CN1741367A - 电动机的无位置传感器控制电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种控制电路，其将与作为转子的永久磁铁产生的磁通平行的轴设为d轴，将对应d轴的控制上的推断轴设为γ轴，将从γ轴以电气角正向旋转90度的推断轴设为δ轴，控制电动机，以使d轴和γ轴之间的轴偏角Δθ变小，其中具有：检测流入电动机的电枢线圈的电动机电流I_a的电流检测电路；根据上述电动机电流推断作为与上述永久磁铁的δ轴平行的磁通成分的δ轴磁通Φδ的δ轴磁通推断部；和通过以使上述δ轴磁通收敛至零的方式控制电动机，从而使上述轴偏角变小的控制部。

Description

电动机的无位置传感器控制电路

技术领域

本发明涉及不采用转子位置传感器来驱动控制电动机的电动机无位置传感器控制电路。并且还涉及具有该无位置传感器控制电路的电动机驱动系统。

背景技术

作为驱动以永久磁铁为磁场的同步电动机的方法，具有：与感应电动机的逆变控制相同、不检测旋转位置而以开环驱动的同步运行方法；和采用某旋转位置检测机构、以闭环运行的无电刷DC电动机运行方法。

在后者的无电刷DC电动机运行的情况下，如果设置某旋转位置传感器，则与感应电动机的逆变驱动相比较，增加逆变器和电动机间的配线条数。因此，可维护性、可靠性降低，应用范围受制约，尤其妨碍压缩机之类的特殊应用环境中的使用。为了消除这一缺点，提出了不用传感器、推断旋转位置的无位置传感器技术。

例如，在下述专利文献1中，公开了在控制上的dc-qc旋转坐标系中，计算电动机施加电压的dc轴成分及qc轴成分，采用其dc轴成分及qc轴成分两者，求出轴偏角的方法。

另外，在下述专利文献2中，公开了计算d轴感应电压推断值，进行控制，以使其d轴感应电压推断值收敛至零的方法。

〖专利文献1〗

特许第3411878号公报

〖专利文献2〗

特开2003-259679号公报

但是，在上述专利文献1的方法中，由于需要计算并求出电动机施加电压的dc轴成分及qc轴成分，故运算量增加，运算负荷变大。若运算量增加，则不能进行高速处理，导致装置耗电增大或成本增加。

此外，上述专利文献2的方法是着眼于：如果轴偏角趋向于零，则d轴感应电压推断值也趋向于零，但由于轴偏角和d轴感应电压推断值的关系根据电动机的旋转速度而变化，故不能充分实现稳定的控制。

发明内容

因此，本发明的目的在于，提供一种以极少的运算量便可实现稳定的无位置传感器控制的电动机无位置传感器控制电路及具有其的电动机驱动系统。

为了达到上述目的，涉及本发明的电动机无位置传感器控制电路是：将与作为转子的永久磁铁产生的磁通平行的轴设为d轴，将对应d轴控制上的推断轴设为γ轴，将自γ轴按电气角正向旋转90度的推断轴设为δ轴，以使d轴和γ轴之间的轴偏角变小的方式控制电动机的电动机无位置传感器控制电路，其中备有：δ轴磁通推断部，其根据流入电动机电枢线圈的电动机电流，推断作为与上述永久磁铁的δ轴平行的磁通成分的δ轴磁通；和控制部，其通过以使上述δ轴磁通收敛至零的方式控制电动机，从而使上述轴偏角变小。

根据上述构成，在轴偏角变小时，由于只需推断上述δ轴磁通，故运算量极少便可完成(例如，与上述专利文献1相比较)。此外，由于上述δ轴磁通不依存于电动机的转速，故可实现稳定的无位置传感器控制(使轴偏角变小的控制，或使轴偏角收缩为零的控制)。

再者，上述δ轴磁通通过采用近似，从而还包含可看作为“与上述永久磁铁的δ轴平行的磁通成分”的量。

因此，例如上述δ轴磁通推断部，也可将由上述永久磁铁产生的磁通和上述电动机电流的d轴成分产生的磁通之和的δ轴成分推断为上述δ轴磁通。

通常，永久磁铁产生的磁通比电动机电流d轴成分产生的磁通大很多，在这种情况下，上述永久磁铁产生的磁通和由上述电动机电流的d轴成分产生的磁通磁通之和的δ轴成分，可视为与上述永久磁铁的δ轴平行的磁通成分。因此，如果将上述和的δ轴成分推断为上述δ轴磁通，则可实现稳定的无位置传感器控制。此外，由于仅计算出上述和便可完成上述δ轴磁通的推断，故可以极少的运算量完成。

此外，例如上述δ轴磁通推断部还可由以下机构构成：推断上述永久磁铁产生的磁通和上述电动机电流的d轴成分产生的磁通磁通之和的δ轴成分的磁通推断部；和采用上述电动机电流的γ轴成分修正由上述磁通推断部推断的磁通，并计算出上述δ轴磁通的磁通修正部。

