CN1949654A - 估计电机中磁极位置的方法以及基于所述估计位置控制该电机的装置 - Google Patents

Abstract

具有凸极的同步电机中的磁极位置是根据施加在所述电机上的指示电压、由所述指示电压生成的电流以及一个参数进行估计的。为了估计与实际磁极位置基本匹配的位置，将相位匹配电压施加在所述电机上，所述相位匹配电压具有与先前获取的所述估计磁极位置匹配的相位。所述相位匹配电压具有的谐波频率高于所述指示电压的频率。从所述电机检测由所述相位匹配电压生成的相位匹配电流。对至少一个参数的值进行校正，从而使所述相位匹配电压和所述相位匹配电流之间的相位差基本上变成零。根据所述指示电压、所生成的电流以及具有校正值的所述参数，计算所述估计磁极位置。

Description

估计电机中磁极位置的方法 以及基于所述估计位置控制该电机的装置

相关申请的交叉引用

本专利申请基于2005年10月13日提交的在先日本专利申请2005-299242并要求享受其优先权，故其内容以引用方式并入本申请。

发明领域

本发明涉及估计同步电机中转子位置(例如，磁极位置)的方法以及基于所述估计位置控制该电机的装置。

技术背景

在诸如表面式永磁同步电机(SPMSM)或内埋式永磁同步电机(IPMSM)之类的同步电机中，永久磁铁用于转子，由永久磁铁形成的S和N磁极交错地设置在转子轴的周围。在该电机工作期间，将交流电压施加在定子的线圈上，于是，根据所施加的电压而生成的交流电流经该线圈。控制电压的相位与转子的位置(例如，磁极位置)同步。因此，需要用于检测转子的磁极位置的位置检测器。对于该检测器，使用霍尔元件、编码器或解算器。但是，减小具有位置检测器的电机的尺寸是很困难的，以及，需要将该检测器通过连接线与用于控制该电机的控制器相连接。

因此，为了在不使用任何位置检测器的情况下控制同步电机，最近已经通过使用电机的感应电压来估计电机中转子的磁极位置。在电机工作期间，电机自身感应出随磁极位置而改变的电压。因此，可以根据该感应电压估计磁极位置。例如，已公布的第一日本专利申请No.2001-251889披露了在具有d轴和q轴的dq转动坐标系上近似出的电机模型表达式，其基于感应电压估计磁极位置。设定d轴，从而使其在转子中从S磁极指向N磁极。在垂直于转子的转动轴的平面上，设定q轴，从而使其正交于d轴。在转动轴上设定坐标系的原点。

在使用该电机模型表达式进行估计时，设定在恒定值的装置参数用于构成电机模型表达式，以及，根据检测直流电沿着d轴的分量Idc(在下文中，称为d轴分量)、检测直流电沿着q轴的分量Iqc(在下文中，称为q轴分量)、施加在电机上的电压的d轴分量V*d、所施加电压的q轴分量以及转子的指示转动速度ω*r，计算同步电机中所述估计磁极位置相对于真实磁极位置(即，d轴)的轴向位移Δθ。根据Δθ计算转子的所述估计磁极位置。

但是，适用于实际电机的参数值由于各种原因而改变。例如，即使以大规模生产的形式来制造电机，一个电机的组成部件的尺寸和形状也会与其他电机的不同。在该情况下，电机中每个参数的真实值取决于电机部件的尺寸及形状。此外，当电机中充满磁场时，适用于电机的参数值会改变。

为了解决该问题，例如，已公布的第一日本专利申请No.2005-130691披露了作为电机模型表达式的电压公式。在该模型中，为了减小所述估计磁极位置的误差，对表示一个装置参数的q轴电感进行更新，以及，根据该更新的电感来确定所述估计磁极位置。更具体地说，根据使用施加在电机上的指示电压、由该电机检测到的电流以及可变q轴电感的电机模型表达式，计算第一估计磁极位置，以及，在不使用任何q轴电感的情况下，计算第二估计磁极位置。基于第一和第二位置之间的差值，更新q轴电感，以及，在下一个估计周期中，基于更新过的电感，估计磁极位置。

但是，在该申请中，因为在每个估计周期计算两个估计位置，所以，正确地估计磁极位置需要很大的计算量。

发明内容

考虑到传统磁极位置估计方法的缺陷，本发明的目的是提供一种方法，其中，根据使用校正参数的电机模型表达式，准确地估计电机中转子的磁极位置，同时减小计算量。此外，该目的是提供一种基于所述估计磁极位置控制电机的装置。

根据本发明的第一方面，该目的是通过提供一种对具有凸极的同步电机中的磁极位置进行估计的方法来实现的，该方法包括以下步骤：提供电机模型表达式，用于根据施加在所述电机上的指示电压、由所述指示电压生成的电流以及一个参数，估计所述磁极位置；按照所述电机模型表达式，根据所述指示电压、所生成的电流以及所述参数，计算所述电机中的所述估计磁极位置。计算所述估计磁极位置的步骤包括：(1)将相位匹配电压施加在所述电机上，所述相位匹配电压具有比所述指示电压的频率要高的频率并且具有与先前获取的所述估计磁极位置匹配的相位；(2)检测来自所述电机的由所述相位匹配电压生成的相位匹配电流；(3)校正所述参数的值，从而使所述相位匹配电压和所述匹配电流之间的相位差基本上变成零；(4)根据所述指示电压、所生成的电流以及具有校正值的所述参数，计算所述估计磁极位置。

