CN104796058A - 旋转电机控制装置、旋转电机控制方法及控制图像生成方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种能够抑制与转子的磁极位置相对应的估计值的误差的旋转电机控制装置、旋转电机控制方法、以及控制图像生成方法。本发明的马达控制装置(1)具有：高频叠加器(41)，其对具有凸极性的马达(9)的电压和电流的一方叠加高频成分；磁极位置估计器(45)，其基于马达(9)的电压和电流的另一方中所出现的高频成分，计算出马达(9)所具有的转子的磁极位置的估计值；图像保持器(55)，其保持与转子的磁极位置的估计值相对应的与修正量相关的信息；以及磁极位置修正器(51)，其基于与修正量相关的信息，修正转子的磁极位置的估计值。

Description

旋转电机控制装置、旋转电机控制方法及控制图像生成方法

技术领域

本发明涉及一种旋转电机控制装置、旋转电机控制方法、以及控制图像生成方法。

背景技术

在日本特开2013-090552号公报中公开了一种旋转电机控制装置，所述旋转电机控制装置对具有凸极性转子的旋转电机施加高频电流，并基于作为针对高频电流的响应成分而包含在电压指令中的高频成分来估计转子的磁极方向，并且计算因dq轴磁通干扰而发生的磁极方向的估计值的误差。

发明内容

本发明所要解决的问题

本申请的发明人发现了以下情况，因dq轴磁通干扰而发生的磁极方向的估计值的误差，不仅包括记载在日本特开2013-090552号公报中的稳态误差，而且也有可能因为转子的磁极位置而发生。

本发明是鉴于上述问题而完成的，其目的是提供一种能够抑制与转子的磁极位置相对应的估计值的误差的旋转电机控制装置、旋转电机控制方法、以及控制图像生成方法。

用于解决问题的方法

为了解决上述问题，本发明的旋转电机控制装置包括：叠加部，其对具有凸极性的旋转电机的电压和电流的一方叠加高频成分；估计部，其基于所述旋转电机的电压和电流的另一方中所出现的高频成分，计算出所述旋转电机所具有的转子的磁极位置的估计值；保持部，其保持与所述转子的磁极位置相对应的与修正量相关的信息；以及修正部，基于所述与修正量相关的信息，修正所述转子的磁极位置的估计值。

另外，本发明的旋转电机控制方法包括以下步骤：对具有凸极性的旋转电机的电压和电流的一方叠加高频成分；基于所述旋转电机的电压和电流的另一方中所出现的高频成分，计算出所述旋转电机所具有的转子的磁极位置的估计值；保持与所述转子的磁极位置相对应的与修正量相关的信息；以及基于所述与修正量相关的信息，修正所述转子的磁极位置的估计值。

另外，本发明的控制图像生成方法，是一种保持在旋转电机控制装置中的控制图像的生成方法，其特征在于，针对转子的磁极位置的两个以上的点，分别生成与所述转子的磁极位置相对应的与修正量相关的信息，其中，所述与修正量相关的信息是基于对具有凸极性的旋转电机的电压和电流的一方叠加高频成分时出现在所述电压和电流的另一方中的高频成分而计算出的，且用于修正所述旋转电机所具有的所述转子的磁极位置的估计值，在所述控制图像中，使所述转子的磁极位置的两个以上的点与针对所述两个以上的点分别生成的与修正量相关的信息相互对应。

发明效果

根据本发明，能够抑制与转子的磁极位置相对应的估计值的误差。

附图说明

图1是表示本发明的一个实施方式涉及的马达控制装置的结构例的图。

图2是用于说明坐标系的图。

图3是表示磁极位置修正器的结构例的图。

图4是表示控制图像的内容例的图。

图5是表示高频电感的关系的图。

图6是表示马达控制装置的动作例的图。

图7A是表示在I_d＝0[A]、I_q＝0[A]的情况下与磁极位置相对应的Δθ和λ的关系的图。

图7B是表示在I_d＝2[A]、I_q＝0[A]的情况下与磁极位置相对应的Δθ和λ的关系的图。

图7C是表示在I_d＝0[A]、I_q＝7[A]的情况下与磁极位置相对应的Δθ和λ的关系的图。

图7D是表示在I_d＝2[A]、I_q＝7[A]的情况下与磁极位置相对应的Δθ和λ的关系的图。

图8是用于说明根据实际测量的控制图像生成方法的图。

具体实施方式

以下参照附图说明本发明的实施方式。

图1是表示本发明的一个实施方式涉及的马达控制装置1的结构例的图。马达控制装置1是旋转电机控制装置的一个例子。包含在马达控制装置1的各个模块，通过例如由微处理器根据存储在存储器中的程序来执行信息处理而实现其功能。

由马达控制装置1进行控制的马达9是旋转电机的一个例子，例如由同步马达构成。马达9是不具有用于检测转子位置的检测器的无传感器马达，马达控制装置1利用马达9具有凸极性的特点来估计转子的磁极位置。

马达控制装置1具有用于控制马达9的旋转的模块，即减法器11、位置控制器13、减法器15、速度控制器17、减法器19d、减法器19q、电流控制器21、加法器23、PWM控制器25、3相/2相转换器31、dq转换器33、以及陷波滤波器35。

而且，马达控制装置1具有用于估计马达9的转子的磁极位置的模块，即高频叠加器41、包络线抽出器43、磁极位置估计器45、磁极位置修正器51、带通滤波器53、图像保持器55、以及位置速度运算器57。

