CN111327234A - 永磁容错电机系统基于包络检波和非正交锁相环的低速段无位置传感器控制方法 - Google Patents

永磁容错电机系统基于包络检波和非正交锁相环的低速段无位置传感器控制方法 Download PDF

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Abstract

永磁容错电机系统基于包络检波和非正交锁相环的低速段无位置传感器控制方法，通过在电机任意非故障两相绕组中注入高频电压信号，利用数字带通滤波器提取高频注入相的高频响应电流，通过包络检波和信号处理计算两相绕组的差模电感，通过非正交锁相环提取估计电感中的转子位置和转速信号，进而实现电机的无位置传感器控制。该控制方法能够实现永磁容错电机正常和故障运行时的无位置传感器控制，提高了电机位置/速度检测的精度和可靠性；显著地提升了永磁容错电机系统的可靠性和容错运行性能。且控制器体积小、精度高、可靠性强，可有效满足机载电力作动器的性能要求。

Description

永磁容错电机系统基于包络检波和非正交锁相环的低速段无 位置传感器控制方法
技术领域
本发明属于永磁容错电机驱动控制技术领域，具体涉及一种高可靠机载电力作动器用永磁容错电机系统基于包络检波和非正交锁相环的的低速段无位置传感器控制方法。
背景技术
随着机载设备电力化程度不断提升，多电/全电飞机以其显著地技术优势逐渐成为未来飞机的主要发展方向。多电/全电飞机的典型特征是用电力作动器替代传统飞机的液压、气压传动机构，减少或完全取消了集中式液压油源和遍布机身的管道，减轻了飞机重量，简化了飞机次级能源系统结构，大大节约了飞机的运行成本，它克服了传统机载液压系统维修性较差、可靠性较低、噪声大、漏油及污染大等方面的缺点，提高了飞行器的效率、可维护性、可靠性及地面保障能力。电力作动器被广泛地应用于飞机的飞行控制系统、电动环控系统、电动燃油泵系统、发动机控制系统电动刹车系统及起落架等。
电机驱动系统是电力作动器的核心，其性能对整个作动系统的性能具有决定性的影响。高可靠永磁容错电机系统具有功率密度高、容错能力强、故障隔离性好、效率高等优势，是机载电力作动器电机系统的首要选择。
位置/速度检测是永磁容错电机控制系统实现闭环控制的关键环节之一，其性能优劣直接影响伺服系统的控制性能。而电机的位置/速度检测通常采用位置传感器获取，但是位置传感器的使用增加了硬件的复杂程度，造成系统可靠性下降，这直接影响了整个系统的稳定性，也显著地增大了控制系统的体积和重量。因此，无位置传感器控制方法成为高可靠性电机驱动系统的重要研究方向。
发明人曾在2019年提出了一种机载电力作动器永磁容错电机系统用驱动控制器以及应用于该永磁容错电机系统中所采用的控制方法(中国发明专利，申请号：ZL201910234708.9)，其电机控制器通过霍尔电流传感器采集电机各相相绕组电流信号，然后利用非故障两相绕组的反电动势信号，通过高精度无传感器控制方法估计出电机转速及转子位置信号，提高了电机速度/位置检测的精度及可靠性；该控制策略和方法采用鲁棒观测器模型估计两相绕组反电动势，进而提取反电动势中的转子位置和转速信号来实现永磁容错电机的控制，其适用于运行在高转速时的永磁容错电机。虽然其也是一种无传感器控制方法，但其仅能适用于高转速时的永磁容错电机，当面对低转速运行的永磁容错电机时，由于反电动势法不再适用，故上述控制方法并不能适用。
对于低速段的永磁同步电机无传感器控制，高频注入法是主要的策略，但是传统的高频注入方法，建立在坐标变换的基础上，依赖于电机的对称运行。但是永磁容错电机在故障运行时，剩余非故障相绕组处于不对称运行状态，难以进行坐标变换，因此，传统的高频注入法无法实现永磁容错电机故障运行时的无位置传感器控制。为满足机载电力作动器的可靠性需求，简化系统结构，开展永磁容错电机低速段无位置传感器控制方法研究，具有重要的理论意义和工程实用价值。本发明所提出的基于包络检波和非正交锁相环的无位置传感器控制方法，通过在电机任意非故障两相绕组中注入高频电压信号，利用包络检波估算两相绕组的电感值，采用非正交锁相环提取估计电感中的转子位置和转速信号，进而实现电机的无位置传感器控制。本发明无位置传感器控制方法是直接在任意非故障两相绕组中注入高频电压信号，不需要任何坐标变换，不依赖电机绕组对称运行，适用于永磁容错电机正常运行和故障运行时的无位置传感器控制。
发明内容
本发明提供一种高可靠性、永磁容错电机系统基于包络检波和非正交锁相环的低速段无传感器控制方法，通过创新性的设计适用于低转速运行时的电机无位置传感器控制方法，使所设计的永磁容错电机系统中的驱动控制器具备优良的容错性能；其本质是在电机任意非故障两相绕组中注入高频电压信号，利用包络检波估算两相绕组的电感值，采用非正交锁相环提取估计电感中的转子位置和转速信号，进而实现永磁容错电机正常和故障运行时的无位置传感器控制，显著地提高系统的可靠性。
