CN1917356A - 电动机的无位置传感器控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电动机的无位置传感器控制装置，具有：叠加部，其在驱动电动机的驱动电流上叠加与该驱动电流不同频率的叠加电流；叠加成分提取部，其从供给到电动机的电动机电流中提取所述叠加电流的γ轴成分和δ轴成分；和控制部，其以使被提取的所述叠加电流的γ轴成分和δ轴成分乘积的直流成分收敛为零的方式，控制电动机。

Description

电动机的无位置传感器控制装置

技术领域

本发明涉及不使用转子位置传感器对电动机进行驱动控制的电动机的无位置传感器控制装置。而且，涉及具有该无位置传感器控制装置的电动机驱动系统。

背景技术

以往，开发出了一种不使用传感器来检测电动机的转子位置的技术。在这样的技术中，提出了利用高频波旋转电压或高频波旋转电流的注入的技术。

例如，在日本国特开2003-219682号公报中公开了向电动机施加高频波旋转电压，根据电流矢量轨迹的椭圆长轴方向来推定转子位置的技术。而且，日本国特开2004-80986号公报所记载的技术是，对电动机施加高频波旋转电压，将流入电动机的电流转换成α-β轴上的电流。然后，通过检测出该电流的α轴成分和β轴成分的峰值和相位，求出从α轴到椭圆长轴(d轴)的角度。

另外，日本国特开2002-51597号公报所记载的技术是，将高频波的同相磁通矢量与镜相磁通矢量所成角的中间角的余弦和正弦的推定值作为矢量旋转器的旋转信号使用。另外，日本国特开2003-153582号公报所记载的技术是，利用正相轴和反相轴的映射来推定转子位置。

但是，上述的各个文献所记载的技术，为了获得可以推定转子位置的信号，都必须对提取的信号进行复杂的处理。即，为了进行无位置传感器控制，必须进行复杂的处理。

发明内容

因此，本发明的目的在于，提供一种通过非常简单的处理(运算量)即可实现无位置传感器控制的电动机的无位置传感器控制装置以及具有该控制装置的电动机驱动系统。

为了实现上述的目的，本发明之1提供一种电动机的无位置传感器控制装置，其在将与构成转子的永磁铁所产生的磁通平行的轴设为d轴、将与d轴对应的控制上的推定轴设为γ轴、从γ轴提前90度电角的推定轴设为δ轴的情况下，以减小d轴与γ轴的轴误差的方式控制电动机，其特征在于，具有；叠加部，其在驱动所述电动机的驱动电流上叠加与该驱动电流不同频率的叠加电流；叠加成分提取部，其从供给到所述电动机的电动机电流中提取所述叠加电流的γ轴成分和δ轴成分；和控制部，其通过根据被提取的所述叠加电流的γ轴成分和δ轴成分的乘积，控制所述电动机，来减小所述轴误差。

根据上述的结构，能够通过非常简单的处理(运算量)来减小所述轴误差。

具体而言，例如在上述本发明之1的结构中，所述叠加部通过在为了流过所述驱动电流而对所述电动机施加的驱动电压上，叠加与所述叠加电流对应的叠加电压，在所述驱动电流上叠加所述叠加电流。

而且，例如在上述本发明之1的结构中，所述控制部通过根据所述乘积的直流成分控制所述电动机，来减小所述轴误差。

并且，例如在上述本发明之1的结构中，所述控制部通过以使所述直流成分收敛为零的方式控制所述电动机，来减小所述轴误差。

而且，例如在上述本发明之1的结构中，所述叠加电压在γ-δ轴上的电压矢量轨迹，形成以γ轴或δ轴为基准具有对称性的图形。

并且，例如在上述本发明之1的结构中，所述叠加电压在γ-δ轴上的电压矢量轨迹，形成正圆、以γ轴为短轴或长轴的椭圆、或者γ轴或δ轴上的线段。

而且，例如在上述本发明之1的结构中，所述电动机是具有非凸极性的电动机，所述叠加部可以将基于由所述叠加电流的γ轴成分所引起的磁饱和，使所述电动机的电感的d轴成分发生变化的电压，作为所述叠加电压而叠加在所述驱动电压上。

这样，上述本发明之1的无位置传感器控制装置也可以适用于具有非凸极性的电动机中。

并且，为了实现上述的目的，本发明之2的电动机的无位置传感器控制装置，在将与构成转子的永磁铁所产生的磁通平行的轴设为d轴、与d轴对应的控制上的推定轴设为γ轴、从γ轴提前90度电角的推定轴设为δ轴的情况下，以减小d轴与γ轴的轴误差的方式控制电动机，其特征在于，具有；叠加部，其在驱动所述电动机的驱动电流上叠加与该驱动电流不同频率的叠加电流；叠加成分提取部，其为了在所述驱动电流上叠加所述叠加电流，提取向所述电动机施加的叠加电压的γ轴成分和δ轴成分；和控制部，其通过根据被提取的所述叠加电压的γ轴成分和δ轴成分的乘积，控制所述电动机，来减小所述轴误差。

根据上述的结构，能够通过非常简单的处理(运算量)来减小上述轴误差。

而且，例如在上述本发明之2的结构中，所述控制部通过根据所述乘积的直流成分控制所述电动机，来减小所述轴误差。

并且，例如在上述本发明之2的结构中，所述控制部通过以使所述直流成分收敛为零的方式控制所述电动机，来减小所述轴误差。

而且，例如在上述本发明之2的结构中，所述叠加电流在γ-δ轴上的电流矢量轨迹，形成以γ轴或δ轴为基准具有对称性的图形。

并且，例如在上述本发明之2的结构中，所述叠加电流在γ-δ轴上的电流矢量轨迹，形成正圆、以γ轴为短轴或长轴的椭圆、或者γ轴或δ轴上的线段。

而且，例如在上述本发明之2的结构中，所述电动机可以是具有非凸极性的电动机，所述叠加部可以将基于由所述叠加电流的γ轴成分所引起的磁饱和，使所述电动机的电感的d轴成分发生变化的电流，作为所述叠加电流而叠加在所述驱动电流上。

这样，上述本发明之2的无位置传感器控制装置也可以适用于具有非凸极性的电动机中。

并且，为了实现上述目的，本发明的电动机驱动系统具有：电动机；驱动所述电动机的变频器；和通过控制所述变频器来控制所述电动机的本发明之1或之2的无位置传感器控制装置。

如上所述，根据本发明的电动机的无位置传感器控制装置以及具有该控制装置的电动机驱动系统，能够通过非常简单的处理(运算量)来实现无位置传感器控制。

附图说明

图1是表示本发明的电动机驱动系统的全体结构的框图。

图2是图1的电动机的解析模型图。

图3是本发明第1实施方式的电动机驱动系统的结构框图。

图4是表示从图3的叠加电压生成部输出的叠加电压的电压矢量轨迹的一例的图(正圆的电压矢量轨迹)。

图5是表示对应图4所示的叠加电压而流过的叠加电流的电流矢量轨迹的图。

图6是表示叠加电流的γ轴成分和δ轴成分的积、和该积的直流成分的波形图(轴误差为零的情况)。

图7是表示叠加电流的γ轴成分和δ轴成分的积、和该积的直流成分的波形图(轴误差不为零的情况)。

图8是表示图3的位置/速度推定器的内部结构的一例的框图。

图9是表示图3的位置/速度推定器的内部结构的其他例的框图。

图10是表示图3的位置/速度推定器的内部结构的其他例的框图。

图11是表示从图3的叠加电压生成部输出的叠加电压的电压矢量轨迹的其他例的图(椭圆的电压矢量轨迹)。

图12是对应图11所示的叠加电压而流过的叠加电流的电流矢量轨迹的图。

图13是表示从图3的叠加电压生成部输出的叠加电压为1相的交变电压的情况下的叠加电流的电流矢量轨迹的图。

图14是表示从图3的叠加电压生成部输出的叠加电压的波形图(矩形波)的一例的图。

图15是表示与图14的波形图对应的电压矢量轨迹的图。

图16是表示对应于图15所示的叠加电压而流过的叠加电流的电流矢量轨迹的图。

图17是表示在图3的电动机为非凸极机的情况下的叠加电流的电流矢量轨迹的图。

图18是表示本发明第2实施方式的电动机驱动系统的结构框图。

图19是表示从图18的叠加电流生成部输出的叠加电流的电流矢量轨迹的一例的图(正圆的电流矢量轨迹)