减法器11计算出例如来自上一级系统(未图示)的位置指令值P^*和来自位置速度运算器57的位置估计值P^{^}的差分值，并输出到位置控制器13。

位置控制器13计算出用于抑制来自减法器11的差分值的速度指令值ω^*，并输出到减法器15。

减法器15计算出来自位置控制器13的速度指令值ω*和来自位置速度运算器57的速度估计值ω^{^}的差分值，并输出到速度控制器17。

速度控制器17计算出用于抑制来自减法器15的差分值的q轴电流指令值I_q ^*，并输出到减法器19q。

减法器19d计算出例如来自上一级系统的d轴电流指令值I_d ^*和来自陷波滤波器35的d轴电流检测值I_d’的差分值，并输出到电流控制器21。

减法器19q计算出来自速度控制器17的q轴电流指令值I_q ^*和来自陷波滤波器35的q轴电流检测值I_q’的差分值，并输出到电流控制器21。

电流控制器21计算出用于抑制来自减法器19d、19q的差分值的d轴电压指令值V_d ^*和q轴电压指令值V_q ^*，并将d轴电压指令值V_d ^*输出到加法器23，将q轴电压指令值V_q ^*输出到PWM控制器25。

加法器23对来自电流控制器21的d轴电压指令值V_d ^*加上来自高频叠加器41的高频信号V_sig，并将由此取得的d轴电压合计值输出到PWM控制器25。

PWM控制器25基于来自加法器23的d轴电压合计值和来自电流控制器21的q轴电压指令值V_q ^*，生成用于驱动马达9的PWM信号，并输出到马达9。PWM控制器25在生成PWM信号时，利用来自磁极位置修正器51的磁极位置(磁极相位)的修正值θ_a ^{^}。

3相/2相转换器31将流过马达9的3相电流的电流检测值I_u、I_v、I_w转换成固定坐标系α-β的电流检测值I_α、I_β，并将由此取得的电流检测值I_α、I_β输出到dq转换器33和包络线抽出器43。在固定坐标系α-β中α轴和β轴是正交的，例如α轴固定在U相的方向。

dq转换器33将来自3相/2相转换器31的固定坐标系α-β的电流检测值I_α、I_β，转换成旋转坐标系d-q的电流检测值I_d、I_q，并将所取得的电流检测值I_d、I_q输出到陷波滤波器35、磁极位置修正器51以及带通滤波器53。dq转换器33在进行dq转换时，利用来自磁极位置修正器51的磁极位置的修正值θ_a ^{^}。

在旋转坐标系d-q中，d轴是马达9的转子的磁极方向，q轴是正交于d轴的轴。d轴电流I_d也被称之为励磁电流，q轴电流I_q也被称之为转矩电流。在后面详细说明旋转坐标系d-q。

陷波滤波器(带止滤波器)35抑制来自dq转换器33的电流检测值I_d、I_q的高频成分，并将抑制了高频成分的电流检测值I_d’、I_q’输出到减法器19d、19q。

以下说明用于估计马达9的转子的磁极位置的模块。

高频叠加器41是叠加部的一个例子，通过将高频信号V_sig输出到加法器23，对来自电流控制器21的d轴电压指令值V_d ^*叠加高频成分。高频信号V_sig的频率远远大于施加在马达9上的电压的基波频率。

不限于仅对d轴电压指令值V_d ^*叠加高频成分的方式，既可以对q轴电压指令值V_q ^*叠加高频成分,也可以对d轴电压指令值V_d ^*和q轴电压指令值V_q ^*这双方叠加高频成分。

另外，也可以对d轴电流指令值I_d ^*和q轴电流指令值I_q ^*的一方或双方叠加高频成分。在这种情况下，能够利用出现在施加于马达的电压中的响应成分来估计磁极位置。

包络线抽出器43基于来自高频叠加器41的高频信号V_sig，抽出来自3相/2相转换器31的电流检测值I_α、I_β的包络线，并将包络线检测值I_sin、I_cos输出到磁极位置估计器45。

磁极位置估计器45是估计部的一个例子，其根据来自包络线抽出器43的包络线检测值I_sin、I_cos计算出磁极位置的估计值θ_r ^{^}，并输出到磁极位置修正器51中。

磁极位置的估计值θ_r ^{^}的计算方法，不限于上述的对d轴电压指令值叠加高频成分而抽出包络线的方式。例如，其还包括：根据通过施加交变电压(或交变电流)所产生的马达电流的平行成分和正交成分而估计磁极位置的方法；通过使用载波频率成分，估计低速情况的磁极位置的方法，所述低速情况包括停止情况；以及，在载波的每个预定周期内改变施加电压而检测马达电流，并求出每个预定周期内的电流变化量的矢量来估计磁极位置的方法等。由于磁极位置的估计值θ_r ^{^}的计算方法是公众所知的，因此省略详细说明。

在这里，参照图2说明磁极位置估计器45估计的旋转坐标系d-q。通过由磁极位置估计器45计算出磁极位置的估计值θ_r ^{^}，确定估计d轴和估计q轴。例如作为估计d轴和α轴之间的角度而提供磁极位置的估计值θ_r ^{^}。图2中的θ_r ^e表示磁极位置的估计值θ_r ^{^}(表示e和^都是估计值)。