本发明提供的一种永磁容错电机系统的低速段无位置传感器控制方法，所述永磁容错电机系统包括永磁容错电机、信号检测电路、隔离驱动电路、容错功率驱动电路、DSP系统和FPGA系统；DSP系统包括速度环控制器、容错控制器以及无传感器解算模块；DSP系统用于承担系统的速度环控制、容错电流给定指令计算、估计电感信号的调理，以及基于两相绕组差模电感的转子位置和速度解算；所述FPGA系统包括电流A/D采样控制模块、电流环控制器、PWM生成模块、高频信号发生器、数字带通滤波器、数字陷波滤波器、包络检波算法模块、数据传输模块和故障诊断模块；FPGA系统承担系统的A/D采样控制、电流环调控、高频电压信号注入及相应的无传感器控制用信号处理、PWM信号生成以及系统故障诊断；
该低速段无位置传感器控制方法包括如下步骤：
步骤1：注入高频正弦电压信号；
向非故障两相绕组注入高频正弦电压，具体方法为向电流环得到的两对应相给定电压上叠加数字高频正弦信号；作用在两相绕组的高频电压可表示为：
Figure BDA0002395437170000041
式中UAh、UBh分别表示作用在电机非故障相绕组A和B端部的高频电压，Vh电为注入高频电压的幅值，ωh为注入高频电压的频率，
Figure BDA0002395437170000042
表示注入高频电压的初相位；
根据永磁容错电机的高频近似电压模型，高频电压可表示为：
Figure BDA0002395437170000043
式中LA(θr)、LB(θr)分别表示绕组A和绕组B的自感，θr表示转子的电角度， iAh、iBh分别表示绕组A和绕组B的高频响应电流；
由式(1)和(2)可求解出高频响应电流的表达式为：
Figure BDA0002395437170000044
其中FA(2ωrt)和FB(2ωrt)分别表示A相和B相高频响应电流的幅值，ωr为转子的电角速度，它们与A相绕组和B相绕组的自感存在如下近似关系：
Figure BDA0002395437170000045
步骤2：根据注入高频电压信号的频率设计FPGA系统中的数字陷波滤波器和数字带通滤波器；
所设计数字陷波滤波器用于滤除电流环控制信号中的高频电流响应分量，该数字陷波滤波器根据注入的高频电压信号频率设计，其阻带在ωh附近极小的频带内，在ωh处的幅值衰减大于50dB，在其余频段几乎无幅值衰减，也无相位滞后；
所设计数字带通滤波器用于提取高频响应电流，其通带在ωh附近的频带，设计有足够高的阶数，以保证阻带有足够的衰减；
上述数字陷波滤波器和数字带通滤波器均需有足够的带宽，其采样频率fs需满足：
fs＞2fPWM (5)
其中，fPWM为PWM斩波频率；
步骤3：通过信号检测电路测得绕组A和绕组B的实际电流，通过数字带通滤波器处理，得到绕组A和绕组B的高频响应电流iAh和iBh；
步骤4：分别对高频响应电流信号iAh和iBh做包络检波处理，提取它们的幅值信号FA(2ωrt)和FB(2ωrt)；其具体流程如下所述：
在数字系统中，作为包络检波环节输入的高频响应电流信号可以表示为：
Figure BDA0002395437170000051
其中F(nTs)表示高频响应电流的幅值信号，FI(nTs)为同相分量，FQ(nTs)为正交分量，n表示第n个采样点，Ts表示采样周期；
由数控振荡器产生幅值为2，频率为ωh的正弦和余弦信号，它们分别与输入的高频响应电流信号相乘，乘积信号再进行低通滤器处理。经过上述的混频、低通滤波处理后，得到如下结果：
Figure BDA0002395437170000052
其中，I表示信号幅值F(nTs)的同相分量，Q表示信号幅值F(nTs)的正交分量；上式中LPF()表示低通滤波器处理；
处理后的信号再进行如下平方和以及开方的运算，可得到：
Figure BDA0002395437170000053
从而，经过包络检波算法处理后，能提取出输入信号的幅值信息；
步骤5：对高频响应电流幅值信号FA(2ωrt)和FB(2ωrt)进行信号调理，得到绕组A和绕组B的估计差模电感值
Figure BDA0002395437170000061
和
Figure BDA0002395437170000062
由式(4)，先对FA(2ωrt)和FB(2ωrt)取倒数处理并乘以适当增益，可得到绕组A和B的估计自感值，该电感值包含共模分量和差模分量；再实测出该自感值的共模分量，减去共模分量后，可得到估计的差模电感器；最后对信号进行适当滤波，滤除干扰信号；
步骤6：将非故障相绕组A和B的估计差模电感值
Figure BDA0002395437170000063
和
Figure BDA0002395437170000064
输入到非正交锁相环，解算出估计的转子电角频率
Figure BDA0002395437170000065
和两倍的估计电角度
