CN107769653A - 估算电机中的转子角度的设备及方法 - Google Patents

Abstract

提供了一种用于估算电机中转子角度的设备和方法。该设备包括传感器，测量包含脉动的电机的旋转角度“θ_in”；D‑Q转换器，将所述旋转角度θ_in转换为D轴转换角度；以及锁相环(PLL)块，根据PLL算法对所述D轴转换角度执行比例积分控制，以估算所述脉动已去除的旋转角度“θ_out”。根据本发明，可使用低成本巨磁阻(GMR)传感器代替传统的昂贵传感器来精确估算电机的转子角度，从而实现了更高的成本效益。

Description

估算电机中的转子角度的设备及方法

相关申请的交叉引用

本申请要求享有于2016年8月17日提交的申请号为10-2016-0104221的韩国专利申请的优先权，所述申请的全部公开通过引用结合于此。

技术领域

本发明涉及一种估算电机中的转子角度的设备和方法，并且更具体地，涉及一种估算电机中转子角度(或转子位置)的设备和方法。

背景技术

在矢量控制方法中，驱动同步电机或感应电机需要用传感器测量转子的角度或转子的转速。

通常，编码器或解析器被广泛用作为测量转子角度或转子转速的传感器。

编码器或解析器等传感器是相对精确的，并且较少被诸如振动和磁场的扰动所影响，但是昂贵。

因此，将昂贵传感器应用于电机系统以估算电机的转子角度导致价格竞争力降低。

发明内容

因此，本发明提供了一种使用低成本巨磁阻(GMR)传感器来估算电机的转子角度的设备和方法。

在一个一般的方面，一种用于估算电机中转子角度的设备包括：传感器，测量包含脉动的电机的旋转角度“θ_in”；D-Q转换器，将所述旋转角度“θ_in”转换为D轴转换角度；以及锁相环(PLL)块，根据PLL算法对所述D轴转换角度执行比例积分控制，以估算所述脉动已去除的旋转角度“θ_out”。

在另一个一般的方面，一种用于估算电机中转子角度的方法包括：使用传感器测量包括脉动的电机的旋转角度“θ_in”；将所述旋转角度“θ_in”转换为可在DQ轴坐标系中表示的D轴转换角度；以及对所述D轴转换角度执行比例积分控制，以估算所述脉动已去除的旋转角度“θ_out”。

从以下详细描述、附图和权利要求书中，其他特征和方面将是显而易见的。

附图说明

图1和2示出了应用于本发明实施例的电机和GMR传感器之间配置结构的示意图。

图3示出了图1和2所示的GMR传感器的角度检测原理的示意图。

图4示出了GMR传感器中内建的数字信号处理器(DSP)的输入和输出的示意图。

图5示出了包含于GMR传感器的输出中的脉动成分的波形图。

图6示出了根据本发明实施例去除包含于由GMR传感器测量的旋转角度中的脉动所用的信号处理单元的内部配置的框图。

图7和8是根据本发明实施例实现锁相环(PLL)时的优点的波德图。

图9示出了从现有技术中包含脉动的转子旋转角度以及本发明实施方式中已去除脉动的转子旋转角度而获得的转速的波形图。

图10是现有技术中基于包含脉动的旋转角度来控制电机时所显示的电机的相电流波形。

图11是本发明实施例中基于已去除脉动的旋转角度来控制电机时所显示的电机的相电流波形。

图12示出了根据本发明实施例估算电机中转子角度的方法的流程图。

具体实施方式

将通过参照附图描述的以下实施例来阐明本发明的优点和特征及其实现方法。然而，本发明可以以不同的形式实施，并且不应被解释为限于本文所阐述的实施例。相反，提供这些实施例是为了让本公开变得彻底和完整，能向本领域技术人员充分地传达本发明的范围。此外，本发明仅由权利要求的范围限定。相同或相似的附图标记始终表示相同或相似的要素。

