CN104270063B - 六相永磁同步电机缺任意两相容错型直接转矩控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种六相永磁同步电机缺任意两相容错型直接转矩控制方法,其步骤包括：采集剩余健康相电流i_c～i_f及转子位置角；将剩余健康四相电流i_c～i_f变换为i_sαi_sβ及i_sz1i_sz2；计算虚拟定子电流i_xsαi_xsβ；计算出虚拟定子磁链ψ_xsαψ_xsβ；判断虚拟定子磁链ψ_xsαψ_xsβ矢量所处αβ平面扇区编号θ_xsi；输出控制虚拟定子磁链幅值的变量φ；计算电磁转矩T_e；输出控制电磁转矩变量τ；输出零序电流误差Δi_sz；将Δi_sz、τ、φ及θ_xsi送给最优开关矢量表获得最优开关组合，再作用于剩余四相健康相绕组实现零序电流、虚拟定子磁链幅值及电磁转矩误差为0控制目标。本发明所述的控制方法解决了偏置60度六相永磁同步电机直接转矩控制驱动系统在电机两相断路或逆变桥两相故障后继续运行的难题。

Description

六相永磁同步电机缺任意两相容错型直接转矩控制方法

技术领域

本发明涉及一种六相永磁同步电机缺任意两相容错型直接转矩控制方法。

背景技术

由于多相电机具有较多的控制自由度，当绕组或电力电子变换器故障后，可以灵活地实现容错运行，所以其在军事装备推进系统、航空宇航推进系统、轨道交通牵引系统等关键领域日益获得青睐和使用。而且上述这些场合同时还需要较强的转矩控制能力。目前直接转矩控制(DTC)策略在多相电机绕组无故障时有了较为详细研究。尽管如此，但当绕组或逆变器故障时直接转矩控制容错策略研究还很少，尤其是在多相永磁同步电动机方面还未见有研究成果出现。

对于应用于军事装备推进系统、航空宇航推进系统、轨道交通牵引等领域的多相电机DTC驱动系统，能否由无故障对称平衡绕组运行状态，通过故障在线判断方式，连续安全过渡至容错运行状态对整个牵引及推进系统连续高可靠运行尤为重要。从公开文献可见，现有的控制技术还远未达到该控制要求，究其主要原因在于多相电机DTC容错时基本理论还不完备。若将无故障对称平衡绕组中直接转矩控制理论直接应用于绕组或逆变桥故障状态显然不合适，达不到应有的电磁转矩控制效果，必须对多相电机容错型直接转矩控制理论进行全面研究。

虽然学者们已经试图开始对多相感应电机直接转矩控制容错理论进行研究，但对多相永磁同步电机直接转矩控制容错理论的研究还未见任何文献公开。对于缺任意两相绕组多相电机DTC理论更未见任何公开文献研究过。当电机缺任意两相绕组后，原有电机结构及数学模型处于不对称状态，定子磁链轨迹不再为圆形，所以不能在原有的数学模型上直接套用绕组无故障定子磁链圆形轨迹DTC控制策略；另外，尽管绕组缺了两相，但缺相后电机的可控自由度可能仍然大于2，这样在实现磁链和电磁转矩受控情况下，剩余健康相变换桥臂还要同时兼顾剩余自由度的控制，否则会引起健康相电流畸变、健康相电流不平衡，从而降低了缺相后电机负载能力。本发明针对偏置60度六相对称绕组永磁同步电机缺任意两相情况提出一种容错型直接转矩控制策略。

发明内容

本发明的目的在于提供一种六相永磁同步电机缺任意两相容错型直接转矩控制方法,该方法能解决偏置60度六相永磁同步电机直接转矩控制驱动系统在电机任意两相断路或逆变桥两相故障后继续运行的难题。

为实现上述目的，本发明采用如下技术方案。

一种六相永磁同步电机缺任意两相容错型直接转矩控制方法，其特征在于包括以下步骤：

第一步，采集剩余健康相C～F电流i_c～i_f及转子位置角θ_r；

第二步，利用公式1中T4正交变换矩阵，将剩余健康四相电流i_c～i_f变换为αβ坐标中i_sαi_sβ及零序轴系中i_sz1i_sz2：

$T_4=\left[\begin{array}{cccc}0& -\frac{1}{\sqrt{2}}& -\frac{1}{\sqrt{2}}& 0\\ \sqrt{\frac{2}{5}}& \frac{1}{\sqrt{10}}& -\frac{1}{\sqrt{10}}& -\sqrt{\frac{2}{5}}\\ 0.6076& -0.5606& 0.5606& 0.0470\\ 0.4804& 0.2927& -0.2927& 0.7732\end{array}\right]$ (公式1)

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{s\α}}\\ i_{\mathrm{s\β}}\\ i_{\mathrm{sz}1}\\ i_{\mathrm{sz}2}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}0& -\frac{1}{\sqrt{2}}& -\frac{1}{\sqrt{2}}& 0\\ \sqrt{\frac{2}{5}}& \frac{1}{\sqrt{10}}& -\frac{1}{\sqrt{10}}& -\sqrt{\frac{2}{5}}\\ 0.6076& -0.5606& 0.5606& 0.0470\\ 0.4804& 0.2927& -0.2927& 0.7732\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_c\\ i_d\\ i_e\\ i_f\end{array}\right];$

第三步，利用公式7及i_sαi_sβ计算虚拟定子电流i_xsαi_xsβ：

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{xs\α}}\\ {\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{xs\β}}\\ i_{\mathrm{xs\α}}\\ i_{\mathrm{xs\β}}\\ {\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{xr\α}}\\ {\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{xr\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}({\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{s\α}}-L_{\mathrm{s\σ}}{i}_{\mathrm{s\α}})/\sqrt{3}\\ ({\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{s\β}}-L_{\mathrm{s\σ}}{i}_{\mathrm{s\β}})/\sqrt{5}\\ i_{\mathrm{s\α}}/\sqrt{5}\\ i_{\mathrm{s\β}}/\sqrt{3}\\ \sqrt{5}{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{r\α}}\\ \sqrt{3}{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{r\β}}\end{array}\right]$ (公式7)

