KR20180019920A - 전동기의 회전자 각도 추정 장치 및 방법 - Google Patents

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Abstract

전동기의 회전자 각도 추정 장치가 제공된다. 이 장치는 맥동이 포함된 전동기의 회전각도(θin)를 측정하는 센서, 상기 회전각도(θin)를 D축 성분의 변환각도로 변환하는 D-Q 변환기 및 상기 D축 성분의 변환각도에 대해 위상동기루프 알고리즘에 따라 비례 적분 제어를 수행하여 상기 맥동이 제거된 회전각도(θout)를 추정하는 위상 동기 루프 블록을 포함한다.

Description

전동기의 회전자 각도 추정 장치 및 방법{DEVICE AND METHOD FOR ESTIMATING ROTOR ANGLE IN MOTOR}
본 발명은 전동기의 회전자 각도 추정 방법에 관한 것으로, 특히, 전동기의 회전자 각도(회전자의 회전각도)(rotor angle 또는 rotor position)를 센서를 이용하여 추정하는 방법에 관한 것이다.
벡터 제어 방식으로, 동기 전동기(synchronous motor) 또는 유도 전동기(induction motor)를 구동시키기 위해서는, 회전자의 각도 또는 회전자의 회전속도를 측정할 수 있는 센서가 필요하다.
회전자의 각도 또는 회전자의 회전속도를 측정하는 센서로, 일반적으로, 엔코더(encoder)나 레졸버(resolver) 등이 널리 사용되고 있다.
엔코더나 레졸버 같은 센서들은 상대적으로 정밀하며 진동 및 자장 등의 외란(disturbance)에 의한 영향을 덜 받는 장점이 있는 반면, 그 가격이 고가인 단점이 있다.
따라서, 전동기의 회전자 각도를 추정하는 전동기 시스템에 고가의 센서들을 적용하는 것은 가격 경쟁력을 떨어트리는 요인이다.
따라서, 본 발명의 목적은 저가의 GMR(Giant Magneto Resistance: 거대 자기 저항) 센서를 이용하여 전동기의 회전자 각도 추정 장치 및 방법을 제공하는 데 있다.
본 발명의 일면에 따른 전동기의 회전자 각도 추정 장치는, 맥동이 포함된 전동기의 회전각도(θin)를 측정하는 센서; 상기 회전각도(θin)를 D축 성분의 변환각도로 변환하는 D-Q 변환기; 및 상기 D축 성분의 변환각도에 대해 위상동기루프 알고리즘에 따라 비례 적분 제어를 수행하여 상기 맥동이 제거된 회전각도(θout)를 추정하는 위상 동기 루프 블록을 포함한다.
본 발명의 다른 일면에 따른 전동기의 회전자 각도 추정 방법은, 센서를 이용하여, 맥동이 포함된 전동기의 회전각도(θin)를 측정하는 단계; 상기 회전각도(θin)를 DQ축 좌표계에서 표현 가능한 D축 성분의 변환각도로 변환하는 단계; 및 상기 D축 성분의 변환각도에 대해 비례 적분 제어를 수행하여 상기 맥동이 제거된 회전각도(θout)를 추정하는 단계를 포함한다.
본 발명에 따르면, 위상동기루프를 이용하여 GMR 센서에 측정한 각도에 포함된 맥동을 제거함으로써, 전동기 출력을 안정화시키고 향상시킬 수 있다.
도 1 및 2는 본 발명에서 사용되는 GMR 센서와 전동기 간의 배치구조를 보여주는 도면이다.
도 3은 도 1 및 2에 도시한 GMR 센서의 각도 검출 원리를 보여주는 도면이다.
도 4는 GMR 센서 내부에 내장된 디지털 신호처리 프로세서(Digital Signal Processor, DSP)의 입력과 출력을 보여주는 도면이다.
도 5는 GMR 센서의 출력에 나타나는 맥동성분을 보여주는 파형도이다.