因此，因为在每个估计周期，磁极位置的估计执行一次，所以可以减小用于估计磁极位置的计算量。此外，因为对所述参数进行了校正，从而使所述相位匹配电压和所述相位匹配电流之间的相位差基本上变成零，所述估计磁极位置可以可靠地接近实际的磁极位置。

该目的还通过提供一种控制具有凸极的同步电机的装置来实现，该装置包括：估计单元，根据施加在所述电机上的指示电压、由所述指示电压生成的电流以及一个参数，估计所述电机中的磁极位置；控制单元，根据所述估计磁极位置控制所述电机。所述估计单元具有：(1)施加单元，将相位匹配电压施加在所述电机上，所述相位匹配电压具有比所述指示电压的频率要高的频率并且具有与先前获取的所述估计磁极位置匹配的相位；(2)检测单元，检测来自所述电机的由所述相位匹配电压生成的相位匹配电流；(3)校正单元，校正所述参数的值，从而使所述相位匹配电压和所述相位匹配电流之间的相位差基本上变成零；(4)计算单元，根据所述指示电压、所检测到的电流以及具有校正值的所述参数，计算所述估计磁极位置。所述控制单元根据在所述计算单元中计算出的所述估计磁极位置，控制所述电机。

因为减少了用于估计磁极位置的计算量，所以，所述控制单元可以根据所述估计磁极位置迅速地控制所述电机。此外，可以简化计算所需的部件，从而可以减小所述控制单元的尺寸。

根据本发明的第二方面，该目的是通过提供一种对同步电机中转子的磁极位置进行估计的方法，该方法包括以下步骤：提供电机模型表达式，用于根据由所述转子的指示转速确定的且施加在所述电机上的指示电压、由所述指示电压生成的电流以及一个参数，估计所述磁极位置；按照所述电机模型表达式，根据所述指示电压、所生成的电流以及所述参数，计算所述估计磁极位置。计算所述估计磁极位置的步骤包括：(1)根据所述指示电压和所生成的电流之间的相位差，计算实际功率因子角；(2)根据所述转子的转矩和所述指示转速，计算标准功率因子角；(3)校正所述参数的值，从而使所述实际功率因子角与所述标准功率因子角基本上一致；(4)根据所述指示电压、所产生的电流以及具有校正值的所述参数，计算所述估计磁极位置。

因此，因为在每个估计周期，磁极位置的估计执行一次，所以可以减小用于估计磁极位置的计算量。此外，因为对所述参数进行了校正，从而使所述实际功率因子角与所述标准功率因子角基本上一致，所述估计磁极位置可以可靠地接近实际的磁极位置。

该目的还通过提供一种控制同步电机的装置来实现，该装置包括：估计单元，根据由所述转子的指示转速确定的且施加在所述电机上的指示电压、由所述指示电压生成的电流以及一个参数，估计所述电机中转子的磁极位置；控制单元，根据所述估计磁极位置控制所述电机。所述估计单元具有：(1)第一计算器，根据所述指示电压和所产生的电流之间的相位差，计算实际功率因子角；(2)第二计算器，根据所述转子的转矩和所述指示转速，计算标准功率因子角；(3)校正单元，校正所述参数的值，从而使所述实际功率因子角与所述标准功率因子角基本上一致；(4)第三计算器，根据所述指示电压、所产生的电流以及具有校正值的所述参数，计算所述估计磁极位置。

因为减少了用于估计磁极位置的计算量，所以，所述控制单元可以根据所述估计磁极位置迅速地控制所述电机。此外，可以简化计算所需要的部件，从而可以减小所述控制单元的尺寸。

附图说明

图1的框图示出了根据本发明第一实施例的同步电机的控制单元；

图2示出了相位匹配电压和相位匹配电流之间的相位差；

图3的框图示出了根据第一实施例的修改的同步电机的控制单元；

图4的框图示出了根据本发明第二实施例的同步电机的控制单元；

图5A示出的相位电流从相位电压相移了标准功率因子角；

图5B示出的相位电流从相位电压相移了实际功率因子角；

图6的二维图示出了标准功率因子角以及转速与转矩二者组合之间的关系；以及

图7示出了每当三相电流之一与零电平线交叉时所校正的q轴电感L_q。

具体实施方式

现在将参考附图描述本发明的实施例，其中，相同的附图标记在整个申请中表示相同的部分、部件或要素。

实施例1

图1的框图示出了根据本发明第一实施例的同步电机的控制单元。

如图1所示，同步电机10具有定子线圈和由永久磁铁制成的转子(未示出)。当将三相交流电电压施加在该线圈上时，由U、V及W相的相位电流组成的三相交流电流经该线圈，从而由于电磁感应而产生可变磁场，于是，具有永久磁铁的转子响应于该磁场而在其转动轴上转动。转动力通过诸如滑轮以及带子之类的传送装置而被输出。在图1所示的控制单元中控制电流的相位，从而以预期的转速稳定地转动该转子。

在该实施例中，具有凸极的永久磁铁设置在转子的轴的周围，从而从该轴中突出，因此，在dq转动坐标系中沿着从观测到的S磁极到相应的N磁极的d轴方向的电机的d轴电感L_q小于沿着与在垂直于该转动轴q的平面上的d轴方向正交的q轴方向的电机的q轴电感L_q。