Figure BDA0002395437170000066
非正交锁相环由鉴相器、环路滤波器和压控振荡器组成；
估计的差模电感信号
Figure BDA0002395437170000067
和
Figure BDA0002395437170000068
以两倍转子角频率正弦周期变化，其包含了永磁容错电机的转速和位置信息；
Figure BDA0002395437170000069
和
Figure BDA00023954371700000610
非正交，两者互差120°；首先输入的两路估计电感信号经过非正交锁相环的鉴相器处理，可以得到估计的输入信号相位与输入信号实际相位的误差相关信号(即转子位置估计误差的相关信号)；鉴相器输出PLLerr与转子位置估计误差信号θerr存在如下关系：
Figure BDA00023954371700000611
其中θerr表示估计转子位置与实际转子位置的误差，L为表征电感信号振幅的常数；非正交锁相环的环路滤波器环节采用PI控制器，输入到环路滤波器的转子位置估计误差相关信号PLLerr经PI调制，稳定后可得到两倍的估计转子电角频率
Figure BDA00023954371700000612
进而得到
Figure BDA00023954371700000613
非正交锁相环的压控振荡器环节采用积分器，
Figure BDA00023954371700000614
信号经压控振荡器处理后可得到两倍的估计电角度
Figure BDA00023954371700000615
其中环路滤波器的PI控制器的PI参数是该非正交锁相环的设计参数，需要合理设计和调试，以保证非正交锁相环的稳定性和快速性；
步骤7：基于加速度判别永磁容错电机转子永磁体极性，解算出转子的估计电角度
Figure BDA0002395437170000071
并对估计的转子位置做固定补偿；
经非正交锁相环解算的两倍的估计电角度
Figure BDA0002395437170000072
除以2后与实际的转子位置可能存在180°的偏差，需进行转子永磁体极性判别以确定
Figure BDA0002395437170000073
转子永磁体极性判别只需要在电机起动时进行；
由于滤波器的使用，估计的差模电感信号相位滞后于实际值，经锁相环后得到的转子电感估计值需加上固定补偿以确保控制精度。
优选的，所述永磁容错电机可处于相绕组开路故障和/或短路故障的故障模式。
优选的，所述转子永磁体极性判别的具体方法为：在电机起动前，让电机按照目前非正交锁相环初始估计的转子位置试运行一小段时间(毫秒级)，通过判断这段时间内转子的加速度方向来确定永磁体的极性：若加速度与电流激励相一致，则
Figure BDA0002395437170000074
即为转子电角度估计值；若不一致，则
Figure BDA0002395437170000075
为转子电角度估计值。
优选的，所述隔离驱动电路由栅极隔离驱动芯片及其外围电路组成，一方面实现功率驱动器的强电信号与数字控制器PWM控制的弱电信号之间的隔离；另一方面对FPGA系统产生的PWM控制信号进行功率放大，驱动控制功率MOSFET 的开通和关断。
优选的，所述容错功率驱动电路采用基于功率MOSFET的H桥功率驱动电路，永磁容错电机的每一相绕组由单个H桥功率驱动电路单独驱动供电。
优选的，所述信号检测电路由电流传感器、信号调理电路和A/D转换电路组成，电流传感器检测永磁容错电机每相绕组的相电流，并以电压信号形式输出，再经过信号调理电路进行低通滤波处理和电平信号转换，输入到A/D转换电路，将模拟信号转换为数字信号，并送入所述FPGA系统；基于非故障两相绕组的高频电压信号注入，相应绕组相电流信号经FPGA系统和DSP系统处理，最终在DSP 系统中解算出非故障两相绕组的差模电感信号，并基于此完成电机高精度无传感器解算，实时估计低速段永磁容错电机系统在故障或非故障时的电机转子位置和速度；DSP系统根据所估计的电机速度以及上位机的控制指令信号，通过 DSP系统中速度环控制器的计算，得到电机电磁转矩的指令给定值；根据电机电磁转矩的指令给定值以及电机系统所处的故障状态，通过DSP系统中容错控制器的计算，求解出电机非故障相绕组电流的指令给定值，并将其送入FPGA系统中，FPGA系统完成电流环控制和PWM生成。
优选的，所述的DSP系统采用浮点型高速DSP TMS320F28335,主频150MHz，具有单精度浮点数处理单元。
优选的，所述的FPGA系统采用EP2C35F484,主频高100MHz，具有33216个逻辑单元，105个M4K内存块，35个乘法器，322个可配置I/O引脚。
优选的，所述的容错功率驱动电路中的MOSFET器件采用IXTP90N075T2，通态损耗小，体积重量小，功率密度高。
优选的，该低速段无传感器控制方法适用于电力作动器用永磁容错电机系统。
