸との位相差である軸誤差Δθ_ｍを推定し（図２（ａ）参照）、軸誤差Δθ_ｍを用いて回転子位置θ_ｅ及び回転速度ω_ｅを求める。軸誤差Δθ_ｍがゼロにするための比例積分制御の実行を介して回転子位置θ_ｅ及び回転速度ω_ｅを求めることもでき、この場合、推定誤差を無視したならばγδ座標系はｄｍｑｍ座標系と一致する（即ち、ｄｍｑｍ座標系がγδ座標系として推定される）。

但し、ｄｍｑｍ座標系を推定する場合において、弱め磁束制御の実行によりｄｍ軸電流をモータ１に流すと、トルク指令値Ｔｒｑ^＊と出力トルクＴｒｑとの間に誤差が生じることがある。

［ｄｍｑｍ座標系における方程式］
このような誤差の発生要因を、ｄｍｑｍ座標系の方程式の説明を交えながら説明する。モータ制御装置３は、必要に応じ、以下に示される任意の式を用いて任意の物理量又は指令値を導出することが可能であり、この際、以下の式に示されるｉ_ｄｍとしてｉ_γ又はｉ_γ ^＊を用いることができ、以下の式に示されるｉ_ｑｍとしてｉ_δ又はｉ_δ ^＊を用いることができ、以下の式に示されるｖ_ｄｍ、ｖ_ｑｍ、ωとして、夫々、ｖ_γ ^＊、ｖ_δ ^＊、ω_ｅを用いることができる。

式（Ａ１）は、ｄｑ座標系に対してθ_ｍだけ回転した座標系、即ちｄｍｑｍ座標系における電圧方程式である。Ｌ_１の定義式は式（Ａ２）である。また、任意の式において“ｐ”は微分演算子を表している。

今、下記式（Ａ３）及び（Ａ４）に示される仮想インダクタンスＬ_ｄｍ及びＬ_ｑｍを定義し、式（Ａ３）及び（Ａ４）を用いて式（Ａ１）を変形すると、式（Ａ５）が得られる。式（Ａ５）中のΦ_ａｍは、式（Ａ６）によって定義される。また、θ_ｍは、式（Ａ７）のように表される。ｄｍ軸電流ｉ_ｄｍ及びインダクタンスによるｄｍ軸方向の電圧降下は、仮想インダクタンスＬ_ｄｍによって引き起こされていると考えることができる。

一方、ｄｑ座標系におけるトルク式（Ａ８）に、ｉ_ｄ、ｉ_ｑ、ｉ_ｄｍ及びｉ_ｑｍの関係式（Ａ９）及び（Ａ１０）を代入して整理すると、ｄｍｑｍ座標系におけるトルク式として式（Ａ１１）が得られる。Ｐ_ｎは、モータ１の極対数である。

上記式（１１）の右辺第３項に式（Ａ７）を代入すると当該第３項はゼロになり、結果、ｄｍｑｍ座標系におけるトルク式（Ａ１２）が得られる。ｉ_ｄｍ＝０であるとき、最大トルク制御が実現される。式（Ａ１２）を変形することで式（Ａ１３）が得られる。

ｄｍｑｍ座標系を推定している場合において、ｉ_ｄｍ＝０であるならば、トルク指令値Ｔｒｑ^＊に単に比例するｑｍ軸電流指令値（ｉ_ｑｍの目標値）を作成して電流制御を行えばよく、これによって出力トルクＴｒｑを精度良くトルク指令値Ｔｒｑ^＊に一致させることができる。しかしながら、式（Ａ１２）から分かるように、ｄｍ軸電流を流すと出力トルクＴｒｑは変化する。従って、トルク指令値Ｔｒｑ^＊に単純比例したｑｍ軸電流指令値を作成する制御方法では、ｄｍ軸電流を流したときに、出力トルクＴｒｑとトルク指令値Ｔｒｑ^＊との間に誤差（以下、トルク誤差という）が生じる。

［トルク誤差低減方法の原理］
モータ制御装置３は、上述のようなトルク誤差を低減する機能を有する。図４（ａ）及び（ｂ）を参照して、トルク誤差低減方法の原理を説明する。

図４（ａ）において、軸３０１、３０２、３０３及び３０４は、夫々、ｄ軸、ｑ軸、ｑｍ軸及びδ軸であり、それらの軸は原点Ｏで互いに交わる。図４（ａ）の紙面において、原点Ｏから上方へ向かう方向がｑ軸の正方向に対応し、原点Ｏから左側へ向かう方向がｄ軸の負方向に対応する。破線弧３１１は定トルク曲線（等トルク曲線）であり、実線弧３１２は定電流円である。モータ電流Ｉ_ａのベクトル表現である出力電流ベクトルの始点は原点Ｏに配置される。出力電流ベクトルの終点が定トルク曲線３１１上にのるとき、出力電流ベクトルの向きに関係なく、出力トルクＴｒｑは一定である。出力電流ベクトルの終点が定電流円３１２上にのるとき、出力電流ベクトルの向きに関係なく、モータ電流Ｉ_ａの大きさは一定である。定トルク曲線３１１はトルク指令値Ｔｒｑ^＊に対応するものであり、出力電流ベクトルの終点が定トルク曲線３１１上にのるとき、トルク誤差がゼロになると考える。

図４（ａ）において、互いに異なる点（白円）３２１〜３２４が示されている。点３２１は、定トルク曲線３１１及び定電流円３１２上の点である。即ち、点３２１は、定トルク曲線３１１と定電流円３１２との接点である。点３２３は定トルク曲線３１１上の点であり、点３２４は定電流円３１２上の点である。点３２１はｑｍ軸上の点でもあり、点３２２も、ｑｍ軸上の点である。ベクトルＶ_３２１、Ｖ_３２３、Ｖ_３２４は、夫々、原点Ｏから点３２１、３２３、３２４までの電流ベクトルであり、ベクトルＶ_３２２は点３２１から点３２２までの電流ベクトルである。電流ベクトルとは、任意の電流をベクトルにて表現したものを指す。図４（ｂ）に示す如く、原点Ｏ及び点３２１間の距離（即ち、電流ベクトルＶ_３２１の大きさ）は式（Ａ１３）の右辺第１項を表しており、点３２１及び３２２間の距離（即ち、電流ベクトルＶ_３２２の大きさ）は式（Ａ１３）の右辺第２項を表している。

ｄｍｑｍ座標系を推定している場合において、ｉ_ｄｍ＝０であるとき、（Ｔｒｑ／Ｐ_ｎΦ_ａｍ）のｑｍ軸電流を供給すれば（即ち、電流ベクトルＶ_３２１を出力電流ベクトルに設定すれば）出力電流ベクトルの終点は定トルク曲線３１１上にのるため、定トルク曲線３１１に対応する出力トルクＴｒｑが得られる。しかしながら、弱め磁束制御をするべくｉ_ｄｍ＜０にすると、ｉ_ｄｍ＝０であるときと比べて出力電流ベクトルがｉ_ｄｍの分だけ反時計回り方向に回転するため、“ｉ_ｑｍ＝Ｔｒｑ／Ｐ_ｎΦ_ａｍ”のままでは、出力電流ベクトルの終点が定トルク曲線３１１にのらない（即ち、トルク誤差が発生する）。ｉ_ｄｍ＜０のとき、電流ベクトルＶ_３２１及びＶ_３２２の合成ベクトル分のｉ_ｑｍを供給すれば、ｉ_ｄｍ及びｉ_ｄｍの合成に相当する出力電流ベクトルは電流ベクトルＶ_３２３と一致し、トルク誤差の発生が回避される。