但是，这样由磁极位置估计器45确定的估计d轴和估计q轴，有时跟马达9的实际d轴和q轴有偏离。图2中的θ_r表示作为实际d轴和α轴之间的角度而提供的实际的磁极位置，图2中的Δθ表示估计d轴和实际d轴的误差(轴偏离)。这种误差Δθ是通过dq轴磁通干扰而产生的。

在日本特开2013-090552号公报中，记载了对根据流过马达的电流大小而产生的稳态误差进行修正的方法。

本申请的发明人发现了以下情况，磁极位置的估计值θ_r ^{^}的误差Δθ，不仅包括记载在日本特开2013-090552号公报中的稳态成分，还包括依存于转子的磁极位置的成分。

因此，在本实施方式中，通过以下说明的磁极位置修正器51的动作，抑制包含在磁极位置的估计值θ_r ^{^}中的误差Δθ。

回到图1的说明，磁极位置修正器51是修正部的一个例子，基于图像保持器55所保持的控制图像，修正来自磁极位置估计器45的磁极位置的估计值θ_r ^{^}，并将由此取得的磁极位置的修正值θ_a ^{^}输出到位置速度运算器57中。在后面详细说明磁极位置修正器51。

带通滤波器53使来自dq转换器33的d轴电流I_d和q轴电流I_q通过，抑制其它的频率成分。即，带通滤波器53将d轴电流I_d的高频成分(d轴电流高频成分I_dh)和q轴电流I_q的高频成分(q轴电流高频成分I_qh)输出到磁极位置修正器51。

图像保持器55是保持部的一个例子，保持用于修正磁极位置的估计值θ_r ^{^}的控制图像，根据来自磁极位置修正器51的要求而将与修正量相关的参数λ回答给磁极位置修正器51。在后面详细说明控制图像。

位置速度运算器57基于来自磁极位置修正器51的磁极位置的修正值θ_a ^{^}分别计算出位置估计值P^{^}和速度估计值ω^{^}，将位置估计值P^{^}输出到减法器11，将速度估计值ω^{^}输出到减法器15。

图3是表示磁极位置修正器51的结构例的图。磁极位置修正器51具有：λ取得器61、乘法器62、加法器63、积分器65、PI控制器67、以及加法器69。

对磁极位置修正器51输入：来自磁极位置估计器45的磁极位置的估计值θ_r ^{^}、来自dq转换器33的d轴电流I_d和q轴电流I_q、以及来自带通滤波器53的d轴电流高频成分I_dh和q轴电流高频成分I_qh。此外，d轴电流和q轴电流也可以从陷波滤波器35输入到磁极位置修正器51。

λ取得器61从控制图像取得与磁极位置估计值θ_r ^{^}、d轴电流I_d以及q轴电流I_q相对应的与修正量相关的参数λ。控制图像是4维图像，其使磁极位置θ、d轴电流I_d、q轴电流I_q、以及与修正量相关的参数λ之间相互对应(参照图4)。

此外，不限于保持控制图像的方式，也可以是保持公式的信息的方式，所述公式根据磁极位置θ、d轴电流I_d以及q轴电流I_q计算出与修正量相关的参数λ。

乘法器62将来自λ取得器61的参数λ与d轴电流高频成分I_dh相乘，并将由此取得的λI_dh输出到加法器63。

加法器63对来自乘法器62的λI_dh加上q轴电流高频成分I_qh，并将由此取得的I_qh+λI_dh输出到积分器65。

积分器65对来自加法器63的I_qh+λI_dh进行积分，并将由此取得的I_qh+λI_dh的积分值输出到PI控制器67中。此外，积分器65是用于实现控制的稳定化的模块，不是必须的模块。

PI控制器67进行PI控制以使来自积分器65的I_qh+λI_dh的积分值接近于0，并将由此取得的修正量输出到加法器69。此外，不一定限于PI控制，也可以是根据积分值的正负符号来增减预定值的控制。

加法器69对磁极位置估计值θ_r ^{^}加上来自PI控制器67的修正量，并输出由此取得的磁极位置修正量θ_a ^{^}。

此外，PI控制器67输出的修正量，如后所述与包含在磁极位置的估计值θ_r ^{^}中的误差Δθ(参照图2)不完全一致，但是由于I_qh+λI_dh接近于0，所以可以近似于大致相同。

以下，参照公式详细说明使I_qh+λI_dh接近于0的理由和与修正量相关的参数λ。

此外，在以下的公式说明中，对估计dq轴涉及的V_d、V_q、I_d、I_q、I_dh、I_qh、θ_r附加上标“e”，和实际的dq轴涉及的物理量进行明确的区分。

下述公式2表示dq轴上的电压方程式，所述电压方程式考虑到了dq轴相互干扰的情况。

公式2

$\left[\begin{array}{c}{V}_d\\ V_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}_s+L_{\mathrm{dh}}p& -{\mathrm{\ω}}_r{L}_q+L_{\mathrm{dqh}}p\\ {\mathrm{\ω}}_r{L}_d+L_{\mathrm{qdh}}p& R_s+L_{\mathrm{qh}}p\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_d\\ I_q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ {\mathrm{\ω}}_r{\mathrm{\Φ}}_m\end{array}\right]$

R_s是定子的线圈的相电阻，Φ_m是基于永久磁铁的每一相的交链磁通，ω_r是旋转速度，p是微分算子，V_d、V_q是d、q轴电压，I_d、I_q是d、q轴电流，L_d、L_q是d、q轴自身电感。