其中ψ_xsαψ_xsβ为虚拟定子磁链，ψ_xrαψ_xrβ为虚拟转子磁链，ψ_sαψ_sβ为定子磁链，i_sαi_sβ为定子电流，ψ_rαψ_rβ为转子磁链，L_sσ为相绕组电感；

$i_{\mathrm{xs\α}}=i_{\mathrm{s\α}}/\sqrt{5},i_{\mathrm{xs\β}}=i_{\mathrm{s\β}}/\sqrt{3};$

第四步，利用公式8、i_xsαi_xsβ、虚拟转子磁链ψ_xrαψ_xrβ及转子位置角θ_r计算出虚拟定子磁链ψ_xsαψ_xsβ：

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{xs\α}}\\ {\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{xs\β}}\end{array}\right]=\frac{\sqrt{15}}{2}\left[\begin{array}{cc}\left(\begin{array}{c}{L}_{\mathrm{sm}}+\\ L_{\mathrm{rs}}\cos (2{\mathrm{\θ}}_r-\frac{\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right)& L_{\mathrm{rs}}\sin (2{\mathrm{\θ}}_r-\frac{\mathrm{\π}}{3})\\ L_{\mathrm{rs}}\sin (2{\mathrm{\θ}}_r-\frac{\mathrm{\π}}{3})& \left(\begin{array}{c}{L}_{\mathrm{sm}}-\\ L_{\mathrm{rs}}\cos (2{\mathrm{\θ}}_r-\frac{\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right)\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{xs\α}}\\ i_{\mathrm{xs\β}}\end{array}\right]+\frac{1}{\sqrt{15}}\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{xr\α}}\\ {\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{xr\β}}\end{array}\right]$ (公式8)

其中L_sm＝0.5(L_dm+L_qm)，L_rs＝0.5(L_dm-L_qm)，L_dm、L_qm分别为相绕组主磁路的直、交轴电感；

第五步，判断虚拟定子磁链ψ_xsαψ_xsβ矢量所处αβ平面扇区编号θ_xsi；

第六步，根据虚拟定子磁链ψ_xsαψ_xsβ及虚拟定子磁链幅值给定经磁链滞环比较器，输出控制虚拟定子磁链幅值的变量φ：

$\mathrm{\&phi;}\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}1& {\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xs}}^{*}-\sqrt{{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xs\&alpha;}}^2+{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xs\&beta;}}^2}>0\\ 0& {\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xs}}^{*}-\sqrt{{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xs\&alpha;}}^2+{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xs\&beta;}}^2}<0\end{array}\right.;$

第七步，利用公式9、i_xsαi_xsβ及ψ_xsαψ_xsβ计算电磁转矩T_e：

$T_e=\sqrt{15}{p}_n\{{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xs\&alpha;}}{i}_{\mathrm{xs\&beta;}}-{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xs\&beta;}}{i}_{\mathrm{xs\&alpha;}}\}$ (公式9)

其中p_n为电机磁极对数；

第八步，将电磁转矩T_e及其给定值送给转矩滞环比较器，输出控制电磁转矩变量τ：

$\mathrm{\&tau;}\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}1& T_e^{*}-T_e\&GreaterEqual;+{\mathrm{\&epsiv;}}_m\\ 0& |T_e^{*}-T_e|<{\mathrm{\&epsiv;}}_m\\ -1& T_e^{*}-T_e\&le;-{\mathrm{\&epsiv;}}_m\end{array}\right.,$ 其中ε_m为转矩滞环环宽；

第九步，将αβ平面中定子电流i_sαi_sβ送给零序电流给定环节，输出对应的零序电流给定值并将及实际零序电流i_sz1送给零序电流误差计算环节，输出零序电流误差Δi_sz：

$\mathrm{\&Delta;}{i}_{\mathrm{sz}}=i_{\mathrm{sz}1}^{*}-i_{\mathrm{sz}1};$

第十步，将Δi_sz、τ、φ及θ_xsi同时送给最优开关矢量表，获得一组剩余健康四相逆变桥最优开关组合，通过逆变器作用于剩余四相健康相绕组，实现零序电流误差、虚拟定子磁链幅值误差及电磁转矩误差为0控制目标。

在本发明一实施例中，所述第四步中虚拟转子磁链ψ_xrαψ_xrβ获取步骤如下：

S1，根据检测的转子位置角θ_r、永磁体耦合到相绕组磁链幅值ψ_f，计算出αβ坐标系中转子磁链ψ_rαψ_rβ： ${\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{r\&alpha;}}=\sqrt{1.5}{\mathrm{\&psi;}}_f\cos ({\mathrm{\&theta;}}_r-\frac{\mathrm{\&pi;}}{6}),{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{r\&beta;}}=\sqrt{7.5}{\mathrm{\&psi;}}_f\sin ({\mathrm{\&theta;}}_r-\frac{\mathrm{\&pi;}}{6});$

S2，利用公式7及转子磁链ψ_rαψ_rβ，计算出虚拟转子磁链ψ_xrαψ_xrβ： ${\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xr\&beta;}}=\sqrt{3}{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{r\&beta;}}.$

在本发明一实施例中，所述第八步中电磁转矩给定视具体驱动系统控制变量而定：若控制的是电磁转矩，则系统直接给定该值；若控制的是转速，则速度控制器输出即为转矩给定若控制的是转子位置角，则位置控制器输出即为转矩给定

在本发明一实施例中，所述第九步中零序电流给定环节具体策略取决于实际驱动系统的控制性能指标要求，若要求将零序电流控制为零，则零序电流给定若要求将剩余健康四相电流控制为幅值平衡，且幅值最小时，则零序电流给定为：