本发明的有益效果在于：
本发明提出了一种运行于低速段的永磁容错电机系统基于非故障两相绕组高频电压注入的高精度无位置传感器控制方法，通过实时观测任意非故障两相绕组的差模电感信号，利用非正交锁相环解算出电机静止或低速运行下的转子位置和速度，该无位置传感器控制方法不依赖于坐标变换，不需要电机绕组对称运行，适用于低转速运行下的永磁容错电机的高精度控制，在电机故障和非故障情况下都适用，提高了电机位置/速度检测的准确性和可靠性。
电力作动器用永磁容错电机系统无位置传感器高可靠驱动控制器，采用每相绕组H桥逆变器独立供电的驱动结构，和DSP加FPGA的核心处理器架构，提高了系统的故障隔离能力和容错控制性能。
另外，驱动控制器的功率开关管其导通阻抗小，有效减小了通态损耗，体积小，易安装，功率密度高。
本发明提供了一种运行于低速段的电力作动器永磁容错电机系统的无位置传感器控制方法，通过对控制策略、以及实施上述控制策略的关键驱动控制结构部件的组成模块--FPGA系统的结构模块设计，提高了永磁容错电机驱动控制器在电机系统发生故障时的故障隔离能力和控制性能，可靠性强，系统效率高，体积小，可有效满足机载电力作动器的性能要求。
附图说明
图1为本发明提供的一种机载电力作动器用永磁容错电机系统的整体结构组成示意图。
图2为本发明中FPGA系统和DSP系统的组成模块及功能示意图。
图3为本发明中容错功率驱动电路的结构示意图；
图4为本发明中基于包络检波和非正交锁相环的高精度无位置传感器控制算法结构示意图。
图5为本发明中包络检波算法的具体算法示意图。
图6为本发明中非正交锁相环的具体算法示意图。
具体实施方式
下面结合附图1-6详细说明本发明的技术方案的一个具体实施例。
图1所示为本发明所提供的一种机载电力作动器用永磁容错电机高可靠驱动控制器组成框图，包括浮点型高速DSP系统、大规模可编程逻辑门阵列FPGA 系统、隔离驱动电路、容错功率驱动电路以及信号检测电路。所述的DSP系统采用浮点型高速DSPTMS320F28335,主频150MHz，具有单精度浮点数处理单元；所述FPGA系统由FPGA芯片及其外围电路组成，其中FPGA芯片选用美国ALTERA 公司Cyclone II系列FPGA EP2C35F484,主频高达100MHz，具有33216个逻辑单元，35个乘法器，322个可配置I/O引脚。所述的容错功率驱动电路中的MOSFET 器件采用IXTP90N075T2，通态损耗小，体积重量小，功率密度高。
电力作动器永磁容错电机系统用高可靠驱动控制器在非故障两相的相绕组高频电压信号注入的基础上，通过信号检测电路采集电机的相绕组电流信号，经信号检测电路在FPGA和DSP中完成对高频注入相的电流响应的解算，通过高精度无传感器控制算法准确地估计出电机转子位置及转速信息。电机控制器根据估计的速度和上位机给出的速度指令完成速度环控制的计算，得到电磁转矩的给定指令；再根据电磁转矩给定指令、估计位置以及系统的故障状态，通过容错控制器计算出电机非故障相电流的给定指令；然后根据电流的给定指令和信号检测电路检测到的电流反馈值，完成电流环解算，求解出各相给定电压，其中作为高频注入相的非故障两相绕组给定电压还需叠加由高频信号发生器产生的高频电压信号；最后通过PWM生成模块产生PWM控制指令。该指令经隔离驱动电路进行功率放大后传送至容错功率驱动器，控制其功率开关管的开通和关断，进而完成对永磁容错的控制，保证其在故障或非故障情况下平稳运行。
如图2所示，FPGA系统的主要功能包括：通过A/D采样控制模块对电流采样进行控制；进行永磁容错电机系统故障诊断；对采样的电流进行滤波处理；对高频响应电流进行包络检波处理以得到其高频电流的幅值信息；根据DSP输入的电流给定指令和A/D采样控制模块所测得的电流反馈值，完成电流环控制器计算，得到给定电压指令；由高频信号发生器产生高频电压信号，并叠加到对应相绕组的给定电压上得到对应相绕组新的给定电压；由PWM生成模块，根据输入的各相给定电压信号求解出各相绕组功率开关管的PWM控制信号。
所述DSP系统由DSP芯片及其外围电路组成，其中DSP芯片选用美国TI公司的32位浮点型DSP TMS320F28335,主频高达150MHz，具有32位浮点处理单元。如图2所示，DSP的主要功能包括：根据FPGA解算得到的高频响应电流的幅值信号进行高精度无传感器控制的解算，实时估计永磁容错电机系统在故障和非故障状况下的低速段的电机转子位置和速度值；根据上位机的速度控制指令和估计的速度值，进行速度环控制器计算，得到电磁转矩给定值；根据电磁转矩给定值和估计的转子位置，结合FPGA给出的故障模式，完成容错控制器的计算，得到电机非故障绕组的电流给定指令，并将该指令传送给FPGA。