这样，在构成了上述δ轴磁通推断部时，作为上述磁通修正部计算结果的上述δ轴磁通，成为正确的“与上述永久磁铁的δ轴平行的磁通成分”。而且，该计算出的δ轴磁通，由于成为采用上述电动机电流的γ轴成分修正了由上述磁通推断部推断的磁通，故在进行上述电动机电流的γ轴成分变得比较大的弱磁通控制等情况下，即使是不能称之为：(永久磁铁产生的磁通)＞＞(电动机电流的d轴成分产生的磁通)的情况，也可进行正确的无位置传感器控制(例如，正确地收敛至轴偏角为零)。

具体为，例如只要上述磁通修正部通过对由上述磁通推断部推断的磁通乘以Φ_a/((L_d-L_q)iγ+Φ_a)(其中，Φ_a：利用上述永久磁铁的电枢交链磁通；L_d：d轴电感；L_q：q轴电感；iγ：电动机电流的γ轴成分)，而计算出上述δ轴磁通即可。

此外，例如上述控制部具备：根据上述δ轴磁通来计算推断电动机速度的运算器；和形成上述电动机电流应跟踪的电流指令值，以便上述推断电动机速度跟踪由外部给予的电动机速度指令值的电流指令运算部；上述δ轴磁通为了收敛至零，通过调节上述推断电动机速度而使上述轴偏角变小。

再有，例如上述控制部为了使上述δ轴磁通收敛至零，也可通过调节电动机的转矩应跟踪的转矩指令值，从而使上述轴偏角变小。

此外，作为具体的构成，涉及本发明的电动机的无位置传感器控制电路，其是将与作为转子的永久磁铁产生的磁通平行的轴设为d轴，将对应d轴的控制上的推断轴设为γ轴，将自γ轴按电气角正向旋转90度的推断轴设为δ轴，以使d轴和γ轴之间的轴偏角变小的方式控制电动机的电动机无位置传感器控制电路，其中备有：电流检测电路，其检测流入电动机电枢线圈的电动机电流；电压指令运算部，其采用由上述电流检测电路检测出的上述电动机电流和推断转子位置，形成表示应施加在电动机的电压的电压指令值，以便上述电动机电流跟踪对应于电流指令值的值；δ轴磁通推断部，其根据由上述电压指令值的γ轴成分、由上述电流检测电路检测出的上述电动机电流和推断电动机速度，推断作为与上述永久磁铁的δ轴平行的磁通成分的δ轴磁通；位置·速度推断部，其具有：以上述δ轴磁通为输入、为使上述δ轴磁通收敛至零而计算出上述推断电动机速度的运算器，以及将上述推断电动机速度积分、以计算出上述推断转子位置的积分器；和电流指令运算部，其从外部赋予电动机速度指令值，形成上述电流指令值，以便上述推断电动机速度跟踪上述电动机速度指令值。

此外，涉及本发明的电动机驱动系统，备有：上述电动机的无位置传感器控制电路；由该无位置传感器控制电路控制的电动机；和驱动上述电动机的逆变器。

如上所述，根据涉及本发明的电动机无位置传感器控制电路，可以以极少的运算量实现稳定的无位置传感器控制。

附图说明

图1是涉及本发明实施方式的电动机驱动系统的构成框图。

图2是图1的电动机分析模型图。

图3是表示图1的电动机中的各部分电压关系的向量图。

图4是涉及本发明第1实施方式的电动机驱动系统的具体构成图。

图5是表示图4的位置·速度推断器的详细构成的图。

图6是采用干扰观测器构成图5的δ轴磁通推断部的图。

图7是涉及本发明第2实施方式的电动机驱动系统的具体构成图。

图8是表示图7的位置·速度推断器的详细构成的图。

图9是表示图8的δ轴磁通推断部的详细构成的图。

图中：1-电动机，1a-永久磁铁，2-PWM逆变器，3-无位置传感器控制电路，30、60-位置·速度推断器，31-电流检测电路，32、38-坐标变换器，33、34、39-减法器，35-电流控制部，36-磁通控制部，37-速度控制部，40、70-δ轴磁通推断部，41、71-比例积分运算器，42、72-积分器，73-磁通推断部，74-磁通修正部，V_a-电动机施加电压(电枢电压)，I_a-电动机电流(电枢电流)，R_a-电动机电阻，θ-实际转子位置，θ_e-推断转子位置，Δθ-轴偏角，ω-实际电动机速度，ω_e-推断电动机速度，ω^*-电动机速度指令值，Φ_ex-扩张磁通，i_u-U相电流，i_v-V相电流，iγ-γ轴电流，iδ-δ轴电流，iγ^*-γ轴电流指令值，iδ^*-δ轴电流指令值，vγ^*-γ轴电压指令值，vδ^*-δ轴电压指令值，v_u ^*-U相电压指令值，v_v ^*-V相电压指令值，v_w ^*-W相电压指令值。

