JP2009017676A - 同期モータの制御装置及び制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ベクトル制御される同期モータの高次高調波成分のトルク変動要因を良好に抑制することのできる同期モータの制御装置及び同期モータの制御方法を提供する。
【解決手段】ベクトル変換されたｄ軸及びｑ軸のモータ電流Ｉｄ、Ｉｑと目標トルクＴｒとに基づいてｄ軸及びｑ軸の電流指令Ｉｄｒ、Ｉｑｒを演算し、これらの電流指令Ｉｄｒ、Ｉｑｒに基づいてｄ軸及びｑ軸の電圧指令を演算する。電機子１ｕ、１ｖ、１ｗの誘導電圧に含まれてモータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの乱流の原因となる乱電圧を、ｄ軸及びｑ軸の電圧指令における高調波成分を同定することによって推定し、ｄ軸及びｑ軸の電圧指令とこれらの電圧指令に対して推定された乱電圧Ｖｅｄ、Ｖｅｑとの差分を取ることにより電圧指令を補正し、補正後の電圧指令Ｖｄｒ、Ｖｑｒを３相電圧指令ｖｕｒ、ｖｖｒ、ｖｗｒに逆座標変換する。
【選択図】図１

Description

本発明は、同期モータをベクトル制御する同期モータの制御装置、及び同期モータの制御方法に関する。

同期モータを制御する方法として、ベクトル制御と呼ばれる制御方法が知られている。ベクトル制御では、同期モータの３相各相に流れるモータ電流を、回転子に配置された永久磁石が発生する磁界の方向であるｄ軸と、ｄ軸に直交するｑ軸とのベクトル成分に座標変換してフィードバック制御が実施される（例えば特許文献１参照）。

特開２００６−３２００３９号公報（第５９〜６４段落、図５等）

一方、一般に同期モータの出力トルクを向上させるために、同期モータの構造を改良すると磁束の集中が起こり、局部的な磁気飽和が発生する。同期モータの構造に起因するこの磁気飽和現象は、ベクトル制御においてモータ駆動電圧を演算する電圧方程式に対する外乱となって同期モータのトルク変動要因となる。また、永久磁石を利用するモータでは、電流を流さない場合でも永久磁石の磁束が残り、理論的には永久磁石の極数とステータの突極数との公倍数の脈動を生じさせる。上記外乱や、脈動などのトルク変動要因は、高次高調波が重畳されたものである。この高次高調波は、一般的なモータ制御で用いられるＰＷＭ制御の搬送周波数に比べて高周波数であるため、フィードバック制御によって除去することは困難である。

本願発明は、上記課題に鑑みて創案されたもので、ベクトル制御される同期モータの高次高調波成分のトルク変動要因を良好に抑制することができる同期モータの制御装置及び同期モータの制御方法を提供することを目的とする。

上記目的を達成するための本発明に係る同期モータの制御装置の特徴構成は、
同期モータの３相各相に流れるモータ電流を、当該同期モータの回転子に配置された永久磁石が発生する磁界の方向であるｄ軸及びｄ軸に直交するｑ軸のベクトル成分に座標変換する座標変換部と、
ベクトル変換されたｄ軸及びｑ軸のモータ電流と目標トルクとに基づいてｄ軸及びｑ軸の電流指令を演算する電流指令演算部と、
前記ｄ軸及びｑ軸の電流指令に基づいてｄ軸及びｑ軸の電圧指令を演算する電圧指令演算部と、
前記ｄ軸及びｑ軸の電圧指令を前記同期モータの３相各相の３相電圧指令に逆座標変換する逆座標変換部と、
を有するベクトル制御部と、
前記３相電圧指令に基づいてインバータにより生成される３相駆動電圧によって誘起される誘起電圧に含まれて前記モータ電流の乱流の原因となる乱電圧を推定すると共に、前記ベクトル制御部に推定結果をフィードフォワードする乱電圧推定部と、
を備える点にある。

本特徴構成によれば、誘起電圧に含まれてモータ電流の乱流の原因となる高調波の乱電圧を推定して、ベクトル制御部にその推定結果をフィードフォワードする。高調波の乱電圧は、フィードバック制御によって除去することが困難な高い周波数を有しているが、本特徴構成によれば、予め推定された乱電圧をベクトル制御の演算に反映させることができる。その結果、ベクトル制御される同期モータの高次高調波成分のトルク変動要因を良好に抑制することができる同期モータの制御装置を提供することができる。

また、本発明に係る同期モータの制御装置は、
前記乱電圧推定部が、前記ｄ軸及びｑ軸の電圧指令における高調波成分を同定することによって前記乱電圧を推定し、
前記逆座標変換部が、前記ｄ軸及びｑ軸の電圧指令とこれらの電圧指令に対して推定された当該乱電圧との差分を補正後の電圧指令として、この補正後の電圧指令を前記３相電圧指令に逆座標変換することを特徴とする。

この特徴によれば、ベクトル制御のｄ−ｑ軸上において乱電圧が推定され、ベクトル制御の一連の演算過程に含まれるｄ−ｑ軸の電圧指令に対して補正が実施される。従って、良好に乱電圧による影響を抑制することができる。３相各相に対して補正を行う場合に比べて、２つの軸に対する補正を行えば足りることから、補正に関する演算負荷も抑制される。

ここで、電圧推定部が、前記ｄ軸及びｑ軸の電圧指令における前記乱電圧を、電気角の６次高調波の関数として同定すると好適である。
発明者らの検討によれば、同期モータの３相の誘起電圧に含まれる乱電圧は、５次高調波成分及び７次高調波成分の影響が顕著である。また、３相の誘起電圧がベクトル変換されたｄ−ｑ軸上の誘起電圧では、ベクトル変換の作用により６次高調波の影響が顕著となる。従って、ｄ−ｑ軸上の誘起電圧に対する乱電圧を相殺するためのｄ−ｑ軸の電圧指令に対する乱電圧は、電気角の６次高調波の関数として良好に同定することができる。この場合、６次高調波だけを対象とした演算となるので、少ない演算負荷で乱電圧を推定することができる。

また、本発明に係る同期モータの制御装置は、
前記乱電圧推定部が、前記３相電圧指令に含まれる高調波成分を同定することによって前記乱電圧を推定し、
前記インバータが、前記３相電圧指令とこれらの３相電圧指令に対して推定された当該乱電圧との差分を補正後の３相電圧指令として、この補正後の３相電圧指令に基づいて前記３相駆動電圧を生成することを特徴とする。

この特徴によれば、実際に誘起される３相各相の誘起電圧に対して乱電圧が推定され、実際に印加される３相各相の電圧指令に対して補正が実施される。従って、ベクトル変換の逆変換の際に生じる演算誤差の影響などを最小限に留めて、良好に乱電圧による影響を抑制することができる。