$i_{\mathrm{sz}1}^{*}=0.4628i_{\mathrm{s\&alpha;}}-0.2954i_{\mathrm{s\&beta;}}.$

在本发明一实施例中，所述第十步中最优开关矢量表获取步骤如下：

S01，将定子电压矢量图之αβ平面图内u_xsα+ju_xsβ平面划分为20个扇区，用θ_xsi表示，i＝1、2…20；

S02，根据定子电压矢量图之z1平面图内z1轴系中零序电流i_sz1的控制误差Δi_sz1极性，确定出一组可以实现该误差减小的逆变器开关组合；

S03，判断虚拟定子磁链矢量ψ_xs所处扇区θ_xsi，并根据此，分析S02中各种开关组合作用引起虚拟定子磁链幅值及电磁转矩控制效果，即增大或减小；

S04，根据S03分析结果，以虚拟定子磁链幅值控制需要、电磁转矩控制需要、虚拟定子磁链矢量ψ_xs所处扇区θ_xsi、零序电流误差Δi_sz1极性作为输入变量，根据S03判断的开关组合为输出变量，制定一张剩余健康四相逆变器最优开关矢量表；输出入变量为：零序电流误差Δi_sz1极性、虚拟定子磁链所处扇区编号θ_xsi、磁链幅值控制变量φ、电磁转矩控制变量τ，输出变量为：剩余健康四相逆变器最优开关状态。

该控制方法具有如下优点：

1、利用虚拟电压矢量对虚拟定子磁链进行控制，将虚拟定子磁链轨迹控制成圆形同时，实现了电磁转矩的快速控制，有效解决了电机缺任意两相时瞬时转矩控制，降低了电磁转矩脉动，增强了六相对称绕组永磁同步电机缺任意两相直接转矩驱动系统运行的平稳性；

2、利用虚拟电压矢量在控制电磁转矩的同时，还可以根据缺任意两相后驱动系统运行性能的需要实现零序电流的控制，提高了六相对称绕组永磁同步电机缺任意两相直接转矩驱动系统带负载能力；

3、采用本发明后，偏置60度六相对称绕组永磁同步电机直接转矩驱动系统可以由绕组正常无故障情况快速过渡至缺任意两相容错运行状态，提高了偏置60度六相对称绕组永磁同步电机直接转矩驱动系统绕组或逆变器故障时不间断运行的可靠性。

附图说明

图1是本发明偏置60度六相永磁同步电机缺任意两相容错型转矩控制结构图。

图2是本发明机电能量转换坐标系。

图3是本发明六相逆变器结构示意图。

图4是本发明定子电压矢量图之αβ平面图。

图5是本发明定子电压矢量图之z1平面图。

图6是本发明驱动系统硬件结构图。

具体实施方式

下面结合附图及实施例对本发明做进一步说明。

请参照图1和图4，本发明提供一种六相永磁同步电机缺任意两相容错型直接转矩控制方法，其特征在于包括以下步骤：

第一步，采集剩余健康相C～F电流i_c～i_f及转子位置角θ_r；

第二步，利用公式1中T4正交变换矩阵，将剩余健康四相电流i_c～i_f变换为αβ坐标中i_sαi_sβ及零序轴系中i_sz1i_sz2：

$T_4=\left[\begin{array}{cccc}0& -\frac{1}{\sqrt{2}}& -\frac{1}{\sqrt{2}}& 0\\ \sqrt{\frac{2}{5}}& \frac{1}{\sqrt{10}}& -\frac{1}{\sqrt{10}}& -\sqrt{\frac{2}{5}}\\ 0.6076& -0.5606& 0.5606& 0.0470\\ 0.4804& 0.2927& -0.2927& 0.7732\end{array}\right]$ (公式1)

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{s\&alpha;}}\\ i_{\mathrm{s\&beta;}}\\ i_{\mathrm{sz}1}\\ i_{\mathrm{sz}2}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}0& -\frac{1}{\sqrt{2}}& -\frac{1}{\sqrt{2}}& 0\\ \sqrt{\frac{2}{5}}& \frac{1}{\sqrt{10}}& -\frac{1}{\sqrt{10}}& -\sqrt{\frac{2}{5}}\\ 0.6076& -0.5606& 0.5606& 0.0470\\ 0.4804& 0.2927& -0.2927& 0.7732\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_c\\ i_d\\ i_e\\ i_f\end{array}\right];$

第三步，利用公式7及i_sαi_sβ计算虚拟定子电流i_xsαi_xsβ：

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xs\&alpha;}}\\ {\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xs\&beta;}}\\ i_{\mathrm{xs\&alpha;}}\\ i_{\mathrm{xs\&beta;}}\\ {\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xr\&alpha;}}\\ {\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xr\&beta;}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}({\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{s\&alpha;}}-L_{\mathrm{s\&sigma;}}{i}_{\mathrm{s\&alpha;}})/\sqrt{3}\\ ({\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{s\&beta;}}-L_{\mathrm{s\&sigma;}}{i}_{\mathrm{s\&beta;}})/\sqrt{5}\\ i_{\mathrm{s\&alpha;}}/\sqrt{5}\\ i_{\mathrm{s\&beta;}}/\sqrt{3}\\ \sqrt{5}{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{r\&alpha;}}\\ \sqrt{3}{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{r\&beta;}}\end{array}\right]$ (公式7)

其中ψ_xsαψ_xsβ为虚拟定子磁链，ψ_xrαψ_xrβ为虚拟转子磁链，ψ_sαψ_sβ为定子磁链，i_sαi_sβ为定子电流，ψ_rαψ_rβ为转子磁链，L_sσ为相绕组电感；

$i_{\mathrm{xs\&alpha;}}=i_{\mathrm{s\&alpha;}}/\sqrt{5},i_{\mathrm{xs\&beta;}}=i_{\mathrm{s\&beta;}}/\sqrt{3};$