도 6은 본 발명의 일 실시 예에 따른 GMR 센서에서 측정한 회전각도에 포함된 맥동을 제거하기 위한 신호 처리부의 내부 구성을 보여주는 블록도이다.
도 7 및 8은 본 발명의 일 실시 예에 따라 위상 동기 루프를 구현했을 때의 이점을 보여주는 보데(Bode) 다이어그램이다.
도 9는 종래에 따라 맥동이 존재하는 회전자의 회전각도와 본 발명에 따라 맥동이 제거된 회전자의 회전각도를 각각 회전속도로 나타낸 파형도들이다.
도 10은 종래에 따라 맥동이 있는 회전각도를 사용하여 전동기를 제어한 경우에 나타나는 전동기의 상전류 파형도이다.
도 11은 본 발명에 따라 맥동이 제거된 회전각도를 사용하여 전동기를 제어한 경우에 나타나는 전동기의 상전류 파형도이다.
도 12는 본 발명의 일 실시 예에 따른 전동기의 회전자 각도 추정 방법을 나타내는 순서도이다.
본 발명의 이점 및/또는 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시 예들을 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하에서 개시되는 실시 예들에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 것이며, 단지 본 실시 예들은 본 발명의 개시가 완전하도록 하며, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이며, 본 발명은 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다. 명세서 전체에 걸쳐 동일 참조 부호는 동일 구성요소를 지칭한다.
본 발명은, 고가의 센서를 이용하여 회전자의 회전각도를 추정하는 전동기 시스템의 가격을 낮추기 위해, 상대적으로 저가의 GMR(Giant Magneto Resistance: 거대 자기 저항) 센서를 이용하여 회전자의 회전각도를 추정하는 전동기 시스템을 제공한다.
또한, 본 발명은, GMR 센서의 이용에 따라, 자속 간섭 또는 축 어긋남 (misalignment)에 의해 발생할 수 있는 각도 측정값에 나타나는 맥동을 제거하는 알고리즘을 제공한다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시 예에 대해 상세 설명한다.
도 1 및 2는 본 발명에서 사용되는 GMR 센서와 전동기 간의 배치구조를 보여주는 도면이다.
도 1 및 2를 참조하면, 전동기(10)는 동력을 전달하는 샤프트(1, shaft)를 구비할 수 있다.
GMR 센서(20)가 샤프트(1)의 한쪽 끝단부로부터 일정 간격으로 이격되게 배치될 수 있다.
GMR 센서(20)가 전동기(10)의 토크 혹은 속도 제어에 필요한 회전자의 각도를 측정하기 위해, 샤프트(1)의 끝단부에는 위한 영구 자석(2)이 부착될 수 있다.
영구 자석(2)의 자화 방향(magnetization direction)은 샤프트(1)와 수직한 방향이다.
도 3은 도 1 및 2에 도시한 GMR 센서의 각도 검출 원리를 보여주는 도면이다.
도 3을 참조하면, 영구 자석(2)으로부터 발생한 자속(도 1의 3)이 GMR 센서(20)에 인가될 때, GMR 센서(20) 내부에 구비된 강자성 합금(21)의 저항값이 변동한다. 강자성 합금은, 예를 들면, 퍼멀로이(permalloy) 합금일 수 있다.
저항값(R)은 강자성 합금(21)에 흐르는 전류 벡터 I(6)와 외부 자속 (7)에 의한 자화 벡터 M(8)의 사이각(α)으로 나타낼 수 있다. 아래의 수학식 1은 저항값(R)과 사이각(α) 간의 관계를 나타내는 식이다.
[수학식 1]
R=R0+ΔR0cos2(α)
α= 0, 저항값이 최대
α=90, 저항값이 최대, 여기서, R0는 강자성 합금(21)의 초기 저항값이다.
