CN104935222B - 一种无刷双馈感应发电机转速估计系统 - Google Patents

Abstract

一种无刷双馈感应发电机的转速估计系统，属于无刷双馈感应发电机控制技术领域，目的在于省去无刷双馈感应发电机控制系统中的转速传感器和转子位置传感器，提高无刷双馈感应发电机运行的鲁棒性，降低系统的硬件成本和维护成本。本发明包括电压变换模块、电流变换模块、PW电压正序基波提取器、CW电流基波提取器、电压幅值归一化模块、电流幅值归一化模块、相位混合器和转子位置锁相环。本发明既适用于无刷双馈感应发电机独立发电模式，也适用于并网发电模式；既能用于无刷双馈感应发电机空载运行时的转速估计，也能用于带三相对称负载、不对称负载以及整流桥负载时的转速估计。

Description

一种无刷双馈感应发电机转速估计系统

技术领域

本发明属于无刷双馈感应发电机控制技术领域，具体涉及一种无刷双馈感应发电机的转速估计系统。

背景技术

无刷双馈感应发电机是近年来发展起来的一种新型交流感应发电机，与有刷双馈感应发电机相比，无刷双馈感应发电机取消了电刷和滑环，具有结构简单且可靠性高的优点，既能实现独立发电也能实现并网发电，在船舶轴带发电、风力发电、水力发电等领域具有显著的应用优势。无刷双馈感应发电机具有两套极对数不同的定子绕组和一个特殊的转子。这两套定子绕组分别称为功率绕组(power winding，以下简称PW)和控制绕组(controlwinding，以下简称CW)，它们之间没有直接的电联系，而是通过转子实现两者之间的磁耦合。

要实现对无刷双馈感应发电机进行有效的控制，对其转速的准确获取是必不可少的环节。现有获取无刷双馈感应发电机转速的系统都是通过速度传感器来进行测量，或通过位置传感器测量出转子位置信号后再进一步处理得到转速。然而，速度传感器或位置传感器的安装会给整个发电系统带来不良影响，主要有以下几个方面的问题：

(1)增加了系统硬件的成本和复杂性以及硬件维护成本；

(2)速度传感器和位置传感器容易受工作环境的影响，而无刷双馈感应发电机的运行环境往往比较恶劣，因此速度或位置传感器的安装降低了系统的可靠性；

(3)在电机轴上安装速度或位置传感器会增大电机轴向体积，降低了系统的机械鲁棒性；

(4)如果速度传感器或位置传感器与电机轴的同心度不高，会影响传感器的寿命以及转速或转子位置的测量精度，这对传感器安装的同心度提出了极高的要求。

因此，为了提高无刷双馈感应发电机运行的鲁棒性，降低系统的硬件成本，有必要设计出新的系统来估计无刷双馈感应发电机的转速。

以下对本发明中有关概念加以解释：

abc坐标系：为电机控制中常用概念，具有相交于原点的a轴、b轴和c轴三个坐标轴，这三个坐标轴在空间静止且互差120度对称分布，按顺时针方向，依次为a轴、b轴和c轴；

两相静止坐标系：为电机控制中常用概念，具有相交于原点的α轴和β轴两个坐标轴，这两个坐标轴在空间静止且互差90度，按逆时针方向，依次为α轴和β轴；

本发明中，α轴和a轴重合；

电压正序基波分量：当三相电压不平衡时，它可以分解为正序分量、负序分量和零序分量；各分量中均包含基波分量和谐波分量，电压正序基波分量是指电压正序分量中滤除了谐波分量之后的部分；

电流基波分量：电流包括基波分量和谐波分量，电流基波分量是指电流中滤除了谐波分量之后的部分；

PI控制器：为电机控制中常用概念，本发明中第一PI控制器、第二PI控制器的形式均为其中，kp为比例增益，ki为积分增益，s为拉普拉斯算子，它对控制目标的给定值与反馈值之间的偏差分别进行PI控制器所给出的比例运算和积分运算，然后将比例运算和积分运算的结果相加构成控制量，对被控对象进行控制。kp及ki的调试方法为：