如图1所示，将电机的指示(或预期)转速τ^★的数据重复地给予控制单元的指示电流生成器1。每当将速度τ^★的数据给予控制单元时，生成器1就根据速度τ^★，对定义在dq转动坐标系中的指示交流电i^★的d轴分量i_d ^★以及q轴分量i_q ^★的值进行计算。在dq转动坐标系中，将原点设在转动轴上的某一位置。因为dq坐标系是转动系，所以，电压和电流分别用直流电和直流电压表示在dq坐标系上。因此，dq坐标系表示两相直流电坐标系。

第一差值计算器2计算检测到的电流i_det的d轴分量i_d和d轴分量i^★ _d之间的d轴差值Δi_d，并计算检测到的电流i_det的q轴分量i_q和q轴分量i^★ _q之间的q轴差值Δi_q。从电机10的定子线圈中检测该电流。电流控制器3根据差值Δi_d和Δi_q，计算指示电压V^★的d轴分量V^★ _d和q轴分量V^★ _q，从而，当把指示电压施加在电机10上时，差值Δi_d和Δi_q均接近零。指示电压V^★的频率与指示电流i^★的频率相同。

dq/αβ坐标变换器4基于转子的估计磁极位置θ_es，将dq转动坐标系变换成αβ坐标系，从而将指示电压V^★的分量V^★ _d和V^★ _q转换成定义在αβ坐标系中的α轴分量V^★ _α和β轴分量V^★ _β。位置θ_es用转子的转动角表示。

众所周知，αβ坐标系是静止系，且由在垂直于转子的转动轴的平面上相互正交的α轴和β轴进行定义，αβ坐标系的原点被设在转子的转动轴上，与dq坐标系的原点位置相同。因为αβ坐标系是静止系，所以，电压和电流分别用αβ坐标系上的交流电和交流电压来表示。因此，αβ坐标系表示两相交流电坐标系。

估计磁极位置用估计磁极位置方向与α轴之间的角表示在αβ坐标系上。在该情况下，实际的磁极位置用实际的磁极位置方向(即，d轴)与α轴之间的角表示。当正确地估计磁极位置从而可以表示实际的位置时，可以指明αβ静止坐标系和dq转动坐标系之间的相位相对关系(即，α轴和d轴之间的角)。因此，基于估计位置θ_es可以正确地执行坐标变换。

加法器5将具有α轴分量V^★ _hα和β轴分量V^★ _hβ的相位匹配电压V^★ _h加上从变换器4输出的指示电压V^★，从而产生具有α轴分量V^★ _hα+V^★ _α和β轴分量V^★ _hβ+V^★ _β的叠加指示电压。该相位匹配电压的频率高于指示电压V^★的频率。例如，该相位匹配电压具有较高谐波频率的谐波，而指示电压具有基频的基波。谐波频率是基频的整数倍。

αβ/uvw坐标变换器6将αβ坐标系变换成由U相轴、V相轴以及W相轴定义的UVW坐标系，从而将叠加指示电压的分量V^★ _hα+V^★ _α以及V^★ _hβ+V^★ _β转换成U相分量V^★ _u、V相分量V^★v以及W相分量V^★w。UVW坐标系的三个轴在垂直于转动轴的平面上在电子角方面被隔开120度的相等间隔，且对应于U、V以及W相，以及，将UVW坐标系的原点设成与αβ坐标系的原点相同。

脉冲宽度调制(PWM)信号生成器7根据叠加指示电压的每个分量V^★u、V^★v以及V^★w生成PWM信号。PWM信号分别传输到逆变器8，从而操作对应于定子线圈的三个切换部件。因此，叠加指示电压的分量V^★u、V^★v以及V^★w分别施加在线圈上。响应于该叠加指示电压，具有U相分量i_U、V相分量i_V以及W相分量i_W的三相交流电流经该线圈。此外，电机10根据磁极位置生成感应电压。因此，该交流电依赖于叠加指示电压以及感应电压。

电流传感器9检测交流电i_det的相位分量i_U、i_V以及i_W的值。传感器9可以检测三个分量值中的仅仅两个值，从而根据所检测的值计算另一分量值。uvw/αβ坐标变换器11将UVW坐标系变换成αβ坐标系，从而将所检测的交流电i_det的分量i_U、i_V以及i_W转换成α轴分量i_α以及β轴分量i_β。该电流包括由指示电压生成的转子驱动电流以及由相位匹配电压生成的相位匹配电流。转子驱动电流具有的频率与指示电压的频率相同，以及，相位匹配电流具有的频率与相位匹配电压的频率相同。在αβ/dq坐标变换器12以及磁极位置估计单元13中接收检测到的交流电。

变换器12基于从估计单元13输出的估计磁极位置，将αβ坐标系变换成dq坐标系，从而将检测到的交流电的分量i_α以及i_β转换成d轴分量i_d以及q轴分量i_q。将检测到的电流的分量i_d以及i_q传送给计算器2。这里，检测到的电流中包括的相位匹配电流的频率高于在生成器1中生成的指示电流的频率，同时，检测到的电流中包括的驱动电流具有的频率与该指示电流的频率相同。因此，相位匹配电流对计算器2的计算几乎不产生影响。