第四步，利用公式8、i_xsαi_xsβ、虚拟转子磁链ψ_xrαψ_xrβ及转子位置角θ_r计算出虚拟定子磁链ψ_xsαψ_xsβ：

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xs\&alpha;}}\\ {\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xs\&beta;}}\end{array}\right]=\frac{\sqrt{15}}{2}\left[\begin{array}{cc}\left(\begin{array}{c}{L}_{\mathrm{sm}}+\\ L_{\mathrm{rs}}\cos (2{\mathrm{\&theta;}}_r-\frac{\mathrm{\&pi;}}{3})\end{array}\right)& L_{\mathrm{rs}}\sin (2{\mathrm{\&theta;}}_r-\frac{\mathrm{\&pi;}}{3})\\ L_{\mathrm{rs}}\sin (2{\mathrm{\&theta;}}_r-\frac{\mathrm{\&pi;}}{3})& \left(\begin{array}{c}{L}_{\mathrm{sm}}-\\ L_{\mathrm{rs}}\cos (2{\mathrm{\&theta;}}_r-\frac{\mathrm{\&pi;}}{3})\end{array}\right)\end{array}\right]\&CenterDot;\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{xs\&alpha;}}\\ i_{\mathrm{xs\&beta;}}\end{array}\right]+\frac{1}{\sqrt{15}}\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xr\&alpha;}}\\ {\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xr\&beta;}}\end{array}\right]$ (公式8)

其中L_sm＝0.5(L_dm+L_qm)，L_rs＝0.5(L_dm-L_qm)，L_dm、L_qm分别为相绕组主磁路的直、交轴电感；

第五步，判断虚拟定子磁链ψ_xsαψ_xsβ矢量所处αβ平面扇区编号θ_xsi；

第六步，根据虚拟定子磁链ψ_xsαψ_xsβ及虚拟定子磁链幅值给定经磁链滞环比较器，输出控制虚拟定子磁链幅值的变量φ：

$\mathrm{\&phi;}\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}1& {\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xs}}^{*}-\sqrt{{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xs\&alpha;}}^2+{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xs\&beta;}}^2}>0\\ 0& {\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xs}}^{*}-\sqrt{{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xs\&alpha;}}^2+{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xs\&beta;}}^2}<0\end{array}\right.;$

第七步，利用公式9、i_xsαi_xsβ及ψ_xsαψ_xsβ计算电磁转矩T_e：

$T_e=\sqrt{15}{p}_n\{{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xs\&alpha;}}{i}_{\mathrm{xs\&beta;}}-{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xs\&beta;}}{i}_{\mathrm{xs\&alpha;}}\}$ (公式9)

其中p_n为电机磁极对数；

第八步，将电磁转矩T_e及其给定值送给转矩滞环比较器，输出控制电磁转矩变量τ：

$\mathrm{\&tau;}\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}1& T_e^{*}-T_e\&GreaterEqual;+{\mathrm{\&epsiv;}}_m\\ 0& |T_e^{*}-T_e|<{\mathrm{\&epsiv;}}_m\\ -1& T_e^{*}-T_e\&le;-{\mathrm{\&epsiv;}}_m\end{array}\right.,$ 其中ε_m为转矩滞环环宽；

第九步，将αβ平面中定子电流i_sαi_sβ送给零序电流给定环节，输出对应的零序电流给定值并将及实际零序电流i_sz1送给零序电流误差计算环节，输出零序电流误差Δi_sz：

$\mathrm{\&Delta;}{i}_{\mathrm{sz}}=i_{\mathrm{sz}1}^{*}-i_{\mathrm{sz}1};$

第十步，将Δi_sz、τ、φ及θ_xsi同时送给最优开关矢量表，获得一组剩余健康四相逆变桥最优开关组合，通过逆变器作用于剩余四相健康相绕组，实现零序电流误差、虚拟定子磁链幅值误差及电磁转矩误差为0控制目标。

请参照图2，所述第四步中虚拟转子磁链ψ_xrαψ_xrβ获取步骤如下：

S1，根据检测的转子位置角θ_r、永磁体耦合到相绕组磁链幅值ψ_f，计算出αβ坐标系中转子磁链ψ_rαψ_rβ： ${\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{r\&alpha;}}=\sqrt{1.5}{\mathrm{\&psi;}}_f\cos ({\mathrm{\&theta;}}_r-\frac{\mathrm{\&pi;}}{6}),{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{r\&beta;}}=\sqrt{7.5}{\mathrm{\&psi;}}_f\sin ({\mathrm{\&theta;}}_r-\frac{\mathrm{\&pi;}}{6});$

S2，利用公式7及转子磁链ψ_rαψ_rβ，计算出虚拟转子磁链ψ_xrαψ_xrβ： ${\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xr\&beta;}}=\sqrt{3}{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{r\&beta;}}.$

于本实施例中，所述第八步中电磁转矩给定视具体驱动系统控制变量而定：若控制的是电磁转矩，则系统直接给定该值；若控制的是转速，则速度控制器输出即为转矩给定若控制的是转子位置角，则位置控制器输出即为转矩给定

于本实施例中，所述第九步中零序电流给定环节具体策略取决于实际驱动系统的控制性能指标要求，若要求将零序电流控制为零，则零序电流给定若要求将剩余健康四相电流控制为幅值平衡，且幅值最小时，则零序电流给定为：

$i_{\mathrm{sz}1}^{*}=0.4628i_{\mathrm{s\&alpha;}}-0.2954i_{\mathrm{s\&beta;}}.$

请参照图4和图5，所述第十步中最优开关矢量表获取步骤如下：

S01，将定子电压矢量图之αβ平面图内u_xsα+ju_xsβ平面划分为20个扇区，用θ_xsi表示，i＝1、2…20；

S02，根据定子电压矢量图之z1平面图内z1轴系中零序电流i_sz1的控制误差Δi_sz1极性，确定出一组可以实现该误差减小的逆变器开关组合；

S03，判断虚拟定子磁链矢量ψ_xs所处扇区θ_xsi，并根据此，分析S02中各种开关组合作用引起虚拟定子磁链幅值及电磁转矩控制效果，即增大或减小；

S04，根据S03分析结果，以虚拟定子磁链幅值控制需要、电磁转矩控制需要、虚拟定子磁链矢量ψ_xs所处扇区θ_xsi、零序电流误差Δi_sz1极性作为输入变量，根据S03判断的开关组合为输出变量，制定一张剩余健康四相逆变器最优开关矢量表；输出入变量为：零序电流误差Δi_sz1极性、虚拟定子磁链所处扇区编号θ_xsi、磁链幅值控制变量φ、电磁转矩控制变量τ，输出变量为：剩余健康四相逆变器最优开关状态。

