CN104333284B - 具有零序电流自矫正的六相同步电机直接转矩控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种具有电流自矫正的六相同步电机直接转矩控制方法，首先基于零序电流等于0思想进行电压矢量重构，并由此提出理想DTC；其次，基于死区补偿原理对实际电压矢量作用时间进行离散补偿；最后，利用PI调节器对电压矢量作用时间进行连续补偿，实现零序电流等于0的目的。本发明解决了转矩和磁链双滞环结构的六相对称绕组永磁电机DTC系统中消除低次谐波电流的难题。

Description

具有零序电流自矫正的六相同步电机直接转矩控制方法

技术领域

本发明属于多相永磁电机驱动控制领域，涉及一种六相永磁同步电机直接转矩控制方法。

背景技术

随着军舰及潜艇推进系统、宇航推进系统、电动/混合燃料汽车驱动、电力机车牵引等关键领域对电动机驱动系统可靠性要求愈来愈高，传统的三相电动机驱动愈来愈难以满足要求，高可靠性的多相电动机驱动系统日益受到这些领域的青睐和使用。常见的多相电动机有感应电动机和永磁同步电动机之分，其中多相永磁同步电动机具有效率高、响应速率快等优点,日益成为多相感应电动机的有力竞争者。

机车牵引及船舶推进等系统要求应用于这些场合的多相电动机驱动系统具有强的瞬时转矩控制能力，以获得高性能的动态特性。目前应用于多相电动机驱动系统中瞬时转矩控制策略主要有：磁场定向的矢量控制和直接转矩控制。其中直接转矩控制策略直接在定子静止坐标系中构建定子磁场及电磁转矩控制模型，对电机参数依赖很少，算法简洁；利用逆变器输出电压矢量直接控制电磁转矩，具有电磁转矩直接而快速控制优点，特别适用于转矩控制场合。

本发明针对互差60度电角度的六相对称绕组永磁同步电动机提出一种新型直接转矩控制策略。六相对称定子绕组采用星型连接，有5个自由度可以控制，采用直接转矩控制策略已占用2个自由度，还剩余3个自由度需要控制。所以利用电压矢量实现电磁转矩和定子磁链高性能的控制时，若剩余的3个自由度缺乏正确有效控制，会带来直接转矩控制驱动系统稳态性能的下降，例如相电流低次谐波分量增大、损耗增大、负载能力降低等。本发明控制策略旨在实现电磁转矩快速控制同时减小零序电流幅值，降低绕组电流中低次谐波含量。

发明内容

技术问题：本发明提供一种能够解决偏置60度六相对称绕组永磁同步电机低次谐波电流消除问题，不需要另外添加硬件即可实现偏置60度六相对称绕组永磁同步电机直接转矩控制，降低了驱动系统的硬件成本，在同等的电机发热条件下提高了有功电流幅值和电机负载能力的具有零序电流自矫正的六相同步电机直接转矩控制方法。

技术方案：本发明的具有零序电流自矫正的六相同步电机直接转矩控制方法，结构框图如图1所示。本发明方法利用公式1中T₆正交变换矩阵将六相电流i_a～i_f变换为αβ坐标中i_sαi_sβ及零序轴系中i_sz1i_sz2i_sz3i_sz4；利用公式3、i_sαi_sβ、转子磁链ψ_rαψ_rβ及转子位置角θ_r计算出定子磁链ψ_sαψ_sβ或利用磁链观测器计算出定子磁链ψ_sαψ_sβ；利用公式4、i_sαi_sβ及ψ_sαψ_sβ计算电磁转矩T_e；判断定子磁链ψ_sαψ_sβ矢量所处图5αβ平面扇区编号θ_i；根据转矩给定及电磁转矩T_e，经过转矩滞环比较器输出控制转矩的τ变量；根据定子磁链幅值给定及实际定子磁链幅值|ψ_s|，经过磁链滞环比较器输出控制定子磁链幅值的φ变量；根据电磁转矩控制变量τ、定子磁链幅值控制变量φ及扇区编号θ_i，经过最优开关矢量表2输出一组最优的六相逆变器开关组合；根据实际相电流采样值i_a～i_f、零序电流i_sz4计算出各电压矢量作用时间，通过脉宽调制模块将各电压矢量按照固定的时序和作用时间作用于电机，以实现零序电流误差、定子磁链幅值误差及电磁转矩误差为0控制。在采用全数字控制的驱动系统中，采用本发明不需要另外添加硬件，即可实现偏置60度六相对称绕组永磁同步电机直接转矩控制，降低了驱动系统的硬件成本。