估计单元13根据电机模型表达式估计转子的磁极位置θ_es，其中，使用从变换器4接收的指示电压的分量V^★ _α和V^★ _β、从变换器11接收的检测电流的分量i_α和i_β以及参数。该电机模型表达式是通过将干扰观测器施加在考虑了扩展感应电压的电机模型上来获得的。例如，日本电气工程师协会(IEEJ)在2000年工业应用部分的会议上由Ichikawa、Chin、Tomita、Michiki以及Ookuma著述的文章“Positionand Speed Sensorless Control of IPMSM Using Extended InducedVoltage Disturbance Observer”中披露了该干扰观测器。

根据第一公式，通过使用施加在电机上的指示电压的α轴分量V_α以及β轴分量V_β、定子的电阻R、对在前一估计周期估计的转子位置相对于时间求微分而获得的转子的转速ω_re电机中的d轴电感L_d、电机中的q轴电感L_q、微分算子p、从电机中检测到的驱动电流的α轴分量i_α和β轴分量i_β以及感应电压的常数K_E，在αβ坐标系中表达考虑了扩展感应电压的模型：

$\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{\α}}\\ V_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}R+p{L}_d& {\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}(L_d-L_q)\\ -{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}(L_d-L_q)& R+p{L}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]+\{(L_d-L_q)({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}{i}_d-i_q)+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}{K}_E\}\begin{array}{}\left[\begin{array}{c}-{\sin \mathrm{\θ}}_{\mathrm{re}}\\ \cos {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{re}}\end{array}\right]\end{array}$

在该模型表达式中，将右边的第二项定义为扩展感应电压。除了基于转子的永久磁铁的感应电压之外，将生成磁阻转矩的电感差L_d-L_q视为附加磁通量的分量。通过使用该模型，可以容易地估计磁极位置。当基于该模型，构成把扩展感应电压视为干扰的干扰观测器时，可以计算出扩展感应电压。根据第二公式，通过另外使用微分算子s和观测器磁极α，表达扩展感应电压的α轴分量e_α以及β轴分量e_β：

$\left[\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{\α}}\\ e_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\frac{s}{s+\mathrm{\α}}\{\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{\α}}\\ V_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]-\left[\begin{array}{cc}R+p{L}_d& {\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}(L_d-L_q)\\ -{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}(L_d-L_q)& R+p{L}_d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]\}$

因为通过考虑从磁通量方向(即，估计磁极位置的方向)前移90度的电压向量来满足tanθ_es＝-e_α/e_β的关系，所以，根据第三公式通过反正切计算而获得所述估计位置θ_es1。

${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{es}}={\tan }^{-1}\frac{{-e}_{\mathrm{\α}}}{e_{\mathrm{\α}}}$

在该估计中，根据详细的电机模型计算感应电压。因此，即使转子的转速或转子上所加的负载迅速改变时，也可以根据感应电压e(e_α，e_β)正确地估计转子的磁极位置。但是，因为该电机模型包括微分项s/(s+α)，所以，极大地增加了估计所需的计算量。为了减小计算量，可以将不包括任何微分项的近似电机模型用于估计磁极位置。

更具体地说，驱动电流中的α轴分量i_α(i_α＝-Ia(t)·sinθ，θ＝ω_ret+c，c是常数)以及β轴分量i_β(i_β＝Ia(t)·cosθ)的波高Ia(t)随时间而改变。该依赖于时间的波高Ia(t)用基本不依赖于时间t(d/dt·Ia0)的波高来近似或取代。也就是说，将驱动电流的波高相对于时间的微分值充基本设为零(步骤S12)。在该情况下，可以根据第四公式，改写电机模型中的α轴分量i_α的微分项。

${\mathrm{pL}}_d\·i_{\mathrm{\α}}=L_d\frac{d}{\mathrm{dt}}{\·i}_{\mathrm{\α}}$

$=L_d(-\frac{d}{\mathrm{dt}}\·I_{\mathrm{\α}}\sin \mathrm{\θ}-I_{\mathrm{\α}}\frac{d}{\mathrm{dt}}\·\sin \mathrm{\θ})$

$=-L_d\·I_{\mathrm{\α}}\frac{d}{\mathrm{dt}}\·\sin \mathrm{\θ}$

$=-L_d\·{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}\·I_{\mathrm{\α}}\·\cos \mathrm{\θ}$

$=-L_d{\·\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}\·i_{\mathrm{\β}}$

同样，可以根据第五公式改写电机模型中的β轴分量i_β的微分项。

pL_d·i_β＝L_d·ω_er·i_α

因此，可以简化和改写第二公式，以及，通过把第四及第五公式插入到第二公式中获得表示近似电机模型的第六公式。

$\left[\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{\α}}\\ e_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{V^{*}}_{\mathrm{\α}}\\ {V^{*}}_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]-\left[\begin{array}{cc}R& -{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}{L}_q\\ {\mathrm{\ω}}_{\mathrm{re}}{L}_q& R\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]$

通过使用诸如定子电阻R、转速ω_er以及q轴电感L_q之类的参数，根据指示电压的分量V^★ _α和V^★ _β以及驱动电流的分量i_α和i_β，计算感应电压的分量e_α以及e_β。根据第三公式，由感应电压的分量e_α以及e_β获得所述估计位置θ_es。将所述估计位置θ_es输出到变换器4和12以及干扰生成器17。这里，因为相位匹配电压以及电流的频率高于指示电压以及驱动电流的频率，所以，相位匹配电压以及电流对单元13中的估计没有影响。