为了让一般技术人员更好地理解本发明的技术方案，下面结合附图对本发明作进一步的描述。

本发明的实施例驱动系统硬件结构如图6所示。包括：整流电路、滤波电容、三相逆变器、偏置60度六相对称绕组永磁同步电机、六相绕组电流采集电路、转子位置角采集电路、隔离驱动、中央控制器、人机接口。也可以采用合适的直流电源提供三相逆变器直流母线电压。逆变器中功率管采用IGBT或MOFET，中央控制器采用DSP或单片机。绕组电流采集电路采用霍尔电流传感器与运算放大器相结合方式构成，也可以采用绕组串功率电阻后接差分运算放大器相结合方式构成。采用霍尔方案可以有效实现控制回路与主回路的电气隔离，采用绕组串功率电阻方案可以降低驱动系统成本。转子位置角采集电路可以采用旋转编码器后接电平转换电路构成，也可以采用旋转变压器后接解码电路构成，其中前者成本较低，但位置角采样精度受编码器线数限制，而后者成本较高，但位置角采样精度较高。绕组电流采集电路和转子位置角采集电路弱电压信号送到中央控制器A/D转换模块。根据取得的信号和本发明的容错型直接转矩控制策略计算出应发出的控制信号，经由隔离驱动去控制逆变器中的功率开关管的开关动作。

本发明以缺AB相为例，定义机电能量转换的基波分量坐标系如图2所示。A～F分别为六相绕组轴线。αβ为定子静止坐标系，α轴与A绕组轴线重合。无故障时转子永磁磁链矢量为d′轴方向，d′、α轴之间夹角为转子旋转电角度θ_r，ω_r为转子旋转电角速度。滞后d′轴π/6角度定义缺AB相时d_q同步旋转坐标系，d轴与后文定义的虚拟转子磁链ψ_xr同方向。u_s、i_s、ψ_s、ψ_r分别为定子侧基波电压矢量、电流矢量、定子磁链矢量和转子磁链矢量，对应的虚拟磁链矢量分别为u_xs、i_xs、ψ_xs、ψ_xr，这些矢量在α轴、β轴、d轴、q轴上投影分别用下标“α”、“β”、“d”、“q”标示。将定、转子虚拟磁链矢量夹角定义为转矩角δ。由于定子绕组缺了两相，所以存在两个零序轴系，分别用下标“z1”及“z2”标示，这两个零序轴系虽然不参与机电能量转换，但会影响驱动系统稳态运行性能，例如相电流谐波、电机损耗、负载能力等。

采用如下T4正交恒功率变换矩阵将剩余四相健康相变量变换到αβz1z2轴系中：

$T_4=\left[\begin{array}{cccc}0& -\frac{1}{\sqrt{2}}& -\frac{1}{\sqrt{2}}& 0\\ \sqrt{\frac{2}{5}}& \frac{1}{\sqrt{10}}& -\frac{1}{\sqrt{10}}& -\sqrt{\frac{2}{5}}\\ 0.6076& -0.5606& 0.5606& 0.0470\\ 0.4804& 0.2927& -0.2927& 0.7732\end{array}\right]$ (公式1)

实现机电能量转换的αβ静止坐标系中定子电压、定子磁链方程分别如下：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{s\&alpha;}}\\ u_{\mathrm{s\&beta;}}\end{array}\right]=R_s\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{s\&alpha;}}\\ i_{\mathrm{s\&beta;}}\end{array}\right]+\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{s\&alpha;}}\\ {\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{s\&beta;}}\end{array}\right]$ (公式2)

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{s\&alpha;}}\\ {\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{s\&beta;}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\left(\begin{array}{c}{L}_{\mathrm{s\&sigma;}}+\frac{3}{2}{L}_{\mathrm{sm}}+\\ \frac{3}{2}{L}_{\mathrm{rs}}\cos (2{\mathrm{\&theta;}}_r-\frac{\mathrm{\&pi;}}{3})\end{array}\right)& {\sqrt{3.75}L}_{\mathrm{rs}}\sin (2{\mathrm{\&theta;}}_r-\frac{\mathrm{\&pi;}}{3})\\ \sqrt{3.75}{L}_{\mathrm{rs}}\sin (2{\mathrm{\&theta;}}_r-\frac{\mathrm{\&pi;}}{3})& \left(\begin{array}{c}{L}_{\mathrm{s\&sigma;}}+\frac{5}{2}{L}_{\mathrm{sm}}-\\ \frac{5}{2}{L}_{\mathrm{rs}}\cos (2{\mathrm{\&theta;}}_r-\frac{\mathrm{\&pi;}}{3})\end{array}\right)\end{array}\right]\&CenterDot;\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{s\&alpha;}}\\ i_{\mathrm{s\&beta;}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{r\&alpha;}}\\ {\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{r\&beta;}}\end{array}\right]$ (公式3)

其中，R_s、L_sσ分别为相绕组电阻和漏电感，L_sm＝0.5(L_dm+L_qm)，L_rs＝0.5(L_dm-L_qm)，L_dm、L_qm为相绕组主磁路直、交轴电感, ${\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{r\&alpha;}}=\sqrt{1.5}{\mathrm{\&psi;}}_f\cos ({\mathrm{\&theta;}}_r-\frac{\mathrm{\&pi;}}{6}),{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{r\&beta;}}=\sqrt{7.5}{\mathrm{\&psi;}}_f\sin ({\mathrm{\&theta;}}_r-\frac{\mathrm{\&pi;}}{6}),$ ψ_f为转子永磁体磁场耦合到定子相绕组磁链幅值。显然公式3系数矩阵元素不对称，导致电机定子磁链αβ轴分量不对称，定子磁链矢量轨迹不为圆形，这与绕组无故障时定子磁链矢量轨迹为圆形情况截然不同。