また、本発明に係る同期モータの制御装置は、前記乱電圧推定部が、高調波成分を前記同期モータの電気角の関数として同定し、前記同期モータの回転により変化する電気角に応じて前記乱電圧を推定することを特徴とする。

発明者らの検討によれば、同期モータの３相の誘起電圧に含まれる乱電圧は、５次高調波成分及び７次高調波成分の影響が顕著である。また、３相の誘起電圧がベクトル変換されたｄ−ｑ軸上の誘起電圧では、ベクトル変換の作用により６次高調波の影響が顕著となる。本特徴構成によれば、乱電圧に含まれる高調波成分が電気角の関数として同定される。つまり、例えば、３相の誘起電圧に含まれる乱電圧は、電気角の５次高調波及び７次高調波の関数として同定することができる。また、ｄ−ｑ軸上の誘起電圧に含まれる乱電圧は、電気角の６次高調波として同定することができる。乱電圧は電気角の変化に応じて変化するが、乱電圧を電気角の関数として同定することにより、変化する電気角に良好に追従して乱電圧を推定することが可能となる。

また、本発明に係る同期モータの制御装置は、前記乱電圧推定部が、高調波成分を前記同期モータの前記目標トルクと電気角との相関値として同定した相関テーブルを有し、前記相関テーブルに基づき前記目標トルクと前記同期モータの回転により変化する電気角とに応じて前記乱電圧を推定することを特徴とする。

この特徴構成によれば、乱電圧が相関テーブルに基づいて推定される。従って、都度、計算を伴うことなく乱電圧を推定することが可能となり、演算負荷が大幅に抑制される。

本発明に係る同期モータの制御方法の特徴構成は、
同期モータの３相各相に流れるモータ電流を、当該同期モータの回転子に配置された永久磁石が発生する磁界の方向であるｄ軸及びｄ軸に直交するｑ軸のベクトル成分に座標変換してベクトル制御を行い、前記ｄ軸及びｑ軸から３相各相へ逆座標変換して、当該同期モータの３相各相の電機子を誘起させて当該同期モータを制御する方法であって、
ベクトル変換されたｄ軸及びｑ軸のモータ電流と目標トルクとに基づいてｄ軸及びｑ軸の電流指令を演算する電流指令演算工程と、
前記ｄ軸及びｑ軸の電流指令に基づいてｄ軸及びｑ軸の電圧指令を演算する電圧指令演算工程と、
前記電機子の誘導電圧に含まれて前記モータ電流の乱流の原因となる乱電圧を、前記ｄ軸及びｑ軸の電圧指令における高調波成分を同定することによって推定する乱電圧推定工程と、
前記ｄ軸及びｑ軸の電圧指令とこれらの電圧指令に対して推定された前記乱電圧との差分を取ることにより前記電圧指令を補正する補正工程と、
これら補正後の電圧指令を３相電圧指令に逆座標変換する逆座標変換工程と、
を備える点にある。

本特徴構成によれば、誘起電圧に含まれてモータ電流の乱流の原因となる高調波の乱電圧が推定されて、その推定結果に基づいて電圧指令が補正される。高調波の乱電圧は、フィードバック制御によって除去することが困難な高い周波数を有しているが、本特徴構成によれば、予め推定された乱電圧をベクトル制御の演算に反映させることができる。その結果、ベクトル制御される同期モータの高次高調波成分のトルク変動要因を良好に抑制することができる同期モータの制御方法を提供することができる。
尚、この本発明に係る方法は、上述した装置に関する作用効果、及び全ての追加的特徴とその作用効果を備えることができるものである。

本発明に係る同期モータの制御方法の別の特徴構成は、
同期モータの３相各相に流れるモータ電流を、当該同期モータの回転子に配置された永久磁石が発生する磁界の方向であるｄ軸及びｄ軸に直交するｑ軸のベクトル成分に座標変換してベクトル制御を行い、前記ｄ軸及びｑ軸から３相各相へ逆座標変換して、当該同期モータの３相各相の電機子を誘起させて当該同期モータを制御する方法であって、
ベクトル変換されたｄ軸及びｑ軸のモータ電流と目標トルクとに基づいてｄ軸及びｑ軸の電流指令を演算する電流指令演算工程と、
前記ｄ軸及びｑ軸の電流指令に基づいてｄ軸及びｑ軸の電圧指令を演算する電圧指令演算工程と、
前記電圧指令を３相電圧指令に逆座標変換する逆座標変換工程と、
前記電機子の誘導電圧に含まれて前記モータ電流の乱流の原因となる乱電圧を、前記３相電圧指令に含まれる高調波成分を同定することによって推定する乱電圧推定工程と、
前記３相電圧指令とこれらの３相電圧指令に対して推定された前記乱電圧との差分を取ることにより前記３相電圧指令を補正する補正工程と、
を備える点にある。

本特徴構成によれば、誘起電圧に含まれてモータ電流の乱流の原因となる高調波の乱電圧が推定されて、その推定結果に基づいて３相の電圧指令が補正される。高調波の乱電圧は、フィードバック制御によって除去することが困難な高い周波数を有しているが、本特徴構成によれば、予め推定された乱電圧をモータ制御の演算に反映させることができる。その結果、ベクトル制御される同期モータの高次高調波成分のトルク変動要因を良好に抑制することができる同期モータの制御方法を提供することができる。
尚、この本発明に係る方法は、上述した装置に関する作用効果、及び全ての追加的特徴とその作用効果を備えることができるものである。

〔第１実施形態〕
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。初めに第１実施形態について説明する。図１は、本発明に係る同期モータの制御装置の構成例を模式的に示すブロック図である。モータ１は、３相同期モータである。モータ１は、永久磁石を有するロータ（回転子）と、このロータに回転力を与えるための磁界を発生させるステータ（固定子）とを備える。ステータは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相のステータコイル（電機子コイル）１ｕ、１ｖ、１ｗを備える。各ステータコイルの一端は、電気的な中性点で共通に接続され、Ｙ（スター）結線されている。他端は、それぞれ後述するインバータ８に接続される。図に示すように、本実施形態の制御装置は、トルク指令演算部３から与えられる目標トルクに従ってインバータ８を介して同期モータ１の３相のステータコイルを誘起し、回転磁界を発生させることによって同期モータ１を駆動する。

当該制御装置は、その他、座標変換部２、電流指令演算部４、電圧指令演算部５、逆座標変換部６、ＰＷＭ部７、乱電圧推定部９、速度検出部１１などの機能部を備えている。トルク指令演算部３を含むこれらの機能部は、例えばマイクロコンピュータなどを用いて構成される。従って、これらの機能部は、必ずしも物理的に独立して構成される必要はなく、プログラムなどによってそれぞれの機能を達成可能に構成されれば充分である。もちろん、論理回路やＡＳＳＰ（application specific standard product）などの電子回路を組み合わせて構成されてもよい。各機能部の詳細については後述する。