图20是表示对应于图19所示的叠加电流而被施加的叠加电压的电压矢量轨迹的图。

图21是表示图18的位置/速度推定器的内部结构的一例的框图。

具体实施方式

<第1实施方式>

下面，对本发明的第1实施方式进行详细说明。图1是应用了本发明的电动机驱动系统的框图。1是在转子(未图示)中设置了永磁铁，在定子(未图示)中设置了电枢绕线的三相永磁铁同步电动机1(以下，有时简单标记为“电动机1”)。作为电动机1，可采用凸极机(具有凸极性的电动机)和非凸极机(具有非凸极性的电动机)的任意一种。在后面虽然也说明采用了非凸极机的情况下的动作，但主要以采用凸极机(例如嵌入磁铁式同步电动机)的电动机1为例进行说明。

2是PWM(Pulse Width Modulation)变频器，其根据电动机1的转子位置，向电动机1供给由U相、V相和W相构成的三相交流电压。将提供给电动机1的电压设为电动机电压(电枢电压)V_a，将从变频器2供给到电动机1的电流设为电动机电流(电枢电流)I_a。

3是无位置传感器控制装置，其使用电动机电流I_a推定电动机1的转子位置等，并将用于使电动机1以所希望的转速旋转的信号提供给PWM变频器2。该所希望的转速作为电动机速度指令值ω^*，从未图示的CPU(中央处理器：Central Processing Unit)等提供给无位置传感器控制装置3。

图2是电动机1的解析模型图。在以下的说明中，电枢绕线是指被设置在电动机1中的绕线。在图2中，图示出U相、V相以及W相的电枢绕线固定轴。1a是构成电动机1的转子的永磁铁。在与永磁铁1a产生的磁通相同速度旋转的旋转坐标系中，将由永磁铁1a产生的磁通方向设为d轴，与d轴对应的控制上的推定轴设为γ轴。另外，虽然未图示，但将从d轴超前90度电角的相位设为q轴，从γ轴超前90度电角的相位设为推定轴，即δ轴。旋转坐标系是将d轴和q轴选择为坐标轴的坐标系，将该坐标轴称为d-q轴。控制上的旋转坐标系(推定旋转坐标系)是将γ轴和δ轴选择为坐标轴的坐标系，将该坐标轴称为γ-δ轴。

d-q轴旋转，将其旋转速度称为实际电动机速度ω。γ-δ轴也旋转，将其旋转速度称为推定电动机速度ω_e。另外，在某一瞬间旋转的d-q轴上，以U相的电枢绕线固定轴为基准，用θ(实际转子位置θ)表示d轴的相位。同样，在某一瞬间旋转的γ-δ轴上，以U相的电枢绕线固定轴为基准，用θ_e(推定转子位置θ_e)表示γ轴的相位。这样，d轴与γ轴的轴误差Δθ(d-q轴与γ-δ轴的轴误差Δθ)被表示为Δθ＝θ-θ_e。

在以下的说明中，将电动机电压V_a的γ轴成分、δ轴成分、d轴成分以及q轴成分，分别用γ轴电压v_γ、δ轴电压v_δ、d轴电压v_d和q轴电压v_q表示，将电动机电流I_a的γ轴成分、δ轴成分、d轴成分以及q轴成分，分别用γ轴电流i_γ、δ轴电流i_δ、d轴电流i_d和q轴电流i_q表示。

而且，在以下的说明中，R_a是电动机阻抗(电动机1的电枢绕线的阻抗值)，L_d、L_q分别是d轴电感(电动机1的电枢绕线的电感的d轴成分)、和q轴电感(电动机1的电枢绕线的电感的q轴成分)，Φ_a是永磁铁1a的电枢交链磁通。另外，L_d、L_q、R_a以及Φ_a是在电动机驱动系统的设计时预先设定的值。并且，在后面所示的各式中，s表示拉普拉斯算子。

图3是详细表示图1的无位置传感器控制装置3的内部结构的电动机驱动系统的结构框图。无位置传感器控制装置3具有：电流检测器11、坐标转换器12、减法器13、减法器14、电流控制部15、磁通控制部16、速度控制部17、坐标转换器18、减法器19、位置/速度推定器(以下简称“推定器”)20、叠加电压生成部21、和加法器22及23。构成无位置传感器控制装置3的各个部分可根据需要，自由地利用无位置传感器控制装置3内所生成的全部值。

电流检测器11由例如霍耳元件等构成，其检测从PWM变频器2向电动机1供给的电动机电流I_a的U相电流i_u和V相电流i_v。坐标转换器12接受来自电流检测器11的U相电流i_u和V相电流i_v的检测结果，使用推定器20所提供的推定转子位置θ_e将这些转换为γ轴电流i_γ和δ轴电流i_δ。在该转换中，使用下面的式(1)。

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\&gamma;}}\\ i_{\mathrm{\&delta;}}\end{array}\right]=\sqrt{2}\left[\begin{array}{cc}\sin ({\mathrm{\&theta;}}_e+\mathrm{\&pi;}/3)& {\sin \mathrm{\&theta;}}_e\\ \cos ({\mathrm{\&theta;}}_e+\mathrm{\&pi;}/3)& \cos {\mathrm{\&theta;}}_e\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(1\right)$

推定器20推定并输出推定转子位置θ_e和推定电动机速度ω_e。关于推定转子位置θ_e和推定电动机速度ω_e的推定方法，将在后面说明。

减法器19从电动机速度指令值ω^*中减去从推定器20提供的推定电动机速度ω_e，并输出减去后的结果(速度误差)。速度控制部17根据减法器19的减法结果(ω^*-ω_e)，生成δ轴电流指令值i_δ ^*。该δ轴电流指令值i_δ ^*表示作为电动机电流I_a的δ轴成分的δ轴电流i_δ应该跟踪的电流值。磁通控制部16使用从推定器20提供的推定电动机速度ω_e、和从速度控制部17提供的δ轴电流指令值i_δ ^*，生成γ轴电流指令值i_γ ^*。该γ轴电流指令值i_γ ^*表示作为电动机电流I_a的γ轴成分的γ轴电流i_γ应该跟踪的电流值。

减法器13从磁通控制部16输出的γ轴电流指令值i_γ ^*减去由坐标转换器12输出的γ轴电流i_γ，计算出电流误差(i_γ ^*-i_γ)。减法器14从由速度控制部17输出的δ轴电流指令值i_δ ^*减去由坐标转换器12输出的δ轴电流i_δ，计算出电流误差(i_δ ^*-i_δ)。

电流控制部15接收由减法器13和14计算出的各个电流误差、来自坐标转换器12的γ轴电流i_γ和δ轴电流i_δ、以及来自推定器20的推定电动机速度ω_e，以使γ轴电流i_γ跟踪γ轴电流指令值i_γ ^*、且使δ轴电流i_δ跟踪δ轴电流指令值i_δ ^*的方式，输出γ轴电压指令值v_γ ^*和δ轴电压指令值v_δ ^*。