具体实施方式

《第1实施方式》

以下对本发明的第1实施方式进行详细说明。图1是适用本发明的电动机驱动系统的构成框图。1为将永久磁铁设为转子(未图示)、将电枢线圈设为定子的三相永久磁铁同步电动机1(以下，有时单记为“电动机1”)。2为PWM(Pulse Width Modulation)逆变器，根据电动机1的转子位置，将由U相、V相及W相构成的三相交流电压提供给电动机1。将提供给该电动机1的电压设为电动机施加电压(电枢电压)V_a、将提供给该电动机1的电流设为电动机电流(电枢电流)I_a。3为无位置传感器控制电路，利用电动机电流I_a，推断电动机1的转子位置等，将用于使电动机1以所希望的旋转速度旋转的信号提供给PWM逆变器2。该所希望的旋转速度由未图示的CPU(中央处理装置：Central Processing Unit)等作为电动机速度指令值ω^*给予无位置传感器控制电路3。

下面，为了易于理解无位置传感器控制电路3的动作，对本发明的动作原理进行说明。图2为三相永久磁铁同步电动机1的分析模型图。在以下的动作原理的说明中，所谓永久磁铁、电枢线圈是指设在电动机1中的部分。

在图2中，示出了U相、V相、W相电枢线圈固定轴。1a为电动机1转子的永久磁铁。在以与永久磁铁产生的磁通相同速度旋转的旋转坐标系中，取永久磁铁的磁通方向为d轴，将对应d轴的控制上的推断轴设为γ轴。另外，图中虽然未示出，但取q轴为自d轴以电气角正向旋转90度的相位，取作为推断轴的δ轴为自γ轴以电气角正向旋转90度的相位。旋转坐标系是选择了d轴和q轴为坐标轴的坐标系，将该坐标轴的d-q坐标轴以下简称为实轴。控制上的旋转坐标系(推断旋转坐标系)是将γ轴和δ轴选为坐标轴的坐标系，将该坐标轴的γ-δ坐标轴以下简称为控制轴。

实轴旋转，设其旋转速度为ω(实际电动机速度ω)。控制轴也旋转，设其旋转速度为ω_e(推断电动机速度ω_e)。另外，在某瞬间旋转的实轴中，以U相的电枢线圈固定轴为基准，由θ(实际转子位置θ)表示d轴的相位。同样，在某瞬间旋转的控制轴中，以U相的电枢线圈固定轴为基准，由θ_e(推断转子位置θ_e)表示γ轴的相位。这样，实轴和控制轴的轴偏角Δθ为Δθ＝θ-θ_e。

一般在实轴(d-q坐标轴)上的电压方程式如式1所示。

【式1】

$\left[\begin{array}{c}{v}_d\\ v_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}_a+p{L}_d& -\mathrm{\ω}{L}_q\\ \mathrm{\ω}{L}_d& R_a+p{L}_q\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ \mathrm{\ω}{\mathrm{\Φ}}_a\end{array}\right]$

在此，V_d、V_q分别为电动机施加电压V_a的d轴成分、q轴成分，分别称其为d轴电压、q轴电压。R_a为电动机电阻(电枢线圈的电阻值)。L_d、L_q分别为d轴电感(电枢线圈电感的d轴成分)、q轴电感(电枢线圈电感的q轴成分)。i_d、i_q分别为电动机电流I_a的d轴成分、q轴成分，分别称其为d轴电流、q轴电流。Φ_a为由永久磁铁产生的电枢交链磁通。P为微分算子。

上述式1可变形为式2。式2被称之为实轴(d-q坐标轴)上的扩张感应电压方程式。式2中的E_ex用式3表示，称为扩张感应电压。

【式2】

$\left[\begin{array}{c}{v}_d\\ v_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}_a+p{L}_d& -\mathrm{\ω}{L}_q\\ \mathrm{\ω}{L}_q& R_a+p{L}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ E_{\mathrm{ex}}\end{array}\right]$

【式3】

E_ex＝ω((L_d-L_q)i_d+Φ_a)-(L_d-L_q)(pi_q)

并且，若将实轴(d-q坐标轴)上的式2变换到控制轴(γ-δ坐标轴)上，则可得到式4。

【式4】

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\γ}}\\ v_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}_a+p{L}_d& -\mathrm{\ω}{L}_q\\ \mathrm{\ω}{L}_q& R_a+p{L}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\γ}}\\ i_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]+E_{\mathrm{ex}}\left[\begin{array}{c}-\sin \mathrm{\Δ\θ}\\ \cos \mathrm{\Δ\θ}\end{array}\right]+({\mathrm{\ω}}_e-\mathrm{\ω})L_d\left[\begin{array}{c}-i_{\mathrm{\δ}}\\ i_{\mathrm{\γ}}\end{array}\right]$