モータ１を駆動するインバータ８は、インバータ駆動信号（ｐｕ、ｐｖ、ｐｗ、ｎｕ、ｎｖ、ｎｗ）に基づいて、直流電圧を交流電圧に変換する。インバータ８は、以下に示すようなブリッジ回路により構成されている。電源ＶＤＣとグラウンドとの間、即ち直流電源のプラス側とマイナス側との間に、２つのスイッチング素子が直列に接続される。つまり、プラス側のハイサイドスイッチとマイナス側のローサイドスイッチとを有する直列回路が形成される。この一組の直列回路が、ＵＶＷ相に対応して３回線並列接続されてブリッジ回路が構成される。上述したステータコイル１ｕ、１ｖ、１ｗの他端は、各直列回路のハイサイドスイッチとローサイドスイッチとの接続点に接続される。インバータ駆動信号ｐｕ、ｐｖ、ｐｗは、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相のハイサイドスイッチを駆動する信号である。インバータ駆動信号ｎｕ、ｎｖ、ｎｗは、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相のローサイドスイッチを駆動する信号である。

スイッチング素子には、例えばパワーＭＯＳＦＥＴ（以下、適宜単にＦＥＴと略称する。）が用いられる。ハイサイド及びローサイドスイッチの双方にｎチャネル型のＦＥＴが用いられる場合には、チャージポンプなどの昇圧回路が備えられる。昇圧回路により、ハイサイドスイッチを駆動するインバータ駆動信号ｐｕ、ｐｖ、ｐｗが昇圧される。各ＦＥＴには、ＦＥＴに並列に接続されたフライホイール（Fly Wheel）ダイオードが設けられている（フリーホイール（Free Wheel）ダイオードとも称す。）。尚、フライホイールダイオードは、ＦＥＴなどのスイッチング素子に内蔵されていてもよい。また、スイッチング素子は、パワートランジスタやＩＰＤ（intelligent power device）、ＩＰＭ（intelligent power module）など、他の半導体素子であってもよい。

インバータ８からステータコイル１ｕ、１ｖ、１ｗへ接続されるラインには電流検出部として機能する電流センサ１２（１２ｕ、１２ｖ、１２ｗ）が備えられている。電流センサ１２は、各ステータコイルに流れる３相のモータ電流を検出する。本実施形態では、３相全ての電流を検出する例を示したが、３相のステータコイル１ｕ、１ｖ、１ｗを流れる電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗは平衡している。つまり、それらの瞬時値の和は零であるので、２相分の電流を検出して残り１相の電流は、座標変換部２などにおいて演算により求めてもよい。この場合には、座標変換部２も電流検出部としての機能を分担する。

モータ１には、レゾルバ１０などの回転角センサ（回転検出部）が備えられており、モータ１のロータの回転角（機械角）を検出する。レゾルバ１０は、モータ１のロータの極数（極対数）に応じて設定されており、ロータの回転角を電気角θに変換し、電気角θに応じた信号を出力する。速度検出部１１は、レゾルバ１０の出力に基づいてモータ１の回転数（角速度ω）を検出する。

以下、図２に示すフローチャートも利用して、座標変換部２、電流指令演算部４、電圧指令演算部５、逆座標変換部６、外乱推定部９などの各機能部について説明する。本実施形態における同期モータの制御装置は、同期モータをベクトル制御するベクトル制御部をを備えている。ベクトル制御部は、少なくとも、座標変換部２、電流指令演算部４、電圧指令演算部５、逆座標変換部６を備えて構成される。

ベクトル制御部は、上述したようにして得られたモータ１の３相のモータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ、及びロータの回転角（電気角θ）を取得する（図２＃１）。座標変換部２は、モータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを電気角θに応じて座標変換する機能部である。具体的には、座標変換部２は、３相のモータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを、モータ１のロータに配置された永久磁石が発生する磁界の方向であるｄ軸、及びｄ軸に直交するｑ軸のベクトル成分Ｉｄ、Ｉｑに座標変換する（図２＃２：座標変換工程）。

図３は、座標変換の原理を示す説明図である。図３に示す例では、２極（＝１極対）の永久磁石ｍを有するロータ１ｒを用いており、ロータ１ｒの回転角と電気角θとが一致する。図３（ａ）は、電流波形と電気角（本例では磁極位置に一致）との関係を示した波形図である。図３（ｂ）は、図３（ａ）の時刻ｔ１におけるロータ１ｒとステータ１ｓとの位置関係及び座標変換前後の電流ベクトルを示す説明図である。図３（ｂ）においては、ステータ１ｓのＵ相の突極位置を基準としてロータ１ｒの磁極位置としての回転角（＝電気角θ）が示されている。

図３（ｂ）に示すように、ロータ１ｒに配置された永久磁石ｍによる磁界の方向をｄ軸とし、ｄ軸に直交する方向をｑ軸とおく。図３（ａ）に示すように、ロータ１ｒの磁極位置に応じてステータコイル１ｕ、１ｖ、１ｗにそれぞれ正弦波の３相交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを流すことによって、トルクを発生させる。図３（ａ）の時刻ｔ１における磁極位置θ（＝電気角θ）において、電機子電流の総和を示す電流ベクトルｉａは、図３（ｂ）に示すように３相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗのベクトル和となる。本例ではＷ相電流が零のため、Ｕ相電流ｉｕとＶ相電流ｉｖとのベクトル和として作図されている。この磁極位置θにおけるｄ軸及びｑ軸に対して電流ベクトルｉａ（＝Ｉａ）を分解すると、ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとが得られる。例えば、下記式(1),(2)に示すように、３相のモータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗがｄ−ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑに座標変換される。

図３（ａ）に示すように、座標変換後のｄ−ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑは、電気角θに拘らず一定値となる。ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑは、それぞれ直流モータにおける界磁電流及び電機子電流に相当する。従って、ベクトル変換を行うことにより、技術蓄積の多い直流モータの制御手法を同期モータに利用することができる。これが、同期モータをベクトル制御する利点の一つである。

ところで、特に永久磁石埋め込み型の同期モータでは、ステータコイル１ｕ、１ｖ、１ｗから見たインダクタンスが、ロータ１ｒとの関係、即ち磁極位置との関係で変化する。磁極の方向に一致するｄ軸方向では、永久磁石が持つ透磁率の大きさの逆数に比例した磁気抵抗を持つために磁路が妨げられる。これに対してｑ軸方向では、透磁率が大きいケイ素鋼などの磁性体を通るため、磁気抵抗の値は永久磁石に比べると著しく小さくなり、磁路が妨げられにくくなる。その結果、ｑ軸インダクタンスＬｑは、ｄ軸インダクタンスＬｄよりも大きい値となる。ステータコイル１ｕ、１ｖ、１ｗから見てｄ−ｑ軸は磁極位置との関係で変化するので、ステータコイル１ｕ、１ｖ、１ｗから見たインダクタンスが変化することになる。