L_dh是d轴的高频电感，L_qh是q轴的高频电感,L_dqh是基于从d轴到q轴的相互干扰而产生的高频电感，L_qdh是基于从q轴到d轴的相互干扰而产生的高频电感。用下述公式3表示L_dh、L_qh、L_dqh、L_qdh。

公式3

$L_{\mathrm{dh}}=\frac{{\mathrm{\Ψ}}_d(I_d+{\mathrm{\ΔI}}_d,I_q,{\mathrm{\Φ}}_m)-{\mathrm{\Ψ}}_d(I_d,I_q,{\mathrm{\Φ}}_m)}{{\mathrm{\ΔI}}_d}$

$L_{\mathrm{qh}}=\frac{{\mathrm{\Ψ}}_q(I_d,I_q+{\mathrm{\ΔI}}_q,{\mathrm{\Φ}}_m)-{\mathrm{\Ψ}}_q(I_d,I_q,{\mathrm{\Φ}}_m)}{{\mathrm{\ΔI}}_q}$

$L_{\mathrm{dqh}}=\frac{{\mathrm{\Ψ}}_d(I_d,I_q+{\mathrm{\Δi}}_q,{\mathrm{\Φ}}_m)-{\mathrm{\Ψ}}_d(I_d,I_q,{\mathrm{\Φ}}_m)}{{\mathrm{\ΔI}}_q}$

$L_{\mathrm{qdh}}=\frac{{\mathrm{\Ψ}}_p(I_d+{\mathrm{\ΔI}}_d,I_q,{\mathrm{\Φ}}_m)-{\mathrm{\Ψ}}_q(I_d,I_q,{\mathrm{\Φ}}_m)}{{\mathrm{\ΔI}}_d}$

Ψ_d、Ψ_q是d、q轴的磁通(将U、V、W相的交链磁通转换成旋转坐标系d-q的磁通)。如上述公式3所示，由于I_d、I_q所产生的磁饱和，L_dh、L_qh、L_dqh、L_qdh依存于I_d、I_q这双方。

为了分析由高频信号引起的误差Δθ(通过dq轴相互干扰而产生的误差)，如果只取出高频成分，则上述公式2近似于下述公式4。

公式4

$\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{dh}}\\ V_{\mathrm{qh}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{L}_{\mathrm{dh}}& L_{\mathrm{dqh}}\\ L_{\mathrm{qdh}}& L_{\mathrm{qh}}\end{array}\right]p\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{dh}}\\ I_{\mathrm{qh}}\end{array}\right]$

在这里，定义下述公式5的旋转矩阵T，将上述公式3的dq轴坐标系的电压方程式转换成估计dq轴坐标系，则能取得下述公式6。

公式5

$T\left(\mathrm{\Δ\θ}\right)=\left[\begin{array}{cc}\cos \left(\mathrm{\Δ\θ}\right)& \sin \left(\mathrm{\Δ\θ}\right)\\ -\sin \left(\mathrm{\Δ\θ}\right)& \cos \left(\mathrm{\Δ\θ}\right)\end{array}\right]$

θ_r ^e是估计相位(磁极位置的估计值)，θ_r是真实的相位(实际的磁极位置)，误差Δθ等于θ_r ^e-θ_r。(参照图2)

公式6

$\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{dh}}^e\\ V_{\mathrm{qh}}^e\end{array}\right]=T\left(\mathrm{\Δ\θ}\right)\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{dh}}\\ V_{\mathrm{qh}}\end{array}\right]\\ =\left[\begin{array}{cc}{L}_{\mathrm{ave}}-{\hat{L}}_{\mathrm{dif}}^{*}\cos (2\mathrm{\Δ\θ}+{\mathrm{\θ}}_m)& {\hat{L}}_{\mathrm{dif}}^{*}\sin (2\mathrm{\Δ\θ}+{\mathrm{\θ}}_m)-L_{\mathrm{dif}}^{*}\\ {\hat{L}}_{\mathrm{dif}}^{*}\sin (2\mathrm{\Δ\θ}+{\mathrm{\θ}}_m)+L_{\mathrm{dif}}^{*}& L_{\mathrm{avg}}+{\hat{L}}_{\mathrm{dif}}^{*}\cos (2\mathrm{\Δ\θ}+{\mathrm{\θ}}_m)\end{array}\right]p\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{dh}}^e\\ I_{\mathrm{qh}}^e\end{array}\right]\end{array}$

在这里，包含在公式6中的L_avg、L_dif、θ_m等用公式7表示。另外，它们之间的关系表示在图5中。

公式7

$L_{\mathrm{avg}}=\frac{L_{\mathrm{qh}}+L_{\mathrm{dh}}}{2}$

$L_{\mathrm{dif}}=\frac{L_{\mathrm{qh}}-L_{\mathrm{dh}}}{2}$

${\mathrm{\θ}}_m={\tan }^{-1}\frac{L_{\mathrm{avg}}^{*}}{L_{\mathrm{dif}}}={\tan }^{-1}\left(\frac{L_{\mathrm{dqh}}+L_{\mathrm{qdh}}}{L_{\mathrm{qh}}-L_{\mathrm{dh}}}\right)$