本发明直接转矩控制策略，从消除零序电流、减小相绕组电流低次谐波出发，基于矢量重构合成原理构建出最优开关矢量表2，一个数字控制周期Ts内，各合成电压矢量中第一电压矢量、第二电压矢量发送时序见图5；为了消除逆变器非线性特性对零序电流i_sz4控制的不利影响，采用死区补偿及i_sz4PI闭环控制方法，实现电压矢量作用时间的动态调节，以维持u_Z4平均值等于0控制效果。

本发明方法包括以下步骤：

(1)利用公式1的六相正交变换矩阵T₆，将a～f六相定子电流i_a～i_f变换为αβ坐标中α轴定子电流i_sα、β定子电流i_sβ及零序轴系中的第一零序电流i_sz1、第二零序电流i_sz2、第三零序电流i_sz3、第四零序电流i_sz4：

其中，i_a、i_b、i_c、i_d、i_e、i_f分别为a～f相电流；

(2)根据α轴定子电流i_sα、β定子电流i_sβ、α轴转子磁链ψ_rα、β轴转子磁链ψ_rβ及转子位置角θ_r，利用下列公式3计算出α轴定子磁链ψ_sα和β轴定子磁链ψ_sβ：

其中L_sm＝0.5(L_dm+L_qm)，L_rs＝0.5(L_dm-L_qm)，L_dm为电机相绕组主磁路的直轴电感，L_qm为电机相绕组主磁路的交轴电感；

(3)判断定子磁链ψ_sαψ_sβ矢量在合成电压矢量图中所处αβ平面扇区编号θ_i，i＝1…6；

(4)根据定子磁链ψ_sαψ_sβ及定子磁链幅值给定经磁链滞环比较器，根据下式确定并输出控制定子磁链幅值的变量φ：

其中，当转速低于额定转速时，定子磁链幅值给定取额定定子磁链；当转速高于额定转速时，随转速升高成反比例降低；

(5)根据αβ轴定子电流i_sαi_sβ及αβ轴定子磁链ψ_sαψ_sβ，利用下列公式4计算电磁转矩T_e：

T_e＝p_n(ψ_sαi_sβ-ψ_sβi_sα) (公式4)

其中p_n为电机磁极对数；

(6)将所述电磁转矩T_e及其给定值传送给转矩滞环比较器，根据下式确定并输出控制电磁转矩变量τ：

其中ε_m为转矩滞环环宽；若需要速度闭环，则速度控制器输出作为电磁转矩给定值若需要转子位置闭环，则位置控制器输出作为电磁转矩给定值

(7)根据所述控制电磁转矩变量τ、控制定子磁链幅值的变量φ及定子磁链ψ_sαψ_sβ矢量所处αβ平面扇区编号θ_i，查询下列最优开关矢量表，获得一组6相逆变桥最优开关组合矢量，从而确定出用于重构该最优开关组合矢量的第一电压矢量和第二电压矢量；

最优开关矢量表

(8)根据a～f六相定子电流i_a～i_f、第四零序电流i_sz4，计算出步骤(7)确定的最优开关组合矢量中第一电压矢量在半个数字控制周期0.5T_s内的作用时间为T_z+ΔT_z，则该最优开关组合矢量中第二电压矢量在半个数字控制周期内的作用时间为0.5T_s-(T_z+ΔT_z)；

其中，ΔT_z＝-K_pi_sz4-K_i∫i_sz4dt

K_p为比例系数，K_i为积分系数，均为大于0的常数；U_D1、U_D2、U_D3分别为一个数字控制周期T_s内逆变桥依次出现的三段死区期间第四零序电压u_sz4值，T_D为逆变桥每一段死区持续时间，U_z为一个数字控制周期T_s内输出第一电压矢量时第四零序电压u_sz4值；

(9)通过脉宽调制模块，按照一个控制周期T_s内依次输出第一电压矢量、第二电压矢量、第一电压矢量的三段发矢量时序发矢量，将所述步骤(8)计算得到的两个矢量作用时间作为脉宽调制模块各矢量作用时间，最终实现定子磁链轨迹圆形情况下，电磁转矩及零序电流控制。

本发明方法中，步骤(3)中的合成电压矢量图按照以下方法得到：

以逆变器输出幅值最长，且依次互差60度电角度的六个基本电压矢量49、56、28、14、7、35为基础，将56、49两矢量分别作用一半的数字控制周期合成出新的合成电压矢量56/49，将56、28两矢量分别作用一半的数字控制周期合成出新的合成电压矢量56/28，将28、14两矢量分别作用一半的数字控制周期合成出新的合成电压矢量14/28，将14、7两矢量分别作用一半的数字控制周期合成出新的合成电压矢量14/7，将7、35两矢量分别作用一半的数字控制周期合成出新的合成电压矢量35/7，将35、49两矢量分别作用一半的数字控制周期合成出新的合成电压矢量35/49。