このため、永久磁石によるマグネットトルク（主トルク）に加えて、ｑ軸インダクタンスＬｑとｄ軸インダクタンスＬｄとの差によるリラクタンストルクも発生する。表面磁石型の同期モータ（SPMSM : surface PMSM）など、リラクタンストルクを積極的に利用しない場合には、Ｉｄ＝０とする制御を行うと効率が良い。しかし、永久磁石埋め込み型の同期モータなどでリラクタンストルクも利用する場合には、Ｉｄ≠０とした方が効率がよくなる。永久磁石埋め込み型の同期モータでは、ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとの電流位相角βにより最高効率を出す動作点が変わる。電流位相角βとは、図４に示すように下記(3
)式で示される角度である。

モータ１の総合トルクは、Ｐｎ：極対数、ψａ：電機子の鎖交磁束、ｉａ：電機子電流、Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス、Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス、β：電流位相角として、次式(4)に示すトルク方程式によって表される。

(4)式において、中括弧内の第１項がマグネットトルクを示し、第２項がリラクタンストルクを示している。尚、(3)式及び図４から、下記(5)〜(7)式であることが明らかであるから、(4)式のトルク方程式は、下記(8)式のように表すこともできる。

このように、電機子電流Ｉａはｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとを含んでいる。従って、(4)式及び(8)式に示すトルク方程式は、鎖交磁束と、ｄ軸及びｑ軸のインダクタンスと、ｄ軸及びｑ軸の電流とを用いてモータ１のトルクを表す式であるということができる。つまり、ｄ−ｑ軸電流Ｉｄ及びＩｑを制御することにより、モータ１のトルクＴを所望の値にすることができる

トルク指令演算部３は、モータ１に必要な総トルクＴを演算し、トルク指令Ｔｒ（目標トルク）を出力する機能部である。モータ１が洗濯機などの家電製品に用いられる場合には、洗濯や脱水などの動作フェーズや、洗濯物の量などに基づいて必要なトルクが演算される。また、モータ１が電気自動車やハイブリッド自動車、鉄道などの駆動機関として用いられる場合には、アクセルやブレーキを介した指示入力や、車速センサなどの検出結果に基づいて必要なトルクが演算される。また、速度検出部１１により検出されたモータ１の角速度ωを用いたフィードバック制御も行われる。

電流指令演算部４は、トルク指令演算部３によって演算されたトルク指令Ｔｒ（目標トルク）を取得する（図２＃３）。そして、電流指令演算部４は取得したトルク指令Ｔｒに基づいてｄ軸の電流指令Ｉｄｒ、ｑ軸の電流指令Ｉｑｒを演算する（図２＃４：電流指令演算工程）。例えば上記(2)式に示すトルク方程式は、電機子電流Ｉａの式に変形することができる。電流指令演算部４は、トルク指令Ｔｒや他のパラメータを代入して変形後のトルク方程式を解き、位相角βによってベクトル分解することによって電流指令Ｉｄｒ、Ｉｑｒを演算する。もちろん、上記(8)式から電流指令Ｉｄｒ、Ｉｑｒを演算することも可能である。

また、図５に示すように、トルク指令Ｔｒに基づいて演算される要求電流ｒｅｑ＿Ｉｄ及びｒｅｑ＿Ｉｑと、実際のモータ電流Ｉｄ及びＩｑとの電流偏差Ｉｅｄ及びＩｅｑを求めて、電流指令Ｉｄｒ及びＩｑｒとしてもよい（下記式（9）,(10)参照。）。尚、電流偏差Ｉｅｄ及びＩｅｑは後述する電圧指令演算部５において演算してもよい。

電圧指令演算部５は、電流指令演算部４によって演算された電流指令Ｉｄｒ、Ｉｑｒから、電圧方程式に基づいて、ｄ軸の電圧指令Ｖｄｒ、ｑ軸の電圧指令Ｖｑｒを演算する（＃５）。ｄ軸の電圧Ｖｄ及びｑ軸の電圧Ｖｑを表す電圧方程式は、ψａ：電機子の鎖交磁束、ω：角速度、Ｉｄ：ｄ軸電流、Ｉｑ：ｑ軸電流、Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス、Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス、Ｒａ：電機子抵抗、ｐ：微分演算子として、以下の(11)式のように表される。

(11)式において、右辺第１項の左側の行列は、ステータコイルのインピーダンスを示している。従って、(11)式は、鎖交磁束と、ｄ軸及びｑ軸のインダクタンスを含むモータ１のステータコイルのインピーダンスと、ｄ軸及びｑ軸の電流とを用いてモータ１を駆動する電圧を表す電圧方程式ということができる。電圧指令演算部５は、(11)式に示す電圧方程式に電流指令Ｉｄｒ、Ｉｑｒや、他のパラメータを代入することによって、ｄ軸電圧Ｖｄ、ｑ軸電圧Ｖｑを演算する（図２＃５：ｄ−ｑ電圧演算工程（電圧指令演算工程））。演算されたｄ−ｑ軸電圧Ｖｄ、Ｖｑは、特に補正を要しない場合には、ｄ軸電圧指令Ｖｄｒ、ｑ軸電圧指令Ｖｑｒとして出力される。この場合、図２の処理＃５は電圧指令演算工程として機能する。本実施形態では、電圧方程式(11)に基づいて演算されたｄ−ｑ軸電圧Ｖｄ、Ｖｑを補正して用いる。従って、ここでは、補正前の電圧指令を演算しているとみることもできる。この場合、図２の処理＃５は、電圧演算工程として機能する。又は、後述する処理＃７と共に電圧指令演算工程として機能するということもできる。

ところで、ｄ−ｑ軸の電圧指令Ｉｄｒ、Ｉｄｑは、後述する逆座標変換部６において３相電圧指令ｖｕｒ、ｖｖｒ、ｖｗｒに逆変換される。３相電圧指令ｖｕｒ、ｖｖｒ、ｖｗｒは、ＰＷＭ部７を介してインバータ８に入力されて３相交流電圧に変換され、モータ１のステータコイル１ｕ、１ｖ、１ｗを誘起する。図６は、Ｕ相のステータコイル１ｕの誘起電圧とそれに対応するｄ−ｑ軸上の誘起電圧とのシミュレーション結果を示す波形図である。また、図７は、図６に対応するｄ−ｑ軸電流のシミュレーション結果を示す波形図であり、誘起電圧によって発生する電流を示している。図７（ａ）はｑ軸電流を、図７（ｂ）はｄ軸電流を示している。それぞれ、図３（ａ）に示すような理想的な一定値の電流である目標電流と、シミュレーション結果に基づく脈動のある電流とが示されている。