${\hat{L}}_{\mathrm{dif}}^{*}=\sqrt{L_{\mathrm{dif}}^2+L_{\mathrm{avg}}^{*2}}$

$L_{\mathrm{avg}}^{*}=\frac{L_{\mathrm{dqh}}+L_{\mathrm{qdh}}}{2}$

$L_{\mathrm{dif}}^{*}=\frac{L_{\mathrm{qdh}}-L_{\mathrm{dqh}}}{2}$

θ_m表示通过dq轴相互干扰的存在而产生的相位的偏差。对于上述公式6，当给估计d轴施加高频电压V_sig时的电压方程式，用下述公式8表示。

公式8

$\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{sig}}\\ 0\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{L}_{\mathrm{avg}}-{\hat{L}}_{\mathrm{dif}}^{*}\cos (2\mathrm{\Δ\θ}+{\mathrm{\θ}}_m)& {\hat{L}}_{\mathrm{dif}}^{*}\sin (2\mathrm{\Δ\θ}+{\mathrm{\θ}}_m)-L_{\mathrm{dif}}^{*}\\ {\hat{L}}_{\mathrm{dif}}^{*}\sin (2\mathrm{\Δ\θ}+{\mathrm{\θ}}_m)+L_{\mathrm{dif}}^{*}& L_{\mathrm{avg}}+{\hat{L}}_{\mathrm{dif}}^{*}\cos (2\mathrm{\Δ\θ}+{\mathrm{\θ}}_m)\end{array}\right]p\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{dh}}^e\\ I_{\mathrm{qh}}^e\end{array}\right]$

关于电流整理上述公式8时，取得下述公式9。

公式9

$\begin{array}{c}p\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{dh}}^e\\ I_{\mathrm{qh}}^e\end{array}\right]={\left[\begin{array}{cc}{L}_{\mathrm{avg}}-{\hat{L}}_{\mathrm{dif}}^{*}\cos (2\mathrm{\Δ\θ}+{\mathrm{\θ}}_m)& {\hat{L}}_{\mathrm{dif}}^{*}\sin (2\mathrm{\Δ\θ}+{\mathrm{\θ}}_m)-L_{\mathrm{dif}}^{*}\\ {\hat{L}}_{\mathrm{dif}}^{*}\sin (2\mathrm{\Δ\θ}+{\mathrm{\θ}}_m)+L_{\mathrm{dif}}^{*}& L_{\mathrm{avg}}+{\hat{L}}_{\mathrm{d\; if}}^{*}\cos (2\mathrm{\Δ\θ}+{\mathrm{\θ}}_m)\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{sig}}\\ 0\end{array}\right]\\ =\frac{V_{\mathrm{sig}}}{L_{\mathrm{avg}}^2-{\hat{L}}_{\mathrm{dif}}^{*2}+L_{\mathrm{dif}}^{*2}}\left[\begin{array}{c}{L}_{\mathrm{avg}}+{\hat{L}}_{\mathrm{dif}}^{*}\cos (2\mathrm{\Δ\θ}+{\mathrm{\θ}}_m)\\ -{\hat{L}}_{\mathrm{dif}}^{*}\sin (2\mathrm{\Δ\θ}+{\mathrm{\θ}}_m)-L_{\mathrm{dif}}^{*}\end{array}\right]\end{array}$

当对上述公式9的两边进行积分时，能取得作为估计dq轴的高频电流的下述公式10。

公式10

$I_{\mathrm{dh}}^e=\frac{V_{\mathrm{sig}}}{p(L_{\mathrm{avg}}^2-{\hat{L}}_{\mathrm{dif}}^{*2}+L_{\mathrm{dif}}^{*2})}\{L_{\mathrm{avg}}+{\hat{L}}_{\mathrm{dif}}^{*}\cos (2\mathrm{\Δ\θ}+{\mathrm{\θ}}_m)\}$

$I_{\mathrm{qh}}^e=\frac{{-V}_{\mathrm{sig}}}{p(L_{\mathrm{avg}}^2-{\hat{L}}_{\mathrm{dif}}^{*2}+L_{\mathrm{dif}}^{*2})}\{{\hat{L}}_{\mathrm{dif}}^{*}\sin (2\mathrm{\Δ\θ}+{\mathrm{\θ}}_m)+L_{\mathrm{dif}}^{*}\}$

在这里，在以成为I_qh ^e＝0的方式进行控制的情况下，即只对估计d轴施加高频电压的情况下，能取得下述公式11。

公式11

$I_{\mathrm{qh}}^e=\frac{{-V}_{\mathrm{sig}}}{p(L_{\mathrm{avg}}^2-{\hat{L}}_{\mathrm{dif}}^{*2}+L_{\mathrm{dif}}^{*2})}\{{\hat{L}}_{\mathrm{dif}}^{*}\sin (2\mathrm{\Δ\θ}+{\mathrm{\θ}}_m)+L_{\mathrm{dif}}^{*}\}=0$

根据上述公式11，通过dq轴相互干扰而产生的误差Δθ用下述公式12表示。

公式12

$\mathrm{\Δ\θ}=\frac{1}{2}{\sin }^{-1}(-\frac{L_{\mathrm{dif}}^{*}}{{\hat{L}}_{\mathrm{dif}}^{*}})-\frac{1}{2}{\tan }^{-1}\left(\frac{L_{\mathrm{dqh}}+L_{\mathrm{qdh}}}{L_{\mathrm{qh}}-L_{\mathrm{dh}}}\right)$