ｉ_ｄｍ＜０であるとき、ｉ_ｄｍに応じて（Ｌ_ｄｍ・ｉ_ｄｍ ^２／Φ_ａｍ）分だけｑｍ軸電流を増大補正するという方法も考えられるが、モータ制御装置３では、異なる座標系間の軸誤差を適切に制御することによってトルク誤差を低減する。トルク誤差の低減のために制御される軸誤差とは、ｄｑ座標系と異なり且つ回転子の回転に同期して回転する回転座標系（例えば、ｄｍｑｍ座標系）と、制御座標系であるγδ座標系と、の間の位相差である。

図４（ａ）において、線３１３は電流ベクトルＶ_３２３の終点３２３から定電流円３１２に引いた接線であり、点３２４は接線３１３と定電流円３１２との接点である。例えば、ｉ_ｄｍ＜０であるとき、接点３２４と原点Ｏとを通る軸を、δ軸として直接推定すれば、ｑｍ軸電流を補正することなく（より具体的には、δ軸電流指令値をγ軸電流値に応じて補正することなく）、トルク指令値Ｔｒｑ^＊に一致する出力トルクＴｒｑを得ることができる。図４（ａ）の軸３０４は、接点３２４と原点Ｏとを通る軸が直接推定されたときのδ軸であり、軸３０３としてのｑｍ軸から見て、軸３０３としてのδ軸は角度θ_ｔだけ位相が遅れている。従って例えば、後述の第１実施例の如く（図７参照）、角度（Δθ_ｍ−θ_ｔ）がゼロになるようにＰＬＬ（Phase-locked loop）を構成すれば軸３０４をδ軸として推定することでき、結果、トルク誤差を低減（理想的にはゼロにまで低減）することができる。

［角度θ_ｔについて］
図５を参照して、角度θ_ｔについて考察する。図５は、ｄｍｑｍ座標系上のベクトル図である。図５において、図４（ａ）と同一の部分には同一の符号を付してある。図５において、軸３０５はｄｍ軸であり、ｄｍ軸とｑｍ軸（軸３０３）が原点Ｏにて直交する。原点Ｏと接点３２４を通る軸３０４を、特にＴ軸と呼ぶ。また、Ｔ軸に直交する軸をＦ軸（不図示）と呼んだ場合、Ｆ軸及びＴ軸を座標軸として有する回転座標系をＦＴ座標系と呼ぶことができる。ｄｑ座標系及びｄｍｑｍ座標系と同様、ＦＴ座標系も回転子の回転に同期して回転する回転座標系であるが、ＦＴ座標系はｄｑ座標系及びｄｍｑｍ座標系とは異なる。

電流ベクトルＶ_３２３のｄｍ軸成分及びｑｍ軸成分を夫々Ｉ_ｄｍ及びＩ_ｑｍにて表し、電流ベクトルＶ_３２４のｄｍ軸成分及びｑｍ軸成分を夫々Ｉ_Ｔｄｍ及びＩ_Ｔｑｍにて表す。また、定電流円３１２の半径をＩ_Ｔにて表す。点３２１及び３２４は共に定電流円３１２上の点であるため、下記式（Ｂ１）及び（Ｂ２）が成立する。

また、点３２３は、点３２４を通過する接線３１３上の点であるため、次式（Ｂ３）が得られる。ここで、Ｉ_ｑｍは式（Ｂ４）によって表される。

上記式（Ｂ２）〜（Ｂ４）から、Ｉ_Ｔｄｍ及びＩ_Ｔｑｍの解が下記式（Ｂ５）及び（Ｂ６）のように得られる。但し、式（Ｂ２）〜（Ｂ４）からＩ_Ｔｄｍ及びＩ_Ｔｑｍの解を求める際、図５からも明らかなように、Ｉ_Ｔｄｍ及びＩ_ｄｍ間で符号が反対になるようにしている。式（Ｂ５）及び（Ｂ６）を用いると、角度θ_ｔは次式（Ｂ７）にて表される。尚、ｓｉｇｎ（Ｉ_ｄｍ）は、Ｉ_ｄｍ＞０のとき１であり、Ｉ_ｄｍ＜０のとき（−１）である。

弱め磁束制御の実行時においては、Ｉ_ｄｍ＜０であるため、式（Ｂ５）〜式（Ｂ７）は式（Ｂ８）〜式（Ｂ１０）のように書き改められる。

角度θ_ｔとｄｍ軸電流ｉ_ｄｍとの関係を表す、上記式（Ｂ１０）に基づく数値解析例を図６に示す。図６において、実線３５１及び波線３５２は、当該数値解析例によるθ_ｔ及びｉ_ｄｍ間の関係を示している。但し、実線３５１は、電流Ｉ_Ｔが５Ａ（アンペア）であるときのそれらの関係を示しており、破線３５２は、電流Ｉ_Ｔが１０Ａ（アンペア）であるときのそれらの関係を示している。図６のグラフにおいて、横軸はｄｍ軸電流ｉ_ｄｍを表し（単位はアンペア）、縦軸は角度θ_ｔを表している（単位は電気角における度）。

図６からも分かるように、θ_ｔは概ねｉ_ｄｍに比例している。従って、θ_ｔ及びｉ_ｄｍ間の関係を表す近似式を用いて或いは該近似式に応じたテーブルデータを用いてｉ_ｄｍからθ_ｔを決定することができる。上記近似式には、θ_ｔ＝Ｋ×ｉ_ｄｍが含まれる（Ｋは定数）。但し、図６の実線３５１及び波線３５２から分かるように、θ_ｔ及びｉ_ｄｍ間の比例係数はＩ_Ｔに依存して若干変化するため、Ｉ_Ｔに応じてθ_ｔを補正しても良い。定トルク曲線３１１に沿った出力電流ベクトルＶ_３２３を得る際、δ軸電流は点３２４に対応する電流値を持つため、Ｉ_Ｔ＝ｉ_δである。従って、Ｉ_Ｔに応じてθ_ｔを補正する処理は、ｉ_δに応じてθ_ｔを補正する処理と等価である。

トルク誤差の低減に関する幾つかの具体的構成及び動作を、第１〜第４実施例として説明する。

＜＜第１実施例＞＞
第１実施例を説明する。第１実施例に係る推定部２０を特に推定部２０ａと呼ぶ。図７は、推定部２０ａの内部ブロック図であり、推定部２０ａは、符号５１〜５５によって参照される各部位を備える。