如图3所示，所述的容错功率驱动器由H桥型的驱动电路组成，永磁容错电机的每一相绕组由一个H桥驱动电路单独驱动供电。其中功率器件采用美国 IXYS公司的N沟道增强型MOSFET IXTP90N075T2，耐压75V，最大电流90A，导通电阻小于10mΩ,具有体积小、损耗低、功率密度高等优点。
电机转速/位置检测的整体无传感器算法如图4所示，基于非故障两相绕组的高频电压注入，由信号检测电路检测到该两相绕组的电流，由带通滤波器提取其高频响应电流分量，经过包络检波处理后获得高频响应电流的幅值信号，在经由信号调理环节，得到非故障两相绕组的估计差模电感信号，该差模电感信号包含了两倍频的转子转速/位置信息，输入到非正交锁相环，经解算后得到两倍转速/位置的估计值，最后经过永磁体极性判别环节后，即可得到估计的电机转子转速/位置。
所述的隔离驱动电路主要由栅极隔离驱动芯片及其外围电路组成。隔离驱动电路实现两个功能：一是实现容错功率驱动器强电信号与PWM控制弱电信号的电气隔离，提高系统稳定性；二是对FPGA系统产生的PWM信号进行功率放大。其中，栅极隔离驱动芯片选用了ADI公司的隔离式高精度半桥驱动器ADuM7234，采用磁隔离技术进行高、低压侧的隔离，隔离性能好，高频运行最高至1MHz，抗干扰能力强，耐温高，体积小。
所述的信号检测电路包括电流传感器、信号调理电路和A/D模数转换器。其中，电流传感器用于检测永磁容错电机各相电流，选用LEM公司的电压型霍尔电流传感器LTS 15-NP，响应速度快，精度高，抗干扰能力强，线性度好，温度漂移影响小。信号调理电路由运算放大器和电阻、电容组成，作用是对电流传感器得到的信号进行滤波和电平转换处理。A/D模数转换器用于将调理后的电流模拟信号转化为数字信号，以送入FPGA系统，A/D模数转换器芯片采用ADI 公司的AD7606芯片，它是一款8通道同步采样的数据采集芯片，具有14位的转换精度。
该低速段无位置传感器控制方法包括如下步骤：
步骤1：注入高频正弦电压信号；
向非故障两相绕组注入高频正弦电压，具体方法为向电流环得到的两对应相给定电压上叠加数字高频正弦信号；作用在两相绕组的高频电压可表示为：
Figure BDA0002395437170000121
式中UAh、UBh分别表示作用在电机非故障相绕组A和B端部的高频电压，Vh电为注入高频电压的幅值，ωh为注入高频电压的频率，
Figure BDA0002395437170000122
表示注入高频电压的初相位；
根据永磁容错电机的高频近似电压模型，高频电压可表示为：
Figure BDA0002395437170000131
式中LA(θr)、LB(θr)分别表示绕组A和绕组B的自感，θr表示转子的电角度， iAh、iBh分别表示绕组A和绕组B的高频响应电流；
由式(1)和(2)可求解出高频响应电流的表达式为：
Figure BDA0002395437170000132
其中FA(2ωrt)和FB(2ωrt)分别表示A相和B相高频响应电流的幅值，ωr为转子的电角速度，它们与A相绕组和B相绕组的自感存在如下近似关系：
Figure BDA0002395437170000133
步骤2：根据注入高频电压信号的频率设计FPGA系统中的数字陷波滤波器和数字带通滤波器；
所设计数字陷波滤波器用于滤除电流环控制信号中的高频电流响应分量，该数字陷波滤波器根据注入的高频电压信号频率设计，其阻带在ωh附近极小的频带内，在ωh处的幅值衰减大于50dB，在其余频段几乎无幅值衰减，也无相位滞后；
所设计数字带通滤波器用于提取高频响应电流，其通带在ωh附近的频带，设计有足够高的阶数，以保证阻带有足够的衰减；
上述数字陷波滤波器和数字带通滤波器均需有足够的带宽，其采样频率fs需满足：
fs＞2fPWM (5)
其中，fPWM为PWM斩波频率；
步骤3：通过信号检测电路测得绕组A和绕组B的实际电流，通过数字带通滤波器处理，得到绕组A和绕组B的高频响应电流iAh和iBh；
步骤4：分别对高频响应电流信号iAh和iBh做包络检波处理，提取它们的幅值信号FA(2ωrt)和FB(2ωrt)；其具体流程如下所述：
在数字系统中，作为包络检波环节输入的高频响应电流信号可以表示为：
Figure BDA0002395437170000141
其中F(nTs)表示高频响应电流的幅值信号，FI(nTs)为同相分量，FQ(nFs)为正交分量，n表示第n个采样点，Ts表示采样周期；
由数控振荡器产生幅值为2，频率为ωh的正弦和余弦信号，它们分别与输入的高频响应电流信号相乘，乘积信号再进行低通滤器处理；经过混频、低通滤波处理后，得到如下结果：
Figure BDA0002395437170000142
其中，I表示信号幅值F(nTs)的同相分量，Q表示信号幅值F(nTs)的正交分量。上式中LPF()表示低通滤波器处理；
处理后的信号再进行如下平方和以及开方的运算，可得到：
Figure BDA0002395437170000143
从而，经过包络检波算法处理后，能提取出输入信号的幅值信息；