도 4는 종래의 GMR 센서 내부에 내장된 디지털 신호처리 프로세서(Digital Signal Processor, DSP)의 입출력을 보여주는 도면이다.
도 4를 참조하면, 전술한 수학식1에 의해 계산된 사이각(α)이 DSP(23)에 입력되면, DSP(23)는 상기 사이각(α)으로부터 회전각도(θin)를 추정하는 소정의 처리 동작을 수행한다.
도 5는 종래의 GMR 센서의 출력에 나타나는 맥동을 보여주는 파형도이다.
도 5를 참조하면, 영구 자석(2)과 GMR 센서(20) 사이에는 외부 자속이 인가되어 간섭이 발생하거나 샤프트(1)의 휨 또는 어긋남(shaft misalignment)이 발생할 수 있다. 이 경우, GMR 센서의 출력 펄스에 맥동이 발생할 수 있다.
즉, 맥동은, 회전자의 회전이 일정함에도, 도 5에 도시된 바와 같이, GMR 센서의 각 출력 펄스의 상승구간에서 일정하게 증가하지 못하고 상하로 움직이는 파형으로 나타날 수 있다. 이러한 맥동은 GMR 센서에 의해 측정된 회전각도의 오차를 유발한다.
이하, 본 발명의 위상동기루프 알고리즘(phase locked loop algorithm, PLL algorithm)을 이용하여 맥동을 제거하는 구체적인 방법에 대해 상세히 기술한다.
도 6은 본 발명의 일 실시 예에 따른 GMR 센서에서 측정한 회전각도에 포함된 맥동을 제거하기 위한 신호 처리부의 내부 구성을 보여주는 블록도이다.
도 6을 참조하면, 신호 처리부는 사인값 계산기(110), 코사인값 계산기(120), D-Q 변환기(130) 및 위상 동기 루프 블록(170)을 포함할 수 있으며, 위상 동기 루프 블록(170)은 비례 적분 제어기(Proportional Integral controller: PI controller) (140), 가산기(150) 및 적분기(160)를 포함하도록 구성될 수 있다.
GMR 센서(20)에서 측정한 회전각도(θin)가 사인값 계산기(110)와 코사인값 계산기(120)에 각각 입력된다. 이때, 회전각도(θin)는 맥동이 포함되지 않은 제1 회전각도(θexact)와 도 5에 도시한 바와 같이 GMR 센서(20)의 측정 결과인 출력 펄스의 상승 구간에서 나타나는 맥동이 포함된 제2 회전각도(θripple)를 포함할 수 있다. 이를 식으로 나타내면, "θin = θexact+θripple "와 같다.
사인값 계산기(110)는, 사인 함수(sine function, sin())를 이용하여, 입력된 회전각도(θin)에 대한 사인값(fα)을 계산할 수 있다. 이를 식으로 나타내면, 'fα = sin(θin)'와 같다. 계산된 사인값(fα)은 D-Q 변환기(130)로 입력된다.
코사인값 계산기(120)는, 코사인 함수(cosine function, cos())를 이용하여, 입력된 회전각도(θin)에 대한 음(-)의 코사인값(fβ)을 계산할 수 있다. 이를 식으로 나타내면, "fβ = -cos(θin)"와 같다. 계산된 코사인값(fβ)은 DQ 변환기(130)로 입력된다.
D-Q 변환기(130)는, 회전변환행렬을 이용하여, 입력된 사인값(fα= sin(θin))과 코사인값(fβ = -cos(θin))을 DQ축 좌표계에서 표현 가능한 D축 성분의 변환 각도(fd)와 Q축 성분의 변환 각도(fq)로 회전 변환한다. 이를 식으로 나타내면, 아래의 수학식 2와 같다.
Figure pat00001
여기서, cos(θout), sin(θout), -sin(θout) 및 cos(θout)로 이루어진 행렬은 위상동기루프(170)의 출력(θOUT)에 기반한 회전변환행렬을 나타낸다.