在此，V_γ、V_δ分别为电动机施加电压V_a的γ轴成分、δ轴成分，分别称为γ轴电压、δ轴电压。I_γ、I_δ分别为电动机电流I_a的γ轴成分、δ轴成分，分别称为γ轴电流、δ轴电流。此外，将忽略表示扩张感应电压E_ex的式3的过渡项(右边第二项)时的磁通如下述式5所示，定为扩张磁通Φ_ex。

【式5】

Φ_ex＝(L_d-L_q)i_d+Φ_a

但是，在电动机速度或负荷恒定的状态下，由于电动机电流的大小及相位的变化微小，故作为q轴电流微分项的式3的右边第2项比ωΦ_ex小得多，故可视为零。另外，在电动机1未失调而被驱动的情况下，由于实际电动机速度ω与推断电动机速度ω_e取相近的值，故式4的右边第3项也比ωΦ_ex小得多，可视为零。因此，若忽略式3右边的第2项及式4右边的第3项来考虑，则式4可变为下述的式6。

【式6】

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\γ}}\\ v_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}_a+p{L}_d& -\mathrm{\ω}{L}_q\\ \mathrm{\ω}{L}_q& R_a+p{L}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\γ}}\\ i_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]+E_{\mathrm{ex}}\left[\begin{array}{c}-\sin \mathrm{\Δ\θ}\\ \cos \mathrm{\Δ\θ}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}_a+p{L}_d& -\mathrm{\ω}{L}_q\\ \mathrm{\ω}{L}_q& R_a+p{L}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\γ}}\\ i_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]+\mathrm{\ω}{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{ex}}\left[\begin{array}{c}-\sin \mathrm{\Δ\θ}\\ \cos \mathrm{\Δ\θ}\end{array}\right]$

在此，图3中示出了表示电动机1中各部分的电压关系的向量图。电动机施加电压V_a用扩张感应电压E_ex＝ωΦ_ex、电动机电阻R_a中的电压降向量R_a·I_a和在电枢线圈电抗中的电压降向量VL之和来表示。扩张磁通Φ_ex因是永久磁铁产生的磁通Φ_a和d轴电流产生的磁通(L_d-L_q)i_d之和，故向量的方向和d轴一致。用L_q·I_a表示的向量为由q轴电感和电动机电流I_a产生的磁通向量，80为Φ_ex和L_q·I_a的合成磁通向量。

此外，Φδ为扩张磁通Φ_ex的δ轴成分。因此，Φδ＝Φ_ex·sinΔθ成立。而且，通过展开并整理上述式6矩阵的第1行，导出式7。而且，s为拉普拉斯算子。

【式7】

${\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{ex}}\sin \mathrm{\Δ\θ}=-(\frac{v_{\mathrm{\γ}}-(L_{d}s+R_a)i_{\mathrm{\γ}}}{\mathrm{\ω}}+L_q{i}_{\mathrm{\δ}})$

通常，永久磁铁产生的磁通比d轴电流产生的磁通要大得多，因Φ_a＞＞(L_d-L_q)i_d，故Φ_ex恒定，即可认为Φ_exΦ_a。以下，在本实施方式中，将Φ_ex看作恒定值进行说明。而且，轴偏角Δθ小，若可以近似为sinΔθθ，则参照式7，下述式8成立。

【式8】

${\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{\δ}}={\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{ex}}\sin \mathrm{\Δ\θ}=-(\frac{v_{\mathrm{\γ}}-(L_{d}s+R_a)i_{\mathrm{\γ}}}{\mathrm{\ω}}+L_q{i}_{\mathrm{\δ}})$

Φ_asinΔθ

Φ_aΔθ

由上述式8可知，由于Φδ(恒定值)×Δθ，故若控制该Φδ使其收敛至零，则轴偏角Δθ收敛至零。该情况还可由图3所示的向量图理解。此外，如上所述，在近似考虑为Φ_exΦ_a时，由于Φδ相当于Φ_a的δ轴成分，故也可以说“若控制Φ_a的δ轴成分使其收敛至零，则轴偏角Δθ收敛至零”

图4示出了用于该“控制Φ_a的δ轴成分使其收敛至零”的具体构成。在图4中，与图1相同部分用同一符号表示，省略其详细说明。

在图4中，31为检测由PWM逆变器2提供给电动机1的电动机电流I_a的U相电流i_u及V相电流i_v的电流检测电路。坐标变换器32接收来自电流检测电路31的U相电流i_u及V相电流i_v的检测结果，根据由位置速度推断器30所给出的推断转子位置θ_e，将这些变换为控制上的旋转坐标系中的γ轴电流i_γ及δ轴电流i_δ。该变换用下述式9。

【式9】

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\γ}}\\ i_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]=\sqrt{2}\left[\begin{array}{cc}\sin ({\mathrm{\θ}}_e+\mathrm{\π}/3)& \sin {\mathrm{\θ}}_e\\ \cos ({\mathrm{\θ}}_e+\mathrm{\π}/3)& \cos {\mathrm{\θ}}_e\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\end{array}\right]$