叠加电压生成部21输出用于叠加在γ轴电压指令值v_γ ^*和δ轴电压指令值v_δ ^*上的叠加电压。叠加电压由γ轴成分的γ轴叠加电压vh_γ和δ轴成分的δ轴叠加电压vh_δ构成。对于该叠加电压将在后面说明。

加法器22计算出来自电流控制部15的γ轴电压指令值v_γ ^*与来自叠加电压生成部21的γ轴叠加电压vh_γ之和(v_γ ^*+vh_γ)。加法器23计算出来自电流控制部15的δ轴电压指令值v_δ ^*与来自叠加电压生成部21的δ轴叠加电压vh_δ之和(v_δ ^*+vh_δ)。坐标转换器18根据推定器20提供的推定转子位置θ_e，进行叠加了γ轴叠加电压vh_γ的γ轴电压指令值v_γ ^*、和叠加了δ轴叠加电压vh_δ的δ轴电压指令值v_δ ^*的逆变换，生成由表示电动机电压V_a的U相成分、V相成分和W相成分的U相电压指令值v_u ^*、V相电压指令值v_v ^*、和W相电压指令值v_w ^*构成的三相电压指令值，并将这些输出到PWM变频器2。在该逆变换中使用包括以下2个式的式(2)。

$\left[\begin{array}{c}{v_u}^{*}\\ {v_v}^{*}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}{\cos \mathrm{\&theta;}}_e& -{\sin \mathrm{\&theta;}}_e\\ \cos ({\mathrm{\&theta;}}_e-2\mathrm{\&pi;}/3)& -\sin ({\mathrm{\&theta;}}_e-2\mathrm{\&pi;}/3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v_{\mathrm{\&gamma;}}}^{*}+{\mathrm{vh}}_{\mathrm{\&gamma;}}\\ {v_{\mathrm{\&delta;}}}^{*}+{\mathrm{vh}}_{\mathrm{\&delta;}}\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(2\right)$

v_w ^*＝-(v_u ^*+v_v ^*)

PWM变频器2根据表示应该施加给电动机1的电压的三相电压指令值(v_u ^*、v_v ^*和v_w ^*)，生成被脉冲宽度调制的信号，向电动机1供给对应于该三相电压指令值的电动机电流I_a，驱动电动机1。γ轴电压指令值v_γ ^*和δ轴电压指令值v_δ ^*原本是表示各个电动机电压V_a的γ轴成分和δ轴成分、即γ轴电压v_γ和δ轴电压v_δ应跟踪的电压值，但通过上述叠加电压的叠加，γ轴电压v_γ和δ轴电压v_δ分别跟踪(v_γ ^*+vh_γ)和(v_δ ^*+vh_δ)。

在γ轴叠加电压vh_γ和δ轴叠加电压vh_δ都为零的情况下，电动机电流I_a只追随γ电流指令值i_γ ^*和δ轴电流指令值i_δ ^*。由该γ电流指令值i_γ ^*和δ轴电流指令值i_δ ^*所表示的电流是驱动电动机1的驱动电流。另外，γ电压指令值v_γ ^*和δ轴电压指令值v_δ ^*是为了以所希望的转速(ω^*)驱动电动机1，而跟踪γ电流指令值i_γ ^*和δ轴电流指令值i_δ ^*所生成的电压指令值。因此，由γ电压指令值v_γ ^*和δ轴电压指令值v_δ ^*所表示的电压，是为了在电动机1中流过上述驱动电流而施加于电动机1的驱动电压。

在γ电压指令值v_γ ^*和δ轴电压指令值v_δ ^*上叠加不为零的叠加电压(γ轴叠加电压vh_γ和δ轴叠加电压vh_δ)，相当于在上述驱动电压上叠加上述叠加电压。通过该叠加电压的叠加，在上述驱动电流上叠加了与上述叠加电压对应的叠加电流。

由叠加电压生成部21而生成的叠加电压是高频旋转电压。这里，所谓“高频”是指叠加电压的频率充分大于驱动电压的频率。因此，基于该叠加电压而被叠加的上述叠加电流的频率，充分大于上述驱动电流的频率。另外，所谓“旋转电压”是指，如图4和图11所示，使电压矢量的轨迹在γ-δ轴上(γ-δ坐标上)形成圆的电压。例如，上述旋转电压在三相的情况下是三相平衡电压，在三相平衡电压的情况下，其电压矢量轨迹成为如图4的电压矢量轨迹那样，在γ-δ轴上以原点为中心的正圆。由于该旋转电压是与电动机1不同步的高频电压，所以通过该旋转电压的施加，电动机1不会旋转。

另外，在电动机1为磁铁嵌入式同步电动机等、L_d＜L_q成立时，根据成为电压矢量轨迹70的叠加电压而流过电动机1的叠加电流的电流矢量轨迹如图5的电流矢量轨迹71所示，成为在γ-δ轴(γ-δ坐标)上，以原点为中心，以γ轴方向为长轴方向、且以δ轴方向为短轴方向的椭圆。其中，电流矢量轨迹71是轴误差Δθ为零时的电流矢量轨迹。轴误差Δθ不为零时的叠加电流的电流矢量轨迹为电流矢量轨迹72所表示的椭圆，其长轴方向(或短轴方向)与γ轴方向(或δ轴方向)不一致。即，在轴误差Δθ不为零的情况下，电流矢量轨迹71以γ-δ轴(γ-δ坐标)上的原点为中心倾斜，描绘成电流矢量轨迹72。

如果把叠加电流的γ轴成分和δ轴成分分别作为γ轴叠加电流ih_γ和δ轴叠加电流ih_δ，则在二者的乘积(ih_γ×ih_δ)中，存在与电流矢量轨迹72所表示的椭圆的倾斜相关的直流成分。由于乘积(ih_γ×ih_δ)在电流矢量轨迹的第1和第3象限中为正值，在第2和第4象限中为负值，所以在椭圆未倾斜时，(电流矢量轨迹71的情况)不包含直流成分，但在椭圆倾斜时(电流矢量轨迹72的情况)包含直流成分。另外，图5等的I、II、III以及IV表示γ-δ轴(γ-δ轴坐标)上的第1、第2、第3和第4象限。

在图6中，以横轴为时间轴，分别用曲线60和61表示轴误差Δθ为零的情况下的乘积(ih_γ×ih_δ)和该乘积的直流成分。在图7中，以横轴为时间轴，分别用曲线62和63表示轴误差Δθ不为零的情况下的乘积(ih_γ×ih_δ)和该乘积的直流成分。从图6和图7中可看出，乘积(ih_γ×ih_δ)的直流成分在Δθ＝0°时成为零，在Δθ≠0°时不为零。而且，该直流成分随着轴误差Δθ的大小而增大(与轴误差Δθ大致成比例)。因此，只要将该直流成分控制为接近于0，即可使轴误差Δθ收敛为零附近。

推定器20着眼于这一点，对γ-δ轴进行修正，并推定转子位置θ_e和推定电动机速度ω_e，以使乘积(ih_γ×ih_δ)的直流成分收敛为零。图8是表示推定器20的内部结构的一例的框图。图8的推定器20具有：带通滤波器(以下表示为“BPF”)31和32、乘法器33、低通滤波器(以下表示为“LPF”)34、比例积分运算器35和积分器36。