軸誤差推定部５１によって軸誤差Δθ_ｍが推定され、軸誤差補正部５５によって角度θ_ｔが求められる。減算器５２は、軸誤差推定部５１にて推定された軸誤差Δθ_ｍから角度θ_ｔを減算し、ＰＩ制御器（比例積分制御器）５３は、減算器５２の減算結果（Δθ_ｍ−θ_ｔ）に基づき回転速度ω_ｅを算出する。この際、比例積分制御によって減算結果（Δθ_ｍ−θ_ｔ）がゼロに収束するように回転速度ω_ｅを求める。積分器５４は、ＰＩ制御器５３からの回転速度ω_ｅを積分することによって回転子位置θ_ｅを求める。

軸誤差推定部５１は、ｉ_γ、ｉ_δ、ｖ_γ ^＊及びｖ_δ ^＊の全部又は一部を用いて軸誤差Δθ_ｍを推定することができる。下記式（Ｃ１）は、軸誤差Δθ_ｍの推定式の一例である。永久磁石１ａによる電機子鎖交磁束Φ_ａとモータ電流Ｉ_ａによる発生磁束との合成磁束を、ベクトルにて表現したものを鎖交磁束ベクトルΦ_ｅＶ（不図示）と呼ぶ。後述の式（Ｅ２）にて表されるΦ_ｅａｍは、鎖交磁束ベクトルΦ_ｅＶから、電流ｉ_ｄｍ及びｉ_ｑｍと仮想インダクタンスＬ_ｄｍ及びＬ_ｑｍによる発生磁束分を差し引いた鎖交磁束ベクトルであり、鎖交磁束ベクトルΦ_ｅａｍの向きはｄｍ軸の向きと一致する（図８参照）。図８に示す如く、鎖交磁束ベクトルΦ_ｅａｍのγ軸成分及びδ軸成分が夫々Φ_ｅａｍγ及びΦ_ｅａｍδである。

軸誤差推定部５１は、式（Ｃ１）を利用して軸誤差Δθ_ｍを推定することができる。式（Ｃ１）を利用して軸誤差Δθ_ｍを推定する場合、図９に示す如く、軸誤差推定部５１は、式（Ｃ１）におけるｖ_γとしてｖ_γ ^＊を用いることができ、式（Ｃ１）におけるωとしてω_ｅを用いることができる。また、必要な場合は、式（Ｃ１）におけるｖ_δとしてｖ_δ ^＊を用いることができる。更に、軸誤差推定部５１は、式（Ｃ１）におけるＲ_ａ、Ｌ_ｄｍ及びＬ_ｑｍとして、夫々、推定用パラメータＲ_ａ［ＰＲ］、Ｌ_ｄｍ［ＰＲ］及びＬ_ｑｍ［ＰＲ］を用いることができる。推定用パラメータは、モータ１の特性を表す物理量のパラメータである。Ｒ_ａ、Ｌ_ｄｍ及びＬ_ｑｍの真値を、夫々、Ｒ_ａ［ＲＥＡＬ］、Ｌ_ｄｍ［ＲＥＡＬ］及びＬ_ｑｍ［ＲＥＡＬ］と表記する。軸誤差推定部５１で用いられる推定用パラメータＲ_ａ［ＰＲ］、Ｌ_ｄｍ［ＰＲ］及びＬ_ｑｍ［ＰＲ］は、夫々、Ｒ_ａ［ＲＥＡＬ］、Ｌ_ｄｍ［ＲＥＡＬ］及びＬ_ｑｍ［ＲＥＡＬ］と一致する、或いは、Ｒ_ａ［ＲＥＡＬ］、Ｌ_ｄｍ［ＲＥＡＬ］及びＬ_ｑｍ［ＲＥＡＬ］と一致することを目指して設定される。このため、軸誤差推定部５１にて推定される軸誤差Δθ_ｍに、推定誤差はないものとして考える。尚、上述又は後述の各式において、記号［ＰＲ］を伴わないＲ_ａ、Ｌ_ｄｍ及びＬ_ｑｍは、特に記述なき限り、Ｒ_ａ、Ｌ_ｄｍ及びＬ_ｑｍの真値を表している。

軸誤差補正部５５は、図６に示すような数値解析例に基づき、δ軸をＴ軸と一致させるための角度θ_ｔを求めることができる。この際、ｉ_γ又はｉ_γ ^＊をｉ_ｄｍとして取り扱って、図１０（ａ）に示す如く、ｉ_γ又はｉ_γ ^＊に応じて角度θ_ｔを求めることができる。例えば、軸誤差補正部５５は、近似式「θ_ｔ＝Ｋ_Ａ×ｉ_γ」若しくは「θ_ｔ＝Ｋ_Ａ×ｉ_γ ^＊」に従って、又は、当該近似式をテーブル化して得たルックアップテーブルを用いて、角度θ_ｔを求めることができる。上記近似式の比例係数であるＫ_Ａは定数であっても良い。

但し、δ軸をＴ軸と一致させるための角度θ_ｔとｉ_γ（ｉ_ｄｍ）との比例関係がＩ_Ｔに依存して若干変化することを考慮し（図６参照）、Ｋ_Ａの値をｉ_δ又はｉ_δ ^＊に応じて変化させても良い。この場合、軸誤差補正部５５は、図１０（ｂ）に示す如く、ｉ_γ及びｉ_δに応じて又はｉ_γ ^＊及びｉ_δ ^＊に応じて、角度θ_ｔを求めることとなる。

上記の近似式による角度θ_ｔの算出方法は例に過ぎない。軸誤差補正部５５は、上述のθ_ｔの算出式（Ｂ１０）そのもの若しくは算出式（Ｂ１０）を簡素化した近似式に基づき、又は、該算出式（Ｂ１０）をテーブル化して得たルックアップテーブル若しくは算出式（Ｂ１０）を簡素化した近似式をテーブル化して得たルックアップテーブルに基づき、角度θ_ｔを求めることができる。この際、式（Ｂ１０）におけるＩ_ｄｍとしてｉ_γ又はｉ_γ ^＊を用いることができ、式（Ｂ１０）におけるＩ_ｑｍとしてｉ_δ又はｉ_δ ^＊を用いることができる。

図７の構成によれば、角度（Δθ_ｍ−θ_ｔ）をゼロにするためのＰＬＬ（Phase-locked loop）が形成されるので、δ軸はｑｍ軸から角度θ_ｔだけ位相が遅れた軸になり（図４（ａ）参照）、結果、負のγ軸電流（弱め磁束用の電流）をモータ１に流したことによって発生しうるトルク誤差を低減（理想的にはゼロにまで低減）することができる。この際、特許文献２の方法のようなｆｔ座標系への変換が不要であるため演算量が少なくて済み、特許文献２と比べて少ないメモリ領域で定トルク曲線に沿った弱め磁束制御が可能となる。