当这些参数是恒定的而不考虑大规模生产中的电机的操作条件或电机部件的尺寸及形状时，可以在单元13中估计与实际磁极位置(即，d轴)基本匹配的磁极位置。但是，适用于电机10的参数的值由于各种原因而改变，例如，操作条件的改变以及电机部件的尺寸及形状的变化。因此，当把所有的参数值设为恒定时，就不能正确地估计与实际磁极位置匹配的位置θ_es。

为了解决该问题，除了基波的指示电压之外，还将较高谐波的相位匹配电压施加在电机10上，以及，检测来自电机10的由该相位匹配电压生成的相位匹配电流。该相位匹配电流具有的谐波频率与相位匹配电压的谐波频率相同。当相位匹配电流的相位从相位匹配电压的相位偏移时，判断出至少一个参数不同于适于电机10的值，从而辨别出所述估计磁极位置和实际的磁极位置的不同。响应于该判断，根据相位匹配电压和相位匹配电流之间的相位差校正该参数，从而使相位差基本上变成零。例如，校正d轴电感L_d。

下面对当相位差基本上变成零时所述估计磁极位置可以接近实际磁极位置的推理过程进行描述。在具有凸极永久磁铁的电机中，d轴电感L_d小于q轴电感L_q。因此，当在定子线圈中感生出磁场时，交流电沿着d轴流动比沿着q轴流动要容易。也就是说，交流电沿着q轴的阻抗大于沿着d轴的阻抗。因此，当施加在电机10上的指示电压的向量不是位于d轴上时，由指示电压生成的驱动电流的向量相对于指示电压的向量移向d轴。

干扰生成器17生成相位匹配电压V^★ _h的α轴分量V^★ _hα以及β轴分量V^★ _hβ的数据，从而使该相位匹配电压的相位与先前在估计单元13中获得的估计位置θ_es的相位相同。在加法器5中，将该相位匹配电压叠加在指示电压V^★(V^★ _α，V^★ _β)上。因此，由该相位匹配电压生成的相位匹配电流包括在检测到的交流电中。

图2示出了相位匹配电压和相位匹配电流之间的相位差。

如图2所示，当估计位置θ_es不同于实际的磁极位置(d轴)时，相位匹配电压的相位(在图2中用γ轴表示)不同于与实际的磁极位置相对应的d轴。因为交流电沿着d轴流动比沿着q轴流动容易，所以，该相位匹配电流的相位相对于该相位匹配电压的相位移向d轴。在图2所示的例子中，当相位匹配电压的相位从d轴向前移时，从该相位匹配电压的相位延迟相位匹配电流的相位。相比之下，当从d轴延迟该相位匹配电压的相位时，从该相位匹配电压的相位前移该相位匹配电流的相位。当相位匹配电压的相位与d轴一致或匹配时，相位匹配电压和相位匹配电流之间的相位差θ_vi基本上变成零。因此，当校正近似电机模型表达式中的至少一个参数以使相位差几乎变成零时，所估计的磁极位置可以接近实际的磁极位置。

为了根据相位差校正近似电机模型表达式中的至少一个参数以使相位差几乎变成零，延迟单元14将从变换器11输出的检测交流电保持一个预定时间段(例如，与检测交流电的一个波长相对应的时间段)，从而产生延迟的交流电。第二差值计算器15从变换器11输出的检测交流电中减去该延迟的交流电。在该减法中，延迟交流电中包括的驱动电流抵偿检测交流电中包括的驱动电流。然后，计算器15在与相位匹配电压的频率相等的周期中执行采样操作，从而，在不引起相位匹配电流中的相位延迟的情况下，从减法结果中减去相位匹配电流的α轴分量i_hα以及β轴分量i_hβ。

为了从检测交流电中减去相位匹配电流，可以用高通滤波器取代延迟单元14以及计算器15。在该情况下，因为在相位匹配电流中出现了相位延迟，所以需要对相位匹配电流进行相位补偿。

外积计算器16根据第七公式对在生成器17中生成的相位匹配电压V(V^★ _hα，V^★ _hβ)和在计算器15中产生的相位匹配电流I(i_hα，i_hβ)的外积的长度进行计算。

V×I＝|V||I|sinθ_vi＝V^★ _hαi_hβ-V^★ _hβi_hα

在该公式中，当电流I的相位从电压V前移时，也就是说，当估计磁极位置θ_es从实际磁极位置θ_c延迟时，所计算出的长度变正。相反，当电流I的相位从电压V延迟时，也就是说，当所述估计磁极位置θ_es从实际的磁极位置θ_c前移时，所计算出的长度变负。θ_vi表示V和I的向量之间的相位差。

与通过使用诸如反正切计算之类的复杂计算来直接计算相位差θ_vi的情况相比，仅仅需要诸如乘法和减法之类的简单计算来计算外积。因此，可以进一步减小磁极位置估计中的计算量。