本发明提供一种电机系统，其使用低成本GMR传感器来估算转子的旋转角度，以降低使用昂贵的传感器来估算转子的旋转角度的电机系统的代价。

此外，本发明提供一种使用GMR传感器去除包括在角度测量值中的由磁通量干扰或轴偏而引起的脉动的算法。

在下文中，将参照附图详细描述本发明的示例性实施例。

图1和2示出了应用于本发明实施例的电机和GMR传感器之间的配置结构的示意图。

参照图1和2，电机10可以包含传递动力的轴1。

GMR传感器20可与轴1的一端间隔开一定的间距。

永磁体2可以附接在轴1的端部上，以便GMR传感器20测量为控制电机10的转矩或速度所需的转子的角度。

永磁体2的磁化方向可以是垂直于轴1的方向。

图3示出了图1和图2所示的GMR传感器的角度检测原理的示意图。

参照图3，当永磁体2生成的磁通量(图1的3)被施加到GMR传感器20时，包含在GMR传感器20中的铁磁性合金21的电阻值R可能变化。铁磁性合金21可以是例如坡莫合金。

电阻值“R”可以由在铁磁性合金21中流动的电流矢量“I”16和基于外部磁通量7的磁化矢量“M”8的夹角度“α”表示。电阻值“R”和夹角度“α”之间的关系可以表示为以下等式(1)：

R＝R₀+ΔR₀cos²(α)

α＝0，电阻值最大 (1)

α＝90，电阻值最大

其中R₀表示铁磁性合金21的初始电阻值。

图4示出了相关技术的GMR传感器中内建的数字信号处理器(DSP)23的输入和输出的示意图。

参照图4，当从等式(1)计算出的夹角度“α”被输入到DSP 23时，DSP 23可以执行从夹角度“α”估算旋转角度“θ_in”的处理操作。

图5示出了包含于相关技术的GMR传感器的输出中的脉动成分的波形图。

参照图5，在永磁体2和GMR传感器20之间施加外部磁通量，并且为此，可能发生干扰，或者轴1可能发生弯曲或轴偏。在这种情况下，可能在GMR传感器20的输出脉动中产生脉动。

也就是说，即便转子的旋转是恒定的，如图5所示，脉动被示出为上下移动、但在GMR传感器20的每个输出脉动的增加周期内不增加的波形。脉动引起由GMR传感器20测量的旋转角度的误差。

在下文中，将详细描述根据本发明的实施例使用PLL算法去除脉动的详细方法。

图6示出了根据本发明实施例用于去除包含于由GMR传感器测量的旋转角度中的脉动的信号处理单元的内部配置的框图。

参照图6，信号处理单元可以包括正弦值计算器110、余弦值计算器120、D-Q转换器130和PLL块170。PLL块170可以包括比例积分(PI)控制器140、加法器150和积分器160。

由GMR传感器20测量的旋转角度“θ_in”可以被输入到正弦值计算器110和余弦值计算器120。这里，作为GMR传感器20的测量结果的旋转角度“θ_in”可以包含不含脉动的第一旋转角度“θ_exact”和含有在输出脉动的上升周期中产生的脉动的第二旋转角度“θ_ripple”，如图5所示。这表示为“θ_in＝θ_exact+θ_fipple”。

正弦值计算器110可以使用正弦函数“sin()”来计算输入旋转角度“θ_in”的正弦值“f_α”。这可以表示为“f_α＝sin(θ_in)”。计算出的正弦值“f_α”可以被输入到D-Q转换器130。

余弦值计算器120可以使用余弦函数“cos()”来计算输入旋转角度“θ_in”的负(-)余弦值“f_β”。这可以表示为“f_β＝-cos(θ_in)”。计算出的余弦值“f_β”可以被输入到D-Q转换器130。

D-Q转换器130可通过使用旋转变换矩阵，将输入正弦值“f_α＝sin(θ_in)”和输入余弦值“f_β＝-cos(θ_in)”分别旋转变换为可在DQ轴上表示的D轴转换角度“f_d”和Q轴转换角度“f_q”。这可以表示为以下等式(2)：