先将ki设为0，然后逐渐增大kp直到控制目标出现超调为止，kp不再变化，然后再逐渐增大ki，直到控制目标的调节时间达到用户的需求为止。

发明内容

本发明提供一种无刷双馈感应发电机转速估计系统，目的在于省去无刷双馈感应发电机控制系统中的转速传感器和转子位置传感器，提高无刷双馈感应发电机运行的鲁棒性，降低系统的硬件成本和维护成本，以实现无刷双馈感应发电机在独立和并网发电模式下空载、带三相对称负载、不对称负载和整流桥负载等各种工况下都能对转速进行准确估计。

本发明所提供的一种无刷双馈感应发电机转速估计系统，其包括电压变换模块、电流变换模块、PW电压正序基波提取器、CW电流基波提取器、电压幅值归一化模块、电流幅值归一化模块、相位混合器和转子位置锁相环；

所述电压变换模块将abc坐标系下的PW的a相电压u_1a、b相电压u_1b和c相电压u_1c变换为两相静止坐标系下的α轴电压分量u_1α和β轴电压分量u_1β，送至所述PW电压正序基波提取器；

所述电流变换模块将abc坐标系下的CW的a相电流i_2a、b相电流i_2b和c相电流i_2c变换为两相静止坐标系下的α轴电流分量i_2α和β轴电流分量i_2β，送至所述CW电流基波提取器；

所述PW电压正序基波提取器对u_1α和u_1β滤除谐波的同时提取出正序基波α轴分量和正序基波β轴分量送至所述电压幅值归一化模块，以避免PW电压畸变对无刷双馈感应发电机转速估计精度的影响；所述PW电压正序基波提取器同时还求出PW电压正序基波的估计频率送至CW电流基波提取器；

所述CW电流基波提取器首先根据和无刷双馈感应发电机的转速估计值计算CW电流基波频率的估计值然后根据对i_2α和i_2β进行自适应滤波得到CW电流基波α轴分量i_2αf和CW电流基波β轴分量i_2βf，送至所述电流幅值归一化模块，以避免CW电流中的谐波对无刷双馈感应发电机转速估计精度的影响；

所述电压幅值归一化模块将和归一化为幅值为1的余弦量cosθ₁和正弦量sinθ₁：

其中θ₁为PW电压正序基波的真实相位；

所述电流幅值归一化模块将i_2αf和i_2βf归一化为幅值为1的余弦量cosθ₂和正弦量sinθ₂：

其中θ₂为CW电流基波的真实相位；

所述电压幅值归一化模块和电流幅值归一化模块可以使得转子位置锁相环中的PI控制器的性能不受PW电压幅值和CW电流幅值变化的影响，保证了本发明的鲁棒性；

所述相位混合器计算正弦值sin(θ₁+θ₂)和余弦值cos(θ₁+θ₂)，并将它们送至所述转子位置锁相环；

所述转子位置锁相环根据sin(θ₁+θ₂)和cos(θ₁+θ₂)得到无刷双馈感应发电机的转速估计值

所述的无刷双馈感应发电机转速估计系统，其特征在于：

所述PW电压正序基波提取器包括第一广义积分器、第二广义积分器、正序分量计算模块、PW电压锁相环；

第一广义积分器滤除u_1α中的高次谐波得到α轴电压基波分量u_1αf，并对其进行90°的相角偏移，得到α轴移相电压基波分量qu_1αf，将u_1αf和qu_1αf送至正序分量计算模块；

所述第一广义积分器为自适应二阶广义积分器，包括加法器A1、比例器P1、加法器A2、比例器P2、比例器P3、积分器I1和积分器I2；

u_1α和u_1αf输入加法器A1，进行u_1α-u_1αf运算，其运算结果送入比例器P1，比例器P1的运算结果k×(u_1α-u_1αf)与比例器P3的运算结果qu_1αf送入加法器A2，加法器A2的运算结果k×(u_1α-u_1αf)-qu_1α送至比例器P2，比例器P2的运算结果经积分器I1进行积分运算后得到α轴电压基波分量u_1αf，u_1αf输出至正序分量计算模块，同时送至积分器I2做积分运算，其运算结果送至比例器P3，与PW电压正序基波分量的估计频率相乘后，比例器P3输出结果为α轴移相电压基波分量qu_1αf，qu_1αf输出至正序分量计算模块，同时还送至加法器A2；其中，为第一广义积分器的谐振频率，0＜阻尼系数k＜2，k值越大，第一广义积分器的响应越快，但滤波效果越差，折中考虑，一般选取