步骤5：对高频响应电流幅值信号FA(2ωrt)和FB(2ωrt)进行信号调理，得到绕组A和绕组B的估计差模电感值
Figure BDA0002395437170000144
和
Figure BDA0002395437170000145
由式(4)，先对FA(2ωrt)和FB(2ωrt)取倒数处理并乘以适当增益，可得到绕组A和B的估计自感值，该电感值包含共模分量和差模分量；再实测出该自感值的共模分量，减去共模分量后，可得到估计的差模电感器；最后对信号进行适当滤波，滤除干扰信号；
步骤6：将非故障相绕组A和B的估计差模电感值
Figure BDA0002395437170000151
和
Figure BDA0002395437170000152
输入到非正交锁相环，解算出估计的转子电角频率
Figure BDA0002395437170000153
和两倍的估计电角度
Figure BDA0002395437170000154
非正交锁相环由鉴相器、环路滤波器和压控振荡器组成；
估计的差模电感信号
Figure BDA0002395437170000155
和
Figure BDA0002395437170000156
以两倍转子角频率正弦周期变化，其包含了永磁容错电机的转速和位置信息；
Figure BDA0002395437170000157
和
Figure BDA0002395437170000158
非正交，两者互差120°；首先输入的两路估计电感信号经过非正交锁相环的鉴相器处理，可以得到估计的输入信号相位与输入信号实际相位的误差相关信号(即转子位置估计误差的相关信号)；鉴相器输出PLLerr与转子位置估计误差信号θerr存在如下关系：
Figure BDA0002395437170000159
其中θerr表示估计转子位置与实际转子位置的误差，L为表征电感信号振幅的常数；非正交锁相环的环路滤波器环节采用PI控制器，输入到环路滤波器的转子位置估计误差相关信号PLLerr经PI调制，稳定后可得到两倍的估计转子电角频率
Figure BDA00023954371700001510
进而得到
Figure BDA00023954371700001511
非正交锁相环的压控振荡器环节采用积分器，
Figure BDA00023954371700001512
信号经压控振荡器处理后可得到两倍的估计电角度
Figure BDA00023954371700001513
其中环路滤波器的PI控制器的PI参数是该非正交锁相环的设计参数，需要合理设计和调试，以保证非正交锁相环的稳定性和快速性；
步骤7：基于加速度判别永磁容错电机转子永磁体极性，解算出转子的估计电角度
Figure BDA00023954371700001514
并对估计的转子位置做固定补偿；
经非正交锁相环解算的两倍的估计电角度
Figure BDA00023954371700001515
除以2后与实际的转子位置可能存在180°的偏差，需进行转子永磁体极性判别以确定
Figure BDA00023954371700001516
转子永磁体极性判别只需要在电机起动时进行；所述转子永磁体极性判别的具体方法为：在电机起动前，让电机按照目前非正交锁相环初始估计的转子位置试运行一小段时间(毫秒级)，通过判断这段时间内转子的加速度方向来确定永磁体的极性：若加速度与电流激励相一致，则
Figure BDA0002395437170000161
即为转子电角度估计值；若不一致，则
Figure BDA0002395437170000162
为转子电角度估计值。
由于滤波器的使用，估计的差模电感信号相位滞后于实际值，经锁相环后得到的转子电感估计值需加上固定补偿以确保控制精度。
所述永磁容错电机可处于相绕组开路故障和/或短路故障的故障模式。
此外，应当理解，虽然本说明书按照实施方式加以描述，但并非每个实施方式仅包含一个独立的技术方案，说明书的这种叙述方式仅仅是为清楚起见，本领域技术人员应当将说明书作为一个整体，各实施例中的技术方案也可以经适当组合，形成本领域技术人员可以理解的其他实施方式。

Claims (10)

1.一种永磁容错电机系统基于包络检波和非正交锁相环的低速段无传感器控制方法，所述永磁容错电机系统包括永磁容错电机、信号检测电路、隔离驱动电路、容错功率驱动电路、DSP系统和FPGA系统；DSP系统包括速度环控制器、容错控制器以及无传感器解算模块；DSP系统用于承担系统的速度环控制、容错电流给定指令计算、估计电感信号的调理，以及基于两相绕组差模电感的转子位置和速度解算；
其特征在于，所述FPGA系统包括电流A/D采样控制模块、电流环控制器、PWM生成模块、高频信号发生器、数字带通滤波器、数字陷波滤波器、包络检波算法模块、数据传输模块和故障诊断模块；FPGA系统承担系统的A/D采样控制、电流环调控、高频电压信号注入及相应的无传感器控制用信号处理、PWM信号生成以及系统故障诊断；