BPF31从由坐标转换器12输出的γ轴电流i_γ值中提取叠加成分即γ轴叠加电流ih_γ。同样，BPF32从由坐标转换器12输出的δ轴电流I_δ值中提取叠加成分即δ轴叠加电流ih_δ。乘法器33计算出由BPF31、33提取的γ轴叠加电流ih_γ与δ轴叠加电流ih_δ的乘积(ih_γ×ih_δ)。LPF34从该乘积(ih_γ×ih_δ)中除去高频成分，提取乘积(ih_γ×ih_δ)的直流成分ihD。

比例积分运算器35为了实现PLL(Phase Locked Loop)，在与构成无位置传感器控制装置3的各个部分配合动作的同时，进行比例积分控制，计算出推定电动机速度ω_e，以使从LPF34输出的直流成分ihD收敛为零(即，使轴误差Δθ收敛为零)。积分器36通过对从比例积分运算器35输出的推定电动机速度ω_e进行积分，计算出推定转子位置θ_e。由比例积分运算器35输出的推定电动机速度ω_e和由积分器36输出的推定转子位置θ_e，一同作为推定器20的输出值，提供给需要该值的无位置传感器控制装置3的各个部分。

如果构成为如图3和图8所示的结构，则能够使轴误差Δθ收敛为零。而且，与以往的技术相比，用于推定转子位置的处理(运算量)简单，并可容易实现，因此，实用性高。特别是在电动机1的停止状态和低速旋转状态时，可良好地推定转子位置。当然，能够从该电动机驱动系统中省略位置传感器(未图示)，从而可实现低成本化。

另外，如图9所示，也可以取代LPF34，而使用对叠加电压的n个周期(其中n是1以上的整数)的乘积(ih_γ×ih_δ)进行积分的n周期积分器37，来提取直流成分ihD。并且，还可以把n周期积分器37置换为根据叠加电压的n个周期的乘积(ih_γ×ih_δ)的移动平均计算出直流成分ihD的移动平均部(未图示)。另外，作为从乘积(ih_γ×ih_δ)提取直流成分ihD的方法，也可以采用将LPF、积分(n周期积分)以及移动平均等中的多种方法进行组合的方法。例如，如图10所示，将图8中的LPF34置换为LPF38和移动平均部39。LPF38是与LPF34同样的滤波器。移动平均部39通过计算出由LPF38除去了高频成分的乘积(ih_γ×ih_δ)的移动平均(叠加电压的n个周期的移动平均)，来计算出直流成分ihD。另外，在图9和图10中，对于与图8中的相同部分标记相同的符号，并省略重复部分的说明。

另外，关于叠加电压的电压矢量轨迹，说明了如图4的电压矢量轨迹70那样，在γ-δ轴上形成以原点为中心的正圆的示例，但在作为叠加电压而叠加2相的旋转电压的情况下，该旋转电压中的γ轴叠加电压vh_γ的振幅与δ轴叠加电压vh_δ的振幅即使不同也无妨。图11表示在相对γ轴叠加电压vh_γ的振幅而增大了δ轴叠加电压vh_δ的振幅的情况下，作为叠加电压的2相旋转电压的电压矢量轨迹73。电压矢量轨迹73在γ-δ轴(γ-δ坐标)上，形成以原点为中心，以γ轴方向为短轴方向，且以δ轴方向为长轴方向的椭圆。

在叠加了由电压矢量轨迹73所表示的叠加电压的情况下，对应流过的叠加电流的电流矢量轨迹成为图12所示的向δ轴方向伸长的椭圆。在这种情况下，也是只要轴误差Δθ为零，叠加电流的电流矢量轨迹便可如电流矢量轨迹74那样在γ-δ轴(γ-δ坐标)上，形成以原点为中心，且以γ轴方向为短轴方向或长轴方向的椭圆(有时也可成为正圆)，因此，乘积(ih_γ×ih_δ)不具有直流成分。另一方面，如果轴误差Δθ不为零，则叠加电流的电流矢量轨迹从电流矢量轨迹74如电流矢量轨迹75那样以原点为中心倾斜，因此，乘积(ih_γ×ih_δ)具有直流成分(但叠加电流的电流矢量轨迹成为正圆的情况除外)。因此，由图8等所示的推定器20可推定出转子位置。

另外，作为叠加电压也可以采用单相的交变电压。例如，在γ轴叠加电压vh_γ和δ轴叠加电压vh_δ中，如果只使δ轴叠加电压vh_δ为零，则只具有γ轴电压成分的单相高频电压(γ相的高频交变电压)成为叠加电压，如果只使γ轴叠加电压vh_γ为零，则只具有δ轴电压成分的单相高频电压(δ相的高频交变电压)成为叠加电压。由于该单相交变电压也是与电动机1不同步的高频电压，所以通过该交变电压的施加，电动机1不会旋转。

例如，在γ轴叠加电压vh_γ和δ轴叠加电压vh_δ中，只使γ轴叠加电压vh_γ为零的情况下，叠加电压的电压矢量轨迹成为γ-δ轴(γ-δ坐标)上的以原点为中心的δ轴上的线段。在这种情况下，也是只要轴误差Δθ为零，叠加电流的电流矢量轨迹便可如图13的电流矢量轨迹77那样在γ-δ轴(γ-δ坐标)上，形成以原点为中点的线段，因此，乘积(ih_γ×ih_δ)不具有直流成分。另一方面，如果轴误差Δθ不为零，则叠加电流的电流矢量轨迹从电流矢量轨迹77如电流矢量轨迹78那样以原点为中心倾斜，因此，乘积(ih_γ×ih_δ)具有直流成分。由此，通过图8等所示的推定器20可推定出转子位置。

在作为叠加电压而采用了2相旋转电压的情况下，关于如何设定γ轴叠加电压vh_γ的振幅与δ轴叠加电压vh_δ的振幅的关系、和作为叠加电压而采用哪样的单相交变电压，可根据电动机1的特性和电动机驱动系统的适用场合等进行适宜选择。如果相对地增大2相旋转电压中的γ轴叠加电压vh_γ的振幅(如果相对地减小δ轴叠加电压vh_δ的振幅)，则由于影响转矩的电流成分减少，所以可抑制因叠加而造成的转矩脉动的发生，另一方面，由于增加了与转矩无关的电流成分，所以容易出现因叠加而产生的磁饱和的影响。这与采用只具有γ轴电压成分的单相高频电压作为叠加电压的情况相同。

相反，如果相对地增大2相旋转电压中的δ轴叠加电压vh_δ的振幅(如果相对地减小γ轴叠加电压vh_γ的振幅)，则由于与转矩无关的电流成分减少，所以不容易出现因叠加产生的磁饱和的影响，另一方面，由于增加了影响转矩的电流成分，所以容易产生因叠加而造成的转矩脉动。这与采用只具有δ轴电压成分的单相高频电压作为叠加电压的情况相同。

另外，如果作为叠加电压采用γ轴叠加电压vh_γ的振幅与δ轴叠加电压vh_δ的振幅不同的2相旋转电压，或者作为叠加电压而采用单相交变电压，则与采用图4所示的成为正圆的旋转电压的情况相比，能够抑制因叠加所导致的消耗功率的增大。虽然为了将轴误差Δθ高精度地保持为零，需要叠加一定程度大小的叠加电流，但通过根据电动机1的特性等适宜地设定γ轴叠加电压vh_γ的振幅与δ轴叠加电压vh_δ的振幅的关系，或根据电动机1的特性等采用单相交变电压，可抑制因叠加所导致的消耗功率的增大。