D-Q 변환기(130)에 의해 변환된 결과 중 D축 성분의 변환 각도(fd)을 식으로 나타내면, 아래의 수학식 3과 같다.
Figure pat00002
수학식 3에 따르면, D축 성분의 변환 각도(fd)는 삼각함수 관계식에 따라 "sin(θin - θout)"로 나타낼 수 있으며, GMR 센서(20)에 측정한 회전각도(θin)와 위상동기루프(170)의 출력 각도(θout)의 차이가 근소한 경우, D축 성분의 변환 각도(fd)는 "θin - θout"로 근사화될 수 있다. "θin - θout"는 추정 오차로 간주되며, 위상 동기 루프 블록(170)을 구성하는 비례 적분 제어기(140)로 입력된다.
PI 제어기(140)는 입력된 D축 성분의 변환각도(fd)에 대해 상기 변환각도(fd)의 추정 오차를 줄이는('0'으로 제어하는) PI 제어를 수행하여, 위상 동기 루프 블록의 출력 각도(θout)가 GMR 센서(20)에서 측정한 회전각도(θin)를 추종하도록 제어된 회전자 각속도(ω)를 계산하고, 계산된 회전자 각속도(ω)를 가산기(150)로 입력한다.
가산기(150)는 입력된 회전자 각속도(ω)와 동기속도(ωm)를 가산하고, 가산치(ω+ωm)는 적분기(160)로 입력된다. 여기서, 동기 속도(ωm)는, 전동기(10)의 전기적인 회전자 각속도로서, GMR 센서(20)에서 측정한 회전각도(θin)로부터 계산될 수 있다.
구체적으로, 동기 속도(ωm)는 GMR 센서(20)에서 측정한 회전각도(θin)를 나타내는 출력 펄스의 주파수와 전동기의 자극 수로부터 계산된 회전자 각속도를 저역통과필터(LPF)을 이용하여 필터링하여 계산될 수 있다. 동기 속도(ωm)의 계산 과정은, 마이컴(도시하지 않음)에서 수행될 수 있다.
동기 속도(ωm)는 GMR 센서(20)에서 출력되는 출력 펄스에 나타나는 맥동성분과 무관한 출력 펄스의 주파수와 자극의 수로부터 계산된 것이기 때문에, 추정 오차를 줄일 수 있는 기준값으로 사용될 수 있다.
적분기(160)는 회전자 각속도(ω)와 동기속도(ωm)가 가산된 가산치를 적분하여, 추정오차가 줄어든 회전자의 회전각도(θout), 즉, GMR 센서(10)에 측정한 회전자의 회전각도(θin)에 포함된 고주파 맥동 성분이 줄어든 회전자의 회전각도(θout)를 계산한다. 계산된 회전자의 회전각도(θout)는 위상 동기 루프 블록(170)으로 입력으로 피드백되어, GMR 센서(10)에 측정한 회전자의 회전각도(θin)에 포함된 고주파 맥동 성분이 완전히 제거될 때까지, 각 구성들(140, 150 및 160)에서 수행하는 일련의 처리 동작을 반복한다.
이상 설명한 바와 같이, PI 제어기(140)를 포함하는 위상 동기 루프 블록(170)의 추종 능력(tracking capability) 때문에, 위상 동기 루프 블록(170)에서 출력하는 회전각도(θout)는 GMR 센서(10)에서 측정한 회전자의 회전각도(θin)를 추종하게 된다.
즉, 상기 위상 동기 루프 블록(170)의 출력은 전기각 속도와 동일하게 회전하는 동기 좌표계(또는 DQ 좌표계)에서 선형적으로 증가하는 입력 값을 추종한다. 이 때, 위상 동기 루프 블록(170)에서 출력하는 회전각도(θout)는 GMR 센서에 측정한 회전각도(θin)에 포함된 고주파 맥동 성분은 회전자의 회전각도(θout)에서 사라지게 된다. 한편, 위상 동기 루프 블록(170)의 위상 동기 루프 구조는 quadrature 위상동기루프 구조와 일치한다.