减法器33从磁通控制部36输出的γ电流指令值i_γ ^*中减去γ轴电流i_γ，算出电流误差(iγ^*-iγ)。同样，减法器34从速度控制部37输出的δ轴电流指令值i_δ ^*中减去δ轴电流i_δ，算出电流误差(iδ^*-iδ)。

电流控制部35在从减法器33、34输入各电流误差的同时，从坐标变换器32输入γ轴电流i_γ及δ轴电流i_δ，以使γ轴电流i_γ跟踪γ轴电流指令值i_γ ^*且δ轴电流i_δ跟踪δ轴电流指令值i_δ ^*的方式，输出γ轴电压指令值v_γ ^*和δ轴电压指令值v_δ ^*。坐标变换器38根据由位置·速度推断器30给出的推断转子位置θ_e，对γ轴电压指令值v_γ ^*和δ轴电压指令值v_δ ^*进行逆变换，生成由U相电压指令值v_u ^*、V相电压指令值v_v ^*及W相电压指令值v_w ^*构成的三相电压指令值，并将其输出到PWM逆变换器2。在该逆变换中采用了式10。PWM逆变换器2根据表示应施加到电动机1的电压的三相电压指令形成脉冲幅度调制信号，驱动电动机1。

【式10】

$\left[\begin{array}{c}{v_u}^{*}\\ {v_v}^{*}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\θ}}_e& -\sin {\mathrm{\θ}}_e\\ \cos ({\mathrm{\θ}}_e-2\mathrm{\π}/3)& -\sin ({\mathrm{\θ}}_e-\mathrm{\π}/3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v_{\mathrm{\γ}}}^{*}\\ {v_{\mathrm{\δ}}}^{*}\end{array}\right]$

v_w ^*＝-(v_u ^*+v_v ^*)

坐标变换器32、减法器33、34、电流控制部35及坐标变换器38采用由电流检测电路31检测出的电动机电流(U相电流i_u及v相电流i_v)和推断电动机速度ω_e，构成生成三相电压指令值的电压指令运算部，以使该电动机电流跟踪对应于电流指令值(γ轴电流指令值i_γ ^*及δ轴电流指令值i_δ ^*)的值。

减法器39从电动机速度指令值ω^*中减去由位置·速度推断器30给出的推断电动机速度ω_e。速度控制部37根据减法器39的减法运算结果(ω^*-ω_e)生成δ轴电流指令值iδ^*。该δ轴电流指令值iδ^*表示作为电动机电流I_a的δ轴成分的δ轴电流iδ应跟踪的电流值。此外，由于电动机1的转矩与δ轴电流iδ成比例，故该δ轴电流指令值iδ^*也可以说是对应于转矩指令值的值。

磁通控制部36根据由位置·速度推断器30给出的推断电动机速度ω_e和速度控制部37给出的δ轴电流指令值Iδ，生成γ轴电流指令值iγ^*。该γ轴电流指令值iγ^*表示电动机电流I_a的γ轴成分的γ轴电流应跟踪的电流值。

磁通控制部36、速度控制部37及减法器39构成生成电流指令值(γ轴电流指令值i_γ ^*及δ轴电流指令值i_δ ^*)的电流指令运算部，以便推断电动机速度ω_e跟踪电动机速度指令值ω^*。

位置·速度推断器30根据由坐标变换器32给出的iγ和iδ、以及由电流控制部35给出的vγ^*，对推断电动机速度ω_e及推断转子位置θ_e进行推断，图5示出了其详细构成。位置·速度推断器30由δ轴磁通推断部40、比例积分运算器(运算器)41、和积分器42构成。

δ轴磁通推断部40根据iγ、iδ、vγ^*及由比例积分运算器41给出的ω_e，算出(推断)永久磁铁产生的磁通Φa和d轴电流产生的磁通(L_d-L_q)i_d之和的δ轴成分的Φδ。该计算采用式8。更具体为：在δ轴磁通推断部40中，根据式11计算出Φδ。

【式11】

${\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{\δ}}=-(\frac{{v_{\mathrm{\γ}}}^{*}-(L_{d}s+R_a)i_{\mathrm{\γ}}}{{\mathrm{\ω}}_e}+L_q{i}_{\mathrm{\δ}})$

在可近似为Φ_exΦ_a的情况下，如上所述，由于Φδ成为相当于Φ_a的δ轴成分，故可以说δ轴磁通推断部40推断可看作与永久磁铁产生的磁通Φ_a平行的磁通成分的δ轴磁通的磁通Φδ。

比例积分器41与δ轴磁通推断部40协动，计算出推断电动机速度ω_e，以使δ轴磁通推断部40计算出的Φδ收敛至零，此外，将该计算出的ω_e输出到δ轴磁通推断部40、积分器42、磁通控制部36及减法器39。积分器42对推断电动机速度ω_e进行积分，并计算出推断转子位置θ_e。