而且，因为在实际应用的马达中可以认为L_dqh和L_qdh是大致相等，所以能取得下述公式13。

公式13

$\mathrm{\Δ\θ}=-\frac{1}{2}{\tan }^{-1}\left(\frac{{2L}_{\mathrm{qdh}}}{L_{\mathrm{qh}}-L_{\mathrm{dh}}}\right)$

根据所述公式13，当没有dq轴相互干扰的情况下(L_dqh＝L_qdh＝0)，误差Δθ成为0。

在这里，虽然可以考虑把上述公式12中的Δθ作为修正量进行控制，但是因为要进行非线性控制，所以难以操纵。如果考虑从θ_r ^e以微小量开始偏离θ_r的时刻(Δθ大致为0的时刻)进行修正，则能够假设Δθ大致为0而进行控制的线性化。

因此，假设Δθ大致为0时，cos(Δθ)可以近似为1，sin(Δθ)可以近似为Δθ,从而能取得下述公式14。

公式14

cos(Δθ)≈1,sin(Δθ)≈Δθ

cos(2Δθ+θ_m)≈cos(θ_m)-2Δθ·sin(θ_m)

sin(2Δθ+θ_m)≈2Δθ·cos(θ_m)+sin(θ_m)

由此，上述公式10中的I_dh ^e和I_qh ^e近似成如下述公式15所示。

公式15

$\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{dh}}^e=\frac{V_{\mathrm{sig}}}{p(L_{\mathrm{avg}}^2-{\hat{L}}_{\mathrm{dif}}^{*2}+L_{\mathrm{dif}}^{*2})}\{L_{\mathrm{avg}}+{\hat{L}}_{\mathrm{dif}}^{*}\cos (2\mathrm{\Δ\θ}+{\mathrm{\θ}}_m)\}\\ =\frac{V_{\mathrm{sig}}}{p(L_{\mathrm{avg}}^2-{\hat{L}}_{\mathrm{dif}}^{*2}+L_{\mathrm{dif}}^{*2})}(L_{\mathrm{qh}}-{2L}_{\mathrm{avg}}^{*}\·\mathrm{\Δ\θ})\end{array}$

$\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{qh}}^e=\frac{{-V}_{\mathrm{sig}}}{p(L_{\mathrm{avg}}^2-{\hat{L}}_{\mathrm{dif}}^{*2}+L_{\mathrm{dif}}^{*2})}\{{\hat{L}}_{\mathrm{dif}}^{*}\sin (2\mathrm{\Δ\θ}+{\mathrm{\θ}}_m)+L_{\mathrm{dif}}^{*}\}\\ =\frac{V_{\mathrm{sig}}}{p(L_{\mathrm{avg}}^2-{\hat{L}}_{\mathrm{dif}}^{*2}+L_{\mathrm{dif}}^{*2})}(-L_{\mathrm{dqh}}-{2L}_{\mathrm{dif}}\·\mathrm{\Δ\θ})\end{array}$

在这里，当定义λ＝L_dqh/L_qh时，从上述公式15中能取得下述公式16。

公式16

$I_{\mathrm{qh}}^e+{\mathrm{\λI}}_{\mathrm{dh}}^e=\frac{V_{\mathrm{sig}}}{p(L_{\mathrm{avg}}^2-{\hat{L}}_{\mathrm{dif}}^{*2}+L_{\mathrm{dif}}^{*2})}(-{2L}_{\mathrm{dif}}-{2\mathrm{\λL}}_{\mathrm{avg}}^{*})\·\mathrm{\Δ\θ}$

并且，根据该公式16，Δθ可以由下述公式17提供。

公式17

$\mathrm{\Δ\θ}=\frac{(L_{\mathrm{avg}}^2-{\hat{L}}_{\mathrm{dif}}^{*2}+L_{\mathrm{dif}}^{*2})p(I_{\mathrm{qh}}^e+{\mathrm{\λI}}_{\mathrm{dh}}^e)}{-{2V}_{\mathrm{sig}}(L_{\mathrm{dif}}+{\mathrm{\λL}}_{\mathrm{avg}}^{*})}={\hat{k}}_{\mathrm{HF}}^{\mathrm{\Δ\θ}}(I_{\mathrm{qh}}^e+{\mathrm{\λI}}_{\mathrm{dh}}^e)$

${\hat{k}}_{\mathrm{HF}}^{\mathrm{\Δ\θ}}=-\frac{L_{\mathrm{avg}}^2-{\hat{L}}_{\mathrm{dif}}^{*2}+L_{\mathrm{dif}}^{*2}}{{2V}_{\mathrm{sig}}(L_{\mathrm{dif}}+{\mathrm{\λL}}_{\mathrm{avg}}^{*})}p$

根据以上，如果以成为I^e _qh+λI^e _dh＝0的方式进行控制，则误差Δθ变成0。此外，因为进行控制时实际的dq轴的位置是未知的，而且显然I^e _qh、I^e _dh是估计dq轴上的电流，所以在以后的说明中省略I^e _qh、I^e _dh中的上标e。

但是，上述k^{^} _HF ^Δθ中包含微分算子p，而且I_qh+λI_dh值振动而有可能难以进行控制，因此，优选为，以I_qh+λI_dh的积分值成为0的方式进行控制。

另外，关于上述k^{^} _HF ^Δθ中包含的电感，L_avg>L^{^} _dif ^*和L_dif、L_avg ^*>0的关系成立，因此上述k^{^} _HF ^Δθ中除了微分算子p以外的部分总是为负数。因此，当I_qh+λI_dh的积分值为正数时Δθ为负数，当I_qh+λI_dh的积分值为负数时Δθ为正数。因而，通过将I_qh+λI_dh的积分值当作偏差，可以适用PI反馈控制。