도 7 및 8은 상기와 같이 동기좌표계를 이용해서 위상 동기 루프를 구현하였을 때의 이점을 보여주는 보데(Bode) 다이어그램이다.
도 7 및 8에서, 그래프(G1)는 동기 속도(ωm)의 동기 주파수에 대해 1/5 배를 갖는 맥동 주파수 대역을 나타내고, 그래프(G2)는 동기속도(ωm)의 주파수 대역을 나타낸다. 그리고 그래프는 저역통과필터(LPF)의 이득에 대해 주파수 응답을 나타낸 것이다.
맥동 주파수 대역은 전동기의 기계각과 같은 주기로 나타난다. 예를 들어 전동기의 자극의 수가 2P이고, 동기 주파수가 ωf일 때, 맥동 주파수 ωγ은 다음과 같다.
Figure pat00003
일반 위상동기루프를 사용하여 맥동 주파수 대역을 제거하기 위해 그래프(G3)와 같은 주파수 응답을 갖는 저역통과필터를 설계하면, 맥동 주파수 대역보다 동기 주파수 대역이 더 고주파 영역에 해당하기 때문에 동기 주파수 또한 제거된다는 문제가 있다.
반면, 본 발명의 일 실시 예에 따른 동기 좌표계 위상동기루프를 이용하면, 이러한 문제를 해결할 수 있다. 동기 좌표계 위상동기루프는 동기 주파수를 D-Q변환 하여, 도 8의 그래프(G4)와 같이 직류 주파수 대역으로 옮길 수 있다.
맥동 주파수는 D-Q 변환에 의해 직류 성분으로 변환되지 않기 때문에, 도 8의 그래프(G1)과 같이 원래 동기 주파수의 1/5배가 되는 대역에 존재하게 된다. 도 8에서 그래프(G6)는 맥동 주파수 대역을 제거하기 위한 저역통과필터의 이득에 대해 주파수 응답을 나타낸 것이다.
일반 위상동기루프를 적용한 경우와 달리 동기 좌표계 위상동기루프에서는 동기 주파수보다 맥동 주파수가 고주파 영역에 존재하기 때문에 저역통과필터를 적용하여 맥동 주파수만 제거할 수 있다. 즉, GMR 센서에 측정한 회전각도(θin)를 나타내는 출력 펄스에 포함된 맥동 성분을 제거하기 위해서는 PI 제어기의 이득은 직류로 변환된 동기 주파수 대역(G4)과 맥동 주파수 대역(27)의 사이의 대역 값을 차단주파수로 설정될 수 있다.
이상 설명한 바와 같이, GMR 센서를 이용하여, 전동기 제어에서는, 사용한 전동기 제어에서는, GMR 센서에서 측정한 각도에서는 맥동이 제거되어야 안정되고 향상된 전동기 제어가 가능하다.
이러한 목적에 따라, 본 출원인은 위상동기루프를 이용하여 GMR 센서에서 측정한 각도에 포함된 맥동을 제거하는 방법을 발명함으로써, 전동기 출력을 안정화시키고 향상시킬 수 있다. 이러한 바람직한 결과는 도 9 내지 11에서 확인할 수 있다.
도 9는 맥동이 존재하는 회전자의 회전각도와 본 발명에 따라 맥동이 제거된 회전자의 회전각도를 각각 미분하여 회전속도로 나타낸 파형도들이다.
도 9를 참조하면, 참조번호 29의 파형은 GMR 센서에서 측정한 회전자의 회전각도를 미분하여 200 rpm의 맥동이 존재하는 종래의 회전자의 회전속도를 나타낸 파형이며, 참조번호 30의 파형은 본 발명의 위상동기루프를 적용하여 GMR 센서에서 측정한 회전자의 회전각도를 미분하여 맥동 성분이 제거된 회전자의 회전속도로 나타낸 파형이다. 참조번호 31의 파형은 200 rpm의 맥동이 있는 파형(29)를 확대한 파형이고, 참조번호 32는 맥동이 없는 파형(30)을 확대한 파형이다.