本发明方法的优选方案中，步骤(3)中的具体判断步骤如下：

(3.1)将合成电压矢量图中49、56、28、14、7、35六个矢量中相邻的两个矢量所夹60度区域定义为一个扇区θ_i，i＝1…6，每一个扇区的中心线刚好处于重构电压矢量上；

(3.2)提取定子磁链ψ_sαψ_sβ矢量幅角θ_s：

(3.3)结合步骤(3.1)和步骤(3.2)的处理结果，判读确定定子磁链ψ_sαψ_sβ矢量所处αβ平面扇区编号θ_i。

本发明方法的优选方案中，步骤(8)中矢量作用时间获取步骤如下：

(8.1)根据以下方法确定逆变器三个死区时间T_D每一段死区期间开关组合S_az～S_fz：死区插入之前发出的矢量开关组合为S_a1～S_f1，死区插入之后发出的矢量开关组合为S_a2～S_f2，若S_i1＝S_i2，则S_iz＝S_i1，若S_i1≠S_i2，且六相定子电流i_i＞＝0，则S_iz＝0；若S_i1≠S_i2，且i_i<0，则S_iz＝1，其中下标i＝a～f；

(8.2)根据下式计算出每一个死区期间第四零序电压u_sz4值U_Dj，j＝1、2、3：

(8.3)根据下式计算步骤(7)中确定的一个数字控制周期T_s内输出第一电压矢量时第四零序电压u_sz4值U_Z：

其中，U_DC为逆变器直流母线电压；

(8.4)根据下式计算得到

同时通过PI方法，根据下式计算得到ΔT_z＝-K_pi_sz4-K_i∫i_sz4dt；

(8.5)计算出步骤(7)确定的最优开关组合矢量中第一电压矢量在半个数字控制周期0.5T_s内的作用时间为T_z+ΔT_z，以及第二电压矢量在半个数字控制周期0.5T_s内的作用时间为0.5T_s-(T_z+ΔT_z)。

本发明方法中，电磁转矩和定子磁链双滞环结构的直接转矩控制(DTC)多相电机定子电流中易含有低次谐波，降低了电机的负载能力。这种低次谐波电流是由于控制电磁转矩和定子磁链过程中没有主动而正确地控制零序电流造成的，目前还未见公开报道过合适的控制方法。本发明在已知电磁转矩反馈值及其给定值、定子磁链反馈值及其给定值情况下，获得逆变器的最优开关组合矢量及其构成的两个电压矢量作用时间，以实现电磁转矩和定子磁链双滞环DTC系统中电磁转矩、定子磁链及零序电流同时控制，降低DTC系统低次谐波电流目的。

有益效果：与现有技术相比，本发明具有以下优点：

本发明针对六相对称定子绕组永磁同步电机提出一种主动控制零序电流的DTC方法。所述的控制方法解决了转矩和磁链双滞环结构的六相对称绕组永磁电机DTC系统中消除低次谐波电流难题。采用电磁转矩、定子磁链连续控制器和逆变器空间电压矢量调制相结合方法，虽然可以降低电磁转矩、定子磁链及定子电流中高频脉动幅值，但定子电流中却存在较大幅值的低次谐波，在同等的电机发热条件下，极大地降低了用于控制电磁转矩的有功电流幅值，从而降低了电机负载能力。