图6是表示马达控制装置1的动作例的图。该图表示在马达控制装置1实现的各种动作之中修正磁极位置的估计值的动作。

在步骤S1中，马达控制装置1对估计d轴施加高频电压V_sig。利用上述图1所示的高频叠加部41实现该动作。

在步骤S2中，马达控制装置1将从马达9检测到的电流检测值从3相转换到dq轴。利用上述图1所示的3相/2相转换器31和dq转换器33实现该动作。

在步骤S3中，马达控制装置1根据所转换的电流检测值利用带通滤波器取得叠加成分。利用上述图1所示的带通滤波器53实现该动作。

在步骤S4中，马达控制装置1以I_qh+λI_dh成为0的方式进行控制。利用上述图1和图3所示的磁极位置修正器51实现该动作。

图7A～图7D是表示与磁极位置相对应的Δθ和λ的关系的图。横轴表示磁极位置。纵轴表示误差Δθ(轴偏离)和与修正量相关的参数λ(＝L_dqh/L_qh)。Δθ用虚线表示，λ用实线表示。

如这些图所示，与λ磁极位置相对应的变化对应于与Δθ的磁极位置相对应的变化。因此，可以利用λ生成与Δθ的磁极位置相对应的修正量。

Δθ根据磁极位置发生变化是通过包含于λ中的高频电感L_dqh、L_qh根据磁极位置发生变化而引起的。这种情况在马达中尤其在集中绕组的马达中比较显著。因此，本实施方式中的磁极位置的估计值的修正，适合用于将集中绕组的马达作为控制对象的情况。

另外，Δθ的稳态大小依存于d轴电流I_d和q轴电流I_q的大小。即，Δθ包含依存于磁极位置的振动成分和依存于电流大小的稳态成分。因此，通过利用λ能够控制双方的成分，所述λ不仅对应于磁极位置，还对应于d轴电流I_d和q轴电流I_q。

以下说明控制图像生成方法。

[第一例]

控制图像生成方法的第一例是利用磁场分析来计算出与修正量相关的参数λ的方法。

与修正量相关的参数λ(＝L_dqh/L_qh)，例如基于由d轴电流I_d产生的交链磁通Ψ_d、由q轴电流I_q产生的交链磁通Ψ_q、由包含于马达9的磁铁产生的交链磁通Φ_m、d轴电流高频成分I_dh，以及q轴电流高频成分I_qh进行计算。针对使磁极位置θ、d轴电流I_d、q轴电流I_q发生变化的各种情况而计算λ。

具体而言，首先，计算由d轴电流I_d、q轴电流I_q产生的d轴交链磁通Ψ_d和q轴交链磁通Ψ_q。例如，根据3相电流I_u、I_v、I_w计算出3相交链磁通Ψ_u、Ψ_v、Ψ_w，通过进一步转换到dq轴上，计算出d轴交链磁通Ψ_d和q轴交链磁通Ψ_q。另外，由包含于马达9的磁铁产生的交链磁通Φ_m大致为恒定值。

其次，将d轴电流高频成分I_dh和q轴电流高频成分I_qh作为ΔI_d、ΔI_q，根据上述公式3计算出高频电感L_dh、L_qh、L_dqh、L_qdh，并由此计算出λ(＝L_dqh/L_qh)，其中，所述d轴电流高频成分I_dh和q轴电流高频成分I_qh为在对施加于马达9的电压叠加高频电压(例如8kHz、40V)时出现在电流中的高频成分。

由于λ依存于磁极位置θ、d轴电流I_d以及q轴电流I_q，因此，对于磁极位置θ，例如每隔5deg电角而计算出λ，对于针对各个电角的d轴电流I_d和q轴电流I_q，例如每隔1/5～1/10最大电流而计算出λ，并且在控制图像中使它们之间相互对应。

[第二例]

控制图像生成方法的第二例是利用实际测量值计算出与修正量相关的参数λ的方法。

基于d轴电流高频成分I_dh和q轴电流高频成分I_qh计算出与修正量相关的参数λ(＝L_dqh/L_qh)，其中，所述d轴电流高频成分I_dh和q轴电流高频成分I_qh为如图8所示在对安装有编码器99的马达9施加的电压叠加高频电压V_sig时,出现在流过马达9的电流中的高频成分。

具体而言，在上述公式4中，只对d轴施加高频电压V_sig时，能取得下述公式18。

公式18

$\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{sig}}\\ 0\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{L}_{\mathrm{dh}}& L_{\mathrm{dqh}}\\ L_{\mathrm{dqh}}& L_{\mathrm{qh}}\end{array}\right]p\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{dh}}\\ I_{\mathrm{qh}}\end{array}\right]$

此时的d轴电流高频成分I_dh和q轴电流高频成分I_qh，基于上述公式15用下述公式19表示。

公式19

$I_{\mathrm{dh}}=\frac{V_{\mathrm{sig}}}{p(L_{\mathrm{avg}}^2-{\hat{L}}_{\mathrm{dif}}^2)}{L}_{\mathrm{qh}}$

$I_{\mathrm{qh}}=-\frac{V_{\mathrm{sig}}}{p(L_{\mathrm{avg}}^2-{\hat{L}}_{\mathrm{dif}}^2)}{L}_{\mathrm{dqh}}$