该低速段无传感器控制方法包括如下步骤：
步骤1：注入高频正弦电压信号；
向电机的任意非故障两相绕组注入高频正弦电压，具体方法为向电流环得到的两对应相给定电压上叠加数字高频正弦信号；作用在两相绕组的高频电压可表示为：
Figure FDA0002395437160000011
式中UAh、UBh分别表示作用在电机非故障相绕组A和B端部的高频电压，Vh电为注入高频电压的幅值，ωh为注入高频电压的频率，
Figure FDA0002395437160000012
表示注入高频电压的初相位；
根据永磁容错电机的高频近似电压模型，高频电压可表示为：
Figure FDA0002395437160000013
式中LA(θr)、LB(θr)分别表示绕组A和绕组B的自感，θr表示转子的电角度，iAh、iBh分别表示绕组A和绕组B的高频响应电流；
由式(1)和(2)可求解出高频响应电流的表达式为：
Figure FDA0002395437160000021
其中FA(2ωrt)和FB(2ωrt)分别表示A相和B相高频响应电流的幅值，ωr为转子的电角速度，它们与A相绕组和B相绕组的自感存在如下近似关系：
Figure FDA0002395437160000022
步骤2：根据注入高频电压信号的频率设计FPGA系统中的数字陷波滤波器和数字带通滤波器；
所设计数字陷波滤波器用于滤除电流环控制信号中的高频电流响应分量，该数字陷波滤波器根据注入的高频电压信号频率设计，其阻带在ωh附近极小的频带内，在ωh处的幅值衰减大于50dB，在其余频段几乎无幅值衰减，也无相位滞后；
所设计数字带通滤波器用于提取高频响应电流，其通带在ωh附近的频带，设计有足够高的阶数，以保证阻带有足够的衰减；
上述数字陷波滤波器和数字带通滤波均需有足够的带宽，其采样频率fs需满足：
fs＞2fPWM (5)
其中，fPWM为PWM斩波频率；
步骤3：通过信号检测电路测得绕组A和绕组B的实际电流，通过数字带通滤波器处理，得到绕组A和绕组B的高频响应电流iAh和iBh；
步骤4：分别对高频响应电流信号iAh和iBh做包络检波处理，提取它们的幅值信号FA(2ωrt)和FB(2ωrt)；其具体流程如下所述：
在数字系统中，作为包络检波环节输入的高频响应电流信号可表示为：
Figure FDA0002395437160000031
其中F(nTs)表示高频响应电流的幅值信号，FI(nTs)为同相分量，FQ(nTs)为正交分量，n表示第n个采样点，Ts表示采样周期；
由数控振荡器产生幅值为2，频率为ωh的正弦和余弦信号，它们分别与输入的高频响应电流信号相乘，乘积信号再进行低通滤器处理；经过混频、低通滤波处理后，得到如下结果：
Figure FDA0002395437160000032
其中，I表示信号幅值F(nTs)的同相分量，Q表示信号幅值F(nTs)的正交分量,上式中LPF()表示低通滤波器处理；
处理后的信号再进行如下平方和以及开方的运算，可得到：
Figure FDA0002395437160000033
从而，经过包络检波算法处理后，能提取出输入信号的幅值信息；
步骤5：对高频响应电流幅值信号FA(2ωrt)和FB(2ωrt)进行信号调理，得到绕组A和绕组B的估计差模电感值
Figure FDA0002395437160000034
和
Figure FDA0002395437160000035
由式(4)，先对FA(2ωrt)和FB(2ωrt)取倒数处理并乘以适当增益，可得到绕组A和B的估计自感值，该电感值包含共模分量和差模分量；再实测出该自感值的共模分量，减去共模分量后，可得到估计的差模电感器；最后对信号进行适当滤波，滤除干扰信号；
步骤6：将非故障相绕组A和B的估计差模电感值
Figure FDA0002395437160000036
和
Figure FDA0002395437160000037
输入到非正交锁相环，解算出估计的转子电角频率
Figure FDA0002395437160000038
和两倍的估计电角度
Figure FDA0002395437160000039
非正交锁相环由鉴相器、环路滤波器和压控振荡器组成；
估计的差模电感信号
Figure FDA0002395437160000041
和
Figure FDA0002395437160000042
以两倍转子角频率正弦周期变化，其包含了永磁容错电机的转速和位置信息；
Figure FDA0002395437160000043
和
Figure FDA0002395437160000044
非正交，两者互差120°；首先输入的两路估计电感信号经过非正交锁相环的鉴相器处理，可得到估计的输入信号相位与输入信号实际相位的误差相关信号，也即转子位置估计误差的相关信号；鉴相器输出PLLerr与转子位置估计误差信号θerr存在如下关系：