偏置60度六相对称绕组永磁同步电机具有5个自由度需要控制，当对其电磁转矩和定子磁链幅值进行控制后，还需要控制3个自由度。若类似于三相电机，只注重于控制电磁转矩和定子磁链幅值，则必然会出现较大的定子电流低次谐波，降低电机带负载能力。直接转矩控制系统中，电磁转矩脉动幅值与定子绕组电流谐波幅值有关系，但对于三相系统和大于三相的多相系统而言，这种关系紧密程度不相同。三相电机采用星型绕组连接方式后，只有两个可控自由变量。当三相电机采用直接转矩控制后，采用电磁转矩和定子磁链的两个变量闭环控制，所以电磁转矩控制性能直接影响着定子绕组电流质量，当电磁转矩中脉动幅值增大，直接导致定子绕组电流中谐波幅值增大。所以，在三相电机直接转矩控制系统中，可以利用电磁转矩和定子磁链的连续控制器集合逆变器空间电压矢量连续调制方法，有效降低电磁转矩的脉动，从而降低定子绕组电流谐波幅值。但对于6相电机，除了电磁转矩和定子磁链两变量需要控制之外，还有3个自由变量需要控制，电磁转矩脉动和3个自由变量都对定子绕组电流谐波产生贡献。即使，采用电磁转矩和定子磁链连续控制集合多相逆变器空间电压矢量连续调制方法可以有效降低电磁转矩脉动幅值，但若3个自由变量不着有效控制，定子绕组电流中仍然会出现很大的谐波分量，尤其是实际逆变器存在开关过渡过程等非线性因数，导致3个零序电流中含有较大幅值的低次谐波，这些低次谐波零序电流叠加到控制电磁转矩的基波电流上，最终在定子绕组电流中产生很大幅值的低次谐波电流。显然，对于6相电机，若将3个零序电流有效控制为0，则定子绕组电流也就不会存在低次谐波分量，定子绕组电流全部用于产生电磁转矩，有效提高了电机带负载能力。若按照自动控制原理中阐述理论：控制什么量，对该变量采用闭环结构，则若要对3个零序电流进行控制，就要采用3个零序电流闭环控制回路，再考虑电磁转矩和定子磁链两个闭环控制回路，整个6相电机直接转矩控制系统就需要5个闭环控制回路，这样必然使得控制算法复杂化。另外，若采用电磁转矩和定子磁链连续控制器集合连续的六相空间电压矢量调制方法，虽然降低了电磁转矩脉动幅值及电流谐波幅值，但同样使得整个直接转矩控制系统算法复杂化。所以为了降低定子绕组电流谐波幅值，采用多个零序电流闭环控制回路，或采用连续的六相空间电压矢量调制方法，均会极大地复杂化6相电机直接转矩控制算法，磨灭了直接转矩控制算法简洁的优良特点。

本发明申请的具有零序电流自矫正的偏置60度六相对称绕组永磁同步电机直接转矩控制方法，解决了偏置60度六相对称绕组永磁同步电机直接转矩控制驱动系统利用逆变器开关同时实现定子磁链、电磁转矩及零序电流控制难题，该控制方法具有如下优点：1)利用电压矢量重构合成方法合成出新的电压矢量，实际控制中采用这些合成电压矢量作用于电机，使得电机零序电流1和零序电流2自然等于0，从而减少了零序电流闭环数目，简化了零序电流控制算法；2)转矩和定子磁链控制器仍然采用滞环比较器，无需连续的控制器，所以脉宽控制环节不需要传统的六相空间电压矢量调制环节，简化了六相电机直接转矩控制算法；3)利用逆变器输出电压矢量直接控制电磁转矩及零序电流，保证了系统具有快速的动态响应，同时具有平稳的稳态控制特性。

附图说明

图1为具有本发明的六相永磁同步电机直接转矩控制结构图。

图2为坐标系定义。

图3为六相逆变器。

图4为αβ平面内定子电压矢量图。

图5为合成电压矢量及各合成电压矢量发送时序。

图6为具有死区的u_sz4时序。

图7为零序电流i_Z4PI控制框图。

图8为本发明的实施例驱动系统硬件结构。

具体实施方式

现结合实施例和说明书附图对本发明作进一步描述。

本发明的实施例中，驱动系统硬件结构如图8所示，包括：整流电路、滤波电容、六相逆变器、偏置60度六相对称绕组永磁同步电机、六相绕组电流采集电路、转子位置角采集电路、隔离驱动、中央控制器、人机接口。也可以采用合适的直流电源提供三相逆变器直流母线电压。逆变器中功率管采用IGBT或MOSFET，中央控制器采用DSP或单片机。绕组电流采集电路采用霍尔电流传感器与运算放大器相结合方式构成，也可以采用绕组串功率电阻后接差分运算放大器相结合方式构成。采用霍尔方案可以有效实现控制回路与主回路的电气隔离，采用绕组串功率电阻方案可以降低驱动系统成本。转子位置角采集电路可以采用旋转编码器后接电平转换电路构成，也可以采用旋转变压器后接解码电路构成，其中前者成本较低，但位置角采样精度受编码器线数限制，而后者成本较高，但位置角采样精度较高。绕组电流采集电路和转子位置角采集电路弱电压信号送到中央控制器A/D转换模块。根据取得的信号和本发明的直接转矩控制策略计算出应发出的控制信号，经由隔离驱动去控制逆变器中的功率开关管的开关动作。若采用具有绕组相电压的定子磁链观测器来观测定子磁链，则还需要直流母线电压U_DC采集电路，该电路可以采用霍尔电压传感器与运算放大器相结合方式构成，也可以采用串联电阻分压方式实现。