当相位差θ_vi是零时，外积的长度变成零。当相位差θ_vi不同于零时，外积具有的长度为正号或负号。因此，优选将外积的长度计算成与相位差相对应的值。

补偿单元18根据第八公式，基于外积的长度，同时考虑到外积长度的符号，来校正q轴电感L_q。

L_q＝L₀+K_p V×I+K_i∫V×IdtL₀表示初始值。K_p表示比例增益。K_i表示积分增益。因此，可以可靠地校正q轴电感L_q，从而使基于校正过的电感L_q计算出来的外积基本上变成零。

估计单元13根据第二公式，基于所校正的电感L_q，估计磁极位置。因此，因为在单元18中对所校正的电感L_q进行确定，从而使外积基本变为零，可以确定所述估计磁极位置θ_es，从而使相位差基本变为零，以及，所述估计磁极位置θ_es可以与实际的磁极位置θ_c基本匹配。

总之，在该实施例中，当按照近似电机模型表达式用施加在电机上的指示电压、由该指示电压生成的电流以及参数估计电机10中的磁极位置时，将相位匹配电压施加在该电机上，其中，该相位匹配电压的相位与在第一周期中计算出的所述估计磁极位置匹配，检测来自该电机的由该相位匹配电压生成的相位匹配电流，以及，校正至少一个参数的值，从而使相位匹配电压和相位匹配电流之间的相位差基本变为零。因此，当根据指示电压、所生成的电流以及包括校正参数值在内的参数在继第一周期之后的第二周期中估计磁极位置时，可以基于与实际磁极位置基本匹配的估计磁极位置，控制指示电压的相位。

因此，可以可靠地控制电机10的工作，以及，可以明显减小用于估计与实际磁极位置基本匹配的磁极位置的计算量。

此外，因为由相位匹配电压生成的相位匹配电流流经电机10的定子线圈，所以，可以在电机10中可靠地获得需要足够电流的磁饱和。因此，可以可靠地驱动该电机。

相位匹配电压的频率可以从300Hz变化到10KHz。但是，当相位匹配电压的频率不是明显高于指示电压的频率时，可能发生脉动现象，从而使指示电压的值产生波动或生成低音频的噪声。相反，当相位匹配电压的频率足够高时，从检测交流电中提取相位匹配电流会变得困难。因此，当在电机10工作期间可容许脉动或噪声时，相位匹配电压的频率优选从300Hz变化到700Hz。当使用较高性能的单元来提取相位匹配电流时，相位匹配电压的频率优选从5KHz变化到10KHz。

在该实施例中，具有谐波的相位匹配电压的频率是具有基波的指示电压的频率的整数倍(两倍，或三倍，…)。但是，相位匹配电压具有的频率可以比指示电压的频率高。

此外，补偿单元18计算q轴电感L_q的校正值。但是，当外积的长度为正时，从实际的磁极位置θ_c延迟所述估计磁极位置θ_es。相反，当外积的长度为负时，从实际的磁极位置θ_c前移所述估计磁极位置θ_es。因此，可以基于外积的长度的符号判断是从实际的磁极位置θ_c前移还是延迟所述估计磁极位置θ_es。因此，单元18可以基于外积的长度的符号，将q轴电感L_q增加或减小一个预定值，从而使相位差接近零。

第一实施例的第一修改

在第一实施例中，将相位匹配电压V^★ _h(V^★ _hα，V^★ _hβ)和相位匹配电流i_h(i_hα，i_hβ)定义在αβ静止坐标系中。但是，也可以估计磁极位置，从而使定义在dq转动坐标系中的相位匹配电压和相位匹配电流的外积基本变为零。

图3的框图示出了根据第一实施例的第一修改的同步电机的控制单元。

如图3所示，干扰生成器17生成相位匹配电压的d轴分量V^★ _hd，从而使该相位匹配电压的相位与估计位置θ_es的相位匹配。因为正确估计出的位置θ_es与位于d轴上的实际位置θ_c基本匹配，所以生成相位匹配电压，从而使该相配匹配电压的相位与d轴匹配。也就是说，相位匹配电压具有的q轴分量值基本等于零。加法器5将相位匹配电压(V^★ _hd，0)加上控制器3输出的指示电压V^★(V^★ _d，V^★ _q)，从而产生叠加的指示电压。变换器4将该叠加指示电压的分量转换成α以及β轴分量，以及，变换器6将这些分量变换成U、V以及W轴分量。

延迟单元14延迟在形成器12中产生的检测交流电i_det(i_d，i_q)，以及，计算器15从变换器12输出的检测交流电中减去延迟的交流电，从而从检测交流电中减去相位匹配电流i_h(i_hd，i_hq)。计算器16计算相位匹配电压V_h(V^★ _hd，0)和相位匹配电流i_h(i_hd，i_hq)的外积。补偿单元18基于外积的长度，校正q轴电感L_q的值，从而使基于校正电感L_q计算出的外积基本变为零，以及，估计单元13基于设在校正值的q轴电感L_q估计磁极位置。

因为相位匹配电压具有的q轴分量值基本等于零，所以，外积的计算可以变得更加容易。

第一实施例的第二修改

将仅具有d轴分量的所施加的相位匹配电流叠加在从计算器2输出的d轴差值Δi_d上。在该情况下，干扰生成器17生成相位匹配电流，该相位匹配电流具有与估计磁极位置的相位相同的相位，该估计磁极位置与实际的磁极位置基本匹配。控制器3将该相位匹配电流转换成相位匹配电压，该相位匹配电压具有的相位与该相位匹配电流的相位相同。将相位匹配电压施加在电机10上，以及，计算器15从检测交流电中减去由所施加的相位匹配电流生成的相位匹配电流i_h(i_hb，i_hq)。