第二广义积分器滤除u_1β中的高次谐波得到β轴电压基波分量u_1βf，并对其进行90°的相角偏移，得到β轴移相电压基波分量qu_1βf，将u_1βf和qu_1βf送至正序分量计算模块；

所述第二广义积分器与第一广义积分器组成完全相同，区别仅在于以u_1β、u_1βf、qu_1βf分别代替u_1α、u_1αf、qu_1αf；

正序分量计算模块计算正序基波α轴分量和正序基波β轴分量并将它们送至PW电压锁相环；

所述PW电压锁相环包括乘法器M1、乘法器M2、加法器A3、第一正弦计算器、第一余弦计算器、第一PI控制器、加法器A4和积分器I3，

分别将和表示为和其中，表示PW电压正序基波分量的幅值，θ₁表示PW电压正序基波分量的真实相位值；

和分别输入乘法器M1、乘法器M2，第一正弦计算器计算相位估计值的正弦值送至乘法器M1，第一余弦计算器计算相位估计值的余弦值送至乘法器M2；乘法器M1将作为加法器A3的一个输入，乘法器M2将作为加法器A3的另一个输入，加法器A3进行运算：

结果输出至第一PI控制器；第一PI控制器通过调节为0从而得到频率增量△ω₁送至加法器A4；加法器A4计算PW电压正序基波分量的估计频率其中ω_1n为PW电压的额定频率；积分器I3对积分得到PW电压正序基波分量的相位估计值

PW电压正序基波分量估计频率作为第一广义积分器和第一广义积分器的谐振频率输入。

所述的无刷双馈感应发电机转速估计系统，其特征在于：

所述CW电流基波提取器，首先根据和无刷双馈感应发电机转速估计值计算CW电流基波频率估计值然后根据对i_2α和i_2β进行自适应滤波得到CW电流基波α轴分量i_2αf和CW电流基波β轴分量i_2βf；

所述CW电流基波提取器由CW电流基波频率估计模块、第三广义积分器和第四广义积分器组成，

CW电流基波频率估计模块根据和无刷双馈感应发电机转速估计值计算CW电流基波频率估计值分别送至第三广义积分器和第四广义积分器，其中p₁和p₂分别为PW和CW的极对数；

第三广义积分器结构与第一广义积分器的结构相同，区别仅在于比例器P3输出结果仅送至加法器A2，并以i_2α、i_2αf分别代替u_1α、u_1αf；

第四广义积分器结构与第三广义积分器相同，区别仅在于以i_2β、i_2βf分别代替i_2α、i_2αf。

所述的无刷双馈感应发电机转速估计系统，其特征在于：

转子位置锁相环，其输入为sin(θ₁+θ₂)和cos(θ₁+θ₂)，输出为无刷双馈感应发电机的转速估计值

所述转子位置锁相环包括乘法器M3、乘法器M4、加法器A5、第二余弦计算器、第二正弦计算器、第二PI控制器、积分器I4和比例器P4；

sin(θ₁+θ₂)和第二余弦计算器计算的余弦值送至乘法器M3，cos(θ₁+θ₂)和第二正弦计算器计算的正弦值送至乘法器M4；乘法器M3进行运算，乘法器M4进行运算，加法器A5对乘法器M3和乘法器M4的运算结果进行运算：得到输出至第二PI控制器；其中为转子位置估计值，p₁和p₂为PW和CW的极对数；第二PI控制器通过调节为0从而得到将其分别送至积分器I4和比例器P4；积分器I4对积分得到分别送至第二余弦计算器、第二正弦计算器；比例器P4进行运算：得到无刷双馈感应发电机的转速估计值