其中表示基于PLL块170的输出角度“θ_out”的旋转转换矩阵。

在通过D-Q转换器130转换而获得的结果中，D轴转换角度“f_d”可以表示为以下等式(3)：

f_d＝cos(θ_out)sin(θ_in)-sin(θ_out)cos(θ_in)＝sin(θ_in-θ_out)≈θ_in-θ_out (3)

根据等式(3)，基于三角度函数关系式，D轴转换角度“f_d”可以表示为“sin(θ_in-θ_out)”，并且当由GMR传感器20测量的旋转角度“θ_in”和PLL块170的输出角度“θ_out”之间的差值很小时，D轴转换角度“f_d”可以近似为“θ_in-θ_out”。“θ_in-θ_out”可以视为估算误差，并且可以被输入到PI控制器140。

PI控制器140可以执行PI控制(减小到0的控制)，用于相对于输入D轴转换角度“f_d”减少转换角度“f_d”的估算误差，以计算转子角速度“ω”，其被控制以使得PLL块170的输出角度“θ_out”跟踪由GMR传感器20测量的旋转角度θ_in，并且可以将计算出的转子角速度“ω”输入加法器150。

加法器150可以将输入转子角速度ω与同步速度“ω_m”相加，以计算出和值“ω+ω_m”，并且可以将和值“ω+ω_m”输入积分器160。这里，同步速度“ω_m”可以是电机10的电转子角速度，并且可以从由GMR传感器20测量的旋转角度θ_in计算。

在细节上，使用低通滤波器(LPF)，可以通过对表示由GMR传感器20测量的旋转角度“θ_in”的输出脉动的频率和由电机10的刺激次数(stimulus number)计算而得的转子角速度进行滤波来计算同步速度“ω_m”。计算同步速度“ω_m”的操作可以由微型计算机(未示出)执行。

同步速度“ω_m”可以从刺激次数和输出脉动的频率计算，而与GMR传感器20输出的输出脉动中包括的脉动成分无关，并且因此可以用作为降低估算误差的参考值。

积分器160可以对转子角速度“ω”和同步速度“ω_m”相加获得的和值进行积分，以计算具有减小的估算误差的转子的旋转角度“θ_out”，即具有高频脉动成分的转子的旋转角度“θ_out”，该高频脉动分量包含于由GMR传感器10测量的转子的旋转角度“θ_in”中并且已被减小。可以由元件140、150和160执行的一系列处理操作可以重复，直到转子的计算的旋转角度“θ_out”可以被反馈到D-Q转换器130，并且包含于由GMR传感器10测量的转子的旋转角度“θ_in”中的高频脉动成分被完全去除。

如上所述，由于包含PI控制器140的PLL块170的跟踪能力，从PLL块170输出的旋转角度“θ_out”可以跟踪由GMR传感器10测量的转子的旋转角度“θ_in”。

也就是说，PLL块170的输出可以跟踪在与电气角速度旋转相同的同步坐标系(或DQ轴坐标系)中线性增加的输入值。在这种情况下，包含于由GMR传感器10测量的旋转角度“θ_in”中的高频脉动成分就被从PLL块170输出的转子的旋转角度“θ_out”中去除。PLL块170的PLL结构可以符合正交PLL结构。

图7和8是根据本发明的实施例实现锁相环(PLL)时的优点的波德图。

在图7和8中，曲线G1示出的脉动频带是同步速度“ω_m”的同步频率的1/5，并且曲线G2示出了同步速度“ω_m”的频带。而且，曲线图G3示出了相对于低通滤波器(LPF)的增益的频率响应。

已显示电脉动频带的周期与电机的机械角度相同。例如，当电机的刺激次数为2P并且同步频率为ω_f时，脉动频率“ω_γ”可以表示为以下等式(4)：

如果具有曲线G3所示的频率响应的低通滤波器被设计用于使用通用PLL来去除脉动频带，则同步频带而不是脉动频带对应于高频范围，这导致同步频率被去除的问题。

另一方面，使用根据本发明的实施例的同步坐标系PLL解决了该问题。同步坐标系PLL可以对同步频率执行D-Q转换，以将同步频率移动到直流(DC)频带，如图8的曲线G4所示。