因此，将叠加在指示电压上的相位匹配电压充分地施加在电机上，以及，可以校正q轴电感L_q，从而使所施加的相位匹配电流和相位匹配电流的外积基本变为零。

实施例2

图4的框图示出了根据本发明第二实施例的同步电机的控制单元。图5A示出的相位电流从相位电压相移了标准功率因子角，图5B示出的相位电流从相位电压相移了实际功率因子角。图6示出了表示标准功率因子角以及转速与转矩二者组合之间关系的二维图。图7示出了每当一个三相电流与零水平线交叉时所校正的q轴电感L_q。

图4所示的同步电机40不同于图1所示的同步电机10，其不同之处在于：电机40的转子(未示出)由具有凸极或非凸极的永久磁铁制成。

如图4所示，转矩估计单元22基于传感器9中检测到的三相电流的相位电流i_U、i_V以及i_W，估计电机10的转子的转矩。标准功率因子角确定单元23根据转子的指示转速τ^★以及估计的转矩，确定标准功率因子角。

如图5A所示，将功率因子角定义为施加在电机上的三相电压的相位电压和由所施加的三相电压生成的三相电流之间的相位差。该相位差是根据相位电流和相位电压之间的零电平交叉时间差而获得的。当在估计单元13中估计的磁极位置与实际的磁极位置匹配时，功率因子角得以最小化，且达到标准功率因子角φ^★d。电机的功率因子是由电机转子的转速以及转矩来确定的，且当相位差与标准功率因子角φ^★d相同时其得以最小化。

确定单元23对图6所示的二维图进行存储。该图表示标准功率因子角以及转速与转矩组合之间的关系。当收到速度τ^★和估计转矩时，单元23参考该图，并检测设定在与电机10的工作点相对应的值处的标准功率因子角，电机10的工作点由速度τ^★和所述估计转矩的组合来确定。

实际功率因子角计算单元21从变换器6和传感器9接收三相指示电压的相位电压V^★u、V^★v和V^★w以及三相检测电流的相位电流i_U、i_V以及i_W，每当相位电流与零电平线交叉时，计算每个相位电压和相应的相位电流之间的相位差，以及，由该相位差计算平均相位差。单元21将平均相位差作为实际功率因子角输出到第二差值计算器24。

可以根据公布的日本专利申请首次公开No.2004-64860或公布的日本专利申请首次公开No.2004-88838所披露的技术来计算实际的功率因子角。更具体地说，基于各三相电流i_U、i_V以及i_W重复地与零电平线交叉的相邻时间，确定时间的积分范围，所施加的每个相位电压在相应的积分范围内进行积分，以及，由在零和最大值之间的积分值计算实际功率因子角。

如图5B所示，当在单元13中所述估计磁极位置与实际的磁极位置的位置差为Δθ时，实际功率因子角比标准功率因子角φ^★d大出的角度差Δφd对应于位置差Δθ。

如图4所示的控制单元对施加在与转子20的位置(例如，磁极位置)同步的电机10的定子线圈上的电压的相位进行控制。因此，当估计磁极位置与实际的磁极位置不同时，实际功率因子角就不同于标准功率因子角。

计算器24从实际功率因子角中减去标准功率因子角φ^★d，从而获得角度差Δφd。补偿单元25基于角度差Δφd，校正q轴电感L_q的值，从而使基于校正电感L_q计算出的实际功率因子角与标准功率因子角基本一致。估计单元13基于校正的电感L_q，估计磁极位置。

例如，如图7所示，每当一个相位电流i_U、i_V以及i_W与零电平线交叉时，校正电感L_q，以及，基于校正的电感L_q估计磁极位置。在该情况下，即使电感L_q的初始值Lo远远不同于适于电机40的值Lt，也可以通过重复地执行校正和估计，使电感L_q的值逐渐接近适当的值Lt。因此，可以可靠地估计与实际磁极位置基本匹配的磁极位置。

总之，在该实施例中，当按照近似电机模型表达式用转子的指示转速确定的且施加在电机上的指示电压、由该电压生成的电流以及参数估计电机40中的磁极位置时，根据指示电压和所生成的电流之间的相位差计算实际功率因子角，根据由所生成的电流估计出的转子的指示转速和转矩计算标准功率因子角，以及，校正至少一个参数的值，从而使实际功率因子角与标准功率因子角基本一致。因此，当在下一个周期中根据指示电压、所生成的电流和包括校正参数值在内的参数来估计磁极位置时，可以基于与实际磁极位置基本匹配的估计磁极位置，控制指示电压的相位。

因此，与第一实施例一样，可以极大地减小用于估计与实际磁极位置基本匹配的磁极位置的计算量。

Claims (15)