根据该公式19，λ(＝L_dqh/L_qh)用下述公式20表示。

公式20

$\mathrm{\λ}=\frac{L_{\mathrm{dqh}}}{L_{\mathrm{qh}}}=-\frac{I_{\mathrm{qh}}}{I_{\mathrm{dh}}}$

因此，如果在能够检测磁极位置θ的状态下测定d轴电流高频成分I_dh和q轴电流高频成分I_qh，则能够计算出λ。

如图8所示，d轴电流高频成分I_dh和q轴电流高频成分I_qh的测定，是在对马达9安装编码器99而能够检测磁极位置θ的状态下进行。马达9的轴经由轴连接部109连接到其他马达100的轴上。马达100和编码器101是为了固定马达9的轴使其不旋转而设置的。

并且，在提供预定的磁极位置θ、d轴电流I_d、q轴电流I_q的状态下对马达9施加高频电压V_sig，并测定此时的d轴电流高频成分I_dh和q轴电流高频成分I_qh。然后计算λ(＝L_dqh/L_qh＝-I_qh/I_dh)。

与上述第一例一样，对于磁极位置θ，例如每隔5deg电角而计算出λ，对于针对各个电角的d轴电流I_d和q轴电流I_q，例如每隔1/5～1/10最大电流而计算出λ，并且在控制图像中使它们之间相互对应。

以上，说明了本发明的实施方式，但是本发明不限于上述实施方式，对于本领域技术人员而言当然能够进行各种变形实施。

Claims (10)

1.一种旋转电机控制装置，其特征在于，包括：

叠加部，其对具有凸极性的旋转电机的电压和电流的一方叠加高频成分；

估计部，其基于所述旋转电机的电压和电流的另一方中所出现的高频成分，计算出所述旋转电机所具有的转子的磁极位置的估计值；

保持部，其保持与所述转子的磁极位置相对应的与修正量相关的信息；以及

修正部，其基于所述与修正量相关的信息，修正所述转子的磁极位置的估计值。

2.如权利要求1所述的旋转电机控制装置，其特征在于，

所述保持部保持与所述旋转电机的转矩电流(q轴电流)、励磁电流(d轴电流)、以及所述转子的磁极位置相对应的所述与修正量相关的信息，

所述修正部取得与所述转矩电流、所述励磁电流、以及所述转子的磁极位置相对应的所述与修正量相关的信息。

3.如权利要求1所述的旋转电机控制装置，其特征在于，

所述与修正量相关的信息包括根据所述转子的磁极位置而发生变化的dq轴相互干扰的高频电感。

4.如权利要求1所述的旋转电机控制装置，其特征在于，

所述修正部修正所述转子的磁极位置的估计值，使得用下述公式(1)表示的D接近于0，

其中，λ是所述与修正量相关的信息且是用下述公式(2)表示的变量，I_dh ^e是估计d轴电流的高频成分，I_qh ^e是估计q轴电流的高频成分，L_dqh是由dq轴相互干扰而产生的高频电感，L_qh是q轴的高频电感，

[公式1]

$D=I_{\mathrm{qh}}^e+{\mathrm{\λI}}_{\mathrm{dh}}^e---\left(1\right)$

$\mathrm{\λ}=\frac{L_{\mathrm{dqh}}}{L_{\mathrm{qh}}}---\left(2\right).$

5.如权利要求4所述的旋转电机控制装置，其特征在于，

所述修正部修正所述转子的磁极位置的估计值，使得所述D的积分值接近于0。

6.如权利要求1所述的旋转电机控制装置，其特征在于，

基于由d轴电流产生的d轴交链磁通、由q轴电流产生的q轴交链磁通、由包含在所述旋转电机中的磁铁产生的交链磁通、所述d轴电流的高频成分、以及所述q轴电流的高频成分,针对所述转子的磁极位置的两个以上的点，分别生成所述与修正量相关的信息并进行保持。

7.如权利要求1所述的旋转电机控制装置，其特征在于，

基于对设有磁极位置检测器的所述旋转电机的电压和电流的一方叠加高频成分时所述电压和电流的另一方中所出现的高频成分，针对所述转子的磁极位置的两个以上的点，分别生成所述与修正量相关的信息并进行保持。

8.如权利要求1所述的旋转电机控制装置，其特征在于，

所述旋转电机是集中绕组的马达。

9.一种旋转电机控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

对具有凸极性的旋转电机的电压和电流的一方叠加高频成分；

基于所述旋转电机的电压和电流的另一方中所出现的高频成分，计算出所述旋转电机所具有的转子的磁极位置的估计值；

保持与所述转子的磁极位置相对应的与修正量相关的信息；以及

基于所述与修正量相关的信息，修正所述转子的磁极位置的估计值。

10.一种控制图像生成方法，是保持在旋转电机控制装置中的控制图像的生成方法，其特征在于，

针对转子的磁极位置的两个以上的点，分别生成与所述转子的磁极位置相对应的与修正量相关的信息，其中，所述与修正量相关的信息是基于对具有凸极性的旋转电机的电压和电流的一方叠加高频成分时出现在所述电压和电流的另一方中的高频成分而计算出的，且用于修正所述旋转电机所具有的所述转子的磁极位置的估计值，

在所述控制图像中，使所述转子的磁极位置的两个以上的点与针对所述两个以上的点分别生成的与修正量相关的信息相互对应。