若如图4及图5那样地构成，则轴偏角Δθ收敛至零。而且，当轴偏角Δθ收敛为零时，由于只需推断看作Φ_a的δ轴成分的Φδ，故运算量可变得极少便可完成(例如，与上述专利文献1比较)。此外，由于Φδ不依存于电动机的旋转速度，故可稳定地将轴偏角Δθ收敛至零。

此外，坐标变换器32、38、减法器33、34、39，电流控制部35、磁通控制部36、速度控制部37以及比例积分运算器41和积分器42作为调节推断电动机速度ω_e的控制部发挥作用，以使δ轴磁通推断部40推断出的磁通Φδ收敛至零。而且，无位置传感器控制电路3由30～39构成。

另外，电流控制部35、磁通控制部36、速度控制部37、比例积分运算器41分别采用式12、式13、式14、式15进行运算。

【式12】

${v_{\mathrm{\γ}}}^{*}=(K_{\mathrm{cp}}+\frac{K_{\mathrm{ci}}}{s})({i_{\mathrm{\γ}}}^{*}-i_{\mathrm{\γ}})-{\mathrm{\ω}}_e{L}_q{i}_{\mathrm{\δ}}$

${v_{\mathrm{\δ}}}^{*}=(K_{\mathrm{cp}}+\frac{K_{\mathrm{ci}}}{s})({i_{\mathrm{\δ}}}^{*}-i_{\mathrm{\δ}})+{\mathrm{\ω}}_e(L_d{i}_{\mathrm{\γ}}+{\mathrm{\Φ}}_a)$

【式13】

${i_{\mathrm{\γ}}}^{*}=\frac{{\mathrm{\Φ}}_a}{2(L_q-L_d)}-\sqrt{\frac{{{\mathrm{\Φ}}_a}^2}{4{(L_q-L_d)}^2}+{i_{\mathrm{\δ}}}^{*2}}$

【式14】

i_δ ^*＝(K_sp+K_si/s)·(ω^*-ω_e)

【式15】

ω_e＝(K_p+K_i/s)·Φ_δ

在此，K_cp、K_sp及K_p为比例系数，K_ci、K_si及K_i为积分系数，这些是在电动机驱动系统设计时预先设定的值。而且，L_d、L_q、R_a及Φ_a也是在电动机驱动系统设计时预先设定的值。

(干扰观测器)

另外，并不是通过式11的计算直接计算Φδ，而是采用将Φδ作为干扰考虑的干扰观测器来构成δ轴磁通推断部，由此求出Φδ。例如，若用1次滤波器构成干扰观测器，则Φδ成为式16。在式16中，g为滤波器增益。

【式16】

${\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{\δ}}=\frac{g}{s+g}(\frac{-v_{\mathrm{\γ}}+(L_{d}s+R_a)i_{\mathrm{\γ}}}{{\mathrm{\ω}}_e}-L_q{i}_{\mathrm{\δ}})$

图6示出了该构成例，将通过乘法器51用Lq乘以iδ的结果通过加法器52加到Φδ上。通过乘法器53对该加法运算结果乘以ω_e后，在加法器54中加vγ，在乘法器55中，对由加法器54进行的加法运算结果乘以1/(L_ds+R_a)。该乘法器55的乘法运算结果相当于iγ。乘法器56对乘法器55的乘法运算结果进一步乘以(L_ds+R_a)。加法器57从乘法器56的乘法运算结果中减去vγ。乘法器58对减法器57的减法运算结果乘以1/ω_e。乘法器59对iδ乘以L_q。减法器60从乘法器58的乘法运算结果中减去乘法器59的乘法运算结果。乘法器61对减法器60的减法运算结果乘以Q(s)＝g/(s+g)得到Φδ。图中，用虚线包围的56～61部分相当于干扰观测器50。

(转矩调整)

此外，作为用于将磁通Φδ收敛为零的手段，以调节推断电动机速度ω_e的方法为例，进行了详细说明，而代替调节推断电动机速度ω_e的方法，采用对电动机1的转矩指令值(电动机1的转矩应跟踪的转矩值)进行调节的方法，由此也可将磁通Φδ收敛为零。此时，变形图4、图5所示的构成(例如，由于电动机1的转矩与δ轴电流iδ成正比，故位置·速度控制器30向减法器33提供必要的控制信号等)，对于该变形本身由于是众所周知的技术事项，故省略其他用途的图示及说明。

《第2实施方式》

下面，对本发明的第2实施方式进行详细说明。第2实施方式说明中的符号和记号与第1实施方式中的相同，故省略共同的符号和记号的说明。在第2实施方式中，不能忽略扩张磁通Φ_ex的变化，如第1实施方式，以不能采用与Φ_ex为恒定的近似的情况为对象。作为Φ_ex的δ轴成分Φδ由式5表示为式17。但是，作为可计算出的γ轴电流iγ和d轴电流i_d相等考虑(为了进行使Δθ收敛为零的控制，即使考虑iγ和i_d相等也无妨)。