由于D-Q转换不会将脉动频率转换成DC成分，如图8的曲线G1所示，脉动频率位于同步频率的1/5的频带处。在图8中，曲线G6示出了相对于用于去除脉动频带的低通滤波器的增益的频率响应。

在同步坐标系PLL中，与应用通用PLL的情况不同，由于是脉动频率而不是同步频率位于高频范围处，因此使用低通滤波器仅会消除脉动频率。也就是说，在PI控制器的增益中，可以将转换成DC频带的同步频带G4与脉动频带27之间的频带值设置为截止频率，以便去除包含于表示由GMR传感器测量的旋转角度“θ_in”的输出脉动中的脉动成分。

如上所述，使用GMR传感器，当从由GMR传感器测量的角度去除脉动时，电机的控制被稳定，并且实现了增强的电机控制。

为此，申请人发明了一种消除包含于由GMR传感器测量的角度中的脉动的方法，从而稳定和增强电机的输出。此结果可在图9至11中查验。

图9示出了将包含脉动的转子旋转角度和已在本发明实施例中去除脉动的转子旋转角度求微分而获得的转速的波形图。

参照图9，波形29显示的是通过将GMR传感器测量的转子的转速微分而得的、现有技术中包含200rpm的脉动的转子的转速的波形，而波形30显示的是通过应用根据本发明的实施例的PLL，将GMR传感器测量的转子的转速微分而得的、已经去除脉动的转子的转速的波形。波形31是通过放大包含200rpm的脉动的波形29而获得的波形，而波形32是通过放大不含脉动的波形30而获得的波形。

图10显示的是基于包含脉动的旋转角度来控制电机时的电机的相电流波形。

参照图10，当使用包括脉动的转速来控制电机时，如在波形33中所见，可以看出在相电流波形中发生了畸变。

图11显示的是本发明的实施例中的基于脉动已去除的旋转角度来控制电机时的电机的相电流波形。

参照图11，当基于已使用根据本发明实施例的PLL去除脉动的旋转角度来控制电机时，如在波形34中所见，可以看出脉动被有效地从相电流中去除。

图12示出了根据本发明的实施例估算电机中的转子角度的方法的流程图。

参照图12，首先，在步骤S110，可以执行使用传感器测量包括脉动的电机的旋转角度“θ_in”的操作。测量旋转角度“θ_in”的方法可以使用例如巨磁阻(GMR)传感器。

随后，在步骤S120，可以执行将旋转角度“θ_in”转换为可在DQ轴坐标系中表示的D轴转换角度的操作。该转换操作可以包括反馈旋转角度“θ_out”的操作、生成包含旋转角度“θ_out”的余弦函数和正弦函数的旋转转换矩阵的操作、以及使用生成的旋转转换矩阵将旋转角度“θ_in”转换为包含旋转角度“θ_in”和旋转角度“θ_out”之间的估算误差“θ_in-θ_out”的D轴转换角度。

随后，在步骤S130，可以执行对D轴转换角度执行比例积分控制以估算脉动已去除的旋转角度“θ_out”的操作。这里，比例积分控制的增益可以是当同步速度的频带和脉动的频带之间的频带值被设置为截止频率时的增益。估算操作可以包括执行用于将包含于D轴转换角度中的估算误差“θ_in-θ_out”控制为0以计算被控制以让旋转角度“θ_out”跟踪旋转角度“θ_in”的转子角速度“ω”的比例积分控制的操作，将转子角速度“ω”与同步速度“ω_m”相加的操作，以及对转子角速度“ω”和同步速度“ω_m”相加获得的和值进行积分以计算脉动已去除的旋转角度“θ_out”的操作。在这种情况下，同步速度“ω_m”可以通过低通滤波器(LPF)对表示由传感器测量的旋转角度”θ_in”的输出脉动的频率和由电机的刺激次数计算的转子角速度进行滤波来获得。