1、一种用于对具有凸极的同步电机中的磁极位置进行估计的方法，包括以下步骤：

提供电机模型表达式，用于根据施加在所述电机上的指示电压、由所述指示电压生成的电流以及一个参数，估计所述磁极位置；以及

按照所述电机模型表达式，根据所述指示电压、所生成的电流以及所述参数，计算所述电机中的估计磁极位置，其中，计算所述估计磁极位置的步骤包括：

将相位匹配电压施加在所述电机上，所述相位匹配电压具有比所述指示电压的频率要高的频率并且具有与先前获取的所述估计磁极位置匹配的相位；

检测来自所述电机的由所述相位匹配电压生成的相位匹配电流；

校正所述参数的值，从而使所述相位匹配电压和所述相位匹配电流之间的相位差基本上变成零；以及

根据所述指示电压、所生成的电流以及具有所述校正值的所述参数，计算所述估计磁极位置。

2、根据权利要求1所述的方法，其中，校正所述参数的值的所述步骤包括：

确定所述参数的校正值，从而使根据所述参数的校正值导出的所述相位匹配电压的向量和所述相位匹配电流的向量的外积基本上变成零。

3、根据权利要求2所述的方法，其中，根据所述外积计算所述参数的校正值。

4、根据权利要求2所述的方法，其中，确定所述参数的校正值的所述步骤包括：

响应于所述外积的符号，将所述参数的值重复地增加或减小一个预定值，直到所述外积基本上变成零为止，所述外积的符号是根据所述参数的增加或减小值导出的。

5、根据权利要求1所述的方法，其中，所述相位匹配电压具有的谐波频率是所述指示电压的频率的整数倍。

6、根据权利要求1所述的方法，其中，将所述相位匹配电压定义在两相交流电坐标系中。

7、根据权利要求1所述的方法，其中，将所述相位匹配电压定义在两相直流电坐标系中。

8、一种用于对同步电机中转子的磁极位置进行估计的方法，包括以下步骤：

提供电机模型表达式，用于根据由所述转子的指示转速确定的且施加在所述电机上的指示电压、由所述指示电压生成的电流以及一个参数，估计所述磁极位置；以及

按照所述电机模型表达式，根据所述指示电压、所生成的电流以及所述参数，计算所述电机中的估计磁极位置，其中，计算所述估计磁极位置的所述步骤包括：

根据所述指示电压和所生成的电流之间的相位差，计算实际功率因子角；

根据所述转子的转矩和所述指示转速计算标准功率因子角，所述标准功率因子角被定义成当所述估计磁极位置与实际磁极位置匹配时所获取的功率因子角；

校正所述参数的值，从而使所述实际功率因子角与所述标准功率因子角基本上一致；以及

根据所述指示电压、所产生的电流以及具有所述校正值的所述参数，计算所述估计磁极位置。

9、根据权利要求8所述的方法，其中，计算所述标准功率因子角的所述步骤包括：

将所述标准功率因子角以及转速与转矩二者组合之间的关系图进行存储；以及

通过参考所述关系图，确定在与所述转子的所述指示转速和所述转矩的组合相对应的值处设定的所述标准功率因子角。

10、根据权利要求8所述的方法，其中，计算所述标准功率因子角的所述步骤包括：

根据所生成的电流，估计所述转子的所述转矩。

11、一种对具有凸极的同步电机进行控制的装置，包括：

估计单元，根据施加在所述电机上的指示电压、由所述指示电压生成的电流以及一个参数，估计所述电机中的磁极位置；以及

控制单元，根据所述估计磁极位置控制所述电机，其中，所述估计单元具有：

施加单元，将相位匹配电压施加在所述电机上，所述相位匹配电压具有比所述指示电压的频率要高的频率并且具有与先前获取的所述估计磁极位置匹配的相位；

检测单元，检测来自所述电机的由所述相位匹配电压生成的相位匹配电流；

校正单元，校正所述参数的值，从而使所述相位匹配电压和所述相位匹配电流之间的相位差基本上变成零；以及

计算单元，根据所述指示电压、所检测到的电流以及具有所述校正值的所述参数，计算所述估计磁极位置，以及，

所述控制单元根据在所述计算单元中计算出来的所述估计磁极位置，控制所述电机。

12、根据权利要求11所述的装置，其中，所述校正单元校正所述参数的值，从而使根据所述参数的校正值导出的所述相位匹配电压的向量和所述相位匹配电流的向量的外积基本上变成零。

13、根据权利要求11所述的装置，其中，所述相位匹配电压具有的谐波频率是所述指示电压的频率的整数倍。

14、一种用于控制同步电机的装置，包括：

估计单元，根据由所述转子的指示转速确定的且施加在所述电机上的指示电压、由所述指示电压生成的电流以及一个参数，估计所述电机中转子的磁极位置；以及

控制单元，根据所述估计磁极位置控制所述电机，其中，所述估计单元具有：

第一计算器，根据所述指示电压和所产生的电流之间的相位差，计算实际功率因子角；

第二计算器，根据所述转子的转矩和所述指示转速，计算标准功率因子角，所述标准功率因子角被定义成当所述估计磁极位置与实际磁极位置匹配时所获取的功率因子角；

校正单元，校正所述参数的值，从而使所述实际功率因子角与所述标准功率因子角基本上一致；以及

第三计算器，根据所述指示电压、所产生的电流以及具有所述校正值的所述参数，计算所述估计磁极位置。

15、根据权利要求14所述的装置，其中，所述第二计算器将所述标准功率因子角以及转速与转矩二者组合之间的关系图进行存储，以及，通过参考所述关系图，确定在与所述转子的所述转速和所述转矩的组合相对应的值处设定的所述标准功率因子角。

Images