基本原理叙述如下：

实现机电能量转换的基波分量坐标系定义如图2所示。αβ为静止坐标系；dq为转子同步旋转坐标系，d和α轴之间夹角为转子旋转的电角度θ_r，u_s、i_s、ψ_s、ψ_r分别为定子侧基波电压矢量、电流矢量、定子磁链矢量和转子磁链矢量，这些矢量在α轴、β轴、d轴、q轴上投影分别用下标“α”、“β”、“d”、“q”标示。A～F分别为六相绕组轴线。ω_r为转子旋转电角速度。δ为定子和转子磁链之间夹角，定义为转矩角。除了图2坐标系定义之外，由于绕组为六相，所以还存在四个零序轴系，分别用下标“z1”、“z2”、“z3”及“z4”标示，这些零序轴系中变量不参与机电能量转换，但会影响到电机运行性能，例如绕组电流畸变、电机损耗、负载能力等。

为了实现六相静止坐标ABCDEF向αβz1z2z3z4变换，采用如下T₆正交变换矩阵，变换过程中遵循功率不变原则。

在αβ静止坐标系中电压、磁链方程及转矩推导结果如下：

T_e＝p_n(ψ_sαi_sβ-ψ_sβi_sα) (公式4)

其中，R_s、L_sσ分别为相绕组电阻和漏电感，L_sm＝0.5(L_dm+L_qm)，L_rs＝0.5(L_dm-L_qm)，L_dm、L_qm分别为相绕组主磁路的直、交轴电感，p_n为电机磁极对数。

在z1～z4零序轴系中电压和磁链方程推导结果如下：

利用转子旋转电角度θ_r，将公式2、公式3、公式4变换到dq坐标系中推导结果如下：

T_e＝p_n(ψ_sdi_sq-ψ_sqi_sd)＝p_n|ψ_s|(i_sq cosδ-i_sd sinδ) (公式9)

其中，L_d、L_q分别为电机的直交轴电感，L_d＝L_sσ+3L_dm，L_q＝L_sσ+3L_qm；ψ_f为永磁体对定子相绕组耦合磁链峰值，

根据公式8可求dq轴电流得：

将公式10、公式11代入公式9中，进一步推导电磁转矩结果如下：

从公式12可见，若将定子磁链幅值|ψ_s|控制为恒值，则控制转矩角度δ即可控制电磁转矩。所以类似于三相永磁同步电机直接转矩控制系统，利用逆变器输出电压矢量同样可以实现六相对称绕组永磁电机定子磁链幅值和电磁转矩双闭环控制。但与三相系统不同之处在于，六相系统电压矢量很丰富，电压矢量不仅要控制定子磁链和电磁转矩，实现机电能量转换，同时还要控制零序轴系中变量，以改善系统稳态运行性能。

本发明采用六相逆变器，电路拓扑如图3所示。其中，U_DC为直流母线电压，S_a～S_f为六个逆变桥臂功率管开关状态，上管导通取值为1，下管导通取值为0。由于星型连接六相对称绕组端电压之和等于0，所以利用公式1中T₆矩阵将六相定子绕组电压变换到αβz1z2z3z4轴系中得：

其中，

显然联合公式1和公式13可见，对于六相对称绕组，无论六个桥臂开关状态取何值，零序电压u_sz3＝0，根据公式5和公式6进一步可见零序电流i_sz3＝0。所以对于本发明星型连接的六相对称绕组永磁电机直接转矩控制系统除了用于控制电磁转矩和定子磁链的两个自由度以外，剩余还有3个自由度受控制。为了降低相绕组电流谐波含量及提高电机负载能力，本发明选择将零序电流i_sz1、i_sz2、i_sz4控制为0方案。

当六个逆变桥臂取不同的开关组合时，αβ平面内定子电压矢量如图4所示。S_a～S_f六位二进制数即为矢量编号。其中49、56、28、14、7、35矢量幅值最长，采用这些电压矢量控制电磁转矩及定子磁链，有利于拓展电机高速运行范围，这些开关组合对应αβ平面内定子电压矢量、零序分量u_sz1、u_sz2、u_sz4取值如表1所示。从表1可见，零序电压u_sz1、u_sz2自然等于0，所以采用49、56、28、14、7、35矢量可以实现零序电流i_sz1、i_sz2自然等于0控制特性。虽然零序电压u_sz4不等于0，但相邻两种开关组合对应零序电压u_sz4幅值相等，极性相反。所以，为了实现零序电流i_sz4等于零控制，采用表1中相邻开关矢量重构合成新矢量方法，相邻的每一种开关矢量各作用一半的控制周期，从而使得一个控制周期内零序电压u_sz4的平均值等于0。重构合成的新电压矢量分别如图5所示，例如49/56是由49和56矢量合成，在一个数字控制周期T_s内，49和56矢量出现的时序如图5中右上角所示。将360度电空间划分为6个扇区θ₁～θ₆如图5中所示。构建最优开关矢量表如表2所示，当φ取1表示增大磁链，取0表示减小磁链；当τ取1表示增大转矩，取-1表示减小转矩，取0选择零电压矢量。假设转子逆时针旋转，且定子磁链处于θ₁扇区，则重构矢量56/28使定子磁链快速向前旋转，转矩和定子磁链幅值均增大；35/49矢量使定子磁链快速向后旋转，转矩减小，定子磁链幅值增大；28/14矢量使定子磁链快速向前旋转，转矩增大，磁链幅值减小；7/35矢量使定子磁链快速向后旋转，电磁转矩和定子磁链幅值均减小。其他扇区电压矢量确定方法依次类推。