また、第１実施例の構成に関し、以下のようなことが言える。図７の推定器２０ａを採用したモータ制御装置３では、ｄｍｑｍ座標系とγδ座標系との位相差である軸誤差Δθ_ｍが角度θ_ｔと一致するように制御される。θ_ｔは、δ軸がＴ軸と一致するように弱め磁束用の電流（負のｉ_γ又はｉ_γ ^＊）に応じて求められる。従って、モータ制御装置３では、ｄｍｑｍ座標系及びγδ座標系間の軸誤差Δθ_ｍが弱め磁束用の電流に応じて制御されているといえ、この制御は、δ軸をＴ軸と一致させるように作用する。即ち、モータ制御装置３では、ｄｍｑｍ座標系及びγδ座標系間の軸誤差Δθ_ｍが、トルク誤差が低減するように弱め磁束用の電流に応じて制御されている。尚、弱め磁束用の電流に応じた任意の動作（制御、演算、補正、推定など）は、弱め磁束用の電流の情報に応じた動作（制御、演算、補正、推定など）であるとも言える。本実施形態において、弱め磁束用の電流の情報は、電流値ｉ_γ又は指令値ｉ_γ ^＊である。

上述の説明から理解されるように、θ_ｔは、軸誤差Δθ_ｍの目標値として機能する。図７の軸誤差推定部５１は、電流ｉ_γ及びｉ_δを含むモータ１への供給電流に基づいて軸誤差Δθ_ｍを推定し、軸誤差目標値設定部とも言うべき軸誤差補正部５５は、軸誤差Δθ_ｍの目標値θ_ｔを設定する。ＰＩ制御器５３の機能により、軸誤差推定部５１によって推定された軸誤差Δθ_ｍ（以下、軸誤差Δθ_ｍの推定値とも言う）が軸誤差Δθ_ｍの目標値θ_ｔと一致するようにモータ１の制御が成される。軸誤差補正部５５は、δ軸がＴ軸に一致するように、軸誤差Δθ_ｍの目標値θ_ｔを弱め磁束用の電流に応じて変化させる。これにより、弱め磁束用の電流をモータ１に流したことによって発生しうるトルク誤差を低減（理想的にはゼロにまで低減）させている。

＜＜第２実施例＞＞
第２実施例を説明する。第１実施例では、推定用パラメータＲ_ａ［ＰＲ］、Ｌ_ｄｍ［ＰＲ］及びＬ_ｑｍ［ＰＲ］と真値Ｒ_ａ［ＲＥＡＬ］、Ｌ_ｄｍ［ＲＥＡＬ］及びＬ_ｑｍ［ＲＥＡＬ］との間のパラメータ誤差を無視し、軸誤差推定部５１にて推定される軸誤差Δθ_ｍに推定誤差はないと考えた。第２実施例では、意図的にパラメータ誤差を与えることでδ軸をＴ軸に一致させる。この方法を具体的に説明するに先立ち、まずパラメータ誤差の影響について考察する。

図１１のように、推定誤差（推定位相誤差）Δθ_ｄｍを定義する。モータ制御装置３において、δ軸及びｑｍ軸間の軸誤差を表すはずのΔθ_ｍを推定して推定値Δθ_ｍがゼロとなるようにγδ座標系を推定する際、Δθ_ｍの推定式にパラメータ誤差が含まれていると推定誤差Δθ_ｄｍが発生する。Ｅ_ｅは、図８の磁束Φ_ｅａｍが回転速度ωにて回転することで発生する誘起電圧を推定したものである。図１１では、Ｅ_ｅの向きをも考慮し、Ｅ_ｅを誘起電圧ベクトルとして表現している。誘起電圧ベクトルＥ_ｅを基準として位相の遅れ方向にｑ軸を見たときのｑ軸の位相をθ_ｍｅにて表す。θ_ｍｅはθ_ｍの推定値に相当する。

このように定義すると、推定誤差Δθ_ｄｍは下記式（Ｄ１）のように表される。式（Ｄ１）の推定誤差Δθ_ｄｍは、下記式（Ｄ３）を用いて軸誤差Δθ_ｍを推定したときに発生する推定誤差である。式（Ｄ３）は、上記式（Ｃ１）におけるＲ_ａ、Ｌ_ｄｍ及びＬ_ｑｍを、夫々、Ｒ_ａ［ＰＲ］、Ｌ_ｄｍ［ＰＲ］及びＬ_ｑｍ［ＰＲ］に置き換えたものである。式（Ｄ１）の右辺の分母においては第１項（ωΦ_ｅａｍ）が支配的であるため、式（Ｄ１）を式（Ｄ２）へと近似することができる（後述の式（Ｅ２）も参照）。

ΔＲ_ａ、ΔＬ_ｄｍ及びΔＬ_ｑｍは、各推定用パラメータにおけるパラメータ誤差であり、式（Ｄ４）〜（Ｄ６）によって与えられる。Ｅ_ｄｍ及びＥ_ｑｍは、夫々、誘起電圧ベクトルＥ_ｅのｄｍ軸成分及びｑｍ軸成分である。図１１に示す状態では、位相においてδ軸がｑｍ軸よりも進んでおり且つｑｍ軸がｑ軸よりも進んでいる。この場合、θ_ｍｅ及びθ_ｍは共に負であって且つ｜θ_ｍｅ｜＞｜θ_ｍ｜であるため、Δθ_ｄｍは負である。

推定誤差Δθ_ｄｍの算出式（Ｄ１）の導出方法について説明を補足する。定常状態を考えると（即ち微分演算子ｐが掛け合わされている項を無視すると）、上記式（Ａ５）から下記式（Ｅ１）が得られる。Φ_ｅａｍは、式（Ｅ２）のように表される。式（Ｅ１）におけるＲ_ａ、Ｌ_ｄｍ及びＬ_ｑｍは、それぞれＲ_ａ、Ｌ_ｄｍ及びＬ_ｑｍの真値である。

式（Ｅ１）に対する推定モデルは、下記式（Ｅ３）のように表される。Ｒ_ａｅ、Ｌ_ｄｍｅ及びＬ_ｑｍｅは、夫々、推定モデルにおけるＲ_ａ、Ｌ_ｄｍ及びＬ_ｑｍの推定値である。推定値Ｒ_ａｅからＲ_ａの真値（即ち、式（Ｅ１）におけるＲ_ａ）を引いたものがΔＲ_ａであり、推定値Ｌ_ｄｍｅからＬ_ｄｍの真値（即ち、式（Ｅ１）におけるＬ_ｄｍ）を引いたものがΔＬ_ｄｍであり、推定値Ｌ_ｑｍｅからＬ_ｑｍの真値（即ち、式（Ｅ１）におけるＬ_ｑｍ）を引いたものがΔＬ_ｑｍである。

軸誤差Δθ_ｍがゼロになるように位置センサレス制御を行った場合、位置センサレス制御下での定常的な推定誤差（推定位相誤差）は、図１１に示すように、推定モデルにおける誘起電圧Ｅ_ｅの位相とｑｍ軸の位相との位相差Δθ_ｄｍとなる。推定モデルにおける定常的な誘起電圧Ｅ_ｅは、パラメータ誤差ΔＲ_ａ、ΔＬ_ｄｍ及びΔＬ_ｑｍを用いると、下記式（Ｅ４）のように表される。