도 10은 맥동이 있는 회전각도를 사용하여 전동기를 제어한 경우에 나타나는 전동기의 상전류 파형도이다.
도 10을 참조하면, 맥동이 존재하는 회전각도를 사용하여, 전동기 제어한 경우, 참조번호 33의 파형에서 볼 수 있듯이 상 전류 파형에 왜곡이 있음을 알 수 있다.
도 11은 본 발명에 따라 맥동이 제거된 회전각도를 사용하여 전동기를 제어한 경우에 나타나는 전동기의 상 전류 파형도이다.
도 11을 참조하면, 본 발명의 위상동기루프를 이용하여 맥동이 제거된 회전각도를 사용하여 전동기를 제어한 경우 참조번호 34의 파형에서 볼 수 있듯이 상 전류 왜곡을 효과적으로 제거할 수 있음을 알 수 있다.
도 12는 본 발명의 일 실시 예에 따른 전동기의 회전자 각도 추정 방법을 나타내는 순서도이다.
도 12를 참조하면, 단계 S110에서, 센서를 이용하여, 맥동이 포함된 전동기의 회전각도(θin)를 측정하는 단계를 수행한다.
이어, 단계 S120에서, 상기 회전각도(θin)를 DQ축 좌표계에서 표현 가능한 D축 성분의 변환각도로 변환하는 단계를 수행한다.
이어, 단계 S130에서, 상기 D축 성분의 변환각도에 대해 비례 적분 제어를 수행하여 상기 맥동이 제거된 회전각도(θout)를 추정하는 단계를 수행한다.
이상에서 본 발명에 대하여 실시예를 중심으로 설명하였으나 이는 단지 예시일 뿐 본 발명을 한정하는 것이 아니며, 본 발명이 속하는 분야의 통상의 지식을 가진 자라면 본 발명의 본질적인 특성을 벗어나지 않는 범위에서 이상에 예시되지 않은 여러 가지의 변형과 응용이 가능함을 알 수 있을 것이다. 예를 들어, 본 발명의 실시 예에 구체적으로 나타난 각 구성 요소는 변형하여 실시할 수 있는 것이다. 그리고 이러한 변형과 응용에 관계된 차이점들은 첨부된 청구 범위에서 규정하는 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다

Claims (10)

  1. 맥동이 포함된 전동기의 회전각도(θin)를 측정하는 센서;
    상기 회전각도(θin)를 D축 성분의 변환각도로 변환하는 D-Q 변환기; 및
    상기 D축 성분의 변환각도에 대해 위상동기루프 알고리즘에 따라 비례 적분 제어를 수행하여 상기 맥동이 제거된 회전각도(θout)를 추정하는 위상 동기 루프 블록;
    을 포함하는 전동기의 회전자 각도 추정 장치.
  2. 제1항에서, 상기 센서는,
    거대 자기 저항(Giant Magneto Resistance: GMR) 센서임을 특징으로 하는 전동기의 회전자 각도 추정 장치.
  3. 제1항에서, 상기 D-Q 변환기는,
    상기 위상 동기 루프 블록에서 추정한 상기 회전각도(θout)를 피드백 받고, 상기 회전각도(θout)에 대한 코사인 함수 및 사인 함수로 이루어진 회전변환행렬을 이용하여 상기 회전각도(θin)를 상기 D축 성분의 변환각도로 변환함을 특징으로 하는 전동기의 회전자 각도 추정 장치.