表1不同开关组合对应αβ平面电压矢量及零序电压分量

表2最优开关矢量表

为了防止同一逆变桥上下功率管直通故障，需要设置死区时间T_D，由于死区期间出现在电机端部的电压矢量不可控制，且实际逆变器死区期间电压矢量有可能超出图5中电压矢量范围，导致采用49/56～35/49等8个重构合成矢量控制定子磁链和转矩时实际每一个数字控制周期T_s内u_sz4平均值有时不等于零，出现较大的零序电流i_sz4分量，使得绕组电流发生严重畸变。为此，本发明根据插入死区矢量情况，采用离散方式调整合成矢量中两个矢量作用时间，使得在存在逆变器死区情况下，仍然保持u_sz4平均值等于零控制。具有逆变器死区时的u_sz4时序如图6所示。

U_D1～U_D3为分别为一个数字控制周期T_s内逆变桥三段死区期间第四零序电压u_sz4值，下标中1、2、3分别对应三段死区期间出现的顺序，电压矢量以三段方式输出，第一和第三段输出图5合成矢量中第一个电压矢量，对应u_sz4值为U_z，对应时间为T_z，第二段输出合成矢量中第二个电压矢量，对应u_sz4值为-U_z，对应时间为T_s-2T_z，T_D为每一段死区时间。

对照上述u_sz4时序图，计算一个控制期内零序电压分量u_sz4平均值如下：

当时，求解出T_z如下：

这样，按照公式15离散计算出T_z，并据此控制合成矢量中两个电压矢量实际作用时间，可以有效降低逆变器死区对零序电流i_sz4的影响。由公式15可见，若无逆变器死区插入，T_D为0，T_Z等于0.25T_s，合成矢量中每一个电压矢量作用时间相同，各合成电压矢量处于图5理想方向。但当插入死区后，T_Z有时不等于0.25T_s，实际合成电压矢量在图5理想合成矢量附近极小扇区内脉动，从而保证了u_sz4均值等于0效果。

实际功率管存在开关过渡过程，例如开通过渡、关断过渡等，同时还存在功率管的导通压降等，这些因数也会导致一个控制周期内零序电压分量u_Z4平均值不等于零现象，使得实际定子电流产生一定的谐波分量。这些因数作用效果还与实际流过功率管电流极性和瞬时值大小直接相关，很难借助于精确模型彻底消除它们对u_Z4平均值U_Z4等于0控制的不利影响。为此，本发明进一步采用i_Z4PI闭环控制方法实时对合成电压矢量中两个电压矢量作用时间进行调制，最终实现零序电流i_Z4等于0控制，原理框图如图7所示，方法是利用i_Z4PI闭环输出一个ΔT_z叠加到经过死区补偿计算获得的T_z上。

一个控制周期T_s内施加在零序分量4对象上的平均电压如下：

若忽略逆变器死区影响，且则

则在忽略逆变器死区影响情况下，零序电流i_sz4闭环PI控制传递函数如下：

其中

工作过程包括如下步骤：

(1)采集六相A～F电流i_a～i_f及转子位置角θ_r；

(2)利用公式1中T₆正交变换矩阵，将六相电流i_a～i_f变换为αβ坐标中i_sαi_sβ及零序轴系中i_sz1i_sz2i_sz3i_sz4；

(3)利用公式3、i_sαi_sβ、转子磁链ψ_rαψ_rβ及转子位置角θ_r计算出定子磁链ψ_sαψ_sβ；

(4)判断定子磁链ψ_sαψ_sβ矢量所处图5αβ平面扇区编号θ_i，i＝1…6；

(5)根据定子磁链ψ_sαψ_sβ及定子磁链幅值给定经磁链滞环比较器，输出控制虚拟定子磁链幅值的变量φ；

(6)利用公式4、i_sαi_sβ及ψ_sαψ_sβ计算电磁转矩T_e；

(7)将电磁转矩T_e及其给定值送给转矩滞环比较器，输出控制电磁转矩变量τ；

(8)将τ、φ及θ_i同时送给最优开关矢量表2，获得一组6相逆变桥最优开关组合矢量，从而确定出用于重构该最优开关组合矢量的两个电压矢量；

(9)根据实际相电流采样值i_a～i_f、零序电流isz4，计算出步骤(8)中半个数字控制周期0.5T_s内第一个矢量作用时间T_z+ΔT_z，则半个数字控制周期内步骤(8)中第二个矢量作用时间0.5T_s-(T_z+ΔT_z)；