而且，虽然为了获得2相的旋转电压作为叠加电压，需要使γ轴叠加电压vh_γ和δ轴叠加电压vh_δ成为正弦波，但γ轴叠加电压vh_γ和/或δ轴叠加电压vh_δ不一定必须成为正弦波。只要在叠加电压的γ-δ轴(γ-δ坐标)上，电压矢量轨迹描绘出内含原点，且具有以γ轴或δ轴为基准的对称性的图形，则作为γ轴叠加电压vh_γ和δ轴叠加电压vh_δ可以选择任意的波形。其原因是，如果在叠加电压的γ-δ轴(γ-δ坐标)上，电压矢量轨迹描绘出内含原点，且具有以γ轴或δ轴为基准的对称性的图形，则与采用2相旋转电压作为叠加电压的情况相同，在轴误差Δθ＝0°时，乘积(ih_γ×ih_δ)不具有直流成分；随着轴误差Δθ的大小从0增大，乘积(ih_γ×ih_δ)的直流成分以0为起点增大。

另外，所谓“内含原点”是表示在上述“具有对称性图形”的内部存在γ-δ轴(γ-δ坐标)上的原点。而且，所谓“以γ轴为基准具有对称性”是表示在γ-δ轴(γ-δ坐标)上的电压矢量轨迹，在第1象限和第2象限的部分图形与第3象限和第4象限的部分图形之间成立以γ轴为轴的线对称关系。并且，所谓“以δ轴为基准具有对称性”是表示在γ-δ轴(γ-δ坐标)上的电压矢量轨迹，在第1象限和第2象限的部分图形与第3象限和第4象限的部分图形之间成立以δ轴为轴的线对称关系。

例如，如图14所示，γ轴叠加电压vh_γ(实线82)和δ轴叠加电压vh_δ(虚线83)也可以是矩形波。在这种情况下，该电压矢量轨迹如图15的电压矢量轨迹84那样，在γ-δ轴(γ-δ坐标)上形成以原点为中心的长方形，并且对应流过的叠加电流的电流矢量轨迹成为图16所示的(大致)菱形。叠加电流的电流矢量轨迹所描绘的该菱形，如果轴误差Δθ为零，则成为电流矢量轨迹85那样，乘积(ih_γ×ih_δ)不具有直流成分。然而，如果轴误差Δθ不为零，叠加电流的电流矢量轨迹则从电流矢量轨迹85向电流矢量轨迹86变化，使得菱形变形，乘积(ih_γ×ih_δ)具有直流成分。因此，由图8所示的推定器20可推定出转子位置。

另外，作为电动机1，可采用作为非凸极机的表面磁铁式同步电动机。但是，在作为电动机1而采用了非凸极机的情况下，叠加电压的在γ-δ轴(γ-δ坐标)上的电压矢量轨迹如图4的电压矢量轨迹70那样成为正圆的情况(即，旋转电压中的γ轴叠加电压vh_γ的振幅与δ轴叠加电压vh_δ的振幅相等的情况)下，叠加电流的在γ-δ轴(γ-δ坐标)上的电流矢量轨迹也如图17的电流矢量轨迹80那样，成为以原点为中心的正圆(在未形成磁饱和的情况)。在叠加电流的电流矢量轨迹为正圆时，即使由于轴误差Δθ不为零而使该正圆倾斜，也无法捕捉该倾斜。

在这种情况下，可以通过在使与基于永磁铁1a的电枢交链磁通φ_a的方向相同方向的磁通增加的方向，增大叠加电流的γ轴成分，有意地使电动机1形成磁饱和。由于如果形成磁饱和，则d轴电感L_d减小，使γ轴叠加电流ih_γ容易流过，因此，即使在叠加了使电压矢量轨迹成为正圆的叠加电压的情况下，叠加电流的电流矢量轨迹也不会成为正圆，该电流矢量轨迹如电流矢量轨迹81那样向γ轴方向隆起。于是，由于在Δθ≠0°时，乘积(ih_γ×ih_δ)的直流成分具有不等于0的值，所以，可使用与上述相同的方法推定转子位置。

具体而言，只要叠加使作为非凸极机的电动机1的d轴电感L_d基于因γ轴叠加电流ih_γ所引起的磁饱和而变化的叠加电压即可。另外，在考虑了高频波的叠加电压和叠加电流的情况下，γ轴叠加电压vh_γ与γ轴叠加电流ih_γ存在大致比例的关系，δ轴叠加电压vh_δ与δ轴叠加电流ih_δ存在大致比例的关系。电动机的电压方程式之所以可满足下式3(a)和(3b)，是由于在高频中，在下面的式(3a)和(3b)的各自右边，第2项成为支配项而其他项可以忽略。式(3a)和(3b)中的p是微分算子。

v_d＝R_ai_d+pL_di_d-ωL_qi_q              …(3a)

v_q＝R_ai_q+pL_qi_q+ωL_di_d+ωΦ_a        …(3b)

当然，即使在作为电动机1而采用了非凸极机的情况下，也可以采用γ轴叠加电压vh_γ的振幅与δ轴叠加电压vh_δ的振幅不同的2相旋转电压作为叠加电压，还可以采用单相的交变电压作为叠加电压。但是，在为了利用因γ轴叠加电流ih_γ所引起的磁饱和时，γ轴叠加电压vh_γ(γ轴叠加电流ih_γ)不能为零。

而且，电流控制部15使用由下面的2个等式构成的式(4a)和(4b)进行必要的运算。并且，磁通控制部16、速度控制部17和比例积分运算器35分别使用下式(5)、(6)和(7)进行必要的运算。

${v_{\mathrm{\&gamma;}}}^{*}=(K_{\mathrm{c\; p}}+\frac{K_{\mathrm{c\; i}}}{s})({i_{\mathrm{\&gamma;}}}^{*}-i_{\mathrm{\&gamma;}})-{\mathrm{\&omega;}}_e{L}_q{i}_{\mathrm{\&delta;}}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(4a\right)$

${v_{\mathrm{\&delta;}}}^{*}=(K_{\mathrm{c\; p}}+\frac{K_{\mathrm{c\; i}}}{s})({i_{\mathrm{\&delta;}}}^{*}-i_{\mathrm{\&delta;}})+{\mathrm{\&omega;}}_e(L_d{i}_{\mathrm{\&gamma;}}+{\mathrm{\&Phi;}}_a)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(4b\right)$

${i_{\mathrm{\&gamma;}}}^{*}=\frac{{\mathrm{\&Phi;}}_a}{2(L_q-L_d)}-\sqrt{\frac{{{\mathrm{\&Phi;}}_a}^2}{4{(L_q-L_d)}^2}+{i_{\mathrm{\&delta;}}}^{*2}}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(5\right)$

i_δ ^*＝(K_sp+K_si/s)·(ω^*-ω_e)        …(6)

ω_e＝(K_p+K_i/s)·ihD                 …(7)

这里，K_cp、K_sp和K_p是比例系数，K_ci、K_si和K_i是积分系数，这些是在电动机驱动系统的设计时预先设定的值。

另外，在上述的示例中，将叠加电压叠加在坐标转换器18的输入侧(即，v_γ ^*和v_δ ^*)，但也可以将叠加电压叠加在坐标转换器18的输出侧(即，v_u ^*、v_v ^*和v_w ^*)。在这种情况下，只要将γ轴叠加电压vh_γ和δ轴叠加电压vh_δ转换成三相电压的值，叠加在三相电压指令值(v_u ^*、v_v ^*和v_w ^*)上即可。