そうすると、定常状態における推定誤差Δθ_ｄｍは、下記式（Ｅ５）のようになる。式（Ｅ５）は、上記式（Ｄ１）と符合する。

第２実施例に係る推定部２０を特に推定部２０ｂと呼ぶ。図１２は、推定部２０ｂの内部ブロック図であり、推定部２０ｂは、符号６１〜６４によって参照される各部位を備える。推定部２０ｂでは、推定用パラメータＬ_ｄｍ［ＰＲ］に対して意図的にパラメータ誤差ΔＬ_ｄｍを与えることで、軸誤差推定部６１による軸誤差Δθ_ｍの推定値に角度θ_ｔに相当する推定誤差Δθ_ｄｍを発生させ、その推定誤差Δθ_ｄｍを含む推定値をゼロに向かわせる比例積分制御を行うことでＴ軸を推定する（即ち、δ軸をＴ軸に一致させる）。

δ軸をＴ軸に一致させるためのパラメータＬ_ｄｍ［ＰＲ］及びパラメータ誤差ΔＬ_ｄｍについて説明する。ここでは、ΔＲ_ａ＝ΔＬ_ｑｍ＝０、であるとする。そうすると、下記式（Ｆ１）を成立させるパラメータ誤差ΔＬ_ｄｍを与えたならば、δ軸がＴ軸と一致することになる。上記式（Ｄ２）に“ΔＲ_ａ＝ΔＬ_ｑｍ＝０”を代入した後、Δθ_ｄｍが小さいと仮定して式（Ｄ２）の右辺を近似し、その近似の結果に（−１）を乗じることで式（Ｆ１）の右辺が得られる。即ち、式（Ｆ１）におけるθ_ｔは、略（−Δθ_ｄｍ）である。式（Ｆ１）を変形することで式（Ｆ２）が得られる。ここで、式（Ｆ３）が成立する。δ軸をＴ軸に一致させるためのパラメータＬ_ｄｍ［ＰＲ］をＬ_ｔと表記する。式（Ｆ２）から、δ軸をＴ軸に一致させるためのパラメータＬ_ｄｍ［ＰＲ］は式（Ｆ４）を満たす。

図１２のパラメータ補正部６２は、式（Ｆ４）に従ってパラメータＬ_ｄｍ［ＰＲ］を決定し、決定したパラメータＬ_ｄｍ［ＰＲ］を軸誤差推定部６１に与えることができる。実験等を介してＫ_ｔｄｍの値を予め設定しておくことが可能であり、式（Ｆ４）におけるｉ_ｑｍとしてｉ_δ又はｉ_δ ^＊を用いることが可能である。

また、図６を参照して示したように角度θ_ｔはｉ_ｄｍに略比例しており、その比例係数を（−Ｋ_ｔｄｍ）にて表すことができる（式（Ｆ３）参照）。加えて、電流値Ｉ_Ｔ（ｉ_δ）に関わらずθ_ｔ及びｉ_ｄｍ間の関係は概ね不変である（図６参照）。即ち、電流値Ｉ_Ｔ（ｉ_δ）に関わらず（−Ｋ_ｔｄｍ）を一定にしておいても、式（Ｆ３）の右辺は、δ軸をＴ軸に一致させるための角度θ_ｔを比較的精度良く表している。これらを考慮すれば、Ｋ_ｔｄｍに比例するパラメータ誤差ΔＬ_ｄｍ（式（Ｆ２）参照）が一定であっても、δ軸をＴ軸に概ね一致させることが可能である。即ち、図１３（ａ）に示す如く、パラメータ補正部６２が軸誤差推定部６１に与えるパラメータＬ_ｄｍ［ＰＲ］は一定値であっても良い。この場合、出力トルクＴｒｑが弱め磁束用の電流ｉ_γに依存しないような、パラメータＬ_ｄｍ［ＰＲ］の一定値Ｌ_ｔを予め実験等を介して決定し、決定した一定値Ｌ_ｔをパラメータＬ_ｄｍ［ＰＲ］として軸誤差推定部６１に与えるようにすればよい。

但し、δ軸をＴ軸と一致させるための角度θ_ｔとｉ_γ（ｉ_ｄｍ）との比例関係がＩ_Ｔに依存して若干変化することを考慮し（図６参照）、軸誤差推定部６１に与えるパラメータＬ_ｄｍ［ＰＲ］をｉ_δ又はｉ_δ ^＊に応じて変化させても良い（換言すれば補正してもよい）。この場合、パラメータ補正部６２は、図１３（ｂ）に示す如く、ｉ_δ又はｉ_δ ^＊に応じてパラメータＬ_ｄｍ［ＰＲ］を設定することになる。この際、ｉ_δ又はｉ_δ ^＊に応じた可変値Ｌ_ｔを出力するルックアップテーブルをパラメータ補正部６２に設けておき、そのルックアップテーブルの出力値をパラメータＬ_ｄｍ［ＰＲ］として軸誤差推定部６１に出力すればよい。図１４に、可変値としてのＬ_ｔのｉ_δ依存性の一例を波線３７１にて示し、Ｌ_ｄｍの真値のｉ_δ依存性の一例を実線３７２にて示す。図１４は、ｉ_γが一定であるという条件下でのシミュレーション結果を表しており、波線３７１に符合するように、ｉ_δ（又はｉ_δ ^＊）に応じて、パラメータＬ_ｄｍ［ＰＲ］としてのＬ_ｔを可変させても良い。

軸誤差推定部６１は、式（Ｄ３）を利用して軸誤差Δθ_ｍを推定することができる。式（Ｄ３）を利用して軸誤差Δθ_ｍを推定する場合、軸誤差推定部６１は、式（Ｄ３）におけるＬ_ｄｍ［ＰＲ］として、パラメータ補正部６２から与えられた推定用パラメータＬ_ｄｍ［ＰＲ］を用いる。軸誤差推定部６１で用いられる推定用パラメータＲ_ａ［ＰＲ］及びＬ_ｑｍ［ＰＲ］は、夫々、Ｒ_ａ［ＲＥＡＬ］及びＬ_ｑｍ［ＲＥＡＬ］と一致する、或いは、Ｒ_ａ［ＲＥＡＬ］及びＬ_ｑｍ［ＲＥＡＬ］と一致することを目指して設定される。また、軸誤差推定部６１は、式（Ｄ３）におけるｖ_γとしてｖ_γ ^＊を用いることができ、式（Ｄ３）におけるωとしてω_ｅを用いることができる。また、必要ならば、式（Ｄ３）におけるｖ_δとしてｖ_δ ^＊を用いることができる。

推定された軸誤差Δθ_ｍではなく、真の軸誤差Δθ_ｍを、特にΔθ_ｍ［ＲＥＡＬ］と表記する。式（Ｆ２）に応じたパラメータ誤差ΔＬ_ｄｍを含んだ状態で軸誤差Δθ_ｍが推定されるため、軸誤差推定部６１から出力される軸誤差Δθ_ｍの推定値は、δ軸とＴ軸との軸誤差になる。即ち、軸誤差推定部６１から出力される軸誤差Δθ_ｍの推定値は、（Δθ_ｍ［ＲＥＡＬ］−θ_ｔ）である。ＰＩ制御器（比例積分制御器）６３は、軸誤差推定部６１から出力される推定値（Δθ_ｍ［ＲＥＡＬ］−θ_ｔ）がゼロに収束するように、比例積分制御を用いて回転速度ω_ｅを求める。積分器６４は、ＰＩ制御器６３からの回転速度ω_ｅを積分することによって回転子位置θ_ｅを求める。