ｄ−ｑ軸電流の脈動は、上記式(4)や式(8)からも明らかなようにトルク変動の原因となる。そして、ｄ−ｑ軸電流に含まれる脈動、即ち乱電流は、図６に示すように誘起電圧に含まれる脈動、即ち乱電圧に起因する。図６には、Ｕ相誘起電圧に含まれる高次高調波成分としての５次高調波を一点鎖線で示している。乱電圧がない場合には、Ｕ相誘起電圧は図６に破線で示すように基本波成分である正弦波状の波形となる。しかし、実際には乱電圧が重畳されるために、Ｕ相誘起電圧は図６に実線で示すような歪波となる。

ここで、例えば、図６において一点鎖線で示されるような高次高調波成分である乱電圧を除去することができれば、歪波となるＵ相誘起電圧など３相誘起電圧を、基本成分である正弦波に近づけることができる。そして、３相誘起電圧を正弦波に近づけることができれば、モータ電流に重畳される乱電流も抑制することができ、その結果トルク変動も抑制することができる。

乱電圧推定部９は、３相電圧指令ｖｕｒ、ｖｖｒ、ｖｗｒに基づいてインバータ８により生成される３相駆動電圧によって誘起される誘起電圧に含まれてモータ電流の乱流の原因となる乱電圧を推定すると共に、ベクトル制御部に推定結果をフィードフォワードする機能部である。本実施形態では、乱電圧推定部９は、ｄ軸及びｑ軸の電圧指令Ｖｄｒ、Ｖｑｒにおける高調波成分を同定することによってｄ軸及びｑ軸の乱電圧Ｖｅｄ、Ｖｅｑを推定する（図２＃６：乱電圧推定工程）。図６に示すように、ｄ−ｑ軸上の誘起電圧に含まれる高次高調波は、３相誘起電圧に含まれる５次高調波よりも高次の高調波であり、後述するように６次高調波である。この６次高調波成分の乱電圧は、下記式(12)及び式(13)に示すようにモータ１の電気角θの関数として同定される。式(12)及び式(13)中のＡ及びＢは、定数である。

乱電圧推定部９は、高調波成分がモータ１の電気角θの関数として同定された式(12)及び式(13)に基づいて、モータ１の回転により変化する電気角θに応じて乱電圧Ｖｅｄ及びＶｅｑを計算し、推定する（図８参照。）。推定された乱電圧Ｖｅｄ、Ｖｅｑはベクトル制御部へフィードフォワードされる。本実施形態では図１に示すように、電圧指令演算部５にフィードフォワードされる例を示している。

電圧指令演算部５は、補正前の電圧指令であるｄ−ｑ軸の電圧Ｖｄ及びＶｑと、乱電圧推定部９によって推定されたｄ−ｑ軸の乱電圧Ｖｅｄ及びＶｅｑとのそれぞれの差分を取り、下記式(14)及び式(15)に示すように補正後の電圧指令Ｖｄｒ及びＶｑｒを演算する（図２＃７：電圧指令演算工程、補正工程）。つまり、補正前の電圧指令に含まれる高調波成分と乱電圧とを相殺することによって補正を実施する。

図９に示すように、電圧指令演算の演算結果Ｖｄ及びＶｑと、乱電圧推定処理の結果である乱電圧Ｖｅｄ及びＶｅｑとの差分が演算され、その結果である電圧指令Ｖｄｒ及びＶｑｒが逆座標変換される。本実施形態では、電圧指令演算部５において差分を演算する場合を例示したが、図８及び図９からも明らかなように差分は逆座標変換の前に実施されればよい。従って、電圧指令演算部５は、電圧指令演算の演算結果Ｖｄ及びＶｑを電圧指令Ｖｄｒ及びＶｑｒとして出力し、後述する逆座標変換部６において乱電圧Ｖｅｄ及びＶｅｑとの差分を求めてもよい。

逆座標変換部６は、ｄ−ｑ軸の電圧指令Ｖｄｒ、Ｖｑｒを座標変換部２とは逆の座標変換によって、３相電圧指令ｖｕｒ、ｖｖｒ、ｖｗｒに変換する（図２＃８：逆座標変換工程、３相電圧指令演算工程）。例えば、下記式(16)〜(18)に示すように、ｄ−ｑ軸の電圧指令Ｖｄｒ、Ｖｑｒが逆座標変換され、３相電圧指令ｖｕｒ、ｖｖｒ、ｖｗｒとなる。

３相電圧指令は平衡するので、２相について逆変換すれば、残りの１相については他の２相に基づいて求めることができる。本実施形態では、Ｕ相及びＶ相の電圧指令について逆座標変換し、これら２相の結果からＷ相の電圧指令を求める例を示している。図２及び図３を用いて上述した座標変換の逆変換であるので、変換方法についての詳細な説明は省略する。

ＰＷＭ部７は、３相電圧指令ｖｕｒ、ｖｖｒ、ｖｗｒに基づいて、インバータ８の６つのスイッチング素子を駆動するためのインバータ駆動信号ｐｕ、ｐｖ、ｐｗ、ｎｕ、ｎｖ、ｎｗをＰＷＭ（pulse width modulation）を施して生成する（図２＃９：変調工程）。駆動信号ｐｕ、ｐｖ、ｐｗはハイサイドスイッチとして機能するスイッチング素子の駆動信号である。駆動信号ｎｕ、ｎｖ、ｎｗはローサイドスイッチとして機能するスイッチング素子の駆動信号である。尚、直列接続されるハイサイドスイッチとローサイドスイッチとが同時にオンすることにより正負電源間が短絡することを防止するためのデッドタイムも駆動信号に設けられる。このため、図１には不図示のデッドタイム補償部が別途設けられると好適である。もちろん、ＰＷＭ部７がデッドタイム補償機能を有していてもよい。

インバータ８は、インバータ駆動信号ｐｕ、ｐｖ、ｐｗ、ｎｕ、ｎｖ、ｎｗに基づいて直流電圧を交流電圧に変換する。そして、変換された交流電圧により電機子、即ちステータコイル１ｕ、１ｖ、１ｗが誘起され、回転磁界を発生してモータ１が駆動される。

図１０は上述したように補正された電圧指令Ｖｄｒ及びＶｑｒを用いてモータ１を駆動する場合のｄ−ｑ軸電流のシミュレーション結果である。図７に示した、電圧指令Ｖｄｒ及びＶｑｒを補正していない場合のｄ−ｑ軸電流の波形と比べて、高調波による乱電流が大きく抑制されている。

ここで、ｄ−ｑ軸上において求められる乱電圧Ｖｅｄ及びＶｅｑが、６次高調波成分を有することについて説明を加えておく。電機子（ステータコイル）の３相電圧モデルの基本式は、Ｒ：電機子抵抗（直流抵抗）、Ｉ：３行３列の単位行列、Ψ：鎖交磁束数ベクトル、Ψｆ：永久磁石の鎖交磁束数ベクトル、ｉ：３相電流ベクトル、ｖ：３相電圧ベクトル、Ｌ：自己インダクタンスと相互インダクタンスとの和として、下記式(19)で示される。尚、式(19)中において「→」はベクトルを示している。