忽略电机的磁路饱和现象，电磁转矩T_e等于磁共能对转子机械位置角的偏微分如下：

$T_e=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cc}{i}_{\mathrm{s\&alpha;}}& i_{\mathrm{s\&beta;}}\end{array}\right]\frac{\&PartialD;\left[\begin{array}{cc}\frac{3}{2}{L}_{\mathrm{rs}}\cos (2{\mathrm{\&theta;}}_r-\frac{\mathrm{\&pi;}}{3})& \sqrt{3.75}{L}_{\mathrm{rs}}\sin (2{\mathrm{\&theta;}}_r-\frac{\mathrm{\&pi;}}{3})\\ \sqrt{3.75}{L}_{\mathrm{rs}}\sin (2{\mathrm{\&theta;}}_r-\frac{\mathrm{\&pi;}}{3})& \frac{5}{2}{L}_{\mathrm{rs}}\cos (2{\mathrm{\&theta;}}_r-\frac{\mathrm{\&pi;}}{3})\end{array}\right]}{\&PartialD;({\mathrm{\&theta;}}_r/p_n)}\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{s\&alpha;}}\\ i_{\mathrm{s\&beta;}}\end{array}\right]+\frac{\&PartialD;\begin{array}{}\end{array}\left(\left[\begin{array}{cc}{i}_{\mathrm{s\&alpha;}}& i_{\mathrm{s\&beta;}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{r\&alpha;}}\\ {\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{r\&beta;}}\end{array}\right]\right)}{\&PartialD;({\mathrm{\&theta;}}_r/p_n)}$ (公式4)

其中，p_n为电机磁极对数。

利用公式3定子磁链结论，进一步化简公式4电磁转矩如下：

$T_e=p_n[\sqrt{\frac{5}{3}}({\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{s\&alpha;}}-L_{\mathrm{s\&sigma;}}{i}_{\mathrm{s\&alpha;}})i_{\mathrm{s\&beta;}}-\sqrt{\frac{3}{5}}({\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{s\&beta;}}-L_{\mathrm{s\&sigma;}}{i}_{\mathrm{s\&beta;}})i_{\mathrm{s\&alpha;}}]$ (公式5)

其中，p_n为电机磁极对数。由公式5转矩表达式可见，由于缺两相原因，导致两个乘积项常系数不相等，这一点与绕组无故障时也不同。

在z1～z2零序轴系中电压方程如下：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{sz}1}\\ u_{\mathrm{sz}2}\end{array}\right]=R_s\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{sz}1}\\ i_{\mathrm{sz}2}\end{array}\right]+L_{\mathrm{s\&sigma;}}\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{sz}1}\\ i_{\mathrm{sz}2}\end{array}\right]$ (公式6)

由上述分析可见缺两相后，由于定子磁链系数矩阵元素不对称，导致定子磁链矢量轨迹不为圆形，所以原有的绕组无故障时圆形定子磁链轨迹直接转矩控制策略无法直接应用到缺相情况。为此，构建虚拟定子磁链及虚拟定子电流如下：

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xs\&alpha;}}\\ {\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xs\&beta;}}\\ i_{\mathrm{xs\&alpha;}}\\ i_{\mathrm{xs\&beta;}}\\ {\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xr\&alpha;}}\\ {\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xr\&beta;}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}({\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{s\&alpha;}}-L_{\mathrm{s\&sigma;}}{i}_{\mathrm{s\&alpha;}})/\sqrt{3}\\ ({\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{s\&beta;}}-L_{\mathrm{s\&sigma;}}{i}_{\mathrm{s\&beta;}})/\sqrt{5}\\ i_{\mathrm{s\&alpha;}}/\sqrt{5}\\ i_{\mathrm{s\&beta;}}/\sqrt{3}\\ \sqrt{5}{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{r\&alpha;}}\\ \sqrt{3}{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{r\&beta;}}\end{array}\right]$ (公式7)

结合公式7中虚拟转子磁链定义及前述的ψ_rα、ψ_rβ表达式，可见虚拟转子磁链幅值为相位角为所以这儿定义的虚拟转子磁链矢量位于图2中定义的d轴方向上，其在空间以转子速度旋转，轨迹为圆形，为缺相后采用圆形磁链轨迹直接转矩控制创造了条件。根据公式8虚拟变量定义，公式3定子磁链方程进一步改写成虚拟变量形式如下：

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xs\&alpha;}}\\ {\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xs\&beta;}}\end{array}\right]=\frac{\sqrt{15}}{2}\left[\begin{array}{cc}\left(\begin{array}{c}{L}_{\mathrm{sm}}+\\ L_{\mathrm{rs}}\cos (2{\mathrm{\&theta;}}_r-\frac{\mathrm{\&pi;}}{3})\end{array}\right)& L_{\mathrm{rs}}\sin (2{\mathrm{\&theta;}}_r-\frac{\mathrm{\&pi;}}{3})\\ L_{\mathrm{rs}}\sin (2{\mathrm{\&theta;}}_r-\frac{\mathrm{\&pi;}}{3})& \left(\begin{array}{c}{L}_{\mathrm{sm}}-\\ L_{\mathrm{rs}}\cos (2{\mathrm{\&theta;}}_r-\frac{\mathrm{\&pi;}}{3})\end{array}\right)\end{array}\right]\&CenterDot;\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{xs\&alpha;}}\\ i_{\mathrm{xs\&beta;}}\end{array}\right]+\frac{1}{\sqrt{15}}\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xr\&alpha;}}\\ {\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xr\&beta;}}\end{array}\right]$ (公式8)

从公式8系数矩阵元素常数对比可见，尽管电机缺AB两相，但是基于虚拟磁链和虚拟电流的虚拟定子磁链αβ轴分量处于对称状态，虚拟定子磁链矢量轨迹为圆形，为电机缺AB相时采用圆形磁链轨迹直接转矩控制策略创造了前提条件。

借助于公式7定义的虚拟磁链及电流，电磁转矩(公式5)进一步改写为：

$T_e=\sqrt{15}{p}_n({\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xs\&alpha;}}{i}_{\mathrm{xs\&beta;}}-{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xs\&beta;}}{i}_{\mathrm{xs\&alpha;}})$ (公式9)