(10)通过脉宽调制模块，按照图5中三段发矢量时序发矢量，按步骤(9)计算出的矢量作用时间定时各矢量作用时间，最终实现定子磁链轨迹圆形情况下，电磁转矩及零序电流平稳而快速控制；

步骤(4)中定子磁链扇区θ_i判断步骤如下：

(4.1)将图5中49、56、28、14、7、35六个矢量中相邻的两个矢量所夹60度区域定义为一个扇区θ_i，i＝1…6，每一个扇区的中心线刚好处于重构电压矢量上；

(4.2)提取定子磁链ψ_sαψ_sβ矢量幅角θ_s；

(4.3)结合步骤(4.1)和步骤(4.2)，判读定子磁链所处步骤(4.1)中αβ平面中扇区编号θ_i；

其中步骤(4)、步骤(5)、步骤(6)中定子磁链ψ_sαψ_sβ也可以不采用步骤(3)方法得到，可以根据电机磁链的电压模型或其他定子磁链观测器方法得到。

其中步骤(9)中矢量作用时间获取步骤如下：

(9.1)判断图6中三个逆变器死区时间T_D每一段死区期间开关组合S_az～S_fz；

(9.2)根据步骤(9.1)每一段死区期间开关组合S_az～S_fz判断，计算出每一个死区期间零序电压u_sz4值U_Dj，j＝1、2、3；

(9.3)计算步骤(8)中判断出的第一个电压矢量开关组合S_a～S_f对应的零序电压u_sz4值U_Z；

(9.4)根据步骤(9.2)计算出的三段死区期间零序电压U_Dj，j＝1、2、3，及步骤(9.3)计算出的U_Z，计算时间T_z；

(9.5)根据i_sz4计算，通过PI方法，计算出时间ΔT_z；

(9.6)根据步骤(9.4)和步骤(9.5)计算结果，计算出步骤(8)中半个数字控制周期0.5T_s内第一个矢量作用时间T_z+ΔT_z，则半个数字控制周期内步骤(8)中第二个矢量作用时间0.5T_s-(T_z+ΔT_z)。

上述实施例仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和等同替换，这些对本发明权利要求进行改进和等同替换后的技术方案，均落入本发明的保护范围。

Claims (3)

1.一种具有零序电流自矫正的六相同步电机直接转矩控制方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：

(1)利用公式1的六相正交变换矩阵T₆，将a～f六相定子电流i_a～i_f变换为αβ坐标中α轴定子电流i_sα、β定子电流i_sβ及零序轴系中的第一零序电流i_sz1、第二零序电流i_sz2、第三零序电流i_sz3、第四零序电流i_sz4：

其中，i_a、i_b、i_c、i_d、i_e、i_f分别为a～f相电流；

(2)根据α轴定子电流i_sα、β定子电流i_sβ、α轴转子磁链ψ_rα、β轴转子磁链ψ_rβ及转子位置角θ_r，利用下列公式3计算出α轴定子磁链ψ_sα和β轴定子磁链ψ_sβ：

其中L_sm＝0.5(L_dm+L_qm)，L_rs＝0.5(L_dm-L_qm)，L_dm为电机相绕组主磁路的直轴电感，L_qm为电机相绕组主磁路的交轴电感；

(3)判断定子磁链ψ_sαψ_sβ矢量在合成电压矢量图中所处αβ平面扇区编号θ_i，i＝1…6，所述合成电压矢量图按照以下方法得到：

以逆变器输出幅值最长，且依次互差60度电角度的六个基本电压矢量49、56、28、14、7、35为基础，将56、49两矢量分别作用一半的数字控制周期合成出新的合成电压矢量56/49，将56、28两矢量分别作用一半的数字控制周期合成出新的合成电压矢量56/28，将28、14两矢量分别作用一半的数字控制周期合成出新的合成电压矢量14/28，将14、7两矢量分别作用一半的数字控制周期合成出新的合成电压矢量14/7，将7、35两矢量分别作用一半的数字控制周期合成出新的合成电压矢量35/7，将35、49两矢量分别作用一半的数字控制周期合成出新的合成电压矢量35/49；