<第2实施方式>

下面，对本发明的第2实施方式进行详细说明。图18是第2实施方式的电动机驱动系统的详细结构的框图。第2实施方式的电动机驱动系统具有：电动机1、变频器2和无位置传感器控制装置3a。无位置传感器控制装置3a与图3的无位置传感器控制装置3的不同点是，将图3的无位置传感器控制装置3中的叠加电压生成部21、加法器22和23置换成叠加电流生成部24、加法器25和26，并且将图3的无位置传感器控制装置3中的位置/速度推定器20、电流控制部15和坐标转换器18分别置换成位置/速度推定器20a(以下称为“推定器20a”)、电流控制部15a和坐标转换器18a，关于其他点，基本上与无位置传感器控制装置3一致。在图18中，对于与图3相同的部分标记相同的符号，原则上省略对相同部分的重复说明。

在第2实施方式中，作为电动机1，可采用凸极机(具有凸极性的电动机)和非凸极机(具有非凸极性的电动机)的任意一种。在此，主要以电动机1为凸极机(例如，磁铁嵌入式同步电动机)的情况为例进行说明。

在第2实施方式中，推定器20a推定并输出推定转子位置θ_e和推定电动机速度ω_e。因此，构成无位置传感器控制装置3a的各个部分会根据需要，使用由推定器20a推定的推定转子位置θ_e和推定电动机速度ω_e，进行必要的运算。构成无位置传感器控制装置3a的各个部分根据需要，可自由地利用在无位置传感器控制装置3a内生成的所有值。

减法器19从电动机速度指令值ω^*中减去由推定器20a提供的推定电动机速度ω_e，并输出其减法运算结果(速度误差)。速度控制部17根据减法器19的减法运算结果(ω^*-ω_e)，生成δ轴电流指令值i_δ ^*。磁通控制部16使用由推定器20a提供的推定电动机速度ω_e、和速度控制部17提供的δ轴电流指令值i_δ ^*，生成γ轴电流指令值i_γ ^*。

叠加电流生成部24输出用于叠加在γ轴电流指令值i_γ ^*和δ轴电流指令值i_δ ^*上的叠加电流。叠加电流由γ轴成分的γ轴叠加电流ih_γ和δ轴成分的δ轴叠加电流ih_δ构成。对于该叠加电流将在后面进行详细说明。

加法器25计算出来自磁通控制部16的γ轴电流指令值i_γ ^*、和来自叠加电流生成部24的γ轴叠加电流ih_γ之和(i_γ ^*+ih_γ)。加法器26计算出来自磁通控制部17的δ轴电流指令值I_δ ^*、和来自叠加电流生成部24的δ轴叠加电流ih_δ之和(i_δ ^*+ih_δ)。

减法器13从加法器25的计算结果(i_γ ^*+ih_γ)中减去由坐标转换器12输出的γ轴电流i_γ，计算出电流误差(i_γ ^*+ih_γ-i_γ)。减法器14从加法器26的计算结果(i_δ ^*+ih_δ)中减去由坐标转换器12输出的δ轴电流i_δ，计算出电流误差(i_δ ^*+ih_δ-i_δ)。

电流控制部15a接收通过减法器13、14计算出的各个电流误差、来自坐标转换器12的γ轴电流i_γ和δ轴电流i_δ、以及来自推定器20a的推定电动机速度ω_e，输出γ轴电压指令值v_γ ^*和δ轴电压指令值v_δ ^*，以使γ轴电流i_γ跟踪叠加了γ轴叠加电流ih_γ的γ轴电流指令值(即，(i_γ ^*+ih_γ))，且使δ轴电流I_δ跟踪叠加了δ轴叠加电流ih_δ的δ轴电流指令值(即，(I_δ ^*+ih_δ))。因此，在这些γ轴电压指令值v_γ ^*和δ轴电压指令值v_δ ^*中包含与叠加电流对应的叠加电压(叠加成分)。将该叠加电压的γ轴成分和δ轴成分分别设为γ轴叠加电压vh_γ、和δ轴叠加电压vh_δ。γ轴叠加电压vh_γ具有与γ轴叠加电流ih_γ对应的值，δ轴叠加电压vh_δ具有与δ轴叠加电流ih_δ对应的值。

坐标转换器18a根据由推定器20a提供的推定转子位置θ_e，进行包含叠加电压的γ轴电压指令值v_γ ^*和δ轴电压指令值v_δ ^*的逆变换，生成由表示电动机电压V_a的U相成分、V相成分和W相成分的U相电压指令值v_u ^*、V相电压指令值v_v ^*和W相电压指令值v_w ^*构成的三相电压指令值，并将这些输出到PWM变频器2。在该逆变换中，使用由下面的2个等式构成的式(8)。当然，式(8)中的v_γ ^*和v_δ ^*是电流控制部15a输出的值(与图3中的v_γ ^*和v_δ ^*不同)。

$\left[\begin{array}{c}{v_u}^{*}\\ {v_v}^{*}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}{\cos \mathrm{\&theta;}}_e& -{\sin \mathrm{\&theta;}}_e\\ \cos ({\mathrm{\&theta;}}_e-2\mathrm{\&pi;}/3)& -\sin ({\mathrm{\&theta;}}_e-2\mathrm{\&pi;}/3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v_{\mathrm{\&gamma;}}}^{*}\\ {v_{\mathrm{\&delta;}}}^{*}\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(8\right)$

v_w ^*＝-(v_u ^*+v_v ^*)

PWM变频器2根据表示应施加于电动机1的电压的三相电压指令值(v_u ^*、v_v ^*、v_w ^*)生成脉冲宽度被调制的信号，通过向电动机1供给与该三相电压指令值对应的电动机电流I_a，来驱动电动机1。

与第1实施方式同样，在本实施方式中，利用γ轴电流指令值i_γ ^*和δ轴电流指令值i_δ ^*所表示的电流也是驱动电动机1的驱动电流。但是，在本实施方式中，利用γ轴电压指令值v_γ ^*和δ轴电压指令值v_δ ^*所表示的电压是在“为了在电动机1中流过上述驱动电流而对电动机1施加的驱动电压”上，叠加了“为了在电动机1中流过由叠加电流生成部24所生成的叠加电流而对电动机1施加的叠加电压”的电压。

由叠加电流生成部24生成的叠加电流是高频旋转电流。这里，所谓“高频”是指该叠加电流的频率充分大于驱动电流的频率。而且，所谓“旋转电流”是指如图19所示那样的电流矢量轨迹在γ-δ轴上(γ-δ坐标上)形成圆的电流。由于该旋转电流是与电动机1不同步的高频电流，所以通过该旋转电流的叠加，电动机1不会旋转。另外，由叠加电流生成部24生成的γ轴叠加电流ih_γ和δ轴叠加电流ih_δ分别被设定为，与在第1实施方式中被期待叠加的γ轴叠加电流ih_γ和δ轴叠加电流ih_δ同样(或相同)。

在电动机1是磁铁嵌入式同步电动机等，并且L_d＜L_q成立的情况下，当叠加电流的电流矢量轨迹如图19的电流矢量轨迹90那样，在γ-δ轴上成为以原点为中心的正圆时，在γ轴电压指令值v_γ ^*和δ轴电压指令值v_δ ^*中所包含的叠加电压的电压矢量轨迹，如图20的电压矢量轨迹91所示，在γ-δ轴(γ-δ坐标)上成为以原点为中心，以γ轴方向为短轴方向、且以δ轴方向为长轴方向的椭圆。其中，电压矢量轨迹91是在轴误差Δθ为零时的电压矢量轨迹。轴误差Δθ不为零的情况下的叠加电压的电压矢量轨迹，成为由电压矢量轨迹92所表示的椭圆，其短轴方向(或长轴方向)与γ轴方向(或δ轴方向)不一致。即，在轴误差Δθ不为零的情况下，电压矢量轨迹91在γ-δ轴(γ-δ坐标)上以原点为中心倾斜，描绘成电压矢量轨迹92。