３相のステータコイル１ｕ、１ｖ、１ｗの自己インダクタンスをＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗとし、相互インダクタンスをＭｕｖ、Ｍｕｗ、Ｍｖｕ、Ｍｖｗ、Ｍｗｕ、Ｍｗｖとすると、式(19)におけるＬは、下記式(20)で示される。

自己インダクタンス及び相互インダクタンスは、ｌａ：漏れインダクタンス、Ｌａ：自己インダクタンスの直流分、Ｌａｓ：自己インダクタンスの振幅分として下記式(21)及び式(22)で示される。

永久磁石による３相の鎖交磁束数Ψｆｕ、Ψｆｖ、Ψｆｗは、高調波成分を考慮すると下記式(23)のように表すことができる。式(23)中のΨｆ_n、φ_nの添え字「_n」は、高調波の次数を示し、Ψｆ_nはｎ次高調波の振幅、φ_nはｎ次高調波の位相を示す。尚、７次を超える高調波の影響は無視することができるので、ここでは７次高調波までの高調波成分を考慮している。

鎖交磁束を微分することによって電圧が得られるので、式(23)を微分すると、下記式(24)に示すように３相の誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗが得られる。

式(24)の３相誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗをｄ−ｑ変換すると下記式(25)に示すように、ｄ−ｑ軸上の誘起電圧Ｅｄ及びＥｑが得られる。

式(25)より、ｄ−ｑ軸上の誘起電圧Ｅｄ及びＥｑに６次高調波が現れることが分かる。モータ１の特性に応じてシミュレーション等を実施することによって、定数を同定することができる。個々のモータ１に対して定数が同定されたものが、式(12)及び式(13)に示したｄ−ｑ軸上の誘起電圧の乱電圧Ｖｅｄ及びＶｅｑである。

〔第２実施形態〕
以下、本発明の第２実施形態について説明する。制御装置の構成は図１に示したものと同様であり第１実施形態において説明した通りであるので説明を省略する。また、同期モータの制御手順も図２に示すフローチャートと同様であり第１実施形態で説明した通りであるので詳細な説明を省略する。第１実施形態においては、図２に示す処理＃６として図８に示すように乱電圧推定部９が式(12)及び式(13)に基づいて乱電圧Ｖｅｄ及びＶｅｑを計算し、推定する場合を例示した。本実施形態では、乱電圧推定部９が式に基づいた計算を行うのではなく、図１１に示すような乱電圧のテーブルを参照して乱電圧を取得し、推定する。

図１１（ａ）はｄ軸の乱電圧Ｖｅｄを示すテーブルであり、図１１（ｂ）はｑ軸の乱電圧Ｖｅｑを示すテーブルである。両テーブルは、フラッシュメモリなどの記憶媒体に記憶されている。フラッシュメモリなどの記憶媒体は、ベクトル制御部が構成されるマイクロコンピュータやマイクロコンピュータが搭載される電子回路群に含まれて構成される。両テーブルは、一例として図１１に示すようにトルク指令Ｔｒと電気角θとを引数とする相対テーブルとして構成される。図１１では、電気角θをラジアン（rad）ではなく「度(deg)」で示している。引数は、トルクＴと電気角θとに限らず電流実効値と電気角θとすることもできる。

第２実施形態では、図２に示す処理＃６として図１２に示すように乱電圧推定部９がテーブルを参照して乱電圧Ｖｅｄ及びＶｅｑを取得する。一例として、乱電圧推定部９は、トルク指令Ｔｒ及び電気角θを引数として、図１１（ａ）に示すテーブルからｄ軸の乱電圧Ｖｅｄを取得し（＃２１）、図１１（ｂ）に示すテーブルからｄ軸の乱電圧Ｖｅｄを取得する（＃２２）。ベクトル制御部を構成するマイクロコンピュータなどの演算能力や演算負荷に応じて第２実施形態のように乱電圧をテーブル参照型に構成すると、乱電圧推定部９の演算負荷の増大を抑制できて好適である。

〔第３実施形態〕
以下、本発明の第３実施形態について説明する。図１３は、第３実施形態に係る同期モータの制御装置の構成例を模式的に示すブロック図である。また、図１４はこの制御装置による制御手順の一例を示すフローチャートである。上述した第１及び第２実施形態においては、ｄ−ｑ軸上において乱電圧を推定した。第３実施形態では、乱電圧推定部９が３相上において乱電圧を推定する。図１３に示すように、乱電圧推定部９は、３相の乱電圧ｖｅｕ、ｖｅｖ、ｖｅｗを推定し、ベクトル制御部にその推定結果をフィードフォワードする。本実施形態では図１３に示すように、逆座標変換部６に対してフィードフォワードする例を示している。これ以外の構成については、第１及び第２実施形態において説明した図１の構成例と同様であるので、同一部分についての説明は省略する。

第１及び第２実施形態と同様に、ベクトル制御部はモータ１の３相のモータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ、及びロータの回転角（電気角θ）を取得する（図１４＃３１）。座標変換部２は、３相のモータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを、モータ１のロータに配置された永久磁石が発生する磁界の方向であるｄ軸、及びｄ軸に直交するｑ軸のベクトル成分Ｉｄ、Ｉｑに座標変換する（図１４＃３２：座標変換工程）。電流指令演算部４は、トルク指令演算部３によって演算されたトルク指令Ｔｒ（目標トルク）を取得し（図１４＃３３）、ｄ軸の電流指令Ｉｄｒ、ｑ軸の電流指令Ｉｑｒを演算する（図１４＃３４：電流指令演算工程）。以上の工程は第１実施形態において説明したものと同様であるので、詳細な説明は省略する。

電圧指令演算部５は、(11)式に示す電圧方程式に電流指令Ｉｄｒ、Ｉｑｒや、他のパラメータを代入することによって、ｄ軸電圧Ｖｄ、ｑ軸電圧Ｖｑを演算する（図１４＃３５：ｄ−ｑ電圧演算工程、電圧指令演算工程）。第１実施形態では、電圧方程式(11)に基づいて演算されたｄ−ｑ軸電圧Ｖｄ、Ｖｑをｄ−ｑ軸上の乱電圧を加味して補正して電圧指令Ｖｄｒ、Ｖｄｑを得た。本実施形態では、ｄ−ｑ軸上での補正は行わず、演算されたｄ−ｑ軸電圧Ｖｄ、Ｖｑがｄ軸電圧指令Ｖｄｒ、ｑ軸電圧指令Ｖｑｒとして出力される。