本发明所依据的技术原理如下：

根据无刷双馈感应发电机的原理可知其真实转速ω_r与PW电压真实频率ω₁和CW电流真实频率ω₂之间的关系为

式中p₁和p₂分别为PW和CW的极对数。

对式(1)整理后得

ω₁+ω₂＝(p₁+p₂)ω_r， (2)

忽略积分初值的影响，对式(2)中等号左右两边分别积分得到

θ₁+θ₂＝(p₁+p₂)θ_r， (3)

式(3)中θ₁和θ₂分别为PW电压的真实相位与CW电流的真实相位，θ_r为无刷双馈感应发电机的真实转子位置。

当PW电压与CW电流都为理想正弦波时，通过转子位置锁相环锁定无刷双馈感应发电机的转子位置，即可同时估计出其转速。

无刷双馈感应发电机具有不对称负载或整流桥负载时，PW电压会产生畸变，CW电流中会存在谐波，此时应采取一些措施对PW电压波形和CW电流波形进行预处理，然后再用转子位置锁相环估计转速。

采用本发明可以省去无刷双馈感应发电机控制系统中的转速传感器和转子位置传感器，提高无刷双馈感应发电机运行的鲁棒性，降低系统的硬件成本和维护成本。本发明既适用于无刷双馈感应发电机独立发电模式，也适用于并网发电模式；既能用于无刷双馈感应发电机空载运行时的转速估计，也能用于带三相对称负载、不对称负载以及整流桥负载等各种负载时的转速估计。

附图说明

图1为本发明的实施方案结构示意图；

图2为PW电压正序基波提取器的结构示意图；

图3为本发明中第一广义积分器的结构示意图；

图4为本发明中PW电压锁相环的结构示意图；

图5为CW电流基波提取器的结构示意图；

图6为转子位置锁相环的结构示意图；

图7(a)为本实施例0s～18s之间的PW相电压实验波形；

图7(b)为本实施例2.2s～2.7s之间放大的局部PW相电压实验波形；

图8(a)为为本实施例0s～18s之间的CW相电流实验波形；

图8(b)为为本实施例2.2s～2.7s之间放大的局部CW相电流实验波形；

图9(a)为在图7(a)所示的PW电压和图8(a)所示的CW电流实验波形下的无刷双馈感应发电机转速估计值波形；

图9(b)为在图7(a)所示的PW电压和图8(a)所示的CW电流实验波形下的无刷双馈感应发电机转速测量值波形。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。

如图1所示，本发明实施例包括电压变换模块、电流变换模块、PW电压正序基波提取器、CW电流基波提取器、电压幅值归一化模块、电流幅值归一化模块、相位混合器和转子位置锁相环。

如图2所示，所述PW电压正序基波提取器包括第一广义积分器、第二广义积分器、正序分量计算模块、PW电压锁相环；

第一广义积分器滤除u_1α中的高次谐波得到α轴电压基波分量u_1αf，并对其进行90°的相角偏移，得到α轴移相电压基波分量qu_1αf，将u_1αf和qu_1αf送至正序分量计算模块；

第二广义积分器滤除u_1β中的高次谐波得到β轴电压基波分量u_1βf，并对其进行90°的相角偏移，得到β轴移相电压基波分量qu_1βf，将u_1βf和qu_1βf送至正序分量计算模块；

正序分量计算模块计算正序基波α轴分量和正序基波β轴分量并将它们送至PW电压锁相环；

当无刷双馈感应发电机带整流桥类负载时会在PW电压中引入谐波；而无刷双馈感应发电机带不平衡负载时会导致PW电压三相不平衡，三相不平衡电压可看作是由正序分量、负序分量和零序分量组成。PW电压正序基波提取器能在滤除谐波的同时提取出正序分量，这样就能最大限度地避免PW电压畸变对无刷双馈感应发电机转速估计精度的影响。

如图3所示，所述第一广义积分器为自适应二阶广义积分器，包括加法器A1、比例器P1、加法器A2、比例器P2、比例器P3、积分器I1和积分器I2。

如图4所示，PW电压锁相环包括乘法器M1、乘法器M2、加法器A3、第一正弦计算器、第一余弦计算器、第一PI控制器、加法器A4和积分器I3；在本实施例中，第一PI控制器的参数设置为kp＝100,ki＝4575，PW电压的额定频率ω_1n为100*πrad/s。