因此，能够采用与第1实施方式类似的方法进行转子位置的推定。即，推定器20a只要以使乘积(vh_γ×vh_δ)的直流成分收敛为零的方式，对γ-δ轴进行修正，并进行推定转子位置θ_e和推定电动机速度ω_e的推定即可。在图21中，表示推定器20a的内部结构的一例的框图。图21的推定器20a具有：BPF(带通滤波器)31a和32a、乘法器33a、LPF(低通滤波器)34a、比例积分运算器35a和积分器36a。

BPF31a从由电流控制部15a输出的γ轴电压指令值v_γ ^*的值中，提取作为叠加成分的γ轴叠加电压vh_γ。同样，BPF32a从由电流控制部15a输出的δ轴电压指令值v_δ ^*的值中，提取作为叠加成分的δ轴叠加电压vh_δ。乘法器33a计算出由BPF31a和32a提取的γ轴叠加电压vh_γ和δ轴叠加电压vh_δ的乘积(vh_γ×vh_δ)。LPF34a从该乘积(vh_γ×vh_δ)中除去高频成分，并提取乘积(vh_γ×vh_δ)的直流成分vhD。

比例积分运算器35a为了实现PLL(Phase Locked Loop)，在与构成无位置传感器控制装置3a的各个部分配合动作的同时，进行比例积分控制，计算出推定电动机速度ω_e，以使从LPF34a输出的直流成分vhD收敛为零(即，使轴误差Δθ收敛为零)。积分器36a通过对从比例积分运算器35a输出的推定电动机速度ω_e进行积分，来计算出推定转子位置θ_e。由比例积分运算器35a输出的推定电动机速度ω_e、和由积分器36a输出的推定转子位置θ_e一同被作为推定器20a的输出值，提供给需要该值的无位置传感器控制装置3a的各个部分。

如果构成如图18和图21所示的结构，则轴误差Δθ可收敛为零。而且，与以往的技术相比，用于推定转子位置的处理(运算量)简单，并可容易实现，因此，实用性高。特别是在电动机1的停止状态和低速旋转状态时，可良好地推定转子位置。当然，能够从该电动机驱动系统中省略位置传感器(未图示)，从而可实现低成本化。

另外，与第1实施方式同样，也可以将LPF34置换成对叠加电压的n个周期(其中，n是1以上的整数)的乘积(vh_γ×vh_δ)进行积分，来计算出直流成分vhD的n周期积分器(未图示)，还可以置换成根据叠加电压的n个周期的乘积(vh_γ×vh_δ)的移动平均计算出直流成分vhD的移动平均部(未图示)。而且，与第1实施方式同样，作为从乘积(vh_γ×vh_δ)提取直流成分vhD的方法，也可以采用将LPF、积分(n周期积分)以及移动平均等中的多种方法进行组合的方法。

另外，在作为叠加电流而叠加2相旋转电流的情况下，只要与该叠加电流对应的叠加电压的电压矢量轨迹，在γ-δ轴(γ-δ坐标)上形成以原点为中心的椭圆，即使该旋转电流中的γ轴叠加电流ih_γ的振幅与δ轴叠加电流ih_δ的振幅不同也无妨。因为即使使这些振幅不同，乘积(vh_γ×vh_δ)的直流成分也随着轴误差Δθ变化。在γ轴叠加电流ih_γ的振幅相对大于δ轴叠加电流ih_δ的振幅的情况下，叠加电流的电流矢量轨迹在γ-δ轴(γ-δ坐标)上，形成以原点为中心，且以γ轴方向为长轴方向、以δ轴方向为短轴方向的椭圆。相反，在γ轴叠加电流ih_γ的振幅相对小于δ轴叠加电流ih_δ的振幅的情况下，叠加电流的电流矢量轨迹在γ-δ轴(γ-δ坐标)上，形成以原点为中心，且以γ轴方向为短轴方向、以δ轴方向为长轴方向的椭圆。

并且，作为叠加电流也可以采用单相的交变电流。因为，在这种情况下，乘积(vh_γ×vh_δ)的直流成分也随着轴误差Δθ变化。例如，在γ轴叠加电流ih_γ和δ轴叠加电流ih_δ中，如果只使δ轴叠加电流ih_δ为零，则只具有γ轴电流成分的单相高频电流(γ相的高频交变电流)成为叠加电流，如果只使γ轴叠加电流ih_γ为零，则只具有δ轴电流成分的单相高频电流(δ相的高频交变电流)成为叠加电流。由于该单相交变电流也是与电动机1不同步的高频电流，所以通过该交变电流的施加，电动机1不会旋转。例如，在γ轴叠加电流ih_γ和δ轴叠加电流ih_δ中，只使γ轴叠加电流ih_γ为零的情况下，叠加电流的电流矢量轨迹成为γ-δ轴(γ-δ坐标)上的以原点为中心的δ轴上的线段。当然，也可以只使δ轴叠加电流ih_δ为零。

在作为叠加电流而采用了2相旋转电流的情况下，关于如何设定γ轴叠加电流ih_γ的振幅与δ轴叠加电流ih_δ的振幅的关系、和作为叠加电流而采用哪样的单相交变电流，可根据电动机1的特性和电动机驱动系统的适用场合等进行适宜选择。

而且，虽然为了获得2相的旋转电流作为叠加电流，需要使γ轴叠加电流ih_γ和δ轴叠加电流ih_δ成为正弦波，但γ轴叠加电流ih_γ和/或δ轴叠加电流ih_δ不是必须成为正弦波。只要在叠加电流的γ-δ轴(γ-δ坐标)上，电流矢量轨迹描绘出内含原点，且具有以γ轴或δ轴为基准的对称性的图形，作为γ轴叠加电流ih_γ和δ轴叠加电流ih_δ可以是任意波形。其原因是，如果在叠加电流的γ-δ轴(γ-δ坐标)上，电流矢量轨迹描绘出内含原点，且具有以γ轴或δ轴为基准的对称性的图形，则与采用了2相旋转电流作为叠加电流的情况相同，在轴误差Δθ＝0°时，乘积(vh_γ×vh_δ)不具有直流成分，随着轴误差Δθ的大小从0增大，乘积(vh_γ×vh_δ)的直流成分以0为起点增大。例如，γ轴叠加电流ih_γ和δ轴叠加电流ih_δ也可以是矩形波。

另外，所谓“内含原点”是表示在上述“具有对称性的图形”的内部存在γ-δ轴(γ-δ坐标)上的原点。而且，所谓“以γ轴为基准具有对称性”是表示在γ-δ轴(γ-δ坐标)上的电压矢量轨迹，在第1象限和第2象限的部分图形与第3象限和第4象限的部分图形之间，成立以γ轴为轴的线对称关系。并且，所谓“以δ轴为基准具有对称性”是表示在γ-δ轴(γ-δ坐标)上的电压矢量轨迹，在第1象限和第4象限的部分图形与第2象限和第3象限的部分图形之间成立以δ轴为轴的线对称的关系。

而且，作为电动机1，可采用作为非凸极机的表面磁铁式同步电动机。但是，在采用了非凸极机作为电动机1的情况下，叠加电流的在γ-δ轴(γ-δ坐标)上的电流矢量轨迹如图19的电流矢量轨迹90那样成为正圆的情况(即，旋转电流中的γ轴叠加电流ih_γ的振幅与δ轴叠加电流ih_δ的振幅相等的情况)下，叠加电压的在γ-δ轴(γ-δ坐标)上的电压矢量轨迹也成为以原点为中心的正圆(在未形成磁饱和的情况)。在叠加电压的电压矢量轨迹为正圆时，即使由于轴误差Δθ不为零而使该正圆倾斜，也无法捕捉该倾斜。