逆座標変換部６は、ｄ−ｑ軸の電圧指令Ｖｄｒ、Ｖｑｒを座標変換部２とは逆の座標変換によって、３相電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに変換する（図１４＃３６：逆座標変換工程）。上述したように、３相電圧は平衡するので、２相について逆変換すれば、残りの１相については他の２相に基づいて求めることができる。本実施形態では、Ｕ相及びＶ相の電圧について逆座標変換し、これら２相の結果からＷ相の電圧を求める。逆座標変換は、第１実施形態における図２の処理＃８と同様に式(16)〜(18)に示すように行われる。第１実施形態では、電圧指令Ｖｄｒ、Ｖｄｑが既に乱電圧を加味した補正が施されたものであったので、逆座標変換後の３相電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが３相電圧指令ｖｕｒ、ｖｖｒ、ｖｗｒとなった。本第３実施形態では、３相電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに対して３相の乱電圧を加味した補正が施され、３相電圧指令ｖｕｒ、ｖｖｒ、ｖｗｒが得られる。３相の乱電圧ｖｅｕ、ｖｅｖ、ｖｅｗは、乱電圧推定部９により推定される（図１４＃３７：乱電圧推定工程）。

乱電圧推定部９は、一例として上記式(24)に示すような演算を行うことにより、図１５の＃４１〜＃４３に示すように３相の乱電圧ｖｅｕ、ｖｅｖ、ｖｅｗを演算する。式(24)には、複数の高調波が含まれており、式が複雑であるが、これは適宜リダクションが可能である。例えば、実験やコンピュータ解析により式(24)における５次高調波や７次高調波の影響が３次以下の高調波に比べて遥かに大きいことを確認することができる。これは、式(25)をｄ−ｑ変換した後の式(25)において、５次及び７次の高調波から生成される６次の高調波の影響が支配的となることからも確認することができる。

逆座標変換部６は、図１６に示すように３相電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗから３相の乱電圧ｖｅｕ、ｖｅｖ、ｖｅｗを減算し、つまり差分を取って乱電圧を相殺することにより３相電圧指令ｖｕｒ、ｖｖｒ、ｖｗｒを演算する（図１４＃３８：３相電圧指令演算工程、補正工程）。本実施形態では、逆座標変換部６において差分を演算する場合を例示したが、図１６からも明らかなように差分は逆座標変換の後であればよい。従って、逆座標変換部６は、逆座標変換の結果である３相電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを３相電圧指令ｖｕｒ、ｖｖｒ、ｖｗｒとして出力し、ＰＷＭ部７において変調処理の前に乱電圧ｖｅｕ、ｖｅｖ、ｖｅｗとの差分を求めてもよい。

ＰＷＭ部７は、３相電圧指令ｖｕｒ、ｖｖｒ、ｖｗｒに基づいて、インバータ８の６つのスイッチング素子を駆動するための駆動信号ｐｕ、ｐｖ、ｐｗ、ｎｕ、ｎｖ、ｎｗをＰＷＭを施して生成する（図１４＃３９：変調工程）。

インバータ８は、インバータ駆動信号ｐｕ、ｐｖ、ｐｗ、ｎｕ、ｎｖ、ｎｗに基づいて直流電圧を交流電圧に変換する。そして、変換された交流電圧により電機子、即ちステータコイル１ｕ、１ｖ、１ｗが誘起され、回転磁界を発生してモータ１が駆動される。

〔第４実施形態〕
以下、本発明の第４実施形態について説明する。第４実施形態は上述した第３実施形態の変形例である。制御装置の構成は図１３に示したものと同様であり第３実施形態において説明した通りであるので説明を省略する。また、同期モータの制御手順も図１４に示すフローチャートと同様であり第３実施形態で説明した通りであるので詳細な説明を省略する。第３実施形態においては、図１４に示す処理＃３７として図１５に示すように乱電圧推定部９が演算により３相の乱電圧ｖｅｕ、ｖｅｖ、ｖｅｗを推定する場合を例示した。本第４実施形態では、乱電圧推定部９が式に基づいて計算を実行するのではなく、図１７のフローチャートに示すように、図１８に示すような乱電圧の相関テーブルを参照して３相各相の乱電圧を取得する。

図１８には、代表としてＵ相の乱電圧ｖｅｕのテーブルの一部が例示されている。テーブルは、第２実施形態と同様に３相の乱電圧のテーブルはフラッシュメモリなどの記憶媒体に記憶される。フラッシュメモリなどの記憶媒体は、ベクトル制御部が構成されるマイクロコンピュータやマイクロコンピュータが搭載される電子回路群に含まれて構成される。乱電圧のテーブルは、第２実施形態と同様にトルク指令Ｔｒと電気角θとを引数として構成される。図１８においても、電気角θはラジアン（rad）ではなく「度(deg)」で示されている。また、引数は、トルクＴと電気角θとに限らず電流実効値と電気角θとすることもできる。

第４実施形態では、図１４に示す処理＃３７として図１７に示すように乱電圧推定部９がテーブルを参照して３相の乱電圧ｖｅｕ、ｖｅｖ、ｖｅｗを取得する。つまり、乱電圧推定部９は、トルク指令Ｔｒ及び電気角θを引数として、図１８に示すテーブルからＵ相の乱電圧ｖｅｕを取得し（＃５１）、不図示のテーブルからＶ相の乱電圧ｖｅｖを取得し（＃５２）、同じく不図示のテーブルからＷ相の乱電圧ｖｅｗを取得する（＃５３）。

ベクトル制御部を構成するマイクロコンピュータなどの演算能力や演算負荷に応じて第４実施形態のように乱電圧をテーブル参照型に構成すると、乱電圧推定部９の演算負荷の増大を抑制できて好適である。第３実施形態において説明したように、３相の乱電圧を数式から演算する場合には比較的複雑な演算を有する。また、ｄ−ｑ軸上において数式から演算する場合には２つの乱電圧の計算が実施されるが、３相上では３つの乱電圧の計算が必要である。従って、テーブル参照によって乱電圧を推定することによる演算負荷の抑制効果は、第１実施形態に対する第２実施形態よりも、第３実施形態に対する第４実施形態の方が、より大きくなることが期待される。

図１９は上述したように補正された３相電圧指令ｖｕｒ、ｖｖｒ、ｖｗｒを用いてモータ１を駆動する場合の電機子電流のシミュレーション結果である。比較を容易にするために、ｄ−ｑ軸電流で示している。乱電圧の補正を実施していない図７に示したｄ−ｑ軸電流の波形と比べて、高周波の乱電流が大きく抑制されていることがよくわかる。

以上、本発明によって、ベクトル制御される同期モータの高次高調波成分のトルク変動要因を良好に抑制することができる同期モータの制御装置及び方法を提供することができる。