从公式9可见电磁转矩乘积项常系数相同，电磁转矩与虚拟定子磁链、虚拟定子电流叉乘成正比，这一点与绕组无故障时相同。利用角度θ_r-π/6，将公式8和公式9旋转变换至d_q坐标系中得：

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xsd}}\\ {\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xsq}}\end{array}\right]=\frac{\sqrt{15}}{2}\left[\begin{array}{cc}{L}_{\mathrm{dm}}& 0\\ 0& L_{\mathrm{qm}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{xsd}}\\ i_{\mathrm{xsq}}\end{array}\right]+\frac{1}{\sqrt{2}}\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\&psi;}}_f\\ 0\end{array}\right]$ (公式10)

$T_e=\sqrt{15}{p}_n({\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xsd}}{i}_{\mathrm{xsq}}-{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xsq}}{i}_{\mathrm{xsd}})$ (公式11)

根据公式10求解出虚拟定子电流i_xsdi_xsq，并将其代入公式11中，进一步化简电磁转矩结果如下：

$T_e=p_n\left[\frac{1}{\sqrt{15}{L}_{\mathrm{dm}}}\right|{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xr}}\left|\right|{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xs}}|\sin \mathrm{\&delta;}+\frac{L_{\mathrm{dm}}-L_{\mathrm{qm}}}{L_{\mathrm{dm}}{L}_{\mathrm{qm}}}{\left|{\mathrm{\&psi;}}_{\mathrm{xs}}\right|}^2\sin \left(2\mathrm{\&delta;}\right)]$ (公式12)

其中，δ为虚拟定子磁链矢量ψ_xs、虚拟转子磁链矢量ψ_xr夹角，定义为转矩角，如图2所示。从公式12可见，将虚拟定子磁链幅值|ψ_xs|控制为恒值情况下，控制转矩角度δ即可控制电磁转矩。利用剩余4相逆变桥输出电压矢量可以实现虚拟定子磁链幅值和电磁转矩双闭环控制。

对于六相电机采用六相逆变器进行控制，电路拓扑如图3所示。当A、B相绕组断路后，只有剩余4相C～F工作。其中，U_DC为直流母线电压，S_a～S_f为六个桥臂功率管开关状态，上管导通取值为1，下管导通取值为0。

根据图3，利用公式1中T4矩阵将四相定子绕组电压变换到αβz1z2中，并且忽略其中不可控部分后得：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{s\&alpha;}}\\ u_{\mathrm{s\&beta;}}\\ u_{\mathrm{sz}1}\\ u_{\mathrm{sz}2}\end{array}\right]=\frac{U_{\mathrm{DC}}}{4}{T}_4\left[\begin{array}{cccc}4& -1& -1& -1\\ -1& 4& -1& -1\\ -1& -1& 4& -1\\ -1& -1& -1& 4\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{S}_c\\ S_d\\ S_e\\ S_f\end{array}\right]$ (公式13)

为了利用剩余健康四相逆变桥输出电压矢量正确控制虚拟定子磁链及电磁转矩，采用与虚拟定子磁链相同的定义方式定义虚拟电压u_xsα、u_xsβ，并结合公式13得虚拟定子电压u_xsα、u_xsβ如下：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{xs\&alpha;}}\\ u_{\mathrm{xs\&beta;}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\frac{u_{\mathrm{s\&alpha;}}}{\sqrt{3}}\\ \frac{u_{\mathrm{s\&beta;}}}{\sqrt{5}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\frac{U_{\mathrm{DC}}}{2\sqrt{6}}(s_c-s_d-s_e+s_f)\\ \frac{U_{\mathrm{DC}}\sqrt{2}}{10}(2s_c+s_d-s_e-2s_f)\end{array}\right]$ (公式14)

当AB相断路后，电机只有3个自由度可以控制，其中两自由度分别用于控制电磁转矩和虚拟定子磁链幅值，还需再控制一个自由度，本发明选择控制z1零序轴系中零序电流i_sz1。根据公式13和公式14可见，当剩余C～F四个健康相桥臂取不同的开关组合时，αβ平面内虚拟定子电压矢量u_xs和z1轴系中电压u_sz1如图4所示。S_c～S_f四位二进制数即为矢量编号。

为了利用剩余四相逆变桥臂同时控制虚拟定子磁链、电磁转矩及z1轴系中零序电流，本发明采用的最优的剩余4相逆变桥开关组合的具体确定步骤为：步骤1、将图4中u_xs平面划分为20个扇区，用θ_xsi，i＝1、2…20，具体每一个扇区所夹角度区域见表1,每个扇区均处于图4中相邻且不同方向的两个虚拟电压矢量所夹区域中，且同时要保证当虚拟定子磁链矢量处于某一扇区内旋转时，与其垂直线必须始终处于相同的相邻且不同方向的两个虚拟电压矢量所夹区域中；步骤2、根据图5中z1轴系中零序电流i_sz1的控制误差Δi_sz1极性(正或负)，确定出一组可以实现该误差减小的逆变器开关组合，例如当Δi_sz1>0，满足减小Δi_sz1的开关组合有：14、3、9、2、8、11、10，当Δi_sz1<0，满足减小Δi_sz1的开关组合有：1、12、6、13、7、4、5；步骤3、判断虚拟定子磁链矢量ψ_xs所处扇区θ_xsi，并根据此，分析步骤2中各种开关组合作用引起虚拟定子磁链幅值及电磁转矩控制效果，即增大或减小；步骤4、根据步骤3分析结果，以虚拟定子磁链幅值控制需要、电磁转矩控制需要、虚拟定子磁链矢量ψ_xs所处扇区θ_xsi、零序电流误差Δi_sz1极性作为输入变量，根据步骤3判断的开关组合为输出变量，列表获得一种最优开关矢量表如表1所示，根据该表获得最优开关组合实现虚拟定子磁链幅值、电磁转矩及零序电流i_sz1跟踪其给定值，Φ取1和0分别表示增大和减小磁链，τ取1和-1分别表示增大和减小转矩，取0表示误差在允许的范围内。例如，如图5中零序电流误差Δi_sz1大于0，若此时虚拟定子磁链处于图4中扇区θ_xs1，则实现虚拟定子磁链幅值和电磁转矩均增大的开关组合有：8、10，实现虚拟定子磁链幅值增大、电磁转矩减小的开关组合有：9、11，实现虚拟定子磁链幅值减小、电磁转矩增大的开关组合有：14，同时实现虚拟定子磁链幅值和电磁转矩减小的开关组合有：2、3。表1为AB相开路时典型最优开关矢量。