如图5所示，CW电流基波提取器由CW电流基波频率估计模块、第三广义积分器和第四广义积分器组成；首先根据PW电压正序基波分量估计频率和无刷双馈感应发电机转速估计值计算CW电流基波频率估计值然后根据对i_2α和i_2β进行自适应滤波得到CW电流基波α轴分量i_2αf和CW电流基波β轴分量i_2βf；

根据无刷双馈感应发电机的磁耦合原理，当PW电流中含有谐波时，会在CW电流中感应出相应的谐波，为了保证无刷双馈感应发电机转速估计的精度，应该对CW电流中的谐波进行抑制。CW电流基波提取器能根据CW电流的基波频率进行自适应滤波。

如图6所示，转子位置锁相环包括乘法器M3、乘法器M4、加法器A5、第二余弦计算器、第二正弦计算器、第二PI控制器、积分器I4和比例器P4；在本实施例中，第二PI控制器的参数设置为kp＝10,ki＝60。

在本实施例中，无刷双馈感应发电机工作在独立发电模式，负载为三相整流桥的直流侧并联600μF电容和25Ω电阻；0s～2.43s之间，无刷双馈感应发电机空载运行，在2.43s，无刷双馈感应发电机突加整流桥负载。

图7(a)为本实施例0s～18s之间的PW相电压实验波形，图7(b)为本实施例2.2s～2.7s之间放大的局部PW相电压实验波形；其纵坐标为PW电压，单位为V；横坐标为时间，单位为s。从2.2s～2.7s之间的波形可以看出，无刷双馈感应发电机连接整流桥负载后，PW电压中含有显著的谐波。

图8(a)为为本实施例0s～18s之间的CW相电流实验波形，图8(b)为为本实施例2.2s～2.7s之间放大的局部CW相电流实验波形；其纵坐标为CW电流，单位为A；横坐标为时间，单位为s。从2.2s～2.7s之间的波形可以看出，无刷双馈感应发电机连接整流桥负载后，CW电流中含有显著的谐波。

图9(a)为在图7(a)所示的PW电压和图8(a)所示的CW电流实验波形下的无刷双馈感应发电机转速估计值波形，其纵坐标为转速估计值，单位为r/min；横坐标为时间，单位为s。

图9(b)为在图7(a)所示的PW电压和图8(a)所示的CW电流实验波形下的无刷双馈感应发电机转速测量值波形，其纵坐标为转速测量值，单位为r/min；横坐标为时间，单位为s。

从图9(a)中可以看出，从0时刻开始，经过0.5s，转速估计达到稳定状态；0s～2.43s之间，无刷双馈感应发电机空载运行，转速估计达到稳定状态后估计误差为0；在2.43s，无刷双馈感应发电机突加整流桥负载，与图9(b)中的转速测量值相比，转速估计出现10r/min的小幅误差，但经过200ms就能跟踪到真实值；4.5s～9s之间，无刷双馈感应发电机转速上升，本发明能很好地跟踪转速的变化；11s～16.8s之间，无刷双馈感应发电机转速下降，本发明也能很好地跟踪转速的变化。

Claims (4)

1.一种无刷双馈感应发电机转速估计系统，其特征在于：

其包括电压变换模块、电流变换模块、PW电压正序基波提取器、CW电流基波提取器、电压幅值归一化模块、电流幅值归一化模块、相位混合器和转子位置锁相环；所述PW为功率绕组的简称，所述CW为控制绕组的简称，下同；

所述电压变换模块将abc坐标系下的PW的a相电压u_1a、b相电压u_1b和c相电压u_1c变换为两相静止坐标系下的α轴电压分量u_1α和β轴电压分量u_1β，送至所述PW电压正序基波提取器；

$\left[\begin{array}{c}{u}_{1\mathrm{\α}}\\ u_{1\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{1a}\\ u_{1b}\\ u_{1c}\end{array}\right];$

所述电流变换模块将abc坐标系下的CW的a相电流i_2a、b相电流i_2b和c相电流i_2c变换为两相静止坐标系下的α轴电流分量i_2α和β轴电流分量i_2β，送至所述CW电流基波提取器；