在这种情况下，可以通过在使与基于永磁铁1a的电枢交链磁通φ_a的朝向相同方向的磁通增加的方向，增大叠加电流的γ轴成分，有意地使电动机1引起磁饱和。由于如果引起磁饱和，则d轴电感L_d减小，使γ轴叠加电流ih_γ容易流过，因此，即使在叠加了使电流矢量轨迹成为正圆的叠加电流的情况下，叠加电压的电压矢量轨迹也不会成为正圆。于是，由于在Δθ≠0°时，乘积(vh_γ×vh_δ)的直流成分具有不等于0的值，所以，可使用与上述相同的方法推定转子位置。具体而言，只要在驱动电流中叠加使作为非凸极机的电动机1的d轴电感L_d基于由γ轴叠加电流ih_γ所引起的磁饱和而变化的叠加电流即可。

当然，即使在采用非凸极机作为电动机1的情况下，也可以采用γ轴叠加电流ih_γ的振幅与δ轴叠加电流ih_δ的振幅不同的2相旋转电流作为叠加电流，还可以采用单相交变电流作为叠加电流。但是，为了利用因γ轴叠加电流ih_γ所引起的磁饱和，很显然，γ轴叠加电流ih_γ不能为零。

另外，电流控制部15a使用将上述式(4a)右边的(i_γ ^*-i_γ)置换成(i_γ ^*+ih_γ-i_γ)的算式、和将上述式(4b)右边的(i_δ ^*-i_δ)置换成(i_δ ^*+ih_δ-i_δ)的算式进行必要的计算。而且，比例积分运算器35a使用将上述式(7)右边的ihD置换成vhD的算式进行必要的计算。

在第1实施方式中，由叠加电压生成部21和加法器22、23构成叠加部(电压叠加部)。在第1实施方式中，由BPF31、32和乘法器33构成叠加成分提取部。在该叠加成分提取部中，也可以考虑包含输出直流成分ihD的部位。即，例如在叠加成分提取部中也可以考虑包含LPF34、n周期积分器37或移动平均部(未图示)，还可以考虑包含LPF38和移动平均部39。在第1实施方式中，从无位置传感器控制装置3除去了构成上述叠加部的部位和构成上述叠加成分提取部的部位以外的部分构成控制部。

在第2实施方式中，由叠加电流生成部24和加法器25、26构成了叠加部。在第2实施方式中，由BPF31a、32a和乘法器33a构成了叠加成分提取部。在该叠加成分提取部中，也可以考虑包含输出直流成分vhD的部位。即，例如在叠加成分提取部中也可以考虑包含LPF34a、n周期积分器(未图示)或移动平均部(未图示)。在第2实施方式中，无位置传感器控制装置3a的除去了构成上述叠加部的部位和构成上述叠加成分提取部的部位以外的部分构成控制部。

另外，第1和第2实施方式中的电流检测器11，既可以如图3等所示构成为直接检测电动机电流的结构，也可以取而代之，构成为根据电源侧的DC电流的瞬间电流再现电动机电流，由此来检测电动机电流的结构。

本发明适用于使用电动机的所有电气设备。例如，优选适用于利用电动机的旋转进行驱动的电动车、空调机等中所使用的压缩机等。

Claims (15)

1.一种无位置传感器控制装置，其在将与构成转子的永磁铁所产生的磁通平行的轴设为d轴、与d轴对应的控制上的推定轴设为γ轴、从γ轴提前90度电角的推定轴设为δ轴的情况下，以减小d轴与γ轴的轴误差的方式控制电动机，具有；

叠加部，其在驱动所述电动机的驱动电流上叠加与该驱动电流不同频率的叠加电流；

叠加成分提取部，其从供给到所述电动机的电动机电流中提取所述叠加电流的γ轴成分和δ轴成分；和

控制部，其通过根据被提取的所述叠加电流的γ轴成分和δ轴成分的乘积，控制所述电动机，来减小所述轴误差。

2.根据权利要求1所述的无位置传感器控制装置，其特征在于，所述叠加部通过在为了流过所述驱动电流而对所述电动机施加的驱动电压上，叠加与所述叠加电流对应的叠加电压，在所述驱动电流上叠加所述叠加电流。

3.根据权利要求1所述的无位置传感器控制装置，其特征在于，所述控制部通过根据所述乘积的直流成分控制所述电动机，来减小所述轴误差。

4.根据权利要求3所述的无位置传感器控制装置，其特征在于，所述控制部通过以使所述直流成分收敛为零的方式控制所述电动机，来减小所述轴误差。

5.根据权利要求2所述的无位置传感器控制装置，其特征在于，所述叠加电压在γ-δ轴上的电压矢量轨迹，形成以γ轴或δ轴为基准具有对称性的图形。

6.根据权利要求2所述的无位置传感器控制装置，其特征在于，所述叠加电压在γ-δ轴上的电压矢量轨迹，形成正圆、以γ轴为短轴或长轴的椭圆、或者γ轴或δ轴上的线段。

7.根据权利要求2所述的无位置传感器控制装置，其特征在于，

所述电动机是具有非凸极性的电动机，

所述叠加部，将基于由所述叠加电流的γ轴成分所引起的磁饱和，使所述电动机的电感的d轴成分发生变化的电压，作为所述叠加电压而叠加在所述驱动电压上。

8.一种无位置传感器控制装置，其在将与构成转子的永磁铁所产生的磁通平行的轴设为d轴、与d轴对应的控制上的推定轴设为γ轴、从γ轴提前90度电角的推定轴设为δ轴的情况下，以减小d轴与γ轴的轴误差的方式控制电动机，具有；

叠加部，其在驱动所述电动机的驱动电流上叠加与该驱动电流不同频率的叠加电流；

叠加成分提取部，其为了在所述驱动电流上叠加所述叠加电流，提取向所述电动机施加的叠加电压的γ轴成分和δ轴成分；和

控制部，其通过根据被提取的所述叠加电压的γ轴成分和δ轴成分的乘积，控制所述电动机，来减小所述轴误差。

9.根据权利要求8所述的无位置传感器控制装置，其特征在于，所述控制部通过根据所述乘积的直流成分控制所述电动机，来减小所述轴误差。

10.根据权利要求9所述的无位置传感器控制装置，其特征在于，所述控制部通过以使所述直流成分收敛为零的方式控制所述电动机，来减小所述轴误差。

11.根据权利要求8所述的无位置传感器控制装置，其特征在于，所述叠加电流在γ-δ轴上的电流矢量轨迹，形成以γ轴或δ轴为基准具有对称性的图形。

12.根据权利要求8所述的无位置传感器控制装置，其特征在于，所述叠加电流在γ-δ轴上的电流矢量轨迹，形成正圆、以γ轴为短轴或长轴的椭圆、或者γ轴或δ轴上的线段。

13.根据权利要求8所述的无位置传感器控制装置，其特征在于，

所述电动机是具有非凸极性的电动机，

所述叠加部，将基于由所述叠加电流的γ轴成分所引起的磁饱和，使所述电动机的电感的d轴成分发生变化的电流，作为所述叠加电流而叠加在所述驱动电流上。

14.一种电动机驱动系统，具有：

电动机；

驱动所述电动机的变频器；和

通过控制所述变频器来控制所述电动机的权利要求1所述的无位置传感器控制装置。

15.一种电动机驱动系统，其特征在于，具有：

电动机；

驱动所述电动机的变频器；和

通过控制所述变频器来控制所述电动机的权利要求8所述的无位置传感器控制装置。

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