【式17】

Φ_δ＝Φ_exsinΔθ＝((L_d-L_q)i_γ+Φ_a)sinΔθ

若将磁通Φδ’定为K(iγ)，用式8对式17进行变形，则如式18所示。并且可用sinΔθΔθ近似。

【式18】

${\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{\δ}}\text{'}=K\left(i_{\mathrm{\γ}}\right){\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{\δ}}=-K\left(i_{\mathrm{\γ}}\right)(\frac{v_{\mathrm{\γ}}-(L_{d}s+R_a)i_{\mathrm{\γ}}}{\mathrm{\ω}}+L_q{i}_{\mathrm{\δ}})$

＝Φ_asinΔθ

Φ_aΔθ

其中， $K\left(i_{\mathrm{\γ}}\right)=\frac{{\mathrm{\Φ}}_a}{(L_d-L_q)i_{\mathrm{\γ}}+{\mathrm{\Φ}}_a}$

如第1实施方式所述，由于不采用近似式Φ_exΦ_a，故该磁通Φδ’为Φ_a的δ轴成分。而且，从式18可知，由于Φδ’(恒定值)×Δθ，故若控制该Φδ’使其收敛至零，则轴偏角Δθ收敛至零。

图7示出了用于该“控制磁通Φδ’即Φ_a的δ轴成分，使其收敛至零”的具体构成。在图7中，与图4相同部分用同一符号表示，省略其详细说明。第2实施方式的电动机驱动系统，在将第1实施方式中的位置·速度推断器30置换为位置·速度推断器60的方面与第1实施方式不同，在其它方面与第1实施方式中的相同。

位置·速度推断器60，根据由坐标变换器32给出的iγ和iδ以及由电流控制部35给出的vγ^*，对推断电动机速度ω_e及推断转子位置θ_e进行推断，图8示出了其详细构成。位置·速度推断器60由δ轴磁通推断部70、比例积分运算器71和积分器72构成。此外，δ轴磁通推断部70如图9所示，由磁通推断部73和磁通修正部74构成。

磁通推断部73根据iγ、iδ、vγ^*以及由比例积分运算器71给出的ω_e，计算出永久磁铁产生的磁通Φ_a和d轴电流产生的磁通(L_d-L_q)i_d之和的δ轴成分Φδ(推断值)。该计算采用了式11。磁通修正部74采用由坐标变换器32给出的iγ，通过对由磁通推断部73计算出的Φδ乘以K(iγ)，而计算出Φδ’。这样，δ轴磁通推断部70推断作为与磁通Φ_a的δ轴平行的磁通成分的δ轴磁通Φδ’。此外，作为K(iγ)的值，既可采用预先计算、准备的表格计算出Φδ’，也可不采用式18的K(iγ)而利用实验求出的值计算出Φδ’。这些数据表值和实验求出的值可预先存储在磁通修正部74所具有的未图示的存储器中。当然，也可用式18，每次计算对应于iγ的K(iγ)值。

比例积分运算器(运算器)71与δ轴磁通推断部70协动，计算出推断电动机速度ω_e，以使δ轴磁通推断部70计算出的Φδ’收敛至零，此外，将该计算出的ω_e输出至δ轴磁通推断部70、积分器72、磁通控制部36及减法器39。积分器72对推断电动机速度ω_e进行积分，计算出推断转子位置θ_e。

若构成为图7、图8及图9所示那样，则轴偏角Δθ收敛为零。而且，当轴偏角Δθ收敛为零时，  由于只需要推断作为Φ_a的δ轴成分的Φδ’，故以极少的运算量即可完成(例如，与上述专利文献1相比较)。此外，由于Φδ’不依存于电动机的旋转速度，故可稳定地将轴偏角Δθ收敛为零。

另外，Φδ’为采用γ轴电流iγ修正Φδ的结果。因此，在进行iγ^*变得比较大的弱磁通控制的情况等时，Φ_a＞＞(L_d-L_q)i_d不成立，即使在Φ_ex不能近似为恒定时，也可正确地将轴偏角收敛至零。

此外，坐标变换器32、38、减法器33、34、39、电流控制部35、磁通控制部36、速度控制部37以及比例积分运算器71和积分器72，作为调节推断电动机速度ω_e的控制部发挥作用，以使δ轴磁通推断部70推断出的Φδ’收敛至零。并且，无位置传感器控制电路3a由31～39及60构成。

而且，比例运算积分器71采用式19进行规定的运算。

【式19】

ω_e＝(K_p+K_i/s)·Φ_δ’

与第1实施方式相同，K_p、K_i分别为比例系数、积分系数，双方为在电动机驱动设计时预先设定的值。而且，L_d、L_q、R_a及Φ_a也是在电动机驱动系统设计时预先设定的值。