类似于AB相开路直接转矩控制理论建立方法，同样可以建立AC相开路和AD相开路时直接转矩控制理论，对应重要结论见表2所示，关于其他任意两相开路时理论均可转化为上述三种情况。根据AB相开路时剩余4相逆变桥开关组合的具体确定步骤，同样可以分析并确定出其他任意两相开路时的最优开关矢量表。

表1 最优开关矢量表

Δi_sz1＞0

表2 其他两相开路重要结论

以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明申请专利范围所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。

Claims (5)

1.一种六相永磁同步电机缺任意两相容错型直接转矩控制方法，其特征在于包括以下步骤：

第一步，采集剩余健康相C～F电流i_c～i_f及转子位置角θ_r；

第二步，利用公式1中T4正交变换矩阵，将剩余健康四相电流i_c～i_f变换为αβ坐标中i_sαi_sβ及零序轴系中i_sz1i_sz2：

第三步，利用公式7计算虚拟定子电流i_xsαi_xsβ：

其中ψ_xsαψ_xsβ为虚拟定子磁链，ψ_xrαψ_xrβ为虚拟转子磁链，ψ_sαψ_sβ为定子磁链，i_sαi_sβ为定子电流，ψ_rαψ_rβ为转子磁链，L_sσ为相绕组电感；

第四步，利用公式8计算出虚拟定子磁链ψ_xsαψ_xsβ：

其中L_sm＝0.5(L_dm+L_qm)，L_rs＝0.5(L_dm-L_qm)，L_dm、L_qm分别为相绕组主磁路的直、交轴电感；

第五步，判断虚拟定子磁链ψ_xsαψ_xsβ矢量所处αβ平面扇区编号θ_xsi；第六步，根据虚拟定子磁链ψ_xsαψ_xsβ及虚拟定子磁链幅值给定经磁链滞环比较器，输出控制虚拟定子磁链幅值的变量φ：

第七步，利用公式9计算电磁转矩T_e：

其中p_n为电机磁极对数；

第八步，将电磁转矩T_e及其给定值送给转矩滞环比较器，输出控制电磁转矩变量τ：

其中ε_m为转矩滞环环宽；

第九步，将αβ平面中定子电流i_sαi_sβ送给零序电流给定环节，输出对应的零序电流给定值并将及实际零序电流i_sz1送给零序电流误差计算环节，输出零序电流误差Δi_sz：

第十步，将Δi_sz、τ、φ及θ_xsi同时送给最优开关矢量表，获得一组剩余健康四相逆变桥最优开关组合，通过逆变器作用于剩余四相健康相绕组，实现零序电流误差、虚拟定子磁链幅值误差及电磁转矩误差为0控制目标。

2.根据权利要求1所述的一种六相永磁同步电机缺任意两相容错型直接转矩控制方法，其特征在于：所述第四步中虚拟转子磁链ψ_xrαψ_xrβ获取步骤如下：

S1，根据检测的转子位置角θ_r、永磁体耦合到相绕组磁链幅值ψ_f，计算出αβ坐标系中转子磁链ψ_rαψ_rβ：

S2，利用公式7及转子磁链ψ_rαψ_rβ，计算出虚拟转子磁链ψ_xrαψ_xrβ：

3.根据权利要求1所述的一种六相永磁同步电机缺任意两相容错型直接转矩控制方法，其特征在于：所述第八步中电磁转矩给定视具体驱动系统控制变量而定：若控制的是电磁转矩，则系统直接给定该值；若控制的是转速，则速度控制器输出即为转矩给定若控制的是转子位置角，则位置控制器输出即为转矩给定

4.根据权利要求1所述的一种六相永磁同步电机缺任意两相容错型直接转矩控制方法，其特征在于：所述第九步中零序电流给定环节具体策略取决于实际驱动系统的控制性能指标要求，若要求将零序电流控制为零，则零序电流给定若要求将剩余健康四相电流控制为幅值平衡，且幅值最小时，则零序电流给定为：

5.根据权利要求1所述的一种六相永磁同步电机缺任意两相容错型直接转矩控制方法，其特征在于：所述第十步中最优开关矢量表获取步骤如下：

S01，将定子电压矢量图之αβ平面图内u_xsα+ju_xsβ平面划分为20个扇区，用θ_xsi表示，其中，u_xsα为虚拟定子电压矢量的实部，u_xsβ为虚拟定子电压矢量的虚部，i＝1、2…20；

S02，根据定子电压矢量图之z1平面图内z1轴系中零序电流i_sz1的控制误差Δi_sz1极性，确定出一组可以实现该误差减小的逆变器开关组合；

S03，判断虚拟定子磁链矢量ψ_xs所处扇区θ_xsi，并根据此，分析S02中各种开关组合作用引起虚拟定子磁链幅值及电磁转矩控制效果，即增大或减小；

S04，根据S03分析结果，以虚拟定子磁链幅值控制需要、电磁转矩控制需要、虚拟定子磁链矢量ψ_xs所处扇区θ_xsi、零序电流误差Δi_sz1极性作为输入变量，根据S03判断的开关组合为输出变量，制定一张剩余健康四相逆变器最优开关矢量表；输入变量为：零序电流误差Δi_sz1极性、虚拟定子磁链所处扇区编号θ_xsi、磁链幅值控制变量φ、电磁转矩控制变量τ，输出变量为：剩余健康四相逆变器最优开关状态。