(4)根据定子磁链ψ_sαψ_sβ及定子磁链幅值给定经磁链滞环比较器，根据下式确定并输出控制定子磁链幅值的变量φ：

其中，当转速低于额定转速时，定子磁链幅值给定取额定定子磁链；当转速高于额定转速时，随转速升高成反比例降低；

(5)根据αβ轴定子电流i_sαi_sβ及αβ轴定子磁链ψ_sαψ_sβ，利用下列公式4计算电磁转矩T_e：

T_e＝p_n(ψ_sαi_sβ-ψ_sβi_sα) (公式4)

其中p_n为电机磁极对数；

(6)将所述电磁转矩T_e及其给定值传送给转矩滞环比较器，根据下式确定并输出控制电磁转矩变量τ：

其中ε_m为转矩滞环环宽；若需要速度闭环，则速度控制器输出作为电磁转矩给定值若需要转子位置闭环，则位置控制器输出作为电磁转矩给定值

(7)根据所述控制电磁转矩变量τ、控制定子磁链幅值的变量φ及定子磁链ψ_sαψ_sβ矢量所处αβ平面扇区编号θ_i，查询下列最优开关矢量表，获得一组6相逆变桥最优开关组合矢量，从而确定出用于重构该最优开关组合矢量的第一电压矢量和第二电压矢量；

最优开关矢量表

(8)根据a～f六相定子电流i_a～i_f、第四零序电流i_sz4，计算出步骤(7)确定的最优开关组合矢量中第一电压矢量在半个数字控制周期0.5T_s内的作用时间为T_z+ΔT_z，则该最优开关组合矢量中第二电压矢量在半个数字控制周期内的作用时间为0.5T_s-(T_z+ΔT_z)；

其中，ΔT_z＝-K_pi_sz4-K_i∫i_sz4dt

K_p为比例系数，K_i为积分系数，均为大于0的常数；U_D1、U_D2、U_D3分别为一个数字控制周期T_s内逆变桥依次出现的三段死区期间第四零序电压u_sz4值，T_D为逆变桥每一段死区持续时间，U_z为一个数字控制周期T_s内输出第一电压矢量时第四零序电压u_sz4值；

(9)通过脉宽调制模块，按照一个控制周期T_s内依次输出第一电压矢量、第二电压矢量、第一电压矢量的三段发矢量时序发矢量，将所述步骤(8)计算得到的两个矢量作用时间作为脉宽调制模块各矢量作用时间，最终实现定子磁链轨迹圆形情况下，电磁转矩及零序电流控制。

2.根据权利要求1所述的具有零序电流自矫正的六相同步电机直接转矩控制方法，其特征在于，所述步骤(3)中的具体判断步骤如下：

(3.1)将合成电压矢量图中49、56、28、14、7、35六个矢量中相邻的两个矢量所夹60度区域定义为一个扇区θ_i，i＝1…6，每一个扇区的中心线刚好处于重构电压矢量上；

(3.2)提取定子磁链ψ_sαψ_sβ矢量幅角θ_s：

(3.3)结合步骤(3.1)和步骤(3.2)的处理结果，判读确定定子磁链ψ_sαψ_sβ矢量所处αβ平面扇区编号θ_i。

3.根据权利要求1所述的具有零序电流自矫正的六相同步电机直接转矩控制方法，其特征在于，所述步骤(8)中矢量作用时间获取步骤如下：

(8.1)根据以下方法确定逆变器三个死区时间T_D每一段死区期间开关组合S_az～S_fz：死区插入之前发出的矢量开关组合为S_a1～S_f1，死区插入之后发出的矢量开关组合为S_a2～S_f2，若S_i1＝S_i2，则S_iz＝S_i1，若S_i1≠S_i2，且六相定子电流i_i＞＝0，则S_iz＝0；若S_i1≠S_i2，且i_i<0，则S_iz＝1，其中下标i＝a～f；

(8.2)根据下式计算出每一个死区期间第四零序电压u_sz4值U_Dj，j＝1、2、3：

$u_{sz4}=\frac{U_{DC}}{\sqrt{6}}(S_{az}-S_{bz}+S_{cz}-S_{dz}+S_{ez}-S_{fz});$

(8.3)根据下式计算步骤(7)中确定的一个数字控制周期T_s内输出第一电压矢量时第四零序电压u_sz4值U_Z：

$U_Z=\frac{U_{DC}}{\sqrt{6}}(S_a-S_b+S_c-S_d+S_e-S_f);$

其中，U_DC为逆变器直流母线电压；

(8.4)根据下式计算得到

同时通过PI方法，根据下式计算得到ΔT_z＝-K_pi_sz4-K_i∫i_sz4dt；

(8.5)计算出步骤(7)确定的最优开关组合矢量中第一电压矢量在半个数字控制周期0.5T_s内的作用时间为T_z+ΔT_z，以及第二电压矢量在半个数字控制周期0.5T_s内的作用时间为0.5T_s-(T_z+ΔT_z)。