$\left[\begin{array}{c}{i}_{2\mathrm{\α}}\\ i_{2\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{2a}\\ i_{2b}\\ i_{2c}\end{array}\right];$

所述PW电压正序基波提取器对u_1α和u_1β滤除谐波的同时提取出正序基波α轴分量和正序基波β轴分量送至所述电压幅值归一化模块，以避免PW电压畸变对无刷双馈感应发电机转速估计精度的影响；所述PW电压正序基波提取器同时还求出PW电压正序基波的估计频率送至CW电流基波提取器；

所述CW电流基波提取器首先根据和无刷双馈感应发电机的转速估计值计算CW电流基波频率的估计值然后根据对i_2α和i_2β进行自适应滤波得到CW电流基波α轴分量i_2αf和CW电流基波β轴分量i_2βf，送至所述电流幅值归一化模块，以避免CW电流中的谐波对无刷双馈感应发电机转速估计精度的影响；

所述电压幅值归一化模块将和归一化为幅值为1的余弦量cosθ₁和正弦量sinθ₁：

其中θ₁为PW电压正序基波的真实相位；

所述电流幅值归一化模块将i_2αf和i_2βf归一化为幅值为1的余弦量cosθ₂和正弦量sinθ₂：

其中θ₂为CW电流基波的真实相位；

所述相位混合器计算正弦值sin(θ₁+θ₂)和余弦值cos(θ₁+θ₂)，并将它们送至所述转子位置锁相环；

$\begin{array}{c}\sin ({\mathrm{\θ}}_1+{\mathrm{\θ}}_2)=\sin \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\cos \left({\mathrm{\θ}}_2\right)+\cos \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_2\right)\\ \cos ({\mathrm{\θ}}_1+{\mathrm{\θ}}_2)=\cos \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\cos \left({\mathrm{\θ}}_2\right)-\sin \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_2\right)\end{array};$

所述转子位置锁相环根据sin(θ₁+θ₂)和cos(θ₁+θ₂)得到无刷双馈感应发电机的转速估计值

2.如权利要求1所述的无刷双馈感应发电机转速估计系统，其特征在于：

所述PW电压正序基波提取器包括第一广义积分器、第二广义积分器、正序分量计算模块、PW电压锁相环；

2.1第一广义积分器滤除u_1α中的高次谐波得到α轴电压基波分量u_1αf，并对其进行90°的相角偏移，得到α轴移相电压基波分量qu_1αf，将u_1αf和qu_1αf送至正序分量计算模块；

所述第一广义积分器为自适应二阶广义积分器，包括加法器A1、比例器P1、加法器A2、比例器P2、比例器P3、积分器I1和积分器I2；

u_1α和u_1αf输入加法器A1，进行u_1α-u_1αf运算，其运算结果送入比例器P1，比例器P1的运算结果k×(u_1α-u_1αf)与比例器P3的运算结果qu_1αf送入加法器A2，加法器A2的运算结果k×(u_1α-u_1αf)-qu_1α送至比例器P2，比例器P2的运算结果经积分器I1进行积分运算后得到α轴电压基波分量u_1αf，u_1αf输出至正序分量计算模块，同时送至积分器I2做积分运算，其运算结果送至比例器P3，与PW电压正序基波分量的估计频率相乘后，比例器P3输出结果为α轴移相电压基波分量qu_1αf，qu_1αf输出至正序分量计算模块，同时还送至加法器A2；其中，为第一广义积分器的谐振频率，0＜阻尼系数k＜2，k值越大，第一广义积分器的响应越快，但滤波效果越差；

2.2第二广义积分器滤除u_1β中的高次谐波得到β轴电压基波分量u_1βf，并对其进行90°的相角偏移，得到β轴移相电压基波分量qu_1βf，将u_1βf和qu_1βf送至正序分量计算模块；