Figure FDA0002395437160000045
其中θerr表示估计转子位置与实际转子位置的误差，L为表征电感信号振幅的常数；非正交锁相环的环路滤波器环节采用PI控制器，输入到环路滤波器的转子位置估计误差相关信号PLLerr经PI调制，稳定后可得到两倍的估计转子电角频率
Figure FDA0002395437160000046
进而得到
Figure FDA0002395437160000047
非正交锁相环的压控振荡器环节采用积分器，
Figure FDA0002395437160000048
信号经压控振荡器处理后可得到两倍的估计电角度
Figure FDA0002395437160000049
其中环路滤波器的PI控制器的PI参数是该非正交锁相环的设计参数，需要合理设计和调试，以保证非正交锁相环的稳定性和快速性；
步骤7：基于加速度判别永磁容错电机转子永磁体极性，解算出转子的估计电角度
Figure FDA00023954371600000410
并对估计的转子位置做固定补偿；
经非正交锁相环解算的两倍的估计电角度
Figure FDA00023954371600000411
除以2后与实际的转子位置可能存在180°的偏差，需进行转子永磁体极性判别以确定
Figure FDA00023954371600000412
转子永磁体极性判别只需要在电机起动时进行；由于滤波器的使用，估计的差模电感信号相位滞后于实际值，经锁相环后得到的转子电感估计值需加上固定补偿以确保控制精度。
2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：所述永磁容错电机可处于相绕组开路故障和/或短路故障的故障模式。
3.根据权利要求1或2所述的控制方法，其特征在于：所述步骤7中转子永磁体极性判别的具体方法为：在电机起动前，让电机按照目前非正交锁相环初始估计的转子位置试运行一小段时间，例如毫秒级，通过判断这段时间内转子的加速度方向来确定永磁体的极性：若加速度方向与电流激励相一致，则
Figure FDA0002395437160000051
即为转子电角度估计值；若不一致，则
Figure FDA0002395437160000052
为转子电角度估计值。
4.根据权利要求1-3中任一项所述的控制方法，所述隔离驱动电路由栅极隔离驱动芯片及其外围电路组成，一方面实现功率驱动器的强电信号与数字控制器PWM控制的弱电信号之间的隔离；另一方面对FPGA系统产生的PWM控制信号进行功率放大，驱动控制功率MOSFET的开通和关断。
5.根据权利要求1-4中任一项所述的控制方法，所述容错功率驱动电路采用基于功率MOSFET的H桥功率驱动电路，永磁容错电机的每一相绕组由单个H桥功率驱动电路单独驱动供电。
6.根据权利要求1-5中任一项所述的控制方法，所述信号检测电路包括电流传感器、信号调理电路和A/D转换电路，电流传感器检测永磁容错电机每相绕组的相电流，并以电压信号形式输出，再经过信号调理电路进行低通滤波处理和电平信号转换，输入到A/D转换电路，将模拟信号转换为数字信号，并送入所述FPGA系统；
基于非故障两相绕组的高频电压信号注入，相应绕组相电流信号经FPGA系统和DSP系统处理，最终在DSP系统中解算出非故障两相绕组的差模电感信号，并基于此完成电机高精度无传感器解算，实时估计低速段永磁容错电机系统在故障或非故障时的电机转子位置和速度；DSP系统根据所估计的电机速度以及上位机的控制指令信号，通过DSP系统中速度环控制器的计算，得到电机电磁转矩的指令给定值；根据电机电磁转矩的指令给定值以及电机系统所处的故障状态，通过DSP系统中容错控制器的计算，求解出电机非故障相绕组电流的指令给定值，并将其送入FPGA系统中，FPGA系统完成电流环控制和PWM生成。
7.根据权利要求1-6中任一项所述的控制方法，其特征在于：所述的DSP系统采用浮点型高速DSP为TMS320F28335,主频150MHz，具有单精度浮点数处理单元。
8.根据权利要求1-7中任一项所述的控制方法，其特征在于：所述FPGA系统由FPGA芯片及其外围电路组成，所述FPGA芯片采用EP2C35F484,主频100MHz，具有33216个逻辑单元，105个M4K内存块，35个乘法器，322个可配置I/O引脚。
9.根据权利要求1-8中任一项所述的控制方法，其特征在于：所述的容错功率驱动电路中的MOSFET器件采用IXTP90N075T2，通态损耗小，体积重量小，功率密度高。
10.根据权利要求1-9中任一项所述的控制方法，其特征在于：该低速段无传感器控制方法用于电力作动器用永磁容错电机系统。
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