図１５に、出力トルクＴｒｑのシミュレーション結果を示す。図１５のシミュレーションでは、強制的にδ軸電流ｉ_δを一定（１０アンペア）に維持した状態でγ軸電流ｉ_γを変化させることで、出力トルクＴｒｑのｉ_γ依存性を求めた。図１５のグラフにおいて、横軸はｉ_γに対応し（単位はアンペア）、縦軸はＴｒｑに対応する（単位はＮ・ｍ）。線３８１〜３８３の夫々は、当該シミュレーションによって得られた出力トルクＴｒｑのｉ_γ依存性を表している。但し、実線３８１は、軸誤差Δθ_ｍの推定にＬ_ｄｍ［ＰＲ］＝Ｌ_ｔを用いたときのそれを表しており、波線３８２は、軸誤差Δθ_ｍの推定にＬ_ｄｍ［ＰＲ］＝０を用いたときのそれを表しており、波線３８３は、軸誤差Δθ_ｍの推定にＬ_ｄｍ［ＰＲ］＝Ｌ_ｄｍ［ＲＥＡＬ］を用いたときのそれを表している。推定用パラメータＬ_ｄｍ［ＰＲ］としてＬ_ｔ（＝Ｌ_ｄｍ＋ΔＬ_ｄｍ）を用いてＴ軸を推定することにより、出力トルクＴｒｑがγ軸電流に殆ど依存しなくなっていることが分かる。

第２実施例によっても、第１実施例と同様、Ｔ軸がδ軸として推定されるようになる。このため、負のγ軸電流（弱め磁束用の電流）をモータ１に流したことによって発生しうるトルク誤差を低減（理想的にはゼロにまで低減）することができる。この際、特許文献２の方法のようなｆｔ座標系への変換が不要であるため演算量が少なくて済み、特許文献２と比べて少ないメモリ領域で定トルク曲線に沿った弱め磁束制御が可能となる。

また、第２実施例の構成に関し、以下のようなことが言える。図１２の軸誤差推定部６１において、軸誤差Δθ_ｍの推定値は、電流値ｉ_γ及びｉ_δと推定用パラメータ（Ｌ_ｄｍ［ＰＲ］、Ｌ_ｑｍ［ＰＲ］及びＲ_ａ［ＰＲ］）とを用いて算出される。即ち、弱め磁束用の電流ｉ_γを含むモータ１への供給電流（モータ電流Ｉ_ａ）と推定用パラメータとに基づいて軸誤差Δθ_ｍの推定が成される。そして、ＰＩ制御器６３等の機能により、軸誤差Δθ_ｍの推定値がゼロに収束するように、出力トルクＴｒｑの制御を含む、モータ１の制御が成される。

軸誤差Δθ_ｍの推定の際、推定用パラメータＬ_ｄｍ［ＰＲ］の値としてＬ_ｄｍの真値と異なる値が用いられ、これによって軸誤差Δθ_ｍの推定値を角度（Δθ_ｍ［ＲＥＡＬ］−θ_ｔ）と一致又は略一致させている。軸誤差Δθ_ｍの推定値と角度（Δθ_ｍ［ＲＥＡＬ］−θ_ｔ）との一致は、δ軸とＴ軸との一致に相当する。従って、第２実施例に係るモータ制御装置３では、δ軸がＴ軸に一致するように（即ち、トルク誤差が低減するように）、軸誤差Δθ_ｍの推定値が弱め磁束用の電流（負のｉ_γ）を用いて算出されている。換言すれば、ｄｍｑｍ座標系及びγδ座標系間の軸誤差Δθ_ｍが、トルク誤差が低減するように（理想的にはゼロにまで低減するように）、弱め磁束用の電流（負のｉ_γ）に応じて制御されている。

上述の方法では、軸誤差Δθ_ｍの推定用パラメータの１つであるＬ_ｄｍ［ＰＲ］の値が真値Ｌ_ｄｍ［ＲＥＡＬ］から意図的にずらされ、これによって、軸誤差Δθ_ｍの推定値が弱め磁束用の電流（負のｉ_γ）に応じてトルク誤差が低減するように導出されている。

しかしながら、Ｌ_ｄｍ［ＰＲ］の代わりにＬ_ｑｍ［ＰＲ］又はＲ_ａ［ＰＲ］をそれらの真値からずらすことで、軸誤差Δθ_ｍの推定値を角度（Δθ_ｍ［ＲＥＡＬ］−θ_ｔ）と一致又は略一致させてもよい。
即ち例えば、軸誤差推定部６１において、式（Ｄ３）を利用して軸誤差Δθ_ｍを推定する際、式（Ｄ３）におけるＬ_ｑｍ［ＰＲ］としてＬ_ｑｍ［ＲＥＡＬ］と異なるＬ_ｑｍ’を用い、式（Ｄ３）におけるＬ_ｄｍ［ＰＲ］及びＲ_ａ［ＰＲ］として夫々Ｌ_ｄｍ［ＲＥＡＬ］及びＲ_ａ［ＲＥＡＬ］を用いるようにしても良い。Ｌ_ｑｍ’を用いて算出された軸誤差Δθ_ｍの推定値が角度（Δθ_ｍ［ＲＥＡＬ］−θ_ｔ）と一致するように、Ｌ_ｑｍ’の値を、実験等を介して予め設定しておくことができる。
或いは例えば、軸誤差推定部６１において、式（Ｄ３）を利用して軸誤差Δθ_ｍを推定する際、式（Ｄ３）におけるＲ_ａ［ＰＲ］としてＲ_ａ［ＲＥＡＬ］と異なるＲ_ａ’を用い、式（Ｄ３）におけるＬ_ｄｍ［ＰＲ］及びＬ_ｑｍ［ＰＲ］として夫々Ｌ_ｄｍ［ＲＥＡＬ］及びＬ_ｑｍ［ＲＥＡＬ］を用いるようにしても良い。Ｒ_ａ’を用いて算出された軸誤差Δθ_ｍの推定値が角度（Δθ_ｍ［ＲＥＡＬ］−θ_ｔ）と一致するように、Ｒ_ａ’の値を、実験等を介して予め設定しておくことができる。

ここで、Ｌ_ｄｍの物理的な意義について説明を加える。ｄｑ座標系を推定するシステムにおいては（即ち、γ軸をｄ軸に一致させるようにベクトル制御を行うシステムにおいては）、γ軸電流及びインダクタンスによって発生する磁束の方向はγ軸方向である（即ち、該磁束にはγ軸成分のみが含まれる）。しかしながら、ｄｑ座標系と異なる回転座標系を推定するシステムにおいてはγ軸電流及びインダクタンスによって発生する磁束にδ軸成分が含まれるようになる。これは、図２（ａ）のθ_ｍがゼロでないとき（但し、ｃｏｓθ_ｍｓｉｎθ_ｍ≠０）、上記式（Ａ３）におけるＬ_ｄｍがゼロではなくなることからも理解される。