本発明に係る同期モータの制御装置の構成例を模式的に示すブロック図 同期モータの制御手順の一例を示すフローチャート 座標変換の原理を示す説明図 電機子電流の位相角について説明するベクトル図 電流指令を求める処理を説明する状態遷移図 乱電圧を含む同期モータの誘起電圧を示す波形図 乱電流を含む同期モータのｄ−ｑ軸電流を示す波形図 ｄ−ｑ軸上における乱電圧推定処理の手順の一例を示すフローチャート 電圧指令を求める処理を説明する状態遷移図 ｄ−ｑ軸上において乱電圧を抑制した後の同期モータのｄ−ｑ軸電流を示す波形図 ｄ−ｑ軸上の乱電圧テーブル ｄ−ｑ軸上における乱電圧推定処理の手順の他の例を示すフローチャート 本発明に係る同期モータの制御装置の別の構成例を模式的に示すブロック図 同期モータの制御手順の他の例を示すフローチャート ３相上における乱電圧推定処理の手順の一例を示すフローチャート ３相電圧指令を求める処理を説明する状態遷移図 ３相上における乱電圧推定処理の手順の他の例を示すフローチャート ３相上の乱電圧テーブル ３相上において乱電圧を抑制した後の同期モータのｄ−ｑ軸電流を示す波形図

符号の説明

１：モータ（同期モータ）
１ｒ：ロータ（回転子）
１ｓ：ステータ
１ｕ、１ｖ、１ｗ：ステータコイル（電機子）
２：座標変換部
４：電流指令演算部
５：電圧指令演算部
６：逆座標変換部
９：乱電圧推定部
ｍ：永久磁石
ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ：３相モータ電流
Ｉｄ、Ｉｑ：ｄ軸及びｑ軸の電流
Ｔｒ：トルク指令（目標トルク）
Ｉｄｒ、Ｉｑｒ：ｄ軸及びｑ軸の電流指令
Ｖｄｒ、Ｖｄｑ：ｄ軸及びｑ軸の電圧指令
ｖｕｒ、ｖｖｒ、ｖｗｒ：３相電圧指令
Ｖｅｄ、Ｖｅｑ：ｄ軸及びｑ軸の乱電圧
ｖｅｕ、ｖｅｖ、ｖｅｗ：３相の乱電圧
θ：電気角

Claims (7)

1. 同期モータの３相各相に流れるモータ電流を、当該同期モータの回転子に配置された永久磁石が発生する磁界の方向であるｄ軸及びｄ軸に直交するｑ軸のベクトル成分に座標変換する座標変換部と、
   ベクトル変換されたｄ軸及びｑ軸のモータ電流と目標トルクとに基づいてｄ軸及びｑ軸の電流指令を演算する電流指令演算部と、
   前記ｄ軸及びｑ軸の電流指令に基づいてｄ軸及びｑ軸の電圧指令を演算する電圧指令演算部と、
   前記ｄ軸及びｑ軸の電圧指令を前記同期モータの３相各相の３相電圧指令に逆座標変換する逆座標変換部と、
   を有するベクトル制御部と、
   前記３相電圧指令に基づいてインバータにより生成される３相駆動電圧によって誘起される誘起電圧に含まれて前記モータ電流の乱流の原因となる乱電圧を推定すると共に、前記ベクトル制御部に推定結果をフィードフォワードする乱電圧推定部と、
   を備える同期モータの制御装置。
2. 前記乱電圧推定部は、前記ｄ軸及びｑ軸の電圧指令における高調波成分を同定することによって前記乱電圧を推定し、
   前記逆座標変換部は、前記ｄ軸及びｑ軸の電圧指令とこれらの電圧指令に対して推定された当該乱電圧との差分を補正後の電圧指令として、この補正後の電圧指令を前記３相電圧指令に逆座標変換する請求項１に記載の同期モータの制御装置。
3. 前記乱電圧推定部は、前記３相電圧指令に含まれる高調波成分を同定することによって前記乱電圧を推定し、
   前記インバータは、前記３相電圧指令とこれらの３相電圧指令に対して推定された当該乱電圧との差分を補正後の３相電圧指令として、この補正後の３相電圧指令に基づいて前記３相駆動電圧を生成する請求項１に記載の同期モータの制御装置。
4. 前記乱電圧推定部は、高調波成分を前記同期モータの電気角の関数として同定し、前記同期モータの回転により変化する電気角に応じて前記乱電圧を推定する請求項１〜３の何れか一項に記載の同期モータの制御装置。
5. 前記乱電圧推定部は、高調波成分を前記同期モータの前記目標トルクと電気角との相関値として同定した相関テーブルを有し、前記相関テーブルに基づき前記目標トルクと前記同期モータの回転により変化する電気角とに応じて前記乱電圧を推定する請求項１〜３の何れか一項に記載の同期モータの制御装置。
6. 同期モータの３相各相に流れるモータ電流を、当該同期モータの回転子に配置された永久磁石が発生する磁界の方向であるｄ軸及びｄ軸に直交するｑ軸のベクトル成分に座標変換してベクトル制御を行い、前記ｄ軸及びｑ軸から３相各相へ逆座標変換して、当該同期モータの３相各相の電機子を誘起させて当該同期モータを制御する同期モータの制御方法であって、
   ベクトル変換されたｄ軸及びｑ軸のモータ電流と目標トルクとに基づいてｄ軸及びｑ軸の電流指令を演算する電流指令演算工程と、
   前記ｄ軸及びｑ軸の電流指令に基づいてｄ軸及びｑ軸の電圧指令を演算する電圧指令演算工程と、
   前記電機子の誘導電圧に含まれて前記モータ電流の乱流の原因となる乱電圧を、前記ｄ軸及びｑ軸の電圧指令における高調波成分を同定することによって推定する乱電圧推定工程と、
   前記ｄ軸及びｑ軸の電圧指令とこれらの電圧指令に対して推定された前記乱電圧との差分を取ることにより前記電圧指令を補正する補正工程と、
   これら補正後の電圧指令を３相電圧指令に逆座標変換する逆座標変換工程と、
   を備える同期モータの制御方法。
7. 同期モータの３相各相に流れるモータ電流を、当該同期モータの回転子に配置された永久磁石が発生する磁界の方向であるｄ軸及びｄ軸に直交するｑ軸のベクトル成分に座標変換してベクトル制御を行い、前記ｄ軸及びｑ軸から３相各相へ逆座標変換して、当該同期モータの３相各相の電機子を誘起させて当該同期モータを制御する同期モータの制御方法であって、
   ベクトル変換されたｄ軸及びｑ軸のモータ電流と目標トルクとに基づいてｄ軸及びｑ軸の電流指令を演算する電流指令演算工程と、
   前記ｄ軸及びｑ軸の電流指令に基づいてｄ軸及びｑ軸の電圧指令を演算する電圧指令演算工程と、
   前記電圧指令を３相電圧指令に逆座標変換する逆座標変換工程と、
   前記電機子の誘導電圧に含まれて前記モータ電流の乱流の原因となる乱電圧を、前記３相電圧指令に含まれる高調波成分を同定することによって推定する乱電圧推定工程と、
   前記３相電圧指令とこれらの３相電圧指令に対して推定された前記乱電圧との差分を取ることにより前記３相電圧指令を補正する補正工程と、
   を備える同期モータの制御方法。

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