  4. 제1항에서, 상기 위상 동기 루프 블록은,
    상기 D축 성분의 변환각도에 포함된 추정 오차(θin-θout)를 '0'으로 제어하는 상기 비례 적분 제어를 수행하여, 상기 회전각도(θout)가 회전각도(θin)를 추종하도록 제어된 회전자 각속도(ω)를 계산하는 비례 적분 제어기;
    상기 회전자 각속도(ω)와 동기속도(ωm)를 가산하는 가산기;
    상기 회전자 각속도(ω)와 상기 동기속도(ωm)를 가산한 가산치를 적분하여, 상기 맥동이 제거된 회전각도(θout)를 계산하는 적분기를 포함하고,
    상기 동기속도(ωm)는,
    상기 센서에서 측정한 회전각도(θin)를 나타내는 출력 펄스의 주파수와 전동기의 자극 수로부터 계산된 회전자 각속도를 저역통과필터(LPF)에 의해 필터링된 값임을 특징으로 하는 전동기의 회전자 각도 추정 장치.
  5. 제4항에서, 상기 비례 적분 제어기의 이득은,
    상기 동기속도의 주파수 대역과 상기 맥동의 주파수 대역 사이의 대역값을 차단주파수로 하는 이득임을 특징으로 하는 전동기의 회전자 각도 추정 장치.
  6. 센서를 이용하여, 맥동이 포함된 전동기의 회전각도(θin)를 측정하는 단계;
    상기 회전각도(θin)를 DQ축 좌표계에서 표현 가능한 D축 성분의 변환각도로 변환하는 단계; 및
    상기 D축 성분의 변환각도에 대해 비례 적분 제어를 수행하여 상기 맥동이 제거된 회전각도(θout)를 추정하는 단계;
    를 포함하는 전동기의 회전자 각도 추정 방법.
  7. 제6항에서, 상기 측정하는 단계는,
    거대 자기 저항(Giant Magneto Resistance: GMR) 센서를 이용하여 회전각도(θin)를 측정하는 단계임을 특징으로 하는 전동기의 회전자 각도 추정 방법.
  8. 제6항에서, 상기 변환하는 단계는,
    상기 회전각도(θout)를 피드백 받는 단계;
    상기 회전각도(θout)에 대한 코사인 함수 및 사인 함수로 이루어진 회전변환행렬을 생성하는 단계; 및
    상기 생성된 회전변환행렬을 이용하여, 상기 회전각도(θin)를 상기 회전각도(θin)와 상기 회전각도(θout) 간의 추정 오차(θin-θout)를 포함하는 상기 D축 성분의 변환각도로 변환하는 단계
    를 포함함을 특징으로 하는 전동기의 회전자 각도 추정 방법.
  9. 제6항에서, 상기 추정하는 단계는,
    상기 D축 성분의 변환각도에 포함된 추정 오차(θin-θout)를 '0'으로 제어하는 상기 비례 적분 제어를 수행하여, 상기 회전각도(θout)가 회전각도(θin)를 추종하도록 제어된 회전자 각속도(ω)를 계산하는 단계;
    상기 회전자 각속도(ω)와 동기속도(ωm)를 가산하는 단계; 및
    상기 맥동이 제거된 회전각도(θout)를 계산하도록 상기 회전자 각속도(ω)와 상기 동기속도(ωm)를 가산한 가산치를 적분하는 단계를 포함하고,
    상기 동기속도(ωm)는,
    상기 센서에서 측정한 회전각도(θin)를 나타내는 출력 펄스의 주파수와 전동기의 자극 수로부터 계산된 회전자 각속도를 저역통과필터(LPF)로 필터링한 것임을 특징으로 하는 전동기의 회전자 각도 추정 방법.
  10. 제6항에서, 상기 비례 적분 제어의 이득은,
    상기 동기속도의 주파수 대역과 상기 맥동의 주파수 대역 사이의 대역값을 차단주파수로 하는 이득임을 특징으로 하는 전동기의 회전자 각도 추정 방법.
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