Ｌ_ｄｍ・ｉ_γは、γ軸電流によって発生する磁束のδ軸成分Φ_δＡを表している。従って、Ｌ_ｄｍはγ軸電流に作用してδ軸成分Φ_δＡを発生させるインダクタンス成分であり、Ｌ_ｄｍ［ＰＲ］はδ軸成分Φ_δＡについてのインダクタンスパラメータであると言える。一方、Ｌ_ｑｍ・ｉ_δは、δ軸電流によって発生する磁束のδ軸成分Φ_δＢを表している。従って、Ｌ_ｑｍはδ軸電流に作用してδ軸成分Φ_δＢを発生させるインダクタンス成分であり、Ｌ_ｑｍ［ＰＲ］はδ軸成分Φ_δＢについてのインダクタンスパラメータであると言える。

＜＜第３実施例＞＞
第３実施例を説明する。図１５に見られるように、第２実施例に係る推定部２０ｂの採用時において（図１２参照）仮にＬ_ｄｍ［ＰＲ］をゼロに設定した場合、γ軸電流を流すと出力トルクＴｒｑが増大する。これは、図１６に示すように、γ軸電流を流すと推定誤差（推定位相誤差）Δθ_ｄｍが発生し、出力トルクＴｒｑがトルク指令値Ｔｒｑ^＊よりも大きくなるためである。図１６において、軸３０７は、Ｌ_ｄｍ［ＰＲ］をゼロに設定した場合に推定部２０ｂを用いて推定されるδ軸であり、点３２７は定電流円３１２と軸３０７との交点であり、点３２８は軸３０７がδ軸である場合における出力電流ベクトルＶ_３２８の終点である。出力電流ベクトルＶ_３２８に対応する出力トルクは、定トルク曲線３１１に沿ったトルクよりも大きい。軸３０７をＸ軸と呼び、Ｘ軸から電気角で９０度だけ位相が進んだ軸をＹ軸と呼ぶ。更に、Ｘ軸及びＹ軸を座標軸として有する座標系をＸＹ座標系と呼ぶ。ｄｑ座標系、ｄｍｑｍ座標系及びＦＴ座標系と同様、ＸＹ座標系も回転子の回転に同期して回転する回転座標系であるが、ＸＹ座標系は、ｄｑ座標系、ｄｍｑｍ座標系及びＦＴ座標系とは異なる。

Ｘ軸である軸３０７から見て、Ｔ軸は角度θ_ｔ’だけ位相が進んでいる。従って、Ｌ_ｄｍ［ＰＲ］をゼロに設定する場合には、図７の構成において角度θ_ｔを角度θ_ｔ’に置き換えればよい。即ち、図１７に示すような推定部２０ｃを形成しても良い。推定部２０ｃを用いても図７の推定部２０ａを用いた場合と同様の効果が得られる。推定部２０ｃは、第３実施例に係る推定部２０であり、図１７は推定部２０ｃの内部ブロック図である。推定部２０ｃは、符号７１〜７５によって参照される各部位を備える。

軸誤差推定部７１は、Ｌ_ｄｍ［ＰＲ］としてゼロを用いて軸誤差Δθ_ｍを推定する。軸誤差Δθ_ｍに推定に用いるＬ_ｄｍ［ＰＲ］の値が軸誤差推定部５１のそれと異なる点を除き、軸誤差推定部７１は、図７の軸誤差推定部５１と同様のものである。推定誤差（推定位相誤差）Δθ_ｄｍを含んだ軸誤差Δθ_ｍが推定されるため、軸誤差推定部７１から出力される軸誤差Δθ_ｍの推定値は、δ軸とＸ軸との軸誤差になる。即ち、軸誤差推定部７１から出力される軸誤差Δθ_ｍの推定値は、Δθ_ｍ［ＲＥＡＬ］−Δθ_ｄｍ＝Δθ_ｍ［ＲＥＡＬ］−θ_ｔ＋θ_ｔ’である。軸誤差補正部７５は、角度θ_ｔ’を求めて出力する。減算器７２は、軸誤差推定部７１から出力される推定値（Δθ_ｍ［ＲＥＡＬ］−θ_ｔ＋θ_ｔ’）より、軸誤差補正部７５から出力される角度θ_ｔ’を減算する。ＰＩ制御器（比例積分制御器）７３は、減算器７２の減算結果（Δθ_ｍ［ＲＥＡＬ］−θ_ｔ）に基づき回転速度ω_ｅを算出する。この際、比例積分制御によって減算結果（Δθ_ｍ［ＲＥＡＬ］−θ_ｔ）がゼロに収束するように回転速度ω_ｅを求める。積分器７４は、ＰＩ制御器７３からの回転速度ω_ｅを積分することによって回転子位置θ_ｅを求める。

図７の軸誤差補正部５５が角度θ_ｔを決定する場合と同様の方法によって、軸誤差補正部７５は角度θ_ｔ’を決定することができる。即ち例えば、図６の関係に相当するような、角度θ_ｔ’と電流値ｉ_γ（又はｉ_ｄｍ）との関係を数値解析又は実験を利用して予め求めておき、求めた関係を表す関数から、軸誤差補正部７５は角度θ_ｔ’を決定することができる。当該関数そのもの若しくは当該関数の近似式を用いて、又は、当該関数若しくは近似式をテーブル化することで得たルックアップテーブルを用いて、軸誤差補正部７５は角度θ_ｔ’を決定することができる。軸誤差補正部７５において、角度θ_ｔ’を決定するために用いられる変数は、ｉ_γ又はｉ_γ ^＊を含み、更にｉ_δ又はｉ_δ ^＊をも含みうる。即ち、軸誤差補正部５５と同様（図１０（ａ）及び（ｂ）参照）、軸誤差補正部７５は、図１８（ａ）に示す如くｉ_γ又はｉ_γ ^＊に基づいて角度θ_ｔ’を決定することができ、或いは、図１８（ｂ）に示す如くｉ_γ及びｉ_δに基づいて又はｉ_γ ^＊及びｉ_δ ^＊に基づいて角度θ_ｔ’を決定することができる。

また、第３実施例の構成に関し、以下のようなことが言える。図１７の推定器２０ｃを採用したモータ制御装置３では、ＸＹ座標系とγδ座標系との位相差である軸誤差（以下、軸誤差Δθ_Ｘγという）が、角度θ_ｔ’と一致せしめられる。θ_ｔ’は、δ軸がＴ軸と一致するように弱め磁束用の電流（負のｉ_γ又はｉ_γ ^＊）に応じて求められる。従って、モータ制御装置３では、ＸＹ座標系及びγδ座標系間の軸誤差Δθ_Ｘγが弱め磁束用の電流に応じて制御されているといえ、この制御は、δ軸をＴ軸と一致させるように作用する。即ち、モータ制御装置３では、ＸＹ座標系及びγδ座標系間の軸誤差Δθ_Ｘγが、トルク誤差が低減するように弱め磁束用の電流に応じて制御されている。