所述第二广义积分器与第一广义积分器组成完全相同，区别仅在于以u_1β、u_1βf、qu_1βf分别代替u_1α、u_1αf、qu_1αf；

2.3正序分量计算模块计算正序基波α轴分量和正序基波β轴分量并将它们送至PW电压锁相环；

$\begin{array}{c}{u}_{1\mathrm{\α}f}^{+}=\frac{1}{2}(u_{1\mathrm{\α}f}-{\mathrm{qu}}_{1\mathrm{\β}f})\\ u_{1\mathrm{\β}f}^{+}=\frac{1}{2}({\mathrm{qu}}_{1\mathrm{\α}f}+u_{1\mathrm{\β}f})\end{array};$

2.4所述PW电压锁相环包括乘法器M1、乘法器M2、加法器A3、第一正弦计算器、第一余弦计算器、第一PI控制器、加法器A4和积分器I3，

分别将和表示为和其中，表示PW电压正序基波分量的幅值，θ₁表示PW电压正序基波分量的真实相位值；

和分别输入乘法器M1、乘法器M2，第一正弦计算器计算相位估计值的正弦值送至乘法器M1，第一余弦计算器计算相位估计值的余弦值送至乘法器M2；乘法器M1将作为加法器A3的一个输入，乘法器M2将作为加法器A3的另一个输入，加法器A3进行运算：

$U_{1f}^{+}sin({\mathrm{\θ}}_1-\widehat{{\mathrm{\θ}}_1})=u_{1\mathrm{\β}f}^{+}cos\widehat{{\mathrm{\θ}}_1}-u_{1\mathrm{\α}f}^{+}sin\widehat{{\mathrm{\θ}}_1}=U_{1f}^{+}{\mathrm{sin\θ}}_{1}cos\widehat{{\mathrm{\θ}}_1}-U_{1f}^{+}{\mathrm{cos\θ}}_{1}sin\widehat{{\mathrm{\θ}}_1},$

结果输出至第一PI控制器；第一PI控制器通过调节为0从而得到频率增量△ω₁送至加法器A4；加法器A4计算PW电压正序基波分量的估计频率其中ω_1n为PW电压的额定频率；积分器I3对积分得到PW电压正序基波分量的相位估计值

PW电压正序基波分量估计频率作为第一广义积分器和第一广义积分器的谐振频率输入。

3.如权利要求1所述的无刷双馈感应发电机转速估计系统，其特征在于：

所述CW电流基波提取器，首先根据和无刷双馈感应发电机转速估计值计算CW电流基波频率估计值然后根据对i_2α和i_2β进行自适应滤波得到CW电流基波α轴分量i_2αf和CW电流基波β轴分量i_2βf；

所述CW电流基波提取器由CW电流基波频率估计模块、第三广义积分器和第四广义积分器组成；

CW电流基波频率估计模块根据和无刷双馈感应发电机转速估计值计算CW电流基波频率估计值分别送至第三广义积分器和第四广义积分器，其中p₁和p₂分别为PW和CW的极对数；

第三广义积分器结构与第一广义积分器的结构相同，区别仅在于比例器P3输出结果仅送至加法器A2，并以i_2α、i_2αf分别代替u_1α、u_1αf；

第四广义积分器结构与第三广义积分器相同，区别仅在于以i_2β、i_2βf分别代替i_2α、i_2αf。

4.如权利要求1所述的无刷双馈感应发电机转速估计系统，其特征在于：

转子位置锁相环，其输入为sin(θ₁+θ₂)和cos(θ₁+θ₂)，输出为无刷双馈感应发电机的转速估计值

所述转子位置锁相环包括乘法器M3、乘法器M4、加法器A5、第二余弦计算器、第二正弦计算器、第二PI控制器、积分器I4和比例器P4；

sin(θ₁+θ₂)和第二余弦计算器计算的余弦值送至乘法器M3，cos(θ₁+θ₂)和第二正弦计算器计算的正弦值送至乘法器M4；乘法器M3进行运算，乘法器M4进行运算，加法器A5对乘法器M3和乘法器M4的运算结果进行运算：得到输出至第二PI控制器；其中为转子位置估计值，p₁和p₂为PW和CW的极对数；第二PI控制器通过调节为0从而得到将其分别送至积分器I4和比例器P4；积分器I4对积分得到分别送至第二余弦计算器、第二正弦计算器；比例器P4进行运算：得到无刷双馈感应发电机的转速估计值