另外，与第1实施方式中说明的相同，也可采用将Φδ’作为干扰进行考虑的干扰观测器来构成δ轴磁通推断部，由此求出Φδ’。并且，与第1实施方式中说明的相同，代替调节推断电动机速度ω_e，也可变形为通过调节电动机1的转矩指令值(电动机1的转矩应跟踪的转矩值)，将磁通Φδ’收敛为零的构成。

《其它》

另外，本发明既可适用于L_d和L_q相等的非凸极型电动机，也可适用于L_d和L_q不同的凸极型电动机。当电动机为非凸极型时，由于L_d和L_q相等，可望采用第1实施方式。

另外，电流检测电路31如图4及图7所示，既可为直接检测电动机电流I_a的构成(使电阻介于流过电动机电流I_a的线路中，检测该电阻中的电压降等)，也可代替其，为由电源侧DC电流的瞬时电流再现电动机电流，由此检测出电动机电流I_a的构成。

【工业上的可利用性】

本发明适于包括需要无位置传感器控制的同步电动机的无位置传感器控制电路及该同步电动机的电动机驱动系统。

Claims (8)

1.一种电动机的无位置传感器控制电路，其将与作为转子的永久磁铁产生的磁通平行的轴设为d轴，将对应d轴的控制上的推断轴设为γ轴，将自γ轴按电气角正向旋转90度的推断轴设为δ轴，控制电动机，以使d轴和γ轴之间的轴偏角变小，其特征在于，包括：

δ轴磁通推断部，其根据流入电动机电枢线圈的电动机电流，推断作为与上述永久磁铁的δ轴平行的磁通成分的δ轴磁通；和

控制部，其通过以使上述δ轴磁通收敛至零的方式控制电动机，从而使上述轴偏角变小。

2.根据权利要求1所述的电动机的无位置传感器控制电路，其特征在于，

上述δ轴磁通推断部，将由上述永久磁铁产生的磁通和上述电动机电流的d轴成分产生的磁通之和的δ轴成分作为上述δ轴磁通推断。

3.根据权利要求1所述的电动机的无位置传感器控制电路，其特征在于，

上述δ轴磁通推断部由以下机构构成：磁通推断部，其推断上述永久磁铁产生的磁通和由上述电动机电流的d轴成分产生的磁通磁通之和的δ轴成分；和磁通修正部，其采用上述电动机电流的γ轴成分修正由上述磁通推断部推断的磁通，并计算出上述δ轴磁通。

4.上述权利要求3所述的电动机的无位置传感器控制电路，其特征在于，

上述磁通修正部通过对由上述磁通推断部推断的磁通乘以：

Φ_a/((L_d-L_q)iγ+Φ_a)，而计算出上述δ轴磁通，其中，Φ_a为利用上述永久磁铁的电枢交链磁通，L_d为d轴电感，L_q为q轴电感，iγ为电动机电流的γ轴成分。

5.根据权利要求1至4中任一项所述的电动机的无位置传感器控制电路，其特征在于，

上述控制部包括：根据上述δ轴磁通计算出推断电动机速度的运算器；和生成上述电动机电流应跟踪的电流指令值，以便上述推断电动机速度跟踪由外部给予的电动机速度指令值的电流指令运算部。

通过以使上述δ轴磁通收敛至零的方式调节上述推断电动机速度，从而使上述轴偏角变小。

6.根据权利要求1至4中任一项所述的电动机的无位置传感器控制电路，其特征在于，

上述控制部通过以使上述δ轴磁通收敛至零的方式调节电动机的转矩应跟踪的转矩指令值，从而使上述轴偏角变小。

7.一种电动机的无位置传感器控制电路，其中将与作为转子的永久磁铁产生的磁通平行的轴设为d轴，将对应d轴控制上的推断轴设为γ轴，将自γ轴按电气角正向旋转90度的推断轴设为δ轴，控制电动机，以使d轴和γ轴之间的轴偏角变小，其特征在于，包括：

电流检测电路，其检测流入电动机电枢线圈的电动机电流；

电压指令运算部，其采用由上述电流检测电路检测出的上述电动机电流和推断转子位置，以使上述电动机电流跟踪对应于电流指令值的值的方式，生成表示应施加于电动机上的电压的电压指令值；

位置·速度推断部，其具有：根据上述电压指令值的γ轴成分、由上述电流检测电路检测出的上述电动机电流和推断电动机速度，推断作为与上述永久磁铁的δ轴平行的磁通成分的δ轴磁通的δ轴磁通推断部；以上述δ轴磁通为输入、以使上述δ轴磁通收敛至零的方式计算出上述推断电动机速度的运算器；以及将上述推断电动机速度积分、并计算出上述推断转子位置的积分器；和

电流指令运算部，其从外部赋予电动机速度指令值，以使上述推断电动机速度跟踪上述电动机速度指令值的方式生成上述电流指令值。

8.一种电动机驱动系统，其特征在于，包括：

权利要求1至7中任一项所述的电动机的无位置传感器控制电路；

由上述无位置传感器控制电路控制的电动机；和

驱动上述电动机的逆变器。

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