上述の説明から理解されるように、θ_ｔ’は、軸誤差Δθ_Ｘγの目標値として機能する。図１７の軸誤差推定部７１は、電流ｉ_γ及びｉ_δを含むモータ１への供給電流に基づき、推定誤差Δθ_ｄｍを含んだ状態で軸誤差Δθ_ｍを推定する。この推定は、軸誤差Δθ_Ｘγの推定に相当する。軸誤差目標値設定部とも言うべき軸誤差補正部７５は、軸誤差推定部７１の推定値に対する目標値θ_ｔ’を設定する。ＰＩ制御器７３の機能により、軸誤差推定部７１の推定値が目標値θ_ｔ’と一致するようにモータ１の制御が成される。軸誤差補正部７５は、δ軸がＴ軸に一致するように、軸誤差の目標値θ_ｔ’を弱め磁束用の電流に応じて変化させる。これにより、弱め磁束用の電流をモータ１に流したことによって発生しうるトルク誤差を低減（理想的にはゼロにまで低減）させている。

＜＜第４実施例＞＞
第４実施例を説明する。上述のモータ制御装置３及びモータ駆動システムを、モータ１を用いるあらゆる電気機器に搭載することができる。該電気機器には、例えば、乗り物、空気調和機（屋内用又は車載用の空気調和機など）、洗濯機、及び、圧縮機（冷蔵庫用圧縮機など）が含まれ、それらはモータ１の回転によって駆動する。

モータ駆動システムを搭載した乗り物は、モータ１の出力トルクを利用して移動する移動体であり、例えば、モータ１の出力トルクを利用して走行する電動車両（電動自動車、電動バイク、電動自転車など）、モータ１の出力トルクを利用して航行する電動ボートである。特に電動車両などにおいては、広い速度範囲で弱め磁束制御が行われる。従って、弱め磁束制御の実行時においてもトルク指令値どおりに出力トルクを発生可能な、本実施形態に係るモータ駆動システムは有益である。

例として、上述のモータ駆動システムであるモータ駆動システム１００を搭載した電動自動車１０１の概略構成図を、図１９に示す。モータ駆動システム１００内の直流電源４を、例えば、ニッケル水素電池やリチウムイオン電池などの二次電池（不図示）にて形成しておくことができる。モータ駆動システム１００において直流電源４からの電力にてモータ１が駆動される（モータ１から出力トルクが得られる）。モータ駆動システム１００におけるモータ１の出力トルクにより電動自動車１０１の車輪が回転せしめられ、これによって電動自動車１０１は走行する。また、回生時には、電動自動車１０１の車輪及びモータ１を通じて得られた回生エネルギーにて、直流電源４（図３参照）内の二次電池が充電されてもよい。また、電動自動車１０１は、モータ１の出力トルクとモータ１の出力トルク以外の動力源（化石燃料を用いた動力源）とを併用して走行するものであっても良い。

＜＜変形等＞＞
本発明の実施形態は、特許請求の範囲に示された技術的思想の範囲内において、適宜、種々の変更が可能である。以上の実施形態は、あくまでも、本発明の実施形態の例であって、本発明ないし各構成要件の用語の意義は、以上の実施形態に記載されたものに制限されるものではない。上述の説明文中に示した具体的な数値は、単なる例示であって、当然の如く、それらを様々な数値に変更することができる。上述の実施形態に適用可能な注釈事項として、以下に、注釈１〜注釈３を記す。各注釈に記載した内容は、矛盾なき限り、任意に組み合わせることが可能である。

［注釈１］
各実施形態において、算出、推定、検出等によって導出されるべき全ての値（ｉ_γ、ｉ_γ ^＊、Δθ_ｍ等）の導出方法は任意である。即ち例えば、それらを、モータ制御装置３内での演算によって導出するようにしてもよいし、予め設定しておいたテーブルデータから導出するようにしてもよい。

［注釈２］
モータ制御装置３の機能の一部または全部は、例えば汎用マイクロコンピュータ等に組み込まれたソフトウェア（プログラム）を用いて実現される。ソフトウェアを用いてモータ制御装置３を実現する場合、モータ制御装置３の各部の構成を示すブロック図は機能ブロック図を表すこととなる。勿論、ソフトウェア（プログラム）ではなく、ハードウェアのみによって、或いは、ソフトウェアとハードウェアの組み合わせによって、モータ制御装置３を形成することも可能である。

［注釈３］
本明細書及び図面において下記の点に留意すべきである。上記の数と表記した墨付きかっこ内の式（式（Ｃ１）等）の記述又は図面において、所謂下付き文字として表現されているギリシャ文字（γ、δを含む）は、それらの墨付きかっこ外において、下付き文字でない標準文字として表記されることがある。このギリシャ文字における下付き文字と標準文字との相違は、電子出願用ソフトウェアが実行したフォント変換によって生じたものであり、本明細書を読むに当たり、その相違は適宜無視されるべきである。

１ モータ
２ インバータ
３ モータ制御装置
２０、２０ａ、２０ｂ、２０ｃ 位置・速度推定部
５１、６１、７１ 軸誤差推定部
５５、７５ 軸誤差補正部
６２ パラメータ補正部
１００ モータ駆動システム
１０１ 電動車両
３１１ 定トルク曲線
３１２ 定電流円

Claims (6)

1. ｄｑ座標系と異なる制御座標系を利用してモータの出力トルクを制御するモータ制御装置において、
   前記モータの回転子の回転に同期して回転し且つ前記ｄｑ座標系と異なる回転座標系と、前記制御座標系との位相差である軸誤差を、前記出力トルク及びトルク指令値間のトルク誤差が低減するように、弱め磁束用の電流に応じて制御する
   ことを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記弱め磁束用の電流に応じて前記軸誤差の目標値を変化させることで、前記トルク誤差を低減させる
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記弱め磁束用の電流を含む前記モータへの供給電流に基づいて前記軸誤差を推定する軸誤差推定部と、
   前記軸誤差の目標値を設定する軸誤差目標値設定部と、を備えて、
   前記軸誤差推定部による軸誤差の推定値が前記軸誤差の目標値と一致するように前記モータの制御を成し、
   前記軸誤差目標値設定部は、前記弱め磁束用の電流に応じて前記軸誤差の目標値を変化させることで、前記トルク誤差を低減させる
   ことを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
4. 前記弱め磁束用の電流を含む前記モータへの供給電流と推定用パラメータとに基づいて前記軸誤差を推定する軸誤差推定部を備えて、前記軸誤差推定部による軸誤差の推定値を用いて前記モータの制御を成し、
   前記推定用パラメータは、前記モータの特性を表す物理量のパラメータであり、
   前記推定用パラメータの値を前記物理量の真値からずらすことによって、前記軸誤差の推定値を前記弱め磁束用の電流に応じて前記トルク誤差が低減する方向に導出する
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
5. 前記推定用パラメータは、γ軸電流によって発生する磁束のδ軸成分についてのインダクタンスパラメータであり、
   前記γ軸及びδ軸は、前記制御座標系の座標軸であって、夫々、前記ｄｑ座標系の座標軸であるｄ軸及びｑ軸に対応し、
   前記γ軸電流は、前記モータへの供給電流のγ軸成分である
   ことを特徴とする請求項４に記載のモータ制御装置。
6. モータと、前記モータの出力トルクを制御するモータ制御装置とを備え、前記出力トルクを利用して移動する乗り物であって、
   前記モータ制御装置として、請求項１〜請求項５の何れかに記載のモータ制御装置を用いた
   ことを特徴とする乗り物。

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