根据本发明的实施例，可以使用PLL去除包含于由GMR传感器测量的角度中的脉动，由此稳定和增强电机输出。

上面已经描述了许多典型实施例。然而，应当理解的是，可以进行各种修改。例如，如果以不同的顺序执行描述的技术，和/或将所述系统、架构、设备或电路中的组件以不同的方式组合和/或以其他组件或/他们的等同物替换，可以得到合适的结果。因此，其他实施方式就在所附权利要求的范围内。

Claims (10)

1.一种用于估算电机中转子角度的设备，所述设备包括：

传感器，测量包含脉动的电机的旋转角度“θ_in”；

D-Q转换器，将所述旋转角度“θ_in”转换为D轴转换角度；以及

锁相环PLL块，根据PLL算法对所述D轴转换角度执行比例积分控制，以估算所述脉动已去除的旋转角度“θ_out”。

2.根据权利要求1所述的设备，其中所述传感器是巨磁阻GMR传感器。

3.根据权利要求1所述的设备，其中由所述PLL块估算的旋转角度“θ_out”被反馈到所述D-Q转换器，并且使用包含所述旋转角度“θ_out”的余弦函数和正弦函数的旋转转换矩阵，所述D-Q转换器将旋转角度“θ_in”转换为所述D轴转换角度。

4.根据权利要求1所述的设备，其中所述PLL块包括：

比例积分控制器，执行所述比例积分控制将包含于所述D轴转换角度中的估算误差“θ_in-θ_out”控制为0以计算转子角速度“ω”，所述转子角速度“ω”被控制为使所述旋转角度“θ_out”跟踪所述旋转角度“θ_in”；

加法器，将所述转子角速度“ω”与同步速度“ω_m”相加；以及

积分器，对所述转子角速度“ω”与所述同步速度“ω_m”相加获得的和值进行积分，以计算所述脉动已去除的所述旋转角度“θ_out”，并且

所述同步速度“ω_m”是通过低通滤波器LPF对表示由所述传感器测量的所述旋转角度“θ_in”的输出脉动的频率和由所述电机的刺激次数计算的转子角速度进行滤波而获得的值。

5.根据权利要求4所述的设备，其中所述比例积分控制器的增益是当所述同步速度的频带和所述脉动的频带之间的频带值被设置为截止频率时的增益。

6.一种用于估算电机中转子角度的方法，所述方法包括：

使用传感器测量包括脉动的电机的旋转角度“θ_in”；

将所述旋转角度“θ_in”转换为可在DQ轴坐标系中表示的D轴转换角度；以及

对所述D轴转换角度执行比例积分控制，以估算所述脉动已去除的旋转角度“θ_out”。

7.根据权利要求6所述的方法，其中所述测量包括使用巨磁阻GMR传感器来测量所述旋转角度“θ_in”。

8.根据权利要求6所述的方法，其中所述转换包括：

反馈所述旋转角度“θ_out”；

生成包含所述旋转角度“θ_out”的余弦函数和正弦函数的旋转转换矩阵；以及

使用所述生成的旋转转换矩阵，将所述旋转角度“θ_in”转换为包含所述旋转角度“θ_in”与所述旋转角度“θ_out”之间的估算误差“θ_in-θ_out”的所述D轴转换角度。

9.根据权利要求6所述的方法，其中所述估算包括：

执行所述比例积分控制将包含于所述D轴转换角度中的估算误差“θ_in-θ_out”控制为0以计算转子角速度“ω”，所述转子角速度“ω”被控制为使所述旋转角度“θ_out”跟踪所述旋转角度“θ_in”；

将所述转子角速度“ω”与同步速度“ω_m”相加；以及

对所述转子角速度“ω”与所述同步速度“ω_m”相加获得的和值进行积分，以计算所述脉动已去除的所述旋转角度“θ_out”，并且

通过低通滤波器LPF对表示由所述传感器测量的所述旋转角度“θ_in”的输出脉动的频率和由所述电机的刺激次数计算的转子角速度进行滤波来获得所述同步速度“ω_m”。

10.根据权利要求6所述的方法，其中所述比例积分控制器的增益是当所述同步速度的频带和所述脉动的频带之间的频带值被设